Aufgrund
ihrer Vorteile der geringen Größe und hohen
Leistungsfähigkeit
werden verschiedene Arten von Halbleiter-Drucksensorvorrichtungen
bei Anwendungen wie der Druckerkennung innerhalb der Luftansaugleitungen
oder Abgasleitungen von Fahrzeugmotoren oder bei Nicht-Fahrzeuganwendungsfällen, beispielsweise
in Gasmessern etc. angewendet. Da ein Halbleiterdrucksensor ausgezeichnete
Ansprecheigenschaften hat, sind sie geeignet zur Verwendung bei
der Erkennung rascher Druckänderungen.
Jedoch ist die hohe Ansprechgeschwindigkeit eines Halbleiterdrucksensors
ein Nachteil bei Anwendungsfällen,
bei denen es notwendig ist, Durchschnittsänderungen im Druck zu erkennen,
wobei Hochfrequenzkomponenten der Druckänderungen auszuschließen sind.
In einem solchen Fall, bei dem es notwendig ist, niederfrequente
Komponenten der Druckänderungen
zu extrahieren, ist es notwendig, einen Tiefpaßfilter zu verwenden, um die
Hochfrequenzkomponente von einem Erkennungssignal zu entfernen,
welches von einem Halbleiterdrucksensor erhalten wird.
7 ist ein Schaltkreisdiagramm
eines Beispiels einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung nach dem
Stand der Technik. Bei dieser Vorrichtung wird ein von einem Halbleiterdrucksensor 1 erzeugtes
Erkennungssignal von einem Differenzverstärker 2 verstärkt und
das sich ergebende Ausgangssignal wird über einen Tiefpaßfilter 3 übertragen,
so daß eine Ausgangssignalspannung
erhalten wird, welche nur tieffrequente Komponenten der Druckänderungen enthält, welche
vom Halbleiterdrucksensor 1 erkannt werden.
Der
Halbleiterdrucksensor 1 kann beispielsweise aus einer Membran
gebildet werden, die durch eine Siliziumplatte gebildet ist, welche
einen Bereich hat, der relativ dünn
gemacht ist, wobei piezoresistive Elemente G1 ~ G4 (d. h. Elemente,
welche eine Widerstandsänderung
zeigen, wenn sie einer Verformung unterworfen werden) auf einer
Oberfläche
der Membran ausgebildet sind. Wenn ein Druck auf die Membran ausgeübt wird,
was den Auftritt einer Verformung bewirkt, werden die jeweiligen
Widerstandswerte der piezoresistiven Elemente G1 ~ G4 geändert. Die
piezoresistiven Elemente G1 ~ G4 sind in Brückenschaltung verbunden, so
daß, wenn
ein Druck auf die Membran ausgeübt
wird, dann beispielsweise ein Potential Vp1, welches zwischen gegenseitigen
Verbindungspunkten der piezoresistiven Elemente G2 und G3 auftritt,
erhöht
werden kann, wohingegen ein Potential Vp2, welches zwischen den
gegenseitigen Verbindungspunkten der piezoresistiven Elemente G1
und G4 auftritt, verringert werden kann.
Die
Potentiale Vp1 und Vp2, welche zwischen den gegenseitigen Verbindungspunkten
auftreten, werden von dem Differenzverstärker 2 verstärkt, um
ein Ausgangssignal zu erhalten, welches einen momentanen Wert einer
Spannung hat, welche als Vo bezeichnet wird und deren Wert proportional zur
Spannungsdifferenz (Vp1 – Vp2)
ist. Da dieses Ausgangssignal hochfrequente Komponenten enthält, wird
es über
den Tiefpaßfilter 3 geführt, um
ein Ausgangssignal zu erhalten, welches nur niederfrequente Komponenten
enthält
und dessen momentaner Spannungswert als Vout bezeichnet wird.
Nachfolgend
sei angenommen, daß Schalter,
welche die Kondensatorschaltung durchführen als FETs (Feldeffekttransistoren)
realisiert sind, von denen jeder durch ein Steuerspannungssignal
gesteuert wird, welches an eine Gateelektrode angelegt wird und
deren EIN/AUS-Schaltzustände den
leitenden/nichtleitenden Bedingungen zwischen Drain- und Sourceelektrode
des FET entsprechen.
Für gewöhnlich ist
der Tiefpaßfilter 3 als
geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt, der in einem integrierten
Schaltkreis ausgebildet ist. Das Schalten des Kondensators erfolgt
durch Schalter S11, S12, S13, S24, S25 und S26, welche jeweils Analogschalter
sind (wobei der Ausdruck "Analogschalter" hier verwendet wird,
um ein Schaltelement zu bezeichnen, das durch eine Halbleiterschaltvorrichtung
gebildet wird, beispielsweise durch einen MOS FET) und die durch
Steuersignale gesteuert sind, welche durch erste und zweite Taktsignale ϕ1, ϕ2
gebildet werden, welche im Zeitdiagramm von 8 gezeigt sind und welche von einem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 30 erzeugt
werden. 8 zeigt die
Phasenbeziehungen der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2,
von denen jedes eine Frequenz von 150 kHz hat. Jeder aus dem Satz der
Schalter S11, S12 und S13 wird in dem EIN-Zustand (d. h. leitend)
versetzt, wenn das erste Taktsignal ϕ1 auf aktivem Pegel
ist (der als hoher Pegel im Beispiel von 8 angenommen wird), wohingegen jeder
aus dem Satz der Schalter S24, S25 und S26 in den leitfähigen Zustand
versetzt wird, wenn das zweite Signal ϕ2 auf aktivem Pegel
ist.
Wenn
die Analogschalter S11 ~ S13 und S24 ~ S26 wie oben beschrieben
durch die zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 mit
den Zeitbeziehungen von 8 gesteuert
werden, wird der Äquivalenzschaltkreis
des Betriebs wie in 6 gezeigt,
d. h. der Schaltkreis wirkt als Tiefpaßfilter. Die Werte der Widerstände R1 und
R2 und die Grenzfrequenz fc dieses Äquivalenzschaltkreises werden
aus den folgenden Gleichungen erhalten (die Frequenz jedes der beiden
zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2 ist als fs bezeichnet,
die jeweiligen Kapazitätswerte
der Kondensatoren C1, C2 und C3 sind als c1, c2 und c3 bezeichnet
und der widerstandswert der Widerstände R1, R2 wird als r1, r2
bezeichnet): r1 =
1/(fs.c1) (1) 2 = 1 (fs.c2) (2) fc = 1/(2π.r2.c3) = fs.c2/2π.c3) (3)
Bei
einem üblichen
Typ von Halbleiter-Drucksensorvorrichtung liegt die Grenzfrequenz fc
für gewöhnlich notwendigerweise
bei annähernd 100
~ 400 Hz. Wenn beispielsweise die Grenzfrequenz 100 Hz beträgt, können die
Werte c2 = 0,25 pf, c3 = 60 pf, fs = 150 kHz verwendet werden. Solche Kapazitäts- und
Frequenzwerte können
leicht erhalten werden, indem Vorrichtungen verwendet werden, welche
als integrierter Schaltkreis gebildet sind.
wenn
jedoch der Fall betrachtet wird, bei dem ein erheblich niedrigerer
Wert der Grenzfrequenz notwendig ist, beispielsweise 1 Hz, muß, wenn die
werte der Frequenz fs für
die zweiphasigen Signale ϕ1 und ϕ2 und für den Kon densator
C2 gleich wie bei dem obigen numerischen Beispiel gemacht werden,
der Wert des Kondensators C3 mit 100 multipliziert werden, d. h.,
er muß 6,000
pf betragen. In der Praxis ist es nicht möglich, einen derart großen Kapazitätswert durch
einen Kondensator zu realisieren, der in einem integrierten Halbleiterschaltkreis gebildet
ist.
Da
es somit nicht praktikabel wäre,
den Wert des Kondensators C2 unterhalb annähernd 0.25 pf zu verringern,
wäre es
notwendig, die Frequenz fs der zweiphasigen Taktsignale ϕ1, ϕ2
um einen Faktor 1:100 zu verringern, d. h. auf annähernd 1,5
kHz, um einen Wert der Grenzfrequenz so niedrig wie 1 Hz bei einem
derartigen Tiefpaßfilter
nach dem Stand der Technik zu erhalten.
Die
Phasenbeziehung zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1
und ϕ2 während
einer Taktperiode im Fall einer Vorrichtung nach dem Stand der Technik,
bei dem die Frequenz eines jeden der zweiphasigen Taktsignale ϕ1
und ϕ2 150 kHz beträgt,
wird wieder unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm von 8 und die 5A bis 5D betrachtet. Die 5A bis 5D zeigen jeweils aufeinanderfolgende
Bedingungen, welche vom Tiefpaßfilter 3 eingenommen
werden (wenn er aus dem geschalteten Kondensatorschaltkreis von 7 gebildet wird) und zwar
während
vier aufeinanderfolgender Zeitintervalle innerhalb einer Taktperiode,
welche als Phase 1, Phase 2, Phase 3 und Phase 4 bezeichnet sind.
Zunächst wird
gemäß 5A während der Phase 1 der Kondensator
C1 auf die Eingangsspannung Vo geladen, während umgekehrt der Kondensator
C2 entladen wird, um einen Ladung von 0 zu erreichen. Die Ladung
im Kondensator C3 verbleibt ungeändert.
Danach
sind, berücksichtigt
man Phase 2 gemäß 5B, alle Schalter S11, S12,
S13, 524, S25, S26 im Zustand AUS (d. h. offen), so daß die Ladung
in jedem der Kondensatoren C1, C2 und C3 unverändert bleibt. Somit bleiben
während
der Phase 2 die jeweiligen Spannungen, welche sich über den Kondensatoren
aufgebaut haben, gegenüber
denjenigen unverändert,
welche zu Ende von Phase 1 vorhanden waren.
Betrachtet
man nachfolgend Phase 3 gemäß 5C werden die Kondensatoren
C2 und C3 parallel verbunden und der Kondensator C1 wird zwischen den
invertierenden Eingangsanschluß und
den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP1
geschaltet. Da der invertierende Eingangsanschluß und der nicht invertierende
Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers
OP1 auf gleichem Potential gehalten werden, wird der Kondensator
C1 entladen. Der sich ergebende Entladestrom fließt, um eine
Ladung der Kondensatoren C2 und C3 zu bewirken. Der Kondensator
C2 wird schließlich
auf die Ausgangssignalspannung Vout geladen, welche zu diesem Zeitpunkt
vom Operationsverstärker
OP1 erzeugt wird. Die Menge an Ladestrom, welche in den Kondensator
C3 fließt,
ist gleich der Menge an Entladestrom, der aus dem Kondensator C1
fließt,
wobei die Ladespannung des Kondensators C3 sich entsprechend ändert. Da
die Spannung, auf die der Kondensator C3 geladen wird, notwendigerweise
identisch zur Ausgangsspannung Vout vom Operationsverstärker OP1
ist, ist der Änderungsbetrag
der Ausgangsspannung Vout gleich dem Änderungsbetrag der Spannung,
auf die der Kondensator C3 aufgeladen wird.
Betrachtet
man dann Phase 4 gemäß 5D, sind alle Schalter S11,
S12, S13, S24, S25 und S26 im Zustand AUS auf gleiche Weise wie
in dem Zustand während
Phase 3. Somit verbleibt jeder der Kondensatoren C1, C2 und C3 in dem
gleichen Ladezustand, der am Ende von Phase 3 existierte.
Es
entsteht jedoch ein Problem bezüglich
einer Änderung
der Ladespannungen in den Kondensatoren C1 und C2 während dem
Intervall von Phase 2. Unmittelbar nach Beginn von Phase 2 beträgt die Ladungsmenge
im Kondensator C1 Vo.C1, wohingegen die Ladungsmenge im Kondensator
C2 Null beträgt.
Da die Fläche,
welche auf dem Substrat eines integrierten Halbleiterschaltkreises
zur Verfügung steht,
extrem klein ist, hat jeder Kondensator nur einen möglichen
Maximalwert, der sehr klein ist. Zusätzlich kann man aus der obigen
Gleichung (3) erkennen, daß der
Wert des Kondensators c2 so gering wie möglich sein sollte, um einen
niederen Wert der Grenzfrequenz für den Tiefpaßfilter
zu erhalten, z.B. 0,25 pF. Wenn der Kapazitätsbetrag extrem klein ist, hat,
wenn Analogschalter jeweils zwischen die Anschlüsse eines Kondensators und
Massepotential geschaltet sind und im AUS-Zustand sind, selbst ein winziger
Betrag an Leckstrom, der in diesen Analogschaltern fließt, einen
erheblichen Effekt auf die Spannung, auf die der Kondensator aufgeladen
wird.
Der
Betriff "Leckstrom" wird hier verwendet, um
den gesamt fließenden
Leckstrombetrag zu bezeichnen, der durch Faktoren wie endlicher
Widerstandswert, der zwischen Drain- und Sourceelektroden eines
FET vorhanden ist, der einen Analogschalter bildet, wenn dieser
im AUS-Zustand ist
und auch durch den Leckstrom bestimmt wird, der in den PN-Übergang
fließt,
der zwischen dem Bereich unterhalb von Drain- und Sourceelektroden
und Substrat vorhanden ist, etc. Die Größe des Leckstroms steigt abhängig von
einem Anstieg der Betriebstemperatur an. Wieder bezugnehmend auf
das Zeitdiagramm von 8,
können,
da die Grenzfrequenz fc 100 Hz beträgt und die Dauer des Intervalls
von Phase 2 1,7 Mikrosekunden beträgt und so äußerst kurz ist, die Auswirkungen
von Leckstrom während
dieses Intervalls in der Praxis ignoriert werden. Wenn jedoch die
Kondensatorwerte unverändert
bleiben sollen und die Grenzfrequenz fc auf 1 Hz abzusenken ist, wäre es nötig, die
Frequenz fs der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2
abzusenken, um 1,5 kHz zu werden, wie oben beschrieben. Wenn dies
gemacht wird, wird die Dauer des Intervalls von Phase 2 mit einem
Faktor von 100 multipliziert, d.h. wird zu 170 Mikrosekunden. Wenn
in diesem Fall alle Schalter S11, S12, S13, S24, S25 und S26 während eines
derart langen Intervalls von Phase 2 im AUS-Zustand sind, ändert sich die Ladungsmenge
der Kondensatoren C1 und C2 während
dieses Intervalls erheblich aufgrund des Leckstroms, der in den
Schaltern fließt, welche
mit jeder Seite eines jeden dieser Kondensatoren verbunden sind.
Im
Ergebnis diese Problems entsteht ein Fehler, der im Verstärkungsfaktor
des Tiefpaßfilters 3 im
Niederfrequenzbereich entsteht und in der tatsächlichen Grenzfrequenz des
Tiefpaßfilters
(d. h. aus dem Vergleich mit der Grenzfrequenz, welche sich aus
Gleichung (3) ergibt).
Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die obengenannten Probleme
im Stand der Technik zu beseitigen, indem ein Tiefpaßfilter
geschaffen wird, der als geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt
ist, wobei, selbst wenn die Frequenz der zweiphasigen Taktsignale ϕ1, ϕ2
erheblich geringer gemacht wird, als dies im Stand der Technik die
Praxis ist, um einen sehr niedrigen Wert der Grenzfrequenz des Filters
zu erreichen (beispielsweise annähernd
1 Hz) und die Werte der Kondensatoren, welche in dem geschalteten
Kondensatorschaltkreis verwendet werden, ausreichend klein gemacht
werden, um es zu ermögli chen,
daß die
Kondensatoren innerhalb eines integrierten Halbleiterschaltkreises
leicht hergestellt werden können,
dann der Betrieb des Tiefpaßfilters
durch Leckströme,
welche in Schaltelementen des geschalteten Kondensatorschaltkreises
fließen,
im wesentlichen unbeeinflußt
verbleibt.
Grundsätzlich ist
die vorliegende Erfindung bei einem Tiefpaßfilter anwendbar, der als
geschalteter Kondensatorschaltkreis ausgelegt ist, und der verwendet
wird, Änderungen
in der Spannung eines Eingangssignals zu erkennen, beispielsweise
ein Erkennungssignal von einem Drucksensor oder ein verstärktes Erkennungssignal
von einem Drucksensor. Ein solcher geschalteter Kondensatorschaltkreis
beinhaltet erste und zweite Kondensatoren, welche fest in Serie
verbunden sind und einen Operationsverstärker mit einem dritten Kondensator,
der fest zwischen seinen Ausgangsanschluß und einen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß verbunden
ist. Das Eingangssignal an dem Tiefpaßfilter wird zwischen einen
Eingangsanschluß des
Filters und den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers angelegt.
Der geschaltete Kondensatorschaltkreis enthält auch erste und zweite Sätze von Schaltelementen,
welche betreibbar sind, um eine Mehrzahl von jeweils unterschiedlichen
Verbindungsbedingungen zwischen den ersten, zweiten und dritten
Kondensatoren und dem Eingangsanschluß des Tiefpaßfilters
herzustellen, sowie eine Schaltsteuervorrichtung zum selektiven
Versetzen aller der ersten Mehrzahl von Schaltelementen in einen
leitfähigen Zustand
und in einen nichtleitfähigen
Zustand und zum selektiven Versetzen aller der zweiten Mehrzahl von
Schaltelementen in einen leitfähigen
Zustand und einen nichtleitfähigen
Zustand, um die unterschiedlichen Verbindungsbedingungen in einer
bestimmten Abfolge zu erstellen. Insbesondere steuert die Schaltsteuervorrichtung periodisch
die Schaltelemente, um sequentiell einzurichten:
- (a)
während
eines ersten Zeitintervalls (Phase 1) einen Zustand, bei dem der
erste Kondensator auf die Spannung des Eingangssignals geladen wird, während der
zweite Kondensator auf Null entladen wird und die Ladung des dritten
Kondensators unverändert
bleibt,
- (b) während
eines zweiten Zeitintervalls (Phase 2) einen Zustand, bei dem keine
Ladung oder Entladung der Kondensatoren auftritt,
- (c) während
eines dritten Zeitintervalls (Phase 3) einen Zustand, bei dem die
zweiten und dritten Kondensatoren parallel zwischen den Ausgangsanschluß und den
invertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers
verbunden sind und jeder vom ersten Kondensator geladen wird, während der
erste Kondensator auf Null entladen wird, mit einer entsprechenden Änderung
der Spannung über
dem dritten Kondensator und einer sich ergebenden Änderung
der Ausgangsspannung vom Operationsverstärker, und
- (d) während
eines. vierten Zeitintervalls (Phase 4) einen Zustand, in dem keine
Ladung oder Entladung der Kondensatoren auftritt.
Ein
grundlegendes Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung
eines derartigen Tiefpaßfilters,
bei dem die Schaltsteuervorrichtung so ausgelegt ist, daß sie eine
Zeitdauer für
das zweite Zeitintervall (Phase 2) so kurz als möglich einrichtet und zwar innerhalb
eines Andauerungsbereichs, in welchem keines aus dem ersten Satz
von Schaltelementen den leitfähigen
Zustand gleichzeitig mit irgendeinem aus dem zweiten Satz von Schaltelementen
einnehmen kann.
Da üblicherweise
die Schaltelemente als Halbleitervorrichtungen ausgeführt sind
(z. B. MOS FET-Transistoren) steigt die maximal mögliche Zeitdauer
für das
zweite Zeitintervall abhängig
von ansteigenden Betriebstemperaturen des Tiefpaßfilters aufgrund von Ladungsaustritten
zu oder von den Kondensatoren aufgrund von Leckströmen der Schaltelemente,
welche mit jeder Seite eines jeden Kondensators verbunden sind,
an. Derartige Leckströme
wachsen abhängig
von anwachsenden Temperaturen an. Hierbei wird die "kürzestmögliche Zeitdauer" bevorzugt als die
kürzeste
Zeitdauer eingerichtet, während
der keines aus dem ersten Satz von Schaltelementen den leitfähigen Zustand
gleichzeitig mit einem aus dem zweiten Satz von Schaltelementen
einnehmen kann, wenn der Tiefpaßfilter
bei einer bestimmten maximalen Betriebstemperatur arbeitet.
Zusätzlich kann
die kürzestmögliche Zeitdauer
für das
zweite Zeitintervall auf der Grundlage des maximalen Fehlerbetrags
eingerichtet werden, der in dem DC-Verstärkungsfaktor des Tiefpaßfilters erlaubt
ist. Der Betrag des Fehlers ändert
sich proportional zum Betrag der Änderung der Ladungsspannung,
welche in dem genannten zweiten Kondensator während des zweiten Zeitintervalls
auftritt, erheblich. Wenn somit beispielsweise der maximale Fehlerbetrag,
der im DC-Verstärkungsfaktor
des Tiefpaßfilters
erlaubt ist, 3% beträgt,
kann die kürzestmögliche Zeitdauer
für das
genannte zweite Zeitintervall als "eine Dauer für das zweite Zeitintervall" eingerichtet werden, "wobei die Ladungsmenge
im zweiten Kondensator während
dieses Zeitintervalls sich um nicht mehr als 3% ändert".
Es
ist eine weitere Aufgabe, eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung
zu schaffen, welche einen derartigen Tiefpaßfilter verwendet. Zur Lösung dieser
Aufgabe schafft die vorliegende Erfindung eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung
mit:
einem Halbleitersubstrat mit einem Bereich, der dünner als
umgebenden Bereiche ausgebildet ist, um somit eine Membran zu bilden;
einem
ersten Paar von piezoresistiven Elementen, welche auf der Membran
angeordnet sind, und von denen jedes dafür ausgelegt ist, einen Widerstandsanstieg
zu zeigen, wenn Druck auf die Membran ausgeübt wird;
einem zweiten
Paar von piezoresistiven Elementen, die auf der Membran angeordnet
sind, und von denen jedes dafür
ausgelegt ist, einen Widerstandsabfall zu zeigen, wenn Druck auf
die Membran ausgeübt
wird, wobei die piezoresistiven Elemente als elektrischer Brückenschaltkreis
verbunden sind mit einem ersten Verbindungspunkt, der ein erstes
aus dem ersten Paar von piezoresistiven Elementen mit einem ersten
aus dem zweiten Paar von piezoresistiven Elementen verbindet, einem
zweiten Verbindungspunkt, der ein zweites aus dem ersten Paar von
piezoresistiven Elementen mit einem zweiten aus dem zweiten Paar
von piezoresistiven Elementen verbindet, einem dritten Verbindungspunkt,
der das erste aus dem ersten Paar von piezoresistiven Elementen
mit einem zweiten aus dem zweiten Paar von piezoresistiven Elementen
verbindet und einem vierten Verbindungspunkt, der das zweite aus
dem ersten Paar von piezoresistiven Elementen mit dem ersten aus
dem zweiten Paar von piezoresistiven Elementen verbindet;
einer
Quelle von elektrischem Strom, der zwischen die ersten und zweiten
Verbindungspunkte geführt wird;
einem
Differenzverstärker
zum Verstärken
einer Spannungsdifferenz zwischen den zweiten und dritten Verbindungspunkten,
und
einem Tiefpaßfilter
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
Insbesondere
wird ein verstärktes
Ausgangssignal, welches von dem Differenzverstärker erzeugt wird, dem Tiefpaßfilter
zugeführt,
so daß Druckänderungen
erkannt werden, welche auf die Membran angelegt werden.
KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
1 zeigt den elektrischen
Aufbau einer Ausführungsform
einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung;
2 ist ein Zeitdiagramm zur
Darstellung von zeitlichen Beziehungen zwischen zweiphasigen Taktsignalen,
welche in einem Tiefpaßfilterschaltkreis des
geschalteten Kondensatortyps in der Ausführungsform von 1 verwendet werden;
3A und 3B zeigen den Aufbau eines Drucksensorelements,
welches mit der obigen Ausführungsform
verwendet werden kann;
4 ist ein Schaltdiagramm
eines Beispiels eines Schaltkreises zur Erzeugung der zweiphasigen Taktsignale,
welche in der obigen Ausführungsform verwendet
werden;
5A bis 5D sind Schaltkreisdiagramme, welche
aufeinanderfolgende Schaltzustände
darstellen, welche von einem Tiefpaßfilter-Schaltkreis des geschalteten
Kondensatortyps erhalten werden;
6 ist ein Äquivalenzschaltkreis
eines Tiefpaßfilter-Schaltkreises
des geschalteten Kondensatortyps;
7 zeigt den elektrischen
Aufbau eines Beispiels einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung nach
dem Stand der Technik; und
8 ist ein Zeitdiagramm zur
Beschreibung des Betriebs des Tiefpaßfilters des geschalteten Kondensatortyps
nach dem Stand der Technik im Beispiel von 7.
BESCHREIBÜNG BEVORZUGTER
AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 ist ein Schaltkreisdiagramm,
das eine Ausführungsform
einer Halbleiter-Drucksensorvorrichtung zeigt, welche einen Tiefpaßfilter 3 verwendet,
der als geschalteter Kondensatorschaltkreis realisiert ist. Elemente
in 1 entsprechend Elementen
im Beispiel des Standes der Technik von 7 gemäß obiger
Beschreibung sind durch identische Bezugszeichen wie in 7 bezeichnet. Man erkennt
somit, daß die
jeweiligen Ausgestaltungen von Halbleiter-Drucksensor 1,
Differenzverstärker 2 und Tiefpaßfilter 3 ähnlich zu
denjenigen im Stand der Technik nach 7 sein
können.
Jedoch ist ein Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 in
dieser Ausführungsform
so ausgelegt, daß er
gegenüber
dem Beispiel des Standes der Technik auf unterschiedliche Weise
arbeitet, wie nachfolgend beschrieben wird.
3A ist eine Draufsicht auf
einen Halbleiter-Drucksensor 1,
der in der Ausführungsform
von 1 verwendet wird,
während 3B eine Seitenschnittdarstellung
des Halbleiter-Drucksensors 1 entlang Linie A-A in 3A ist.
2 ist ein Zeitdiagramm,
welches die zeitlichen Beziehungen zwischen zweiphasigen Taktsignalen ϕ1, ϕ2
dieser Ausführungsform
zeigt, die von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 erzeugt
werden und die das Schalten des Tiefpaßfilters 3 in der
Ausführungsform
von 1 steuern.
Bezugnehmend
auf die 3A und 3B beinhaltet der Halbleiter-Drucksensor 1 ein
Halbleitersubstrat 4 mit einer Schicht 4b des
N-Typs, die durch epitaxiales Aufwachsen auf einem Siliziumsubstrat 4a des
P-Typs gebildet wird. Das Substrat 4a hat einen mittigen
Bereich, der dünner
ausgebildet als der Umfangsbereich dieses Substrates ist und dieser
mittige Bereich bildet zusammen mit der Epitaxialschicht 4b des
N-Typs eine dünne
Membran 5.
Die
piezoresistiven Elemente G1 ~ G4, jeweils gebildet durch Eindiffusion
von Verunreinigungen des P-Typs, liegen auf einer Oberfläche der Membran 5.
Wenn Druck auf die Membran 5 aufgebracht wird, verformen
sich die Membran 5 und die piezoresistiven Elemente G1
~ G4, der Widerstand eines jeden der piezoresistiven Elemente G1
und G2 wächst
an, während
der Widerstand eines jeden der piezoresistiven Elemente G3 und G4
abnimmt. Die piezoresistiven Elemente G1 ~ G4 sind in Brückenschaltung,
wie in 1 gezeigt, verbunden,
wobei die piezoresistiven Elemente G1 ~ G4 jeweils als variable
Widerstände
dargestellt sind.
Eine
Stromquelle 6 liefert einen festen Strom Ia, der in den
gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente G1 und
G3 fließt,
wobei dieser Strom dann über
den gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente
G2 und G4 auf Massepotential abfließt. Wenn Druck auf die Membran 5 mit
einer derartigen Schaltkreiskonfiguration aufgebracht wird, wird
ein Betrag an Spannungsanstieg (in 1 als
Vp1 bezeichnet) als an dem gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente
G2 und G3 erzeugt angenommen, wobei ein Betrag an Spannungsabfall
(in 1 als Vp2 bezeichnet)
an dem gegenseitigen Verbindungspunkt der piezoresistiven Elemente
G1 und G4 erzeugt wird. Die Spannungsdifferenz (Vp1 – Vp2) ändert sich
im wesentlichen in direkter Proportionalität zu Änderungen im Druck, der auf
die Membran 5 aufgebracht wird.
Die
Spannungsdifferenz (Vp1 – Vp2)
wird von dem Differenzverstärker 2 verstärkt, um
das Ausgangssignal zu erhalten, welches den Spannungswert Vo hat,
wie in 1 gezeigt.
Verschiedene
Ausgestaltungen können
für den
Differenzverstärker 2 verwendet
werden. Bei der speziellen Schaltkreisauslegung von 1 wird der Differenzverstärker 2 gebildet
aus einem Paar von Operationsverstärkers OP2 und OP3 und vier
Widerständen
R3, R4, R5 und R6. Die Potentiale Vp1 und Vp2, welche gemäß obiger
Beschreibung von dem Halbleiter-Drucksensor entwickelt werden, werden an
die nichtinvertierenden Eingangsanschlüsse der Operationsverstärker OP2
bzw. OP3 angelegt. Die Widerstände
R3, R4, R5 und R6 sind in Serie zwischen den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers OP2
und einen gegenseitigen Verbindungsknoten NVref geschaltet, der
auf einem Potential gehalten wird, der um einen Referenzspannungswert Vref
höher als
Massepotential ist. Der Widerstand R3 ist zwischen den Ausgangsanschluß und den
nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP2
geschaltet, während
der Widerstand R5 zwischen den Ausgangsanschluß und den nichtinvertierenden
Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers
OP3 geschaltet ist.
Ein
Ende des Widerstands R6 ist mit dem gegenseitigen Verbindungsknoten
NVref verbunden. Die Spannung, welche zwischen dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers OP2
und dem gegenseitigen Verbindungsknoten NVref auftritt, ist proportional
zum Ausgangsspannungswert vom Differenzverstärker 2. Insbesondere
ist unter der Annahme, daß alle
Widerstände
R3, R4, R5 und R6 den gleichen Wert haben, die Ausgangsspannung
Vo gleich 2 (Vp1 – Vp2).
Die
Ausgangsspannung Vo vom Differenzverstärker 2 wird dem Tiefpaßfilter 3 zugeführt, der durch
einen geschalteten Kondensatorschaltkreis gebildet wird, der den Aufbau
hat, der oben unter Bezug auf das Beispiel vom Stand der Technik
in 7 beschrieben wurde.
Das heißt,
der Tiefpaßfilter 3 wird
gebildet durch einen Operationsverstärker OP1, erste, zweite und
dritte Kondensatoren C1, C2 und C3, einen Satz erster, zweiter und
dritter Analogschalter S11, S12 und S13, von denen jeder in leitfähigen Zustand
versetzt ist, wenn das erste Taktsignal ϕ 1 der zweiphasigen
Taktsignale ϕ1, ϕ2 auf aktivem Pegel ist und einen
Satz vierter, fünfter
und sechster Analogschalter S24, S25 und S26, von denen jeder in leitfähigem Zustand
ist, wenn das zweite Taktsignal ϕ2 auf aktivem Pegel ist.
Bei
dieser Ausführungsform
wird der Operationsverstärker
mit Energie von einer einzelnen Energieversorgungsspannung Vd versorgt.
Aus diesem Grund ist der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP1
mit dem oben erwähnten
gegenseitigen Verbindungsknoten NVref verbunden, der auf der Referenzspannung
Vref gehalten ist. Der, Wert von Vref kann annähernd die Hälfte der Versorgungsspannung
Vd betragen. Es wäre
jedoch gleichermaßen
möglich,
den Operationsverstärker
OP1 mit Energie von einem Paar von positiven und negativen Energieversorgungsspannungen
zu versorgen, wobei in diesem Fall die Referenzspannung Vref das
Massepotential sein kann.
Diese
Ausführungsform
unterscheidet sich vom Beispiel des Standes der Technik nach 7, wie es oben beschrieben
wurde, bezüglich
der zeitlichen Beziehungen zwischen den ersten und zweiten Taktsignalen ϕ1
und ϕ2, welche von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 14 erzeugt
werden, ganz erheblich. Genauergesagt, bei dieser Ausführungsform
wird das Zeitintervall, welches zwischen einer fallenden Flanke
eines Pulses des ersten Taktsignals ϕ1 (d. h. einem Übergang
dieses Taktsignals vom ak tiven zum inaktiven Pegel, wobei jeder
Analogschalter, der von diesem Taktsignal gesteuert wird, von dem
leitfähigen
in den nichtleitfähigen
Zustand umschaltet) und der steigenden Flanke des darauffolgenden
Pulses des zweiten Taktsignals ϕ2 (d. h. einem Übergang
dieses Taktsignals vom inaktiven zum aktiven Pegel, wodurch jeder
Analogschalter, der von diesem Taktsignal gesteuert wird, in den
leitenden Zustand versetzt wird) verstreicht, so kurz wie möglich gemacht,
soweit sichergestellt werden kann, daß von dem ersten Taktsignal ϕ1
gesteuerte Analogschalter nicht gleichzeitig mit irgendwelchen Analogschaltern,
welche vom zweiten Taktsignal ϕ2 gesteuert werden, in den
leitfähigen
Zustand gelangen.
Während des
ersten Zeitintervalls, Phase 1, in welchem das Taktsignal ϕ1
auf aktivem Pegel und das zweite Taktsignal ϕ2 auf inaktivem
Pegel ist, ist der Verbindungszustand des Tiefpaßfilters 3 wie in 5A gezeigt. Der Kondensator
C1 wird auf die Eingangsspannung Vo geladen, wohingegen der Kondensator
C2 auf 0 V entladen wird und die Ladung im Kondensator C3 sich nicht ändert.
Während des
zweiten Zeitintervalls, Phase 2, sind gemäß 5B alle Schalter S11, S12, S13, S24,
S25, S26 im nicht leitfähigen
Zustand, so daß die
Ladung in jedem der Kondensatoren C1, C2, C3 sich nicht ändert. Somit
verbleiben während
Phase 2 (angenommen, daß kein
Ladungsverlust aufgrund von Leckstrom auftritt) die Ladungen der
Kondensatoren gegenüber
dem Zustand am Ende von Phase 1 unverändert.
Während des
dritten Zeitintervalls, Phase 3, ist, da das erste Taktsignal ϕ1
auf inaktivem Pegel ist und das zweite Taktsignal ϕ2 auf
aktivem Pegel ist, dann der Verbindungszustand wie in 5C gezeigt, wo die Kondensatoren
C2 und C3 parallel verbunden sind. Der Kondensator C1 wird daher
zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den nichtinvertierenden
Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers
OP1 geschaltet. Da diese Anschlüsse
auf gleichem Potential sind, wird der Kondensator C1 entladen und
der sich ergebende Entladestrom dient zur Ladung jedes der Kondensatoren
C2 und C3. wenn der Entladestrom vom Kondensator C1 als Ladestrom
in den Kondensator C2 fließt,
fließt
auch ein Ladestrom vom Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers OP1,
so daß die
Kondensatoren C2 und C3 auf gleiche Spannung geladen werden. Somit ändert sich
auf gleiche Weise wie im Beispiel des Standes der Technik von 7 beschrieben die Ausgangsspannung
Vo vom Tiefpaßfilter
3 um einen Betrag, der gleich dem Änderungsbetrag der Spannung ist,
auf die der Kondensator C3 geladen ist.
Schließlich wird
im vierten Zeitintervall, Phase 4, die Bedingung wie in 5D, bei der alle Analogschalter
im nichtleitfähigen
Zustand sind, auf gleiche Weise wie während Phase 3, so daß die Ladung in
jedem Kondensator ungeändert
gegenüber
derjenigen gehalten wird, welche zu Ende von Phase 3 vorhanden war.
Man
erkennt somit, daß bei
dieser Ausführungsform
die Schaltkreiskonfiguration des Tiefpaßfilters 3 und die
Arbeitsweise des Schaltkreises auf der Grundlage der zweiphasigen
Taktsignale ϕ1 und ϕ2 im wesentlichen identisch
zu dem Beispiel im Stand der Technik gemäß obiger Beschreibung ist. Bei
dieser Ausführungsform
unterscheidet sich jedoch die Phasenbeziehung zwischen den zweiphasigen
Taktsignalen ϕ1 und ϕ2 vom Beispiel des Standes
der Technik, wie im Zeitdiagramm von 8 gezeigt,
d. h. bezüglich
der Phasenbeziehungen zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1
und ϕ2 dieser Ausführungsform,
wie im Zeitdiagramm von 2.
Es
sei angenommen, daß die
benötigte Grenzfrequenz
für den
Tiefpaßfilter
3 extrem niedrig ist, z.B. 1 Hz, so daß es, wie oben beschrieben
wurde, um es möglich
zu machen, Kondensatoren zu verwenden, welche eine ausreichend kleine
Kapazität
haben und auf einem integrierten Halbleiterschaltkreis auszubilden
sind, nötig
ist, die Frequenz des Grundtaktsignales auf annähernd 1,5 kHz abzusenken, wie
oben beschrieben. In diesem Fall wäre bei dem Tiefpaßfilter
mit geschaltetem Kondensator nach dem Stand der Technik die Dauer
des Intervalls von Phase 2 170 Mikrosekunden, was erheblich lang ist.
Somit wären
die Ladungsmengen in den Kondensatoren C1 und C2 stark von Leckstromfluß beeinflußt, der
in den Analogschaltern auftritt, die mit diesen Kondensatoren verbunden
sind. Im Ergebnis wäre
es bei dem Tiefpaßfilter 3 wie
oben beschrieben nicht möglich,
den benötigten
Verstärkungsfaktor
im niederfrequenten Bereich oder den Wert der Grenzfrequenz, der
durch obige Gleichung (3) ausgedrückt ist, korrekt zu erhalten.
Die
obige Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung mit den Taktsignal-Zeitbeziehungen gemäß 2 unterscheidet sich jedoch
vom Beispiel des Standes der Technik dahingehend, daß die Dauer
des Intervalls von Phase 2 extrem kurz gemacht wird. Somit kann
ein befriedigender Betrieb bei einer Grenzfrequenz bis zu 1 Hz herunter
erhalten werden, wenn die Frequenz der zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2
auf 1,5 kHz gesenkt wird. Es wird möglich, kleine Kapazitätswerte
für die
Kondensatoren im Tiefpaßfilter
zu verwenden, einschließlich
für C3.
Genauergesagt,
die Dauer des Intervalls von Phase 2 soll so kurz als möglich innerhalb
eines Bereichs von Werten gemacht werden, wo keiner der Analogschalter,
welche vom Taktsignal ϕ1 gesteuert werden, in dem leitfähigen Zustand
(d. h. EIN-Zustand) gleichzeitig mit irgend einem Analogschalter ist,
welche vom Taktsignal ϕ2 gesteuert werden.
Da
insbesondere der Leckstrom von Schaltelementen, beispielsweise von
MOS Feldeffekttransistoren mit der Temperatur ansteigt, sollte die
Dauer des Intervalls von Phase 2 so kurz als möglich gemacht werden, wobei
sichergestellt ist, daß die
obige Bedingung erfüllt
ist (d. h. es darf keine Überlappung zwischen
Leitfähigkeitsintervallen
der Analogschalter, welche von dem Taktsignal ϕ1 gesteuert
werden und Leitfähigkeitsintervallen
der Analogschalter geben, welche von dem Taktsignal ϕ2
gesteuert werden), wenn der Tiefpaßfilter 3 hoch bis
zu einem bestimmten Maximalwert der Betriebstemperatur benutzt wird.
Es kann hierdurch sichergestellt werden, daß der Betrieb des Tiefpaßfilters 3 nicht
von temperaturabhängigen
Anstiegen der Leckströme
in den Analogschaltern beeinflußt
wird.
Bevorzugt,
wenn Hochgeschwindigkeits-MOS FETs als Analogschalter verwendet
werden, sollte die Dauer des Intervalls von Phase 2 innerhalb eines
Bereichs von 0,6 bis 2 Mikrosekunden sein.
Ein
alternatives Verfahren zur Bestimmung einer geeigneten Minimaldauer
für das
Intervall von Phase 2 ist wie folgt. Wenn es merkenswerte Ladungsverluste
der Kondensatoren C1 und C2 während
des Intervalls von Phase 2 gibt, entsteht ein Fehler im Wert des
DC-Verstärkungsfaktors
des Tiefpaßfilters 3 bezüglich des
Zielwertes des DC-Verstärkungsfaktors.
Das heißt,
die Größe dieses
Verstärkungsfaktorfehlers
ist im wesentlichen vollständig
bestimmt durch die Rate des Ladungsaustritts aus den Kondensatoren
C1 und C2 während
des Intervalls von Phase 2 aufgrund von Leckströmen in den Analogschaltern.
Ein Maximalwert für
diesen Fehler in dem DC-Verstärkungsfaktor kann
vorherbestimmt werden, z. B. als ein Teil des Zielwertes des DC-Verstärkungsfaktors,
beispielsweise 3%, ausgedrückt werden.
Wenn die Dauer des Intervalls von Phase 2 so gemacht wird, daß der Teil
der Ladungsverringerung (beispielsweise vom Kondensator C1), der
während
des Intervalls von Phase 2 auftritt, gleich dem vorherbestimmten
maximalen Fehlerbetrag im DC-Verstärkungsfaktor des Tiefpaßfilters 3 bezüglich des
Zielwertes (z. B. ein Fehler von 3%) wird, kann ein befriedigender
Betrieb erhalten werden.
Der
Ladungsaustrittsbetrag vom Kondensator C1 während des Intervalls von Phase
2 kann direkt gemessen werden oder kann erhalten werden durch Messen
der Leckstrompegel der Analogschalter.
Bei
einer derart kurzen Dauer des Intervalls von Phase 2 kann sichergestellt
werden, daß die
Ladung auf den Kondensatoren C1 und C2 während jedem Intervall von Phase
2 gegenüber
dem Zustand zu Ende des vorausgehenden Intervalls von Phase 1 unverändert bleibt,
d. h. der Ladezustand wird durch ein Fließen von Leckstrom in den Analogschaltern, welche
mit diesen Kondensatoren verbunden sind, nicht beeinflußt, und
verbleibt so bis zum Beginn des Intervalls der darauffolgenden Phase
3 unverändert. Somit
werden die oben erwähnten
Probleme im Stand der Technik bezüglich Fehlern im Verstärkungsfaktor
des Filters im niederfrequenten Bereich und des erhaltenen Wertes
der Grenzspannung beseitigt. Es wird somit möglich, einen Tiefpaßfilter
zu realisieren, der einen extrem niedrigen Wert der Grenzfrequenz,
beispielsweise 1 Hz hat, in dem ein Schaltkreistyp des geschalteten
Kondensators verwendet wird, bei dem die Kondensatoren von ausreichend
kleinem Wert sind, um leicht in einem integrierten Schaltkreis ausgebildet
werden zu können.
Bei
dieser Ausführungsform
werden die zweiphasigen Taktsignale ϕ1 und ϕ2
von dem Taktpuls-Signalerzeugungsschaltkreis 40 erzeugt,
dessen interner Schaltkreisaufbau wie im Beispiel von 4 gezeigt sein kann. Bei
diesem Schaltkreis erzeugt ein Grundtaktsignalerzeugungsschaltkreis 7 das
Grundtaktsignal mit einer Frequenz von 6 kHz, welches einem 2-Bit-Binärzähler 8 eingegeben
wird. Der Ausgang von der 20-Stufe des Binärzählers 8 wird
einem Invertierer Q1 eingegeben und einem Eingang eines UND-Gatters Q2 mit zwei
Eingängen,
wobei der Ausgang vom Invertierer Q1 einem Eingang eines UND-Gatters
Q2 mit zwei Eingängen
zugeführt wird,
während
der Ausgang von der 21-Stufe
des Binärzählers 8
dem anderen Eingang des UND-Gatters Q2 und dem anderen Eingang des
UND-Gatters Q2 zugeführt
wird. Der vom UND-Gatter Q2 erzeugte Ausgang besteht aus einem Impulszug
mit einer Frequenz von 1,5 kHz, d. h. mit jeweils einem auftretenden
Puls, wenn der Binärzählers 8 einen
Zählzustand von
2 erreicht. Der Pulszug wird als Taktsignal ϕ1 im Schaltkreis
von 1 verwendet.
Der
Ausgang von dem UND-Gatter Q3 mit zwei Eingängen besteht auch aus einem
Impulszug, von denen jeder erzeugt wird, wenn der Binärzähler 8 einen
Zählwert
von 3 erreicht. Diese Pulse werden verzögert, indem sie über einen
Verzögerungsschaltkreis übertragen
werden, der eine Verzögerung
von annähernd
1 μs erzeugt,
wobei der Ausgang vom Verzögerungsschaltkreis 9 das
Taktsignal ϕ2 im Schaltkreis von 1 bildet, d. h. welches ebenfalls eine
Frequenz von 1,5 kHz hat.
Durch
geeignete Bestimmung des Verzögerungsbetrags,
der im Verzögerungsschaltkreis 9 erzeugt
wird, werden die Phasenbeziehungen zwischen den zweiphasigen Taktsignalen ϕ1
und ϕ2 wie im Zeitdiagramm von 2 gezeigt mit einem extrem kurzen Intervall
von annähernd
1 μs zwischen dem Ende
eines Pulses vom Taktsignal ϕ1 und dem Beginn des darauffolgenden
Pulses vom Taktsignal ϕ2.
Man
erkennt bei dem obigen, daß es
bei der vorliegenden Erfindung, da der Betrieb des Tiefpaßfilters
durch einen Leckstrom, der in Analogschaltern fließt, unbeeinflußt bleibt,
möglich
wird, einen Tiefpaßfilter
mit geschaltetem Kondensator zu verwenden, der einen extrem niedrigen
Wert der Grenzfrequenz hat und der mit Kondensatorwerten gestaltet werden
kann, welche ausreichend klein sind, so daß die Kondensatoren leicht
auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildet werden können. Ein
derartiger Tiefpaßfilter
kann verwendet werden, extrem niederfrequente Komponenten einer
Spannungsänderung
zu erkennen, wenn die Spannungsänderungen hochfrequente
Komponenten beinhalten, welche den niederfrequenten Komponenten überlagert
sind.
Die
Erfindung ermöglicht
somit, daß eine Halbleiter-Drucksensorvorrichtung,
realisierbar ist, welche extrem niederfrequente Komponenten von Druckänderungen
erkennen kann und welche einen Tiefpaßfilter mit geschaltetem Kondensator
verwendet, der in einem integrierten Schaltkreis ausgebildet ist.
Obgleich
weiterhin der Tiefpaßfilter
der vorliegenden Erfindung oben nur unter Anwendung auf ein Sensorsignal
beschrieben worden ist, welches von einem Drucksensor erzeugt wurde,
versteht sich, daß ein
solcher Tiefpaßfilter
gleichermaßen
bei verschiedenen anderen Anwendungsfällen anwendbar ist, bei denen
es notwendig ist, einen sehr niedrigen Wert der Filtergrenzfrequenz
für einen
Tiefpaßfilter zu
erhalten, dessen Bestandteile im Wesentlichen innerhalb eines integrierten
Halbleiterschaltkreises ausgebildet sind.