DE10136522C2 - Anordnung zur Bestimmung der Winkelfehler von Pegelwandlern für Energie- und Leistungsmessgeräte - Google Patents

Description

Die nachfolgend beschriebene Erfindung lässt sich für die Ermittlung von Eigenschaften von Messwandlern und Messwiderständen zu Messgeräten für die mittlere elektrische Leistung ("Leistungsmesser") und Messgeräten für die elektrische Arbeit ("Elektrizitätszähler") in gleicher Weise verwenden. Leistungsmesser und Elektrizitätszähler werden zur sprachlichen Vereinfachung nachfolgend unter dem Begriff "Elektrizitätsmessgeräte" zusammengefasst. Um mit Elektrizitätsmessgeräten Elektrizität messen zu können, die bei größeren Stromstär­ ken und/oder Spannungen auftritt, müssen den Elektrizitätsmessgeräten am Stromstärkesi­ gnal-Eingang Stromwandler oder Shunts zur Reduzierung der Messgrößen vorgeschaltet wer­ den. Am Spannungssignal-Eingang müssen ebenfalls zur Pegelanpassung u. U. Spannungs­ wandler oder Spannungsteiler vorgeschaltet werden. Zur sprachlichen Vereinfachung werden die Stromwandler, Shunts, Spannungswandler und Spannungsteiler zur Pegelanpassung nach­ folgend unter dem Begriff "Pegelwandler" zusammengefasst. Die Pegelwandler, deren Win­ kelfehler erfindungsgemäß gemessen werden sollen, können sowohl außerhalb an die Elektri­ zitätsmessgeräte geschaltet wie auch in diesen eingebaut sein.

Für die genaue Messung der Wirkelektrizität benötigt man Messgeräte, deren Messwerk möglichst keine Phasenverschiebung zwischen dem für die Produktbildung zu messenden Strom- und dem Spannungssignal erzeugt. Der Grund liegt darin, dass die zeitliche Verschie­ bung von dem Strom- und dem Spannungssignal als wesentlicher Faktor in dem Elektrizi­ tätsmessergebnis enthalten ist. Erzeugt das Messwerk bzw. ein vorgeschalteter Pegelwandler eine zusätzliche Phasenverschiebung, so wird der Faktor entsprechend verfälscht. Die zusätz­ liche Phasenverschiebung wird deshalb auch als Winkelfehler bezeichnet. Da alle realen Pe­ gelwandler für Elektrizitätsmessgeräte einen praktisch von Null verschiedenen Winkelfehler aufweisen, besteht die Aufgabe, diesen zu ermitteln, damit die Messergebnisse durch Schal­ tungsmaßnahmen oder rechnerisch entsprechend korrigiert und die Unsicherheit der Messer­ gebnisse abgeschätzt werden kann. Zur Lösung dieser Aufgabe sind verschiedene Messtech­ niken vorbekannt.

Um Winkelfehler von Pegelwandlern zu bestimmen, sind verschiedene Lösungen vorbekannt:
Der zu messende Pegelwandler und ein Normalwandler mit bekannten Übertragungseigen­ schaften werden mit demselben Prüfeingangssignal beaufschlagt. Aus den Ausgangssignalen von Normalwandler und zu messendem Pegelwandler wird ein Differenzsignal gebildet. Das Differenzsignal wird in eine Real- und eine Imaginärkomponente zerlegt. Aus den Kompo­ nenten werden unter Berücksichtigung der Fehler des Normalwandlers der Betrags- und der Winkelfehler des zu messenden Pegelwandlers bestimmt.

Die Komponentenzerlegung kann z. B. durch die Erzeugung orthogonal phasenverschobener Signale erreicht werden [Braun, A.; Moser H.: Rechnergesteuer Messplatz zur Kalibrierung von Normal-Spannungswandlern, PTB-Mitteilungen 98, 3/89, Seite 298 ff.]. Die Komponen­ tenzerlegung kann auch durch Fouriertransformation erfolgen [Braun, A.; Moser H.; Ramm, G.: Ein neuer Messplatz zur Prüfung von Messwandlerbürden, PTB-Mitteilungen 103, 5/93, Seite 405 ff.]. Auch das in dem Patentdokument DE-OS-196 34 365 A1 beschriebene Pha­ senmess-Verfahren beruht auf dem Prinzip der Zerlegung eines Signal in orthogonale Kom­ ponenten (Realteil und Imaginärteil). Wobei dort außer einem zum Phasenwinkel proportio­ nalen Signal auch eines zur Verfügung gestellt wird, das zum Betrag des Signales proportio­ nal ist.

Eine indirekte Möglichkeit, Winkelfehler von Pegelwandlern mit gleicher physikalischer Ein- und Ausgangsgröße zu bestimmen, besteht außerdem in der Verwendung von sog. Leistungs­ faktormessgeräten. Deren Grundprinzip besteht darin, den zeitlichen Mittelwert des Produktes aus Eingangs- und Ausgangssignal des zu messenden Pegelwandlers zu bilden und diesen Mittelwert durch das Produkt der Effektivwerte des Eingangs- und Ausgangssignal des zu messenden Pegelwandlers zu dividieren. Dieser Quotient ist proportional zum Cosinus des Winkelfehlers [Zupunski, I. e. a.: Power Factor Calibrator, Conference Digest CPEM 1996, 17-20 Juni 1996, Seite 554]. Ein vergleichbares Prinzip ist aus der Nachrichtechnik bekannt. Bei der dort eingesetzten sogenannten Korrelationstechnik werden die Übertragungseigen­ schaften und Winkelfehler von Übertragungskanälen durch Kreuzkorrelation mittels Multipli­ zierern gemessen [Bartels, E.: Beitrag zur praktischen Systemanalyse mit Korrelationsverfah­ ren, Dissertation, TU-Hannover 1966 sowie Wehrmann, W.: Einführung in die stochastisch- ergodische Impulstechnik, Verlag Oldenbourg, München 1973]. (Hinweis: Für die als Korre­ lator einzusetzenden Multiplizierer kommen alle bekannten Signalmultiplizierverfahren in Frage. Auf eines ist hier besonders hinzuweisen, da es sich für die Erfindung besonders gut eignet. Dieses bekannte Multiplizierverfahren besteht darin, den Effektivwert der Summe und der Differenz von Multiplikant und Multiplikator zu messen und daraus das Produkt zu be­ rechnen [Kahmann, M., Stiebner M.: Vorschlag für die genaue Messung der elektrischen Wirkleistung mit Effektivwert-Spannungsmessern, PTB-Mitteilungen 99 6/89, S. 419-424]).

Alle vorgenannten Lösungen haben den Nachteil, dass die Richtigkeit des Winkel- Messergebnisses von der Richtigkeit gemessener Spannungen und/oder Stromstärken und/oder Leistungen in erster Ordnung abhängt.

Grundsätzlich unterschiedlich zu den vorgenannten Lösungen ist die Möglichkeit, Winkel­ fehler durch die Messung der zeitlichen Abstände der Nulldurchgänge von Eingangs- und Ausgangssignal des zu messenden Pegelwandlers zu bestimmen. Dieses Verfahren wird z. B. bei sogenannten Phasendetektoren realisiert, die in elektronischen Schaltungen benötigt wer­ den, um Phasengleichheit zwischen zwei Signalen durch Regelung herbeizuführen. Das Be­ sondere dieser Schaltungen besteht u. a. darin, dass die auf ihre Phasenlage hin elektronisch zu vergleichenden Signale durch Komparatorschaltungen phasentreu in Rechtecksignale umge­ formt werden. Durch digitale Weiterverarbeitung, die den Unterschied zwischen den Flächen der normierten Rechtecksignale bestimmt, kann hier eine Aussage über die Winkelverschie­ bung zwischen den zu vergleichenden Signalen messtechnisch verfügbar gemacht werden. [Tietze, U.; Schenk, Ch.: Halbleiterschaltungstechnik, 8. Auflage, 1986, Abschnitt 25.3.4 "Synchrongleichrichter", 26.4.2 "Synchrongleichrichter als Phasendetektor" oder in einer anderen Ausgestaltung in DE-PS-39 07 781 C2]. Diese Technik hat den Nachteil, dass sie eine äußerst genaue Erfassung der Nulldurchgänge der Signale erfordert, wenn insbesondere bei nur kleinen Winkelfehlern eine ausreichende Genauigkeit der Messung erreicht werden soll.

Der Erfindung liegt im Hinblick auf die vorbekannten Lösungen die Aufgabe zu Grunde, eine Winkelfehlermessschaltung auf der Grundlage der Messung zeitlicher Abstände von Null­ durchgängen zu realisieren, bei der die Zeitmessung mit höherer Genauigkeit als bei den bekannten Schaltungen erfolgen kann. Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch Schaltungsan­ ordnungen gelöst, wie sie in den Ansprüchen 1 bis 4 beschrieben sind.

Ausführungsbeispiel

Die Erfindung ist eine technische Ausnutzung folgenden mathematischen Zusammenhangs:
Das Produkt zweier Sinusfunktionen sinα und sinβ lässt sich nach z. B. Bronstein- Semendjajew "Taschenbuch der Mathematik", Teubner, Leipzig 1960 darstellen als Differenz zweier Cosinusfunktionen:

sinαsinβ = 0,5[cos(α - β) - cos(α + β)]

Setzt man für zeitabhängige Sinusfunktionen die Argumente
α = ω₁t (Nullphasenwinkel dieses Sinus sei als 0 angenommen)
β = ω₂t + ϕ (Nullphasenwinkel dieses Sinus sei als ϕ angenommen)
dann folgt:

sinω₁tsin(ω₂t + ϕ) = 0,5[cos((ω₁ - ω₂)t - ϕ) - cos((ω₁ + ω₂)t + ϕ)] oder

sinω₁tsin(ω₂t + ϕ) = 0,5[cos(ω_dt - ϕ) - cos((ω₁ + ω₂)t + ϕ)] mit: ω₁ - ω₂ =: ω_d

Es wird somit deutlich, dass die Funktionen sin(ω₂t + ϕ) und cos(ω_dt - ϕ) um denselben Pha­ senwinkel verschoben sind. Die Größe der zeitlichen Verschiebung, der der Phasenwinkel bei einem zeitlichen Sinus oder Cosinus entspricht, ist jedoch um so größer, je niedriger die Fre­ quenz der Funktion ist. Beispiel:

ω = 2.π.50 Hz, ϕ = 2.π/1000 ⇒ ϕ entspricht 20 µs

ω = 2.π.0,0005 Hz, ϕ = 2.π/1000 ⇒ ϕ entspricht 2 s

Durch diesen Effekt der "Zeitverstärkung" können erfindungsgemäß Phasenverschiebungen derartig vergrößert werden, dass ihre Bestimmung durch Zeitmessung mit guter Genauigkeit technisch möglich wird.

Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nach vorausgehend beschriebenen Prinzip zeigt Fig. 1 an einem Beispiel, in dem der Winkelfehler eines Stromwandlers als zu prüfender Bau­ gruppe (2) bestimmt werden soll. Dazu erzeugen die beiden starr phasengekoppelten Sinus- Signalgeneratoren (1, 6) ein Stromstärkesignal der Frequenz ω₁ und ein Spannungssignal der Frequenz ω₂. Das Stromstärkesignal wird durch den zu prüfenden Stromwandler (2) geleitet. Dessen Sekundärsignal ist an den Strompfad eines mit einem Prozessrechner (10) auslesbaren Leistungsmessers (5) geschaltet. Das Stromstärkesignal des Generators (1) wird außerdem direkt an den Strompfad eines zweiten Leistungsmessers (9) geschaltet, der ebenfalls mit dem Prozessrechner (10) ausgelesen werden kann. Das Spannungssignal des zweiten Generators (6) wird direkt an die beiden Leistungsmesser (5, 9) geleitet. Die Messgeräte für die elektri­ sche Leistung wirken wie Korrelatoren dadurch, dass ihr Messwerk jeweils eine Multiplikati­ on realisiert (3, 7) und das Produktsignal einer Mittelwertbildung unterzieht. Diese Mittel­ wertbildung hat den Charakter einer Tiefpassfilterung (4, 8). Durch den Tiefpasscharakter äu­ ßern sich sehr niedrige Frequenzen der von den Multiplizierern (3,7) erzeugten Signale in oszillierenden Anzeigen bzw. Output-Signalen. Hohe Frequenzen hingegen werden heraus­ gemittelt. Weisen die Korrelatoren nichtlineare Kennlinien auf, enthalten die niederfrequent oszillierenden Signale außer der Frequenz ω_d auch Harmonische von ω_d. Dieses ist solange für die erfindungsgemäße Wirkung der Schaltung unschädlich, wie die Übertragungsfunktio­ nen der Korrelatoren punktsymmetrisch durch Null verlaufen. In diesem Fall hat die Nichtli­ nearität keinen Einfluss auf die Phasenlage von ω_d.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung werden die Frequenzen ω₁ und ω₂ zweckmäßig z. B. zu 50,0005 Hz und 50 Hz gewählt. Die Differenzfrequenz ω_d, mit der die Ausgangssignale der Leistungsmesser (5, 9) oszillieren, beträgt dann 0,0005 Hz. D. h., alle 2000 Sekunden er­ folgt ein Nulldurchgang. Da das Stromstärke-Eingangssignal des Korrelators 1 (5) um den Winkelfehler Δϕ des Stromwandlers verschoben wird, erfolgt der Nulldurchgang des Aus­ gangssignals dieses Korrelators 1 (5) um die zeitliche Entsprechung des Winkelfehlers multi­ pliziert mit dem Zeitverstärkungsfaktors 100.000 verschoben gegenüber dem Ausgangssignals des Korrelators 2 (9). Durch ständiges Auslesen der Leistungsmesser mit dem Prozessrechner (10) wird der zeitliche Unterschied zwischen den Nulldurchgängen der Leistungsmesser- Outputs bestimmt und erfindungsgemäß unter Berücksichtigung des Zeitverstärkungsfaktors der Winkelfehler Δϕ berechnet.

Um einen gegebenenfalls entstehenden Messfehler durch unterschiedliche Zeitkonstanten der Korrelatoren (5, 9) zu eliminieren, wird die Messung zweimal durchgeführt: Bei der ersten Messung erzeugt der Generator 1 (1) die Frequenz ω₁ und Generator 2 (6) die Frequenz ω₂. Bei der zweiten Messung wird die Zuordnung umgekehrt. Der Winkelfehler Δϕ wird dann aus der Differenz der beiden Einzelmesswerte berechnet. Dabei ist darauf hinzuweisen, dass mit dieser Frequenztauschtechnik nur der Messfehler beseitigt werden kann, der durch das unterschiedliche Tiefpassverhalten (4, 8) der Korrelatoren entstehen kann. Die Phasenfehler, die ggf. jeweils zwischen den beiden Eingängen der Multiplizierer auftreten, müssen durch andere Maßnahmen berücksichtigt oder beseitigt werden. Diese Maßnahmen sind nicht Ge­ genstand der Erfindung.

Als vorteilhafte Ausgestaltungen der Korrelatoren K1 und K2 können erfindungsgemäß statt der Leistungsmesser 5 und 9 in Fig. 1 gemäß Fig. 2 auch die Kombination aus einem Signal- Addierer (11, 13) mit einem auslesbaren Wechselspannungsvoltmeter (12, 14) verwendet wer­ den. Der Vorteil dieser Lösung besteht darin, dass mit analogrechnenden Messschaltungen, die eine Addition und eine Spannungsmessung realisieren, in der Regel höhere Genauigkei­ ten zu erreichen sind, als durch direkte Produktbildung. Die Möglichkeit, die in Fig. 2 ge­ zeigten Korrelatorschaltungen (15, 16) zu verwenden, ergibt sich aus folgendem Sachverhalt:
Ein Effektivwertvoltmeter quadriert das an seinen Klemmen anliegende Spannungssignal, bildet das Zeitintegral über das Quadrat und zeigt den Wert der Quadratwurzel dieses Zeitin­ tegrals an (quadratische Mittelwertbildung) oder führt eine gleichwertige Rechenoperation aus. Reale Effektivwertvoltmeter sind so konstruiert, dass sie als Tiefpass wirken: Frequenzen im Bereich der Netzfrequenz und darüber werden durch die Zeitintegralbildung in der Anzei­ ge unterdrückt. Deutlich niedrigere Frequenzen äußern sich jedoch in entsprechenden Anzei­ geschwankungen. Es stellt sich ein Demodulationseffekt ein, bei dem eine niedrige Frequenz (ω₁ - ω₂) von einer hohen Frequenz (ω₁ bzw. ω₂) abgeschieden wird. D. h., wenn einem sol­ chen Voltmeter die Summe der Frequenzen 50,0005 Hz und 50 Hz als Eingangssignal ange­ boten wird, dann werden infolge des Tiefpassverhaltens und der Gültigkeit der binomischen Formel (a + b)² = a² + 2ab + b² mit a = ω₁ und b = ω₂ die Frequenzen in der Größenordnung von ω₁ und ω₂ unterdrückt, während das Effektivwertmessergebnis mit der sehr niedrigen Fre­ quenz ω₁ - ω₂ schwankt. Da diese Schwankungen unipolar bleiben, können allerdings nicht wie bei der Lösung nach Fig. 1 vom Prozessrechner die Abstände der Nulldurchgänge zur Bestimmung des Winkelfehlers verwendet werden. Der Prozessrechner muss bei der Lösung nach Fig. 2 stattdessen, z. B. den zeitlichen Abstand der Maxima oder Minima der Ausgangs­ signale der Korrelatoren 15 und 16 ermitteln.

Claims (4)

1. Anordnung zur Bestimmung der Winkelfehler Δϕ von Baugruppen für die elektrische Lei­ stungsmesstechnik bestehend aus mindestens zwei phasengekoppelten Sinus- Signalgeneratoren G1 und G2 (1 und 6) und mindestens einem Korrelator K1 (5), der die bei­ den Signale, nachdem eines von ihnen durch die zu prüfende Baugruppe W (2) geleitet wurde, miteinander multipliziert und das Produkt-Signal als Maßgröße für den zu findenden Winkel­ fehler Δϕ zur Verfügung stellt, dadurch gekennzeichnet,
dass die Signalfrequenz des Sinus-Signalgenerators G1 (1) auf einen Wert ω₁ und die Signal­ frequenz des Sinus-Signalgenerators G2 (6) auf einen um einen definierten Wert ω_d größeren Wert, nämlich ω₁ + ω_d = ω₂, eingestellt wird,
dass der Nullphasenwinkel ϕ_{ω d} des mit der Frequenz ω_d oszillierenden Ausgangssignals des Korrelators K1 (5) bestimmt wird, und zwar durch die Messung der Zeit zwischen dem Zeit­ punkt des Nulldurchganges (vom Negativen ins Positive) des Ausgangssignals des Korrela­ tors K1 und dem Zeitpunkt des gemeinsamen, d. h. zeitgleichen, Nulldurchganges (vom Ne­ gativen ins Positive) der Ausgangssignale der beiden Sinus-Signalgeneratoren G1 und G2, und
dass aus dem durch Zeitmessung ermittelten Nullphasenwinkel ϕ_{ω d} unter Berücksichtigung der Differenzfrequenz ω_d der Winkelfehler Δϕ berechnet wird, um den die zu prüfende Bau­ gruppe W (2) das durch sie geleitete Signal mit der Frequenz ω₁ verschoben hat.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Messung des Nullphasenwin­ kel ϕ_{ω d} ein zweiter Korrelator K2 (9) unmittelbar mit den beiden Signalgenerator- Ausgangssignalen gespeist wird, so dass die Zeitpunkte der Nulldurchgänge (vom Negativen ins Positive) von dessen mit ω_d oszillierendem Ausgangssignal identisch sind mit den Zeit­ punkten des gemeinsamen Nulldurchganges (vom Negativen ins Positive) der Ausgangs­ signale der beiden Sinus-Signalgeneratoren G1 und G2, so dass die Zeitmessung gemäß An­ spruch 1 durch Messung der Zeit zwischen den Nulldurchgängen (vom Negativen ins Positi­ ve) der beiden Korrelator-Ausgangssignale mittels eines Prozessrechners (10) erfolgen kann.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2 dadurch gekennzeichnet, dass zur Beseitigung von Winkel­ fehlereinflüssen infolge des Tiefpassverhaltens der Korrelatoren K1 und K2 (5, 9) für die Be­ stimmung von ϕ_{ω d} zwei Messungen durchgeführt werden, wobei bei der ersten Messung das Signal mit der Frequenz ω₁ und bei der zweiten Messung das Signal mit der Frequenz ω₂ durch die zu prüfende Baugruppe geleitet und aus den beiden gemessenen ϕ_{ω d}-Werten durch Mittelwertbildung ein ϕ_{ω d} berechnet wird, bei dem der Einfluss der Winkelfehler der Korre­ latoren beseitigt ist.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelation der Signale durch deren Addition und anschließende Effektivwertbildung bewirkt wird.