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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Tiefpassfilter, der aus einem geschalteten Kondensatorschaltkreis gebildet ist, sowie eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung, welche einen derartigen Tiefpassfilter verwendet.
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Aufgrund ihrer Vorteile der geringen Größe und hohen Leistungsfähigkeit werden verschiedene Arten von Halbleiter-Drucksensorvorrichtungen bei Anwendungen wie der Druckerkennung innerhalb der Luftansaugleitungen oder Abgasleitungen von Fahrzeugmotoren oder bei Nicht-Fahrzeuganwendungsfällen, beispielsweise in Gasmessern etc. angewendet. Da ein Halbleiterdrucksensor ausgezeichnete Ansprecheigenschaften hat, sind sie geeignet zur Verwendung bei der Erkennung rascher Druckänderungen. Jedoch ist die hohe Ansprechgeschwindigkeit eines Halbleiterdrucksensors ein Nachteil bei Anwendungsfällen, bei denen es notwendig ist, Durchschnittsänderungen im Druck zu erkennen, wobei Hochfrequenzkomponenten der Druckänderungen auszuschließen sind. In einem solchen Fall, bei dem es notwendig ist, niederfrequente Komponenten der Druckänderungen zu extrahieren, ist es notwendig, einen Tiefpassfilter zu verwenden, um die Hochfrequenzkomponente von einem Erkennungssignal zu entfernen, welches von einem Halbleiterdrucksensor erhalten wird.
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7 ist ein Schaltkreisdiagramm eines Beispiels einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung nach dem Stand der Technik. Bei dieser Vorrichtung wird ein von einem Halbleiterdrucksensor 1 erzeugtes Erkennungssignal von einem Differenzverstärker 2 verstärkt und das sich ergebende Ausgangssignal wird über einen Tiefpassfilter 3 übertragen, so dass eine Ausgangssignalspannung erhalten wird, welche nur tieffrequente Komponenten der Druckänderungen enthält, welche vom Halbleiterdrucksensor 1 erkannt werden.
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Der Halbleiterdrucksensor 1 kann beispielsweise aus einer Membran gebildet werden, die durch eine Siliziumplatte gebildet ist, welche einen Bereich hat, der relativ dünn gemacht ist, wobei piezoresistive Elemente G1~G4 (d. h. Elemente, welche eine Widerstandsänderung zeigen, wenn sie einer Verformung unterworfen werden) auf einer Oberfläche der Membran ausgebildet sind. Wenn ein Druck auf die Membran ausgeübt wird, was den Auftritt einer Verformung bewirkt, werden die jeweiligen Widerstandswerte der piezoresistiven Elemente G1~G4 geändert. Die piezoresistiven Elemente G1~G4 sind in Brückenschaltung verbunden, so dass, wenn ein Druck auf die Membran ausgeübt wird, dann beispielsweise ein Potential Vp1, welches zwischen gegenseitigen Verbindungspunkten der piezoresistiven Elemente G2 und G3 auftritt, erhöht werden kann, wohingegen ein Potential Vp2, welches zwischen den gegenseitigen Verbindungspunkten der piezoresistiven Elemente G1 und G4 auftritt, verringert werden kann.
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Die Potentiale Vp1 und Vp2, welche zwischen den gegenseitigen Verbindungspunkten auftreten, werden von dem Differenzverstärker 2 verstärkt, um ein Ausgangssignal zu erhalten, welches einen momentanen Wert einer Spannung hat, welche als Vo bezeichnet wird und deren Wert proportional zur Spannungsdifferenz (Vp1 – Vp2) ist. Da dieses Ausgangssignal hochfrequente Komponenten enthält, wird es über den Tiefpassfilter 3 geführt, um ein Ausgangssignal zu erhalten, welches nur niederfrequente Komponenten enthält und dessen momentaner Spannungswert als Vout bezeichnet wird.
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Nachfolgend sei angenommen, dass Schalter, welche die Kondensatorschaltung durchführen als FETs (Feldeffekttransistoren) realisiert sind, von denen jeder durch ein Steuerspannungssignal gesteuert wird, welches an eine Gateelektrode angelegt wird und deren EIN/AUS-Schaltzustände den leitenden/nichtleitenden Bedingungen zwischen Drain- und Sourceelektrode des FET entsprechen.
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Für gewöhnlich ist der Tiefpassfilter 3 als geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt, der in einem integrierten Schaltkreis ausgebildet ist. Das Schalten des Kondensators erfolgt durch Schalter S11, S12, S13, S24, S25 und S26, welche jeweils Analogschalter sind (wobei der Ausdruck ”Analogschalter” hier verwendet wird, um ein Schaltelement zu bezeichnen, das durch eine Halbleiterschaltvorrichtung gebildet wird, beispielsweise durch einen MOS FET) und die durch Steuersignale gesteuert sind, welche durch erste und zweite Taktsignale ϕ1, ϕ2 gebildet werden, welche im Zeitdiagramm von 8 gezeigt sind und welche von einem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 30 erzeugt werden. 8 zeigt die Phasenbeziehungen der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2, von denen jedes eine Frequenz von 150 kHz hat. Jeder aus dem Satz der Schalter S11, S12 und S13 wird in dem EIN-Zustand (d. h. leitend) versetzt, wenn das erste Taktsignal ϕ1 auf aktivem Pegel ist (der als hoher Pegel im Beispiel von 8 angenommen wird), wohingegen jeder aus dem Satz der Schalter S24, S25 und S26 in den leitfähigen Zustand versetzt wird, wenn das zweite Signal ϕ2 auf aktivem Pegel ist.
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Wenn die Analogschalter S11~S13 und S24~S26 wie oben beschrieben durch die zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 mit den Zeitbeziehungen von 8 gesteuert werden, wird der Äquivalenzschaltkreis des Betriebs wie in 6 gezeigt, d. h. der Schaltkreis wirkt als Tiefpassfilter. Die Werte der Widerstände R1 und R2 und die Grenzfrequenz fc dieses Äquivalenzschaltkreises werden aus den folgenden Gleichungen erhalten (die Frequenz jedes der beiden zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 ist als fs bezeichnet, die jeweiligen Kapazitätswerte der Kondensatoren C1, C2 und C3 sind als c1, c2 und c3 bezeichnet und der Widerstandswert der Widerstände R1, R2 wird als r1, r2 bezeichnet): r1 = 1/(fs·c1) (1) 2 = 1(fs·c2) (2) fc = 1/(2π·r2·c3) = fs·c2/2π·c3) (3)
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Bei einem üblichen Typ von Halbleiter-Drucksensorvorrichtung liegt die Grenzfrequenz fc für gewöhnlich notwendigerweise bei annähernd 100~400 Hz. Wenn beispielsweise die Grenzfrequenz 100 Hz beträgt, können die Werte c2 = 0,25 pf, c3 = 60 pf, fs = 150 kHz verwendet werden. Solche Kapazitäts- und Frequenzwerte können leicht erhalten werden, indem Vorrichtungen verwendet werden, welche als integrierter Schaltkreis gebildet sind.
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Wenn jedoch der Fall betrachtet wird, bei dem ein erheblich niedrigerer Wert der Grenzfrequenz notwendig ist, beispielsweise 1 Hz, muss, wenn die Werte der Frequenz fs für die zweiphasigen Signale ϕ1 und ϕ2 und für den Kondensator C2 gleich wie bei dem obigen numerischen Beispiel gemacht werden, der Wert des Kondensators C3 mit 100 multipliziert werden, d. h., er muss 6,000 pf betragen. In der Praxis ist es nicht möglich, einen derart großen Kapazitätswert durch einen Kondensator zu realisieren, der in einem integrierten Halbleiterschaltkreis gebildet ist.
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Da es somit nicht praktikabel wäre, den Wert des Kondensators C2 unterhalb annähernd 0.25 pf zu verringern, wäre es notwendig, die Frequenz fs der zweiphasigen Taktsignale ϕ1, ϕ2 um einen Faktor 1:100 zu verringern, d. h. auf annähernd 1,5 kHz, um einen Wert der Grenzfrequenz so niedrig wie 1 Hz bei einem derartigen Tiefpassfilter nach dem Stand der Technik zu erhalten.
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Die Phasenbeziehung zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1 und ϕ2 während einer Taktperiode im Fall einer Vorrichtung nach dem Stand der Technik, bei dem die Frequenz eines jeden der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 150 kHz beträgt, wird wieder unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm von 8 und die 5A bis 5D betrachtet. Die 5A bis 5D zeigen jeweils aufeinanderfolgende Bedingungen, welche vom Tiefpassfilter 3 eingenommen werden (wenn er aus dem geschalteten Kondensatorschaltkreis von 7 gebildet wird) und zwar während vier aufeinanderfolgender Zeitintervalle innerhalb einer Taktperiode, welche als Phase 1, Phase 2, Phase 3 und Phase 4 bezeichnet sind.
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Zunächst wird gemäß 5A während der Phase 1 der Kondensator C1 auf die Eingangsspannung Vo geladen, während umgekehrt der Kondensator C2 entladen wird, um einen Ladung von 0 zu erreichen. Die Ladung im Kondensator C3 verbleibt ungeändert.
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Danach sind, berücksichtigt man Phase 2 gemäß 5B, alle Schalter S11, S12, S13, S24, S25, S26 im Zustand AUS (d. h. offen), so dass die Ladung in jedem der Kondensatoren C1, C2 und C3 unverändert bleibt. Somit bleiben während der Phase 2 die jeweiligen Spannungen, welche sich über den Kondensatoren aufgebaut haben, gegenüber denjenigen unverändert, welche zu Ende von Phase 1 vorhanden waren.
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Betrachtet man nachfolgend Phase 3 gemäß 5C werden die Kondensatoren C2 und C3 parallel verbunden und der Kondensator C1 wird zwischen den invertierenden Eingangsanschluss und den nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 geschaltet. Da der invertierende Eingangsanschluss und der nicht invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 auf gleichem Potential gehalten werden, wird der Kondensator C1 entladen. Der sich ergebende Entladestrom fließt, um eine Ladung der Kondensatoren C2 und C3 zu bewirken. Der Kondensator C2 wird schließlich auf die Ausgangssignalspannung Vout geladen, welche zu diesem Zeitpunkt vom Operationsverstärker OP1 erzeugt wird. Die Menge an Ladestrom, welche in den Kondensator C3 fließt, ist gleich der Menge an Entladestrom, der aus dem Kondensator C1 fließt, wobei die Ladespannung des Kondensators C3 sich entsprechend ändert. Da die Spannung, auf die der Kondensator C3 geladen wird, notwendigerweise identisch zur Ausgangsspannung Vout vom Operationsverstärker OP1 ist, ist der Änderungsbetrag der Ausgangsspannung Vout gleich dem Änderungsbetrag der Spannung, auf die der Kondensator C3 aufgeladen wird.
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Betrachtet man dann Phase 4 gemäß 5D, sind alle Schalter S11, S12, S13, S24, S25 und S26 im Zustand AUS auf gleiche Weise wie in dem Zustand während Phase 3. Somit verbleibt jeder der Kondensatoren C1, C2 und C3 in dem gleichen Ladezustand, der am Ende von Phase 3 existierte.
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Es entsteht jedoch ein Problem bezüglich einer Änderung der Ladespannungen in den Kondensatoren C1 und C2 während dem Intervall von Phase 2. Unmittelbar nach Beginn von Phase 2 beträgt die Ladungsmenge im Kondensator C1 Vo.C1, wohingegen die Ladungsmenge im Kondensator C2 Null beträgt. Da die Fläche, welche auf dem Substrat eines integrierten Halbleiterschaltkreises zur Verfügung steht, extrem klein ist, hat jeder Kondensator nur einen möglichen Maximalwert, der sehr klein ist. Zusätzlich kann man aus der obigen Gleichung (3) erkennen, dass der Wert des Kondensators c2 so gering wie möglich sein sollte, um einen niederen Wert der Grenzfrequenz für den Tiefpassfilter zu erhalten, z. B. 0,25 pF. Wenn der Kapazitätsbetrag extrem klein ist, hat, wenn Analogschalter jeweils zwischen die Anschlüsse eines Kondensators und Massepotential geschaltet sind und im AUS-Zustand sind, selbst ein winziger Betrag an Leckstrom, der in diesen Analogschaltern fließt, einen erheblichen Effekt auf die Spannung, auf die der Kondensator aufgeladen wird.
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Der Betriff ”Leckstrom” wird hier verwendet, um den gesamt fließenden Leckstrombetrag zu bezeichnen, der durch Faktoren wie endlicher Widerstandswert, der zwischen Drain- und Sourceelektroden eines FET vorhanden ist, der einen Analogschalter bildet, wenn dieser im AUS-Zustand ist und auch durch den Leckstrom bestimmt wird, der in den PN-Übergang fließt, der zwischen dem Bereich unterhalb von Drain- und Sourceelektroden und Substrat vorhanden ist, etc. Die Größe des Leckstroms steigt abhängig von einem Anstieg der Betriebstemperatur an. Wieder bezugnehmend auf das Zeitdiagramm von 8, können, da die Grenzfrequenz fc 100 Hz beträgt und die Dauer des Intervalls von Phase 2 1,7 Mikrosekunden beträgt und so äußerst kurz ist, die Auswirkungen von Leckstrom während dieses Intervalls in der Praxis ignoriert werden. Wenn jedoch die Kondensatorwerte unverändert bleiben sollen und die Grenzfrequenz fc auf 1 Hz abzusenken ist, wäre es nötig, die Frequenz fs der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 abzusenken, um 1,5 kHz zu werden, wie oben beschrieben. Wenn dies gemacht wird, wird die Dauer des Intervalls von Phase 2 mit einem Faktor von 100 multipliziert, d. h. wird zu 170 Mikrosekunden. Wenn in diesem Fall alle Schalter S11, S12, S13, S24, S25 und S26 während eines derart langen Intervalls von Phase 2 im AUS-Zustand sind, ändert sich die Ladungsmenge der Kondensatoren C1 und C2 während dieses Intervalls erheblich aufgrund des Leckstroms, der in den Schaltern fließt, welche mit jeder Seite eines jeden dieser Kondensatoren verbunden sind.
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Im Ergebnis ergibt sich ein Fehler, der im Verstärkungsfaktor des Tiefpassfilters 3 im Niederfrequenzbereich entsteht und in der tatsächlichen Grenzfrequenz des Tiefpassfilters (d. h. aus dem Vergleich mit der Grenzfrequenz, welche sich aus Gleichung (3) ergibt).
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Aus der
US 4 964 406 A ist ein aus geschalteten Kondensatoren gebildeter Tiefpassfilter bekannt, bei dem zwei Taktsignale zwei Schaltelemente ansteuern. Die Taktsignale haben hierbei identische Frequenz, jedoch unterschiedliche Phasenverhältnisse, so dass sich neben zwei definierten Betriebsphasen der Schaltelemente (Folge- und Haltephase) auch zwei Zwischenphasen ergeben, in denen alle Schaltelemente deaktiviert sind. Ziel dieser Anordnung ist es, die Verlustleistung zu minimieren.
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Aus „Gnudi et al., Integrated SC lowpass Filter with a 1–100 Hz variable bandwith, Electronic Letters, Vol. 33, Ausg. 9 vom 24.04.1997, S. 762–763” ist ein weiterer, aus geschalteten Kondensatoren gebildeter Tiefpassfilter bekannt. Das Filterbauteil ist hierbei so ausgebildet, dass damit eine Bandbreite bei sehr tiefen Frequenzen im Bereich von 1–100 Hz erzielt werden kann. Hierzu werden zwei Kondensatoren ebenfalls über Schaltelemente mit phasenverschobenen Signalen angesteuert.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Tiefpassfilter zu schaffen, der als geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt ist, wobei, selbst wenn die Frequenz der zweiphasigen Taktsignale erheblich geringer gemacht wird, als dies im oben geschilderten Stand der Technik die Praxis ist, um einen sehr niedrigen Wert der Grenzfrequenz des Filters zu erreichen (beispielsweise annähernd 1 Hz) und die Werte der Kondensatoren, welche in dem geschalteten Kondensatorschaltkreis verwendet werden, ausreichend klein gemacht werden, um es zu ermöglichen, dass die Kondensatoren innerhalb eines integrierten Halbleiterschaltkreises leicht hergestellt werden können, dann der Betrieb des Tiefpassfilters durch Leckströme, welche in Schaltelementen des geschalteten Kondensatorschaltkreises fließen, im wesentlichen unbeeinflusst verbleibt.
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Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale betreffend den Tiefpassfilter.
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Grundsätzlich ist die vorliegende Erfindung bei einem Tiefpassfilter anwendbar, der als geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt ist, und der verwendet wird, Änderungen in der Spannung eines Eingangssignals zu erkennen, beispielsweise ein Erkennungssignal von einem Drucksensor oder ein verstärktes Erkennungssignal von einem Drucksensor. Ein solcher geschalteter Kondensatorschaltkreis beinhaltet erste und zweite Kondensatoren, welche fest in Serie verbunden sind und einen Operationsverstärker mit einem dritten Kondensator, der fest zwischen seinen Ausgangsanschluss und einen nichtinvertierenden Eingangsanschluss verbunden ist. Das Eingangssignal an dem Tiefpassfilter wird zwischen einen Eingangsanschluss des Filters und den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers angelegt. Der geschaltete Kondensatorschaltkreis enthält auch erste und zweite Sätze von Schaltelementen, welche betreibbar sind, um eine Mehrzahl von jeweils unterschiedlichen Verbindungsbedingungen zwischen den ersten, zweiten und dritten Kondensatoren und dem Eingangsanschluss des Tiefpassfilters herzustellen, sowie eine Schaltsteuervorrichtung zum selektiven Versetzen aller der ersten Mehrzahl von Schaltelementen in einen leitfähigen Zustand und in einen nichtleitfähigen Zustand und zum selektiven Versetzen aller der zweiten Mehrzahl von Schaltelementen in einen leitfähigen Zustand und einen nichtleitfähigen Zustand, um die unterschiedlichen Verbindungsbedingungen in einer bestimmten Abfolge zu erstellen. Insbesondere steuert die Schaltsteuervorrichtung periodisch die Schaltelemente, um sequentiell einzurichten:
- (a) während eines ersten Zeitintervalls (Phase 1) einen Zustand, bei dem der erste Kondensator auf die Spannung des Eingangssignals geladen wird, während der zweite Kondensator auf Null entladen wird und die Ladung des dritten Kondensators unverändert bleibt,
- (b) während eines zweiten Zeitintervalls (Phase 2) einen Zustand, bei dem keine Ladung oder Entladung der Kondensatoren auftritt,
- (c) während eines dritten Zeitintervalls (Phase 3) einen Zustand, bei dem die zweiten und dritten Kondensatoren parallel zwischen den Ausgangsanschluss und den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers verbunden sind und jeder vom ersten Kondensator geladen wird, während der erste Kondensator auf Null entladen wird, mit einer entsprechenden Änderung der Spannung über dem dritten Kondensator und einer sich ergebenden Änderung der Ausgangsspannung vom Operationsverstärker, und
- (d) während eines vierten Zeitintervalls (Phase 4) einen Zustand, in dem keine Ladung oder Entladung der Kondensatoren auftritt.
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Ein grundlegendes Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines derartigen Tiefpassfilters, bei dem die Schaltsteuervorrichtung so ausgelegt ist, dass sie eine Zeitdauer für das zweite Zeitintervall (Phase 2) so kurz als möglich einrichtet und zwar innerhalb eines Andauerungsbereichs, in welchem keines aus dem ersten Satz von Schaltelementen den leitfähigen Zustand gleichzeitig mit irgendeinem aus dem zweiten Satz von Schaltelementen einnehmen kann.
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Da üblicherweise die Schaltelemente als Halbleitervorrichtungen ausgeführt sind (z. B. MOS FET-Transistoren) steigt die maximal mögliche Zeitdauer für das zweite Zeitintervall abhängig von ansteigenden Betriebstemperaturen des Tiefpassfilters aufgrund von Ladungsaustritten zu oder von den Kondensatoren aufgrund von Leckströmen der Schaltelemente, welche mit jeder Seite eines jeden Kondensators verbunden sind, an. Derartige Leckströme wachsen abhängig von anwachsenden Temperaturen an. Hierbei wird die ”kürzestmögliche Zeitdauer” bevorzugt als die kürzeste Zeitdauer eingerichtet, während der keines aus dem ersten Satz von Schaltelementen den leitfähigen Zustand gleichzeitig mit einem aus dem zweiten Satz von Schaltelementen einnehmen kann, wenn der Tiefpassfilter bei einer bestimmten maximalen Betriebstemperatur arbeitet.
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Zusätzlich kann die kürzestmögliche Zeitdauer für das zweite Zeitintervall auf der Grundlage des maximalen Fehlerbetrags eingerichtet werden, der in dem DC-Verstärkungsfaktor des Tiefpassfilters erlaubt ist. Der Betrag des Fehlers ändert sich proportional zum Betrag der Änderung der Ladungsspannung, welche in dem genannten zweiten Kondensator während des zweiten Zeitintervalls auftritt, erheblich. Wenn somit beispielsweise der maximale Fehlerbetrag, der im DC-Verstärkungsfaktor des Tiefpassfilters erlaubt ist, 3% beträgt, kann die kürzestmögliche Zeitdauer für das genannte zweite Zeitintervall als ”eine Dauer für das zweite Zeitintervall” eingerichtet werden, ”wobei die Ladungsmenge im zweiten Kondensator während dieses Zeitintervalls sich um nicht mehr als 3% ändert”.
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Es ist eine weitere Aufgabe, eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung zu schaffen, welche einen derartigen Tiefpassfilter verwendet.
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Zur Lösung dieser Aufgabe schafft die vorliegende Erfindung eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung nach Anspruch 7.
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Weitere Einzelheiten und Aspekte der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung anhand der Zeichnung.
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Es zeigt bzw. zeigen:
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1 den elektrischen Aufbau einer Ausführungsform einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung;
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2 ein Zeitdiagramm zur Darstellung von zeitlichen Beziehungen zwischen zweiphasigen Taktsignalen, welche in einem Tiefpassfilterschaltkreis des geschalteten Kondensatortyps in der Ausführungsform von Figur 1 verwendet werden;
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3A und 3B den Aufbau eines Drucksensorelements, welches mit der obigen Ausführungsform verwendet werden kann;
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4 ein Schaltdiagramm eines Beispiels eines Schaltkreises zur Erzeugung der zweiphasigen Taktsignale, welche in der obigen Ausführungsform verwendet werden;
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5A bis 5D Schaltkreisdiagramme, welche aufeinanderfolgende Schaltzustände darstellen, welche von einem Tiefpassfilter-Schaltkreis des geschalteten Kondensatortyps erhalten werden;
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6 einen Äquivalenzschaltkreis eines Tiefpassfilter-Schaltkreises des geschalteten Kondensatortyps;
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7 den elektrischen Aufbau eines Beispiels einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung nach dem Stand der Technik; und
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8 ein Zeitdiagramm zur Beschreibung des Betriebs des Tiefpassfilters des geschalteten Kondensatortyps nach dem Stand der Technik im Beispiel von 7.
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1 ist ein Schaltkreisdiagramm, das eine Ausführungsform einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung zeigt, welche einen Tiefpassfilter 3 verwendet, der als geschalteter Kondensatorschaltkreis realisiert ist. Elemente in 1 entsprechend Elementen im Beispiel des Standes der Technik von 7 gemäß obiger Beschreibung sind durch identische Bezugszeichen wie in 7 bezeichnet. Man erkennt somit, dass die jeweiligen Ausgestaltungen von Halbleiter-Drucksensor 1, Differenzverstärker 2 und Tiefpassfilter 3 ähnlich zu denjenigen im Stand der Technik nach 7 sein können. Jedoch ist ein Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 in dieser Ausführungsform so ausgelegt, dass er gegenüber dem Beispiel des Standes der Technik auf unterschiedliche Weise arbeitet, wie nachfolgend beschrieben wird.
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3A ist eine Draufsicht auf einen Halbleiter-Drucksensor 1, der in der Ausführungsform von 1 verwendet wird, während 3B eine Seitenschnittdarstellung des Halbleiter-Drucksensors 1 entlang Linie A-A in 3A ist.
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2 ist ein Zeitdiagramm, welches die zeitlichen Beziehungen zwischen zweiphasigen Taktsignalen ϕ1, ϕ2 dieser Ausführungsform zeigt, die von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 erzeugt werden und die das Schalten des Tiefpassfilters 3 in der Ausführungsform von 1 steuern.
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Bezugnehmend auf die 3A und 3B beinhaltet der Halbleiter-Drucksensor 1 ein Halbleitersubstrat 4 mit einer Schicht 4b des N-Typs, die durch epitaxiales Aufwachsen auf einem Siliziumsubstrat 4a des P-Typs gebildet wird. Das Substrat 4a hat einen mittigen Bereich, der dünner ausgebildet als der Umfangsbereich dieses Substrates ist und dieser mittige Bereich bildet zusammen mit der Epitaxialschicht 4b des N-Typs eine dünne Membran 5.
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Die piezoresistiven Elemente G1~G4, jeweils gebildet durch Eindiffusion von Verunreinigungen des P-Typs, liegen auf einer Oberfläche der Membran 5. Wenn Druck auf die Membran 5 aufgebracht wird, verformen sich die Membran 5 und die piezoresistiven Elemente G1~G4, der Widerstand eines jeden der piezoresistiven Elemente G1 und G2 wächst an, während der Widerstand eines jeden der piezoresistiven Elemente G3 und G4 abnimmt. Die piezoresistiven Elemente G1~G4 sind in Brückenschaltung, wie in 1 gezeigt, verbunden, wobei die piezoresistiven Elemente G1 G4 jeweils als variable Widerstände dargestellt sind.
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Eine Stromquelle 6 liefert einen festen Strom Ia, der in den gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente G1 und G3 fließt, wobei dieser Strom dann über den gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente G2 und G4 auf Massepotential abfließt. Wenn Druck auf die Membran 5 mit einer derartigen Schaltkreiskonfiguration aufgebracht wird, wird ein Betrag an Spannungsanstieg (in 1 als Vp1 bezeichnet) als an dem gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente G2 und G3 erzeugt angenommen, wobei ein Betrag an Spannungsabfall (in 1 als Vp2 bezeichnet) an dem gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente G1 und G4 erzeugt wird. Die Spannungsdifferenz (Vp1 – Vp2) ändert sich im wesentlichen in direkter Proportionalität zu Änderungen im Druck, der auf die Membran 5 aufgebracht wird.
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Die Spannungsdifferenz (Vp1 – Vp2) wird von dem Differenzverstärker 2 verstärkt, um das Ausgangssignal zu erhalten, welches den Spannungswert Vo hat, wie in 1 gezeigt.
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Verschiedene Ausgestaltungen können für den Differenzverstärker 2 verwendet werden. Bei der speziellen Schaltkreisauslegung von 1 wird der Differenzverstärker 2 gebildet aus einem Paar von Operationsverstärkers OP2 und OP3 und vier Widerständen R3, R4, R5 und R6. Die Potentiale Vp1 und Vp2, welche gemäß obiger Beschreibung von dem Halbleiter-Drucksensor entwickelt werden, werden an die nichtinvertierenden Eingangsanschlüsse der Operationsverstärker OP2 bzw. OP3 angelegt. Die Widerstände R3, R4, R5 und R6 sind in Serie zwischen den Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 und einen gegenseitigen Verbindungsknoten NVref geschaltet, der auf einem Potential gehalten wird, der um einen Referenzspannungswert Vref höher als Massepotential ist. Der Widerstand R3 ist zwischen den Ausgangsanschluss und den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 geschaltet, während der Widerstand R5 zwischen den Ausgangsanschluss und den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP3 geschaltet ist.
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Ein Ende des Widerstands R6 ist mit dem gegenseitigen Verbindungsknoten NVref verbunden. Die Spannung, welche zwischen dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 und dem gegenseitigen Verbindungsknoten NVref auftritt, ist proportional zum Ausgangsspannungswert vom Differenzverstärker 2. Insbesondere ist unter der Annahme, dass alle Widerstände R3, R4, R5 und R6 den gleichen Wert haben, die Ausgangsspannung Vo gleich 2(Vp1 – Vp2).
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Die Ausgangsspannung Vo vom Differenzverstärker 2 wird dem Tiefpassfilter 3 zugeführt, der durch einen geschalteten Kondensatorschaltkreis gebildet wird, der den Aufbau hat, der oben unter Bezug auf das Beispiel vom Stand der Technik in 7 beschrieben wurde. Das heißt, der Tiefpassfilter 3 wird gebildet durch einen Operationsverstärker OP1, erste, zweite und dritte Kondensatoren C1, C2 und C3, einen Satz erster, zweiter und dritter Analogschalter S11, S12 und S13, von denen jeder in leitfähigen Zustand versetzt ist, wenn das erste Taktsignal ϕ1 der zweiphasigen Taktsignale ϕ1, ϕ2 auf aktivem Pegel ist und einen Satz vierter, fünfter und sechster Analogschalter S24, S25 und S26, von denen jeder in leitfähigem Zustand ist, wenn das zweite Taktsignal ϕ 2 auf aktivem Pegel ist.
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Bei dieser Ausführungsform wird der Operationsverstärker mit Energie von einer einzelnen Energieversorgungsspannung Vd versorgt. Aus diesem Grund ist der nichtinvertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 mit dem oben erwähnten gegenseitigen Verbindungsknoten NVref verbunden, der auf der Referenzspannung Vref gehalten ist. Der Wert von Vref kann annähernd die Hälfte der Versorgungsspannung Vd betragen. Es wäre jedoch gleichermaßen möglich, den Operationsverstärker OP1 mit Energie von einem Paar von positiven und negativen Energieversorgungsspannungen zu versorgen, wobei in diesem Fall die Referenzspannung Vref das Massepotential sein kann.
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Diese Ausführungsform unterscheidet sich vom Beispiel des Standes der Technik nach 7, wie es oben beschrieben wurde, bezüglich der zeitlichen Beziehungen zwischen den ersten und zweiten Taktsignalen ϕ1 und ϕ2, welche von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 14 erzeugt werden, ganz erheblich. Genauergesagt, bei dieser Ausführungsform wird das Zeitintervall, welches zwischen einer fallenden Flanke eines Pulses des ersten Taktsignals ϕ1 (d. h. einem Übergang dieses Taktsignals vom aktiven zum inaktiven Pegel, wobei jeder Analogschalter, der von diesem Taktsignal gesteuert wird, von dem leitfähigen in den nichtleitfähigen Zustand umschaltet) und der steigenden Flanke des darauffolgenden Pulses des zweiten Taktsignals ϕ2 (d. h. einem Übergang dieses Taktsignals vom inaktiven zum aktiven Pegel, wodurch jeder Analogschalter, der von diesem Taktsignal gesteuert wird, in den leitenden Zustand versetzt wird) verstreicht, so kurz wie möglich gemacht, soweit sichergestellt werden kann, dass von dem ersten Taktsignal ϕ1 gesteuerte Analogschalter nicht gleichzeitig mit irgendwelchen Analogschaltern, welche vom zweiten Taktsignal ϕ2 gesteuert werden, in den leitfähigen Zustand gelangen.
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Während des ersten Zeitintervalls, Phase 1, in welchem das Taktsignal ϕ1 auf aktivem Pegel und das zweite Taktsignal ϕ2 auf inaktivem Pegel ist, ist der Verbindungszustand des Tiefpassfilters 3 wie in 5A gezeigt. Der Kondensator C1 wird auf die Eingangsspannung Vo geladen, wohingegen der Kondensator C2 auf 0 V entladen wird und die Ladung im Kondensator C3 sich nicht ändert.
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Während des zweiten Zeitintervalls, Phase 2, sind gemäß 5B alle Schalter S11, S12, S13, S24, S25, S26 im nicht leitfähigen Zustand, so dass die Ladung in jedem der Kondensatoren C1, C2, C3 sich nicht ändert. Somit verbleiben während Phase 2 (angenommen, dass kein Ladungsverlust aufgrund von Leckstrom auftritt) die Ladungen der Kondensatoren gegenüber dem Zustand am Ende von Phase 1 unverändert.
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Während des dritten Zeitintervalls, Phase 3, ist, da das erste Taktsignal ϕ1 auf inaktivem Pegel ist und das zweite Taktsignal ϕ2 auf aktivem Pegel ist, dann der Verbindungszustand wie in 5C gezeigt, wo die Kondensatoren C2 und C3 parallel verbunden sind. Der Kondensator C1 wird daher zwischen den invertierenden Eingangsanschluss und den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 geschaltet. Da diese Anschlüsse auf gleichem Potential sind, wird der Kondensator C1 entladen und der sich ergebende Entladestrom dient zur Ladung jedes der Kondensatoren C2 und C3. Wenn der Entladestrom vom Kondensator C1 als Ladestrom in den Kondensator C2 fließt, fließt auch ein Ladestrom vom Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP1, so dass die Kondensatoren C2 und C3 auf gleiche Spannung geladen werden. Somit ändert sich auf gleiche Weise wie im Beispiel des Standes der Technik von 7 beschrieben die Ausgangsspannung Vo vom Tiefpassfilter 3 um einen Betrag, der gleich dem Änderungsbetrag der Spannung ist, auf die der Kondensator C3 geladen ist.
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Schließlich wird im vierten Zeitintervall, Phase 4, die Bedingung wie in 5D, bei der alle Analogschalter im nichtleitfähigen Zustand sind, auf gleiche Weise wie während Phase 3, so dass die Ladung in jedem Kondensator unverändert gegenüber derjenigen gehalten wird, welche zu Ende von Phase 3 vorhanden war.
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Man erkennt somit, dass bei dieser Ausführungsform die Schaltkreiskonfiguration des Tiefpassfilters 3 und die Arbeitsweise des Schaltkreises auf der Grundlage der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 im wesentlichen identisch zu dem Beispiel im Stand der Technik gemäß obiger Beschreibung ist. Bei dieser Ausführungsform unterscheidet sich jedoch die Phasenbeziehung zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1 und ϕ2 vom Beispiel des Standes der Technik, wie im Zeitdiagramm von 8 gezeigt, d. h. bezüglich der Phasenbeziehungen zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1 und ϕ2 dieser Ausführungsform, wie im Zeitdiagramm von 2.
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Es sei angenommen, dass die benötigte Grenzfrequenz für den Tiefpassfilter 3 extrem niedrig ist, z. B. 1 Hz, so dass es, wie oben beschrieben wurde, um es möglich zu machen, Kondensatoren zu verwenden, welche eine ausreichend kleine Kapazität haben und auf einem integrierten Halbleiterschaltkreis auszubilden sind, nötig ist, die Frequenz des Grundtaktsignales auf annähernd 1,5 kHz abzusenken, wie oben beschrieben. In diesem Fall wäre bei dem Tiefpassfilter mit geschaltetem Kondensator nach dem Stand der Technik die Dauer des Intervalls von Phase 2 170 Mikrosekunden, was erheblich lang ist. Somit wären die Ladungsmengen in den Kondensatoren C1 und C2 stark von Leckstromfluss beeinflusst, der in den Analogschaltern auftritt, die mit diesen Kondensatoren verbunden sind. Im Ergebnis wäre es bei dem Tiefpassfilter 3 wie oben beschrieben nicht möglich, den benötigten Verstärkungsfaktor im niederfrequenten Bereich oder den Wert der Grenzfrequenz, der durch obige Gleichung (3) ausgedrückt ist, korrekt zu erhalten.
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Die obige Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit den Taktsignal-Zeitbeziehungen gemäß 2 unterscheidet sich jedoch vom Beispiel des Standes der Technik dahingehend, dass die Dauer des Intervalls von Phase 2 extrem kurz gemacht wird. Somit kann ein befriedigender Betrieb bei einer Grenzfrequenz bis zu 1 Hz herunter erhalten werden, wenn die Frequenz der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 auf 1,5 kHz gesenkt wird. Es wird möglich, kleine Kapazitätswerte für die Kondensatoren im Tiefpassfilter zu verwenden, einschließlich für C3.
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Genauergesagt, die Dauer des Intervalls von Phase 2 soll so kurz als möglich innerhalb eines Bereichs von Werten gemacht werden, wo keiner der Analogschalter, welche vom Taktsignal ϕ1 gesteuert werden, in dem leitfähigen Zustand (d. h. EIN-Zustand) gleichzeitig mit irgendeinem Analogschalter ist, welche vom Taktsignal ϕ2 gesteuert werden.
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Da insbesondere der Leckstrom von Schaltelementen, beispielsweise von MOS Feldeffekttransistoren mit der Temperatur ansteigt, sollte die Dauer des Intervalls von Phase 2 so kurz als möglich gemacht werden, wobei sichergestellt ist, dass die obige Bedingung erfüllt ist (d. h. es darf keine Überlappung zwischen Leitfähigkeitsintervallen der Analogschalter, welche von dem Taktsignal ϕ1 gesteuert werden und Leitfähigkeitsintervallen der Analogschalter geben, welche von dem Taktsignal ϕ2 gesteuert werden), wenn der Tiefpassfilter 3 hoch bis zu einem bestimmten Maximalwert der Betriebstemperatur benutzt wird. Es kann hierdurch sichergestellt werden, dass der Betrieb des Tiefpassfilters 3 nicht von temperaturabhängigen Anstiegen der Leckströme in den Analogschaltern beeinflusst wird.
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Bevorzugt sollte, wenn Hochgeschwindigkeits-MOS FETs als Analogschalter verwendet werden, die Dauer des Intervalls von Phase 2 innerhalb eines Bereichs von 0,6 bis 2 Mikrosekunden sein.
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Ein alternatives Verfahren zur Bestimmung einer geeigneten Minimaldauer für das Intervall von Phase 2 ist wie folgt. Wenn es merkenswerte Ladungsverluste der Kondensatoren C1 und C2 während des Intervalls von Phase 2 gibt, entsteht ein Fehler im Wert des DC-Verstärkungsfaktors des Tiefpassfilters 3 bezüglich des Zielwertes des DC-Verstärkungsfaktors. Das heißt, die Größe dieses Verstärkungsfaktorfehlers ist im wesentlichen vollständig bestimmt durch die Rate des Ladungsaustritts aus den Kondensatoren C1 und C2 während des Intervalls von Phase 2 aufgrund von Leckströmen in den Analogschaltern. Ein Maximalwert für diesen Fehler in dem DC-Verstärkungsfaktor kann vorherbestimmt werden, z. B. als ein Teil des Zielwertes des DC-Verstärkungsfaktors, beispielsweise 3%, ausgedrückt werden. Wenn die Dauer des Intervalls von Phase 2 so gemacht wird, dass der Teil der Ladungsverringerung (beispielsweise vom Kondensator C1), der während des Intervalls von Phase 2 auftritt, gleich dem vorherbestimmten maximalen Fehlerbetrag im DC-Verstärkungsfaktor des Tiefpassfilters 3 bezüglich des Zielwertes (z. B. ein Fehler von 3%) wird, kann ein befriedigender Betrieb erhalten werden.
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Der Ladungsaustrittsbetrag vom Kondensator C1 während des Intervalls von Phase 2 kann direkt gemessen werden oder kann erhalten werden durch Messen der Leckstrompegel der Analogschalter.
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Bei einer derart kurzen Dauer des Intervalls von Phase 2 kann sichergestellt werden, dass die Ladung auf den Kondensatoren C1 und C2 während jedem Intervall von Phase 2 gegenüber dem Zustand zu Ende des vorausgehenden Intervalls von Phase 1 unverändert bleibt, d. h. der Ladezustand wird durch ein Fließen von Leckstrom in den Analogschaltern, welche mit diesen Kondensatoren verbunden sind, nicht beeinflusst, und verbleibt so bis zum Beginn des Intervalls der darauffolgenden Phase 3 unverändert. Somit werden die oben erwähnten Probleme im Stand der Technik bezüglich Fehlern im Verstärkungsfaktor des Filters im niederfrequenten Bereich und des erhaltenen Wertes der Grenzspannung beseitigt. Es wird somit möglich, einen Tiefpassfilter zu realisieren, der einen extrem niedrigen Wert der Grenzfrequenz, beispielsweise 1 Hz hat, in dem ein Schaltkreistyp des geschalteten Kondensators verwendet wird, bei dem die Kondensatoren von ausreichend kleinem Wert sind, um leicht in einem integrierten Schaltkreis ausgebildet werden zu können.
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Bei dieser Ausführungsform werden die zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 erzeugt, dessen interner Schaltkreisaufbau wie im Beispiel von 4 gezeigt sein kann. Bei diesem Schaltkreis erzeugt ein Grundtaktsignalerzeugungsschaltkreis 7 das Grundtaktsignal mit einer Frequenz von 6 kHz, welches einem 2-Bit-Binärzähler 8 eingegeben wird. Der Ausgang von der 20 Stufe des Binärzählers 8 wird einem Invertierer Q1 eingegeben und einem Eingang eines UND-Gatters Q2 mit zwei Eingängen, wobei der Ausgang vom Invertierer Q1 einem Eingang eines UND-Gatters Q2 mit zwei Eingängen zugeführt wird, während der Ausgang von der 21-Stufe des Binärzählers 8 dem anderen Eingang des UND-Gatters Q2 und dem anderen Eingang des UND-Gatters Q2 zugeführt wird. Der vom UND-Gatter Q2 erzeugte Ausgang besteht aus einem Impulszug mit einer Frequenz von 1,5 kHz, d. h. mit jeweils einem auftretenden Puls, wenn der Binärzählers 8 einen Zählzustand von 2 erreicht. Der Pulszug wird als Taktsignal ϕ1 im Schaltkreis von 1 verwendet.
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Der Ausgang von dem UND-Gatter Q3 mit zwei Eingängen besteht auch aus einem Impulszug, von denen jeder erzeugt wird, wenn der Binärzähler 8 einen Zählwert von 3 erreicht. Diese Pulse werden verzögert, indem sie über einen Verzögerungsschaltkreis übertragen werden, der eine Verzögerung von annähernd 1 μs erzeugt, wobei der Ausgang vom Verzögerungsschaltkreis 9 das Taktsignal ϕ2 im Schaltkreis von 1 bildet, d. h. welches ebenfalls eine Frequenz von 1,5 kHz hat.
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Durch geeignete Bestimmung des Verzögerungsbetrags, der im Verzögerungsschaltkreis 9 erzeugt wird, werden die Phasenbeziehungen zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1 und ϕ2 wie im Zeitdiagramm von 2 gezeigt mit einem extrem kurzen Intervall von annähernd 1 μs zwischen dem Ende eines Pulses vom Taktsignal ϕ1 und dem Beginn des darauffolgenden Pulses vom Taktsignal ϕ2.
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Man erkennt, dass es bei der vorliegenden Erfindung, da der Betrieb des Tiefpassfilters durch einen Leckstrom, der in Analogschaltern fließt, unbeeinflusst bleibt, möglich wird, einen Tiefpassfilter mit geschaltetem Kondensator zu verwenden, der einen extrem niedrigen Wert der Grenzfrequenz hat und der mit Kondensatorwerten gestaltet werden kann, welche ausreichend klein sind, so dass die Kondensatoren leicht auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildet werden können. Ein derartiger Tiefpassfilter kann verwendet werden, extrem niederfrequente Komponenten einer Spannungsänderung zu erkennen, wenn die Spannungsänderungen hochfrequente Komponenten beinhalten, welche den niederfrequenten Komponenten überlagert sind.
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Die Erfindung ermöglicht somit, dass eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung realisierbar ist, welche extrem niederfrequente Komponenten von Druckänderungen erkennen kann und welche einen Tiefpassfilter mit geschaltetem Kondensator verwendet, der in einem integrierten Schaltkreis ausgebildet ist.
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Obgleich weiterhin der Tiefpassfilter der vorliegenden Erfindung oben nur unter Anwendung auf ein Sensorsignal beschrieben worden ist, welches von einem Drucksensor erzeugt wurde, versteht sich, dass ein solcher Tiefpassfilter gleichermaßen bei verschiedenen anderen Anwendungsfällen anwendbar ist, bei denen es notwendig ist, einen sehr niedrigen Wert der Filtergrenzfrequenz für einen Tiefpassfilter zu erhalten, dessen Bestandteile im Wesentlichen innerhalb eines integrierten Halbleiterschaltkreises ausgebildet sind.
