DE10064859A1 - Sensor mit Hilfssensor zur Selbstkalibrierung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft in erster Linie ein selbstkalibrierendes Meßsystem mit einem Sensor und einer im Ausgangskreis des Sensors liegenden Kalibrierungsschaltung (Oberbegriff des Patentanspruchs 1).

Auf nahezu sämtlichen technischen Gebieten werden Sensoren eingesetzt, welche physikalische Meßgrößen erfassen sollen, wie z. B. den Druck, die Temperatur, Geschwindigkeit, Wegstrecke etc. Die Darstellung und/oder automatische Verarbeitung derartiger von Sensoren erfaßter Meßgrößen erfolgt üblicherweise auf elektrischer bzw. elektromagnetischer und elektronischer Basis. Die immer höheren Ansprüche an die Genauigkeit von Meßsystemen für die verschiedensten Meßgrößen machen in der Praxis in zunehmendem Maße eine ständige Kontrolle der Kalibrierung dieser Geräte notwendig. In vielen Fällen hängt das elektrische Signal, welches von dem betreffenden Sensor bzw. Wandler erzeugt wird, nicht linear mit der interessierenden physikalischen Meßgröße zusammen. Die Meßkurve, welche von Kalibrierungspunkten definiert wird, weist im allgemeinen einen gekrümmten Verlauf auf und verläuft nicht durch den Ursprung des Koordinatensystems. Zwar gibt es Anwendungsfälle, in welchen die Linearität oder Nichtlinearität des Zusammenhanges zwischen Meßgröße und elektrischem Signal ohne Belang ist, solange der Zusammenhang nur eindeutig ist. Aufgrund unvermeidlicher Toleranzen bei der Herstellung der Sensoren selbst und auch bei der Realisierung von Linearisierungsschaltungen ist es jedoch notwendig, im Rahmen einer Kalibrierungsmessung die einzelnen Knickpunkte für die sich ändernde Verstärkung in Abhängigkeit von dem Eingangssignal für jede Schaltung individuell einzustellen, um eine möglichst genaue Wiedergabe der Meßkurve und somit eine möglichst genaue Korrektur der Nichtlinearität zu erhalten. Demzufolge wurden die verschiedensten Varianten zur automatischen, in kurzen Zeitabständen durchführbaren Selbstkalibrierung für viele Meßgrößen und Anwendungsbereiche entwickelt.

Bei einfachen selbstkalibrierenden Meßsystemen wird, beim Auftreten von unbestimmten Offsetgrößen, das Meßsystem zur Kalibrierung mit zwei Referenzwerten der Meßgröße beaufschlagt. Dazu muß die Meßgröße abgeschaltet werden und der durch Abschalten der Meßgröße ermittelte Nullpunkt wird als ein Referenzwert und ein zusätzlich zur Meßgröße aufgegebener Referenzwert zur Kalibrierung benutzt. Nur in den Fällen, in denen damit gerechnet wird, dass keine messwertverfälschenden Offsetgrößen auftreten, kann auf die Abschaltung des Meßwertes verzichtet werden. Dazu wird der Meßwert mit einem meist elektrischen, thermischen oder optischen Testsignal bekannter Größe überlagert und der Übertragungsfaktor des Meßsystems ermittelt. Nachteilig ist, dass die durch Offsetfehler entstehenden Messunrichtigkeiten infolge vielfältiger Umwelteinflüsse und Alterung aber bei der Mehrzahl der bekannten Meßsysteme wesentlich größer sind, als die durch Fehler des Übertragungsfaktors verursachten, zumal Offsetfehler bereits am Messbereichsanfang voll wirksam werden. Daraus folgt die Notwendigkeit der Kontrolle des Nullpunktes. In vielen Fällen ist aber die dazu unbedingt notwendige Abschaltung und anschließende Anschaltung der Meßgröße fehlerbehaftet, mit hohem Aufwand verbunden oder völlig unmöglich.

Aus der DE 39 43 386 A1 ist ein Verfahren zur Selbstkalibrierung von Meßsystemen bekannt, bei dessen Anwendung die Meßgröße ständig am Eingang des Meßsystems anliegen kann, das aber trotzdem die Ermittlung und Korrektur messwertverfälschender driftender Offsetgrößen ermöglicht.

Hierzu wird ein Teilübertragungsfaktor definiert variiert, die zugehörigen Meßwerte aufgenommen und diese zur sensorinternen Messwertkorrektur benutzt. Im einzelnen ist vorgesehen, dass

• - die unbekannte Meßgröße x bei anliegender unbekannter Offsetgröße b gemessen wird, wobei der Übertragungsfaktor k des Meßsystems auf den Wert k₁ eingestellt wurde, so daß sich der Meßwert
  y₁ = k₁.x + b ergibt,
• - die unbekannte Meßgröße x bei anliegender unbekannter Offsetgröße b gemessen wird, wobei der Übertragungsfaktor k des Meßsystems auf den Werk k₂ eingestellt wurde, so daß sich der Meßwert
  y₂ = k₁.x + b ergibt,
• - mit bekannten Mitteln die unbekannte Meßgröße x oder der unbekannte Offsetfehler b nach den Beziehungen
  b = y₁ + (y₁ - y₂).k₁/(k₂ - k₁)
  x = (y₂ - y₁)/(k₂ - k₁)
  bestimmt wird und
• - mit bekannten Mitteln die Meßgröße x ausgegeben oder die Offsetgröße b zur Korrektur des Offsetfehlers benutzt wird.

Zur Variation, d. h. zur definierten Modulation oder Umschaltung wird ein in der Übertragungskette weit vorn liegender Teilübertragungsfaktor benutzt. Durch diese Maßnahme und durch die Auswertung des dadurch entstehenden modulierten bzw. zwischen zwei Zuständen umgeschalteten Ausgangssignals zur Meßwertbestimmung wird die Wirkung aller unbestimmt driftenden Offsetgrößen, die in der Übertragungskette hinter dem Teilübertragungsglied mit dem variierten Übertragungsfaktor liegen, eliminiert.

Die Messung erfolgt entweder durch ständige Variation unabhängig von Offsetdriften, oder die aktuellen Offsetgrößen werden durch zyklische Variation bestimmt und bis zum nächsten Kalibriervorgang zur Offsetkorrektur benutzt. Die Genauigkeit des Verfahrens hängt nur von der Genauigkeit der Änderung des, Übertragungsfaktors ab.

In den Fällen, in denen auch die Größe der Änderung des Übertragungsfaktors fehlerbehaftet ist, kann diese genau ermittelt werden. Dazu wird das Meßsystem zusätzlich zur anliegenden Meßgröße und zusätzlich zur Variation des Übertragungsfaktors mit einer Referenzmessgröße beaufschlagt. Aus dem so entstehenden Ausgangssignal kann die Größe der Änderung des Übertragungsfaktors und daraus die Größe des Meßwertes mit der Genauigkeit der Referenzgröße, d. h. unabhängig von driftenden Offsetgrößen und Übertragungsfaktoren ermittelt werden.

In der digitalen Meßtechnik werden zum Messen von Kräften, Drücken und Schwingungen mittels piezoelektrischer Sensoren Ladungsverstärkerschaltungen eingesetzt. Die in diesen Ladungsverstärkerschaltungen ständig neu auftretenden Driften beeinflussen die Maßergebnisse, wodurch wiederholte Eichvorgänge bzw. Driftkompensationen der einzelnen Elemente der Meßschaltung notwendig sind. Aus der DE 43 10 384 A1 ist ein Verfahren zur Driftkompensation beim Messen von Kräften, Drücken und Schwingungen mittels eines piezoelektrischen Sensors bekannt, bei dem unmittelbar vor jedem Meßvorgang durch Einspeisen einer definierten Ladungsmenge automatisch der augenblickliche elektrische und thermische Zustand der Ladungsverstärkerschaltung digital erfaßt und daraus mittels Mikroprozessor und unter Benutzung einer Referenzspannung die Übertragungsfunktion berechnet wird. Die Übertragungsfunktion, welche im einfachsten Fall ein Übertragungsfaktor sein kann, wird gespeichert. Nach dem zeitlich unmittelbar darauffolgenden Meßvorgang wird das Meßergebnis entsprechend der gespeicherten Übertragungsfunktion korrigiert. Dadurch sind keine aufwendigen schaltungstechnischen Maßnahmen zur Eichung bzw. zur Driftkompensation der einzelnen Elemente der Meßschaltung notwendig.

Schließlich ist aus der DE 197 07 263 A1 eine selbstkalibrierende Sensoranordnung mit einem Sensor und mit einer im Ausgangskreis des Sensors liegenden Kalibrierschaltung zur Einstellung von Schaltpunkten bekannt. Um bei geringem Aufwand Schaltvorgänge in ausgewählten Punkten eines Ausgangssignals des Sensors zuverlässig auszuführen, ist im einzelnen vorgesehen, dass die Kalibrierschaltung einen Offset (bzw. eine Versetzung) im Ausgangskreis derart einstellt, daß die Schaltpunkte mit Referenzwerten zusammenfallen. Vorzugsweise dient ein Offset-D/A-Umsetzer zur Einstellung des Offsets im Ausgangskreis, während eine Detektorschaltung aus einem Stromteiler und einem Stromspiegel Signalspitzen des Ausgangssignals des Sensors erfaßt und dazu dient, mittels Widerständen einen vorher bestimmten Schaltpunkt einzustellen. Damit bleibt dieser vorher bestimmte Schaltpunkt unabhängig von der Amplitude des Ausgangssignals und damit beispielsweise unabhängig von der Breite des Luftspaltes konstant. Zwischen dem Offset-D/A-Umsetzer und der Detektorschaltung liegt eine Kalibrierlogik, die von Komparatoren angesteuert ist, denen die Ausgangssignale des Stromteilers und des Stromspiegels einerseits und das Ausgangssignal des Sensors andererseits zugeführt sind. Gegebenenfalls kann zu dem Ausgangskreis noch ein Parallelpfad vorgesehen werden, der das Verhalten im unkalibrierten Zustand festlegt. Zusätzlich kann auch daran gedacht werden, einmal ermittelte Kalibrierwerte in einem permanenten Speicher, wie beispielsweise einem EEPROM oder einer Fuse, abzulegen und diese Werte sodann bei einem erneuten Anlaufen der Sensoranordnung im unkalibrierten Fall zu verwenden.

Neben den vorstehend geschilderten digitalen Lösung sind auch analoge Linearisierungsschaltungen bereits seit langem bekannt, welche in der Regel aus einem oder mehreren Verstärkern mit einem Eingangssignal abhängigen Verstärkungsfaktor bestehen. Die Veränderung des Verstärkungsfaktors kann z. B. durch Komparatoren geschehen, die das Eingangssignal mit einem einstellbaren Grenzwert vergleichen und jeweils bei Erreichen des Grenzwertes auf eine andere Verstärkungsstufe umschalten. Eine andere Möglichkeit besteht in der Verwendung von Widerstands-Dioden- oder Widerstands- Transistor-Netzwerken im Gegenkopplungszweig des Linearisierungsverstärkers. Um eine möglichst genaue Wiedergabe der Meßkurve und somit eine möglichst genaue Korrektur der Nichtlinearität zu erhalten, wird in der Regel das analoge Linearisierungsnetzwerk mit einer Reihe von einstellbaren Potentiometern bestückt, deren Einstellungswert jeweils die Lage eines bestimmten Knickpunktes der Verstärkungskurve definieren. Um die Abgleicharbeit zu erleichtern und zu vereinfachen wird und auch einen platzsparenderen und preiswerteren Schaltungsaufbau zu ermöglichen ist aus der DE 44 01 525 A1 ein Verfahren bekannt, bei dem das Ausgangssignal eines vorgegebenen analogen Linearisierungsnetzwerkes eine weitere Korrektur erfährt, durch welche die Krümmung des Ausgangssignales des analogen Linearisierungsnetzwerkes verändert wird. Die entsprechende analoge Linearisierungsschaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass dem analogen Linearisierungsnetzwerk einer solchen Schaltung eine Korrekturschaltung nachgeschaltet ist, welcher sowohl das Rohsignal als auch das (vorläufige) Ausgangssignal des analogen Linearisierungsnetzwerkes zugeführt wird und welche eine Korrekturspannung erzeugt, die zu dem vorläufigen Ausgangssignal addiert wird oder einen Verstärker mit einem variablen Verstärkungsfaktor steuert, der von dem Rohsignal und/oder dem vorläufigen Ausgangssignal bzw. dem Wert der Korrekturspannung abhängig ist. Diese nachgeschaltete Korrekturschaltung und die erst im Anschluß an das analoge Linearisierungsnetzwerk folgende Korrektur ermöglicht es nämlich, das Linearisierungsnetzwerk mit festen Präzisionswiderständen zu bestücken, ohne Vorsehen irgendeines Potentiometers zur Einstellung der Knickpunkte. Statt dessen wird anschließend nochmals die Krümmung oder Durchbiegung der Verstärkungskurve, welche durch die auf diese Weise festgelegten Knickpunkte und Verstärkungsstufen definiert wird, korrigiert und verändert, so daß sie möglichst genau zu der Kalibrierungskurve paßt. Um dieses zu erreichen, ist lediglich noch ein einziges Potentiometer notwendig, mit welchem das Ausmaß der Krümmungsänderung eingestellt wird und welches alle Potentiometer in dem bisher bekannten analogen Linearisierungsnetzwerk ersetzt.

Schließlich ist aus der DE 34 29 854 A1 eine Gleichspannungs-Messeinrichtung bekannt, welche mit einem sogenannten Hybridbaustein ausgestattet ist. Der Hybridbaustein gleicht Offsetspannungen innerhalb eines vorgebbaren Pegels sehr schnell durch Nullabgleich selbsttätig aus und ermöglicht dabei eine Kontrolle, ab wann der Pegel überschritten ist bzw. ein Nullabgleich nicht mehr möglich ist. Hierzu ermitteln extern getriggerte (z. B. durch einen Rechner) Nullabgleichelemente, wie ein Komparator, ein sukzessives Approximationsregister und ein D/A-Wandler, vor jedem Start einer Messung einen eventuellen Offset des Gebers, halten ihn digital gespeichert und überlagern ihn mittels eines analogen Rechenbausteins (Subtrahierer bzw Addierer) nach Rückwandlung in ein analoges Signal während der eigentlichen Messung dem Meßwert des Gebers ständig in gleicher Höhe.

Wie die vorstehende Würdigung des Standes der Technik aufzeigt, ist die aufwandsgünstige und genaue Bestimmung verschiedenster Meßgrößen ohne eine ständige Kontrolle der Kalibrierung dieser Geräte nur sehr eingeschränkt möglich. Hinzukommt, dass Sensoren in Abhängigkeit der Prozeßparameter stark streuen, so dass die Ausbeute bei der Chipherstellung nur knappe 90% beträgt und mit entsprechend hohen Testkosten verbunden ist.

Der Erfindung liegt gegenüber den bekannten Meßsystem die Aufgabe zugrunde, ein selbstkalibrierendes Meßsystem derart auszugestalten, dass einerseits die Herstellkosten, insbesondere die Testkosten, reduziert werden können, anderseits bei gleichbleibender Meßgenauigkeit die Ausbeute erhöht werden kann.

Diese Aufgabe wird, ausgehend von einem selbstkalibrierenden Meßsystem, erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass die Kalibrierungsschaltung als Hilfssensor mit Eingangs- und Ausgangsstufen, mit einem Rechenwerk und einem mit diesem verbundenen Parameterspeicher ausgestaltet und zusammen mit dem Sensor in einem Chip integriert ist, dass bei der Erst-Inbetriebnahme des Meßsystems mittels Rechenwerk und Zentralrechner, welcher über mindestens eine Busleitung mit dem Rechenwerk in Verbindung steht, während eines Kalibriervorgangs Kalibrierungspunkte des temperaturabhängigen Kennlinienfelds aufgenommen und nur einige kennliniencharakteristische Kalibrierungspunkte in dem Parameterspeicher des Hilfssensors abgespeichert werden und dass beim erneuten Anlegen der Versorgungsspannung an den Chip, der Parameterspeicher ausgelesen und Offset, Nichtlinearitäten und Temperaturgang des Sensors sowie Nichtlinearitäten der Eingangs- und Ausgangsstufen kompensiert werden, wodurch die Kalibrierung des Meßsystems durch Benutzung der Steuer- und Meßfunktionen des Hilfssensors erfolgt.

Das erfindungsgemäße Meßsystem weist den Vorteil auf, dass auf überraschend einfache Art und Weise die Kalibrierung des Meßsystems durch Benutzung der Steuer- und Meßfunktionen des Hilfssensors erfolgt. Hierdurch können einerseits die Herstellkosten, insbesondere die Testkosten, reduziert werden, anderseits kann bei gleichbleibender Meßgenauigkeit die Ausbeute erhöht werden. Weiterhin ist von Vorteil, dass die Steuer- und Meßfunktionen des Hilfssensors in einer komplexen Schaltung auch, für die Temperaturkompensation deren Schaltungskomponenten mitgenutzt werden können. Die Kalibrierung des Systems erfolgt nach abgeschlossener Montage und Häusung von Sensor und Hilfssensor, wobei nur die auch später in der Anwendung benötigten Anschlüsse erforderlich sind. Eine nachträgliche Änderung in der Beschaltung oder Justage ist nicht erforderlich, da im Parameterspeicher alle benötigten Systemparameter gespeichert sind und die Programmierung durch den vom Rechenwerk gesteuerten erfindungsgemäßen Programmierzyklus erfolgt.

Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung vergrößert, gemäß Patentanspruch 2, das Rechenwerk durch Interpolation die Anzahl der Kalibrierungspunkte im Kennlinienfeld, ermittelt die Koeffizienten zur Polynomberechnung, überprüft die ermittelten Koeffizienten durch Stichprobenmessung und führt eine Skalierung der analogen Ausgangswerte durch.

Diese Ausgestaltung der Erfindung gemäß Patentanspruch 2 weist den Vorteil auf, dass ohne externen Speicher bzw. geringer externer Beschaltung ein breites Spektrum von beispielsweise piezoresistiven Sensoren kalibriert werden kann und dass durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung das einfache Rechenwerk für die Berechnung der kalibrierten Messwerte ausreichend ist. Wie umfangreiche Untersuchungen ergeben haben, ist es trotz der großen Anzahl an echten Stützstellen zur Polynomberechnung vorteilhaft, bei Verwendung aller Koeffizienten deren Anzahl zu vergrößern, um bessere Resultate zu erzielen. Erfindungsgemäß werden zwischen benachbarten Stützwerten durch das arithmetische Mittel zusätzliche Werte eingefügt, was zu einer Glättung der Approximationsfunktion führt. An den Rändern des Kennlinienfeldes wird vorzugsweise auf der Basis der Steigung zum nächsten Nachbarwert linear extrapoliert. Dadurch gelingt es, das Ausbrechen des Approximationspolynoms weiter außerhalb des typischen Stützstellenbereichs der Sensoren zu verlagern, wodurch die Empfindlichkeitsänderung und Nichtlinearität weitgehend eliminiert wird. Innerhalb des Stützstellenbereichs wird dadurch eine betragsmäßig maximale Abweichung von 0,11% erzielt und erst ein Überschreiten des Arbeitsbereichs um mehr als 10% lässt den Fehler auf 0,6% anwachsen.

In Weiterbildung der Erfindung wird, gemäß Patentanspruch 3, als Parameterspeicher ein Zener-PROM benutzt, wobei die analogen Parameter am Anfang der Registerkette gespeichert sind und die Multiplexer, welche den Koeffizienten auswählen, im Layoutbereich des Zener-FROM mit untergebracht sind.

Diese Weiterbildung der Erfindung weist den Vorteil auf, dass zur Programmierung des Parameterspeichers lediglich ein zusätzliches Anschlußpad benötigt wird und das die Ausgestaltung als Zener-PROM Speicher einerseits einen geringem Aufwand erfordert, andererseits die freie Skalierbarkeit und feste Programmierung erlaubt.

Vorzugsweise weist, gemäß Patentanspruch 4, der Chip eine Sensorbrücke oder einen neben oder auf dem Sensor angebrachten Temperatursensor auf und die Temperaturabhängigkeit der Brückenspannung oder die Spannung über dem Temperatursensor bei Bezugstemperatur wird zur Erfassung der Störgröße Temperatur als Temperatursignal genutzt, wodurch die Störgröße mit der gleichen Genauigkeit wie die Messgröße erfasst wird.

Durch die Anordnung sowie durch die ausgezeichnete Wärmleitfähigkeit der Keramik sind beide Systeme bezüglich der gemeinsamen Störgröße Temperatur stark gekoppelt, so dass kein individueller unabhängiger Temperatureinfluss vorliegt. Für die Kalibrierung im P-Kanal (dient zur Aufbereitung der Messgröße für die Digitalisierung) wird der Brückenstrom so gewählt, dass bei Bezugstemperatur eine Spannung von ca. 2.4 V über der Sensorbrücke anliegt. Für die Korrektur des Sensoroffsets muss ein Bezugswert gewonnen werden, der einer Eingangsspannung von 0 mV entspricht. Um positive und negative Offsets gleichzeitig erfassen zu können, verschiebt man den Nullpunkt des Differenzeingangskanals um 50% in die. Mitte des Eingangsbereichs des AD- Umsetzers. Man kann für eine bessere Auflösung eine große Verstärkung wählen, muss dabei aber kontrollieren, dass der Bezugswert nicht im Grenzbereich oder gar außerhalb des ADC-Eingangsbereiches landet. Hat man aufgrund der Operationsverstärkeroffsets den Bezugswert aufgenommen, wird bei gleicher. Einstellung der Wert für die Nullpunktspannung des Sensors ermittelt. Aus der Differenz der aufgenommenen Werte, ermittelt man die Offsetspannung am Eingang. Mit der Brückenspannung kann dann direkt der Korrekturwert für Sensoroffset ermittelt werden, den man durch eine Kontrollmessung noch einmal bestätigt. Da die Verbindung von Sensor und ASIC direkt, also ohne Zwischenbondung, hergestellt wird und die Polarität der Brückenausgänge des anzuschaltenden Sensorchips variieren kann, benötigt man eine wechselnde Polarität der Differenzeingänge des Hilfssensors. Die Sensorbrücke wird mit einem konstanten Strom gespeist, so dass, sich der Nullpunktoffset dabei proportional zur Brückenspannung verhält. Um das Sensorsignal weitestgehend von diesem Offset zu befreien ist erfindungsgemäß eine brückenspannungsabhängige Offsetkompensation vorgesehen. Es sind Signalspannen von 10 mV bis 200 mV am Brückenausgang zu erwarten, so dass die Verstärkung in einem großen Bereich einstellbar ist. Da die Sensorsignale durchaus einen Nulldurchgang aufweisen, ist eine Nullpunktverschiebung vorgesehen, die es gestattet, den gesamten Signalbereich auf den Eingang des AD-Umsetzers zu verschieben. Durch die große Verstärkung innerhalb des P- Kanals wird eine Korrektur des Offsets der Operationsverstärker erforderlich. Für die Kalibrierung im T-Kanal wird zunächst der Offsetstrom und dann die Spannung am Temperatursensor bestimmt. Um den Offset des Temperaturkanals bei der Verwendung als Spannungsmesser auszuschalten, wird das Referenzsignal zum Abgleich des P-Kanals benötigt. Neben dem Digitalwert des Temperatursignals bestimmt man auch den Wert der Referenz mit dem internen AD-Umsetzer. Bildet man die Differenz der AD-Werte, blendet man den Offsetanteil aus, da dieser in beiden gleich enthalten ist. Wird die Differenz mit dem Quantisierungsschritt am Kanaleingang gewichtet und wird der Wert der Referenzspannung addiert, erhält man die Spannung am Kanaleingang. Bei Spannungsmessungen ist darauf zu achten, dass die Werte für den Verstärkungsfaktor und die Offsetverschiebung für P-Kanal bzw. T-Kanal dieselben sind. Wird ein Parameter verändert, muss die Referenz bzw. der bei einer Differenzbildung beteiligte zweite Wert neu aufgenommen werden. Nach der Bestimmung der Spannung am Temperatursensor erfolgt die Bestimmung der Sensorströme. Der Absolutwert der Stromreferenz lässt sich nicht ermitteln und die Widerstandswerte der Sensoren im Gesamtsystem sind meist unbekannt. Für die Einstellung des Brückenstromes zur Justage der Brückenspannung oder der Spannung über dem Temperatursensor bei Bezugstemperatur reicht die Kenntnis der Spannungsstufung, die aus Sensorstromquantisierung und Sensorwiderstand resultiert, aus. Da der Temperaturkanal als Spannungsmesser verwendet werden kann, muss lediglich mit zwei verschiedenen Strömen die Spannung gemessen werden, um zur gewünschten Sensorspannung den Parameter der Stromquelle zu erhalten. Ein möglicher Offset im Temperaturkanal spielte bei bisherigen Betrachtungen keine Rolle, da er durch die Differenzbildung ausgeblendet wird. Die Offsetverschiebung gestattet jedoch eine Feinjustage, um die grobe Quantisierung der Sensorströme auszugleichen und den Temperaturkanalausgang optimal an den AD-Umsetzereingangsbereich anzupassen. Dadurch wird auch verhindert, auf eine kleinere Verstärkung wechseln zu müssen, da eine Bereichsüberschreitung im Grenztemperaturbereich auftreten könnte.

In Weiterbildung der Erfindung ist, gemäß Patentanspruch 5, zur Speisung von Sensor und Hilfssensor mindestens ein programmierbarer Stromspiegel vorgesehen, welcher einen temperaturstabilen Referenzstrom vervielfacht und zur Offset- und Nullpunktverschiebung wird die gleiche Stromreferenz benutzt, wobei die Schrittweite der Offsetverschiebung nach Maßgabe einer weiteren Teilung durch nachgeschaltete programmierbare Stromspiegel und die Nullpunktverschiebung mit unterschiedlichen Teilerverhältnissen erfolgt.

Diese Weiterbildung der Erfindung weist den Vorteil auf, dass auf einfache Art und Weise durch die Verwendung eines programmierbaren Stromspiegels, welcher einen temperaturstabilen Referenzstrom vervielfacht, eine hochpräzise Stromquelle zur Sensorspeisung realisiert wird. Da es nicht möglich ist, einen externen temperaturunabhängigen Widerstand für die Referenzstromerzeugung zu verwenden, und die integrierbaren Polywiderstände einen großen Temperaturkoeffizienten aufweisen, wird erfindungsgemäß eine Referenzspannung erzeugt, deren Temperaturkoeffizient dem des zur Strommessung verwendeten Widerstands entspricht. Weiterhin ist von Vorteil, dass der Temperaturkoeffizient der Polywiderstände, welcher während des Herstellungsprozesses nicht überwacht wird, die Funktionalität der Schaltung nicht beeinflusst. Aus dem Referenzstrom werden über einen kaskadierten Stromspiegel, die Sensorströme abgeleitet. Aufgrund der technologischen Streuungen der integrierten Widerstände von bis zu 30%, unterliegt der Referenzstrom ebenfalls derselben Streuung. Zum Ausgleich wurde bereits auf der Strommessseite des Stromspiegels eine Programmiermöglichkeit vorgesehen. Der Referenzstrom teilt sich in Abhängigkeit des Parameters "Justage der Stromreferenz" auf drei bis sechs Einzelströme durch identische, aus zwei kaskadierten MOS-Transistoren bestehende Strompfade auf der Strommessseite des Stromspiegels auf. Der durch die Strompfade fließende Strom stellt an den diode-connected geschalteten MOS-Transistoren bestimmte Biasspannungen ein. Mit den Biasspannungen werden die Gates der anderen Strompfade gesteuert, die den Strom daraufhin spiegeln. Um durch eine Erhöhung des Innenwiderstandes der Stromquelle das PSRR-Verhalten zu verbessern, ist erfindungsgemäß eine kaskadierte Ausführung der Stromquelle vorgesehen. In der Kaskadierung liegt gleichzeitig die Ursache für die Beschränkung der Spannung über den Sensoren. Nur wenn beide Transistoren eines Strompfades in Sättigung arbeiten, ist die Stabilität des Sensorstromes gesichert.

Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung erfolgt, gemäß Patentanspruch 6, während der Kalibrierung die Steuerung des Meßsystems über eine serielle Schnittstelle mit IIC-Protokoll, wobei der Hilfssensor als Slave arbeitet.

Diese Ausgestaltung der Erfindung weist den Vorteil auf, dass die während der Kalibrierung zur Steuerung des Systems benötigte digitale Schnittstelle wenige Leitungen erfordert und dass diese ohne großen Aufwand zu implementieren ist. Für die Kommunikation mit dem Hilfssensor ist auf der Basis der seriellen Schnittstelle mit IIC-Bus-Protokoll (von Fa. N. V. Philips entwickelt) ein eigenes Protokoll- und Datenformat aufgestellt worden, das den Anforderungen beim Datenaustausch während der Kalibrierungsphase und dem normalem Messbetrieb gerecht wird. Es sind Befehle, der Parametersatz und Messdaten zu übertragen, Parameter direkt zu setzen und Statusabfragen durchzuführen. Soll beispielweise der Start der Kommunikation mit IIC-Read-Befehl erfolgen, so enthält das interne Register DATA-Code den Code des zu sendenden Datums. Der ASIC beginnt nach der Eröffnung der Kommunikation mittels IIC-Read-Befehl durch den Master zu senden. Sind die Datenbytes übertragen und wird die Kommunikation nicht beendet, so wird das Datum aktualisiert und sofort neu gesendet. Damit ist ein Polling von Messwerten möglich. Da für bestimmte Anwendungen nicht nur der Druckwert, sondern auch der Temperaturwert benötigt wird, wurde ein sogenannter Multimode realisiert. Dieser sendet beide Datums im Wechsel. Am Ende eines Datums wird der DATA-Code auf das andere umgeschaltet. Wird die Kommunikation dabei beendet, so wird bei erneuter Aufnahme mit dem anderen Wert fortgefahren.

In Weiterbildung der Erfindung ist, nach Patentanspruch 7, eine Versorgungsspannungsüberwachung mit Einschaltverzögerung und mit justierbarer temperaturunabhängiger Spannungsreferenz vorgesehen, wodurch ein sicheres Auslesen des Zener-PROM über den gesamten Temperaturbereich und die richtige Funktion der Stromquellen zur Speisung von Sensor und Hilfssensor gewährleistet ist.

Die erfindungsgemäße Versorgungsspannungsüberwachung, welche aus verschiedenen Modulen aufgebaut ist, löst folgende Aufgaben: ein sicheres Auslesen des Zener-PROM über den gesamten Temperaturbereich ist erst bei einer Versorgungsspannung ab 4 V gewährleistet; die Stromquellen zur Sensorspeisung erfordern für eine korrekte Funktion eine Versorgungsspannung von mindestens 4,5 V; eine zu niedrige Versorgungsspannung lässt die Sensorströme zusammenbrechen und würde damit die Messergebnisse verfälschen bzw. ganz unbrauchbar machen; die Generierung eines RESET- Signals zum Zurücksetzen des Digitalteils ist on-chip notwendig, da das System kein externes Reset-Signal erhält und nach dem Zuschalten der Versorgungsspannung sofort seine Arbeit aufnehmen soll.

Im Modul Power On Reset wird zunächst eine noch stark von den Prozessparametern und der Temperatur abhängige Schaltschwelle von ca. 3,7 V realisiert. Diese statische Resetschwelle ist so gewählt, dass das Starten der Bandgap sichergestellt ist, wobei das entsprechende Power On Reset-Signal verzögert wird. Die Bandgap liefert eine nahezu temperaturunabhängige Spannung, die zur Definition exakter Schaltschwellen in einem Modul zur Versorgungsspannungsüberwachung (zwei Schaltschwellen 4,4 V und 4,65 V) benötigt wird. Da die Ausgangsspannung der Bandgapzelle "Temperaturunabhängige Referenzspannung" durch Prozessstreuung vom typischen Wert abweichen kann, wird eine justierbare Variante eingesetzt. Der Parameter zum Trimmen der Bandgap wird im Parameterspeicher gespeichert.

Im Modul Power Down für Stromreferenz und Clockgenerator wird die steigende Flanke des Power On Reset-Signal am Eingang um eine gewisse Zeit verzögert. Diese Verzögerung wurde hauptsächlich eingesetzt, um das Resetsignal für den Digitalteil zu verbreitern. Das Einschaltverzögerungselement schaltet das Modul zur Versorgungsspannungsüberwachung zu und wird außerdem noch genutzt als Resetsignal für den Digitalteil und als Power down-Signal für die Stromreferenz und den Clockgenerator.

Das Modul zur Versorgungsspannungsüberwachung vergleicht die Referenzspannung der Bandgap mit einer im festen Verhältnis zur analogen Versorgungsspannung stehenden Spannung. Vorzugsweise sind zwei Schaltschwellen vorgesehen, da erst mit der justierten Bandgap die knapp unter der zulässigen Versorgungsspannung liegende 4,65 V Schaltschwelle realisiert werden kann. Für das Auslesen des Parameterspeichers genügt jedoch schon eine niedrigere Schwelle, bei der sich eine größere positive. Toleranz zur minimalen Versorgungsspannung gibt. Für diese Schwelle kann die ungetrimmte Spannung der Bandgap verwendet werden. Schließlich ist es möglich den Power on Reset abzuschalten und so jederzeit das ganze System trotz anliegender Versorgungsspannung anzuhalten; das System weist in diesem Zustand eine Stromaufnahme von wenigen µA auf.

Schließlich sind, gemäß Patentanspruch 8, zur Ausgabe der berechneten Werte für Temperatur und Brückensignal zwei schaltbare analoge Ausgangsstufen vorgesehen und für Kalibrierungszwecke werden die Ausgangsstufen abgeschaltet und an den analogen Ausgängen die temperaturunabhängige Spannungsreferenz und der Systemtakt zur Verfügung gestellt.

Die Beschränkung der nach der Häusung von Sensor und Hilfssensor noch zugänglichen Signale wird durch die Doppelnutzung mit den zwei analogen Ausgangsstufen wieder ausgeglichen. Zum einen stellen erfindungsgemäß die zwei analogen Ausgangsstufen die berechneten Werte für Temperatur und Druck als analoge Spannungssignale bereit und zum anderen können durch ein entsprechendes Steuersignal die Ausgangsstufen abgeschaltet und die zur Kalibrierung benötigten Signale (die Referenzspannung und das Clocksignal zur Frequenzbestimmung) an den Pads der analogen Ausgänge zugänglich gemacht werden.

Weitere Vorteile und Einzelheiten lassen sich der nachfolgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmen. In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 eine Aufbauskizze für Sensor und Hilfssensor im Sensorgehäuse des erfindungsgemäßen selbstkalibrierenden Meßsystems,

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild des Gesamtsystems,

Fig. 3 Einzelheiten des Blockschaltbilds nach Fig. 2 mit Modulen und Pinbelegung und

Fig. 4 den Signalverlauf bei der Spannungsüberwachung und Systemverhalten.

In Fig. 1 ist eine Aufbauskizze für Sensor S und Hilfssensor HS im Sensorgehäuse (bzw. Chip CH) des erfindungsgemäßen selbstkalibrierenden Meßsystems dargestellt. Beim erfindungsgemäßen System sind vorzugsweise der Sensor S und Hilfssensor HS gemeinsam auf einer Keramik montiert. Dadurch eröffnet sich die Möglichkeit, nicht nur den Offset, die Nichtlinearitäten und den Temperaturgang des Sensors S zu kompensieren, sondern auch alle nicht-idealen Eigenschaften der Eingangs- und Ausgangsstufen des Hilfssensors HS selbst, da sich diese bei der Aufnahme des Kennlinienfeldes des Sensors S im digitalen Messwert und am analogen Ausgang widerspiegeln. Durch die Lokalität sowie die ausgezeichnete Wärmeleitfähigkeit der Keramik sind beide Systeme S und HS bezüglich der gemeinsamen Störgröße Temperatur stark gekoppelt, so dass kein individueller unabhängiger Temperatureinfluss vorliegt.

Im Sensorgehäuse CH werden neben dem Sensor S und dem Hilfssensor HS auch die zur Filterung der analogen Ausgangssignale notwendigen Kapazitäten C mit untergebracht. Die Anzahl, der für den Sensoranwender zugänglichen Anschlüsse, reduziert sich bis auf acht. Infolge der erfindungsgemäßen Ausgestaltung ist es möglich, mit den verbleibenden acht Anschlüssen, nämlich im nachfolgend beschriebenen Beispiel TANAOUT, PANAOUT, VDD, VPROG, SCL, SDA, GND und GNDA, das gesamte System auszumessen, zu kalibrieren und zu programmieren.

In Fig. 2 ist eine vereinfachte Struktur des selbstkalibrierenden Meßsystems dargestellt. Es enthält alle Systemparameter und ausgewählte Signale. Einzelheiten des Blockschaltbilds nach Fig. 2 mit detaillierter Beschreibung der Module und Pinbelegung erfolgt anhand der nachfolgenden Fig. 3. Der Hilfssensor HS kann im Rahmen der Erfindung mit Anschlüssen für eine Sensorbrücke bzw. Temperatursensor ausgestaltet werden (siehe Fig. 2 IP, VP1, VP2, GNDAP bzw. IT, GNDAT). Bei den Sensoren kann es sich beispielsweise um piezoresistive Sensoren handeln, die zum Beispiel zur Druck- oder Feuchtemessung verwendet werden. Die Sensoren werden durch einen konstanten Strom gespeist (siehe Fig. 2 VDD, GND, VDDA, GNDA). Eine variable Eingangsstufe gestattet den Einsatz eines breiten Spektrums piezoresistiver Sensoren.

Der Temperatursensor kann im Rahmen der Erfindung auch entfallen, da die Temperaturabhängigkeit der Brückenspannung zur Erfassung der Störgröße als Temperatursignal genutzt werden kann. Zur Kommunikation existiert eine serielle Schnittstelle (siehe Fig. 2 SDA, SCL), welche Befehle, Parameter und Messwerte überträgt. Das Kennlinienfeld des Sensor-Hilfssensor-Systems wird während des Kalibriervorganges aufgenommen. Durch Interpolation wird die Anzahl der Stützstellen vergrößert und es werden die Koeffizienten für den im Hilfssensor HS implementierten Algorithmus zur Polynomberechnung ermittelt. Die Koeffizienten werden an den Hilfssensor HS übertragen, durch Stichprobenmessung überprüft und in einem nichtflüchtigen Parameterspeicher SP fest programmiert (siehe Fig. 2 VPROG). Nach dem Anlegen der Versorgungsspannung wird der Parameterspeicher SP ausgelesen, und sofern das System programmiert ist, wird mit den Messungen begonnen. Zur Ausgabe der kompensierten Werte stehen neben der seriellen Schnittstelle (siehe Fig. 2 SDA, SCL) auch zwei analoge Spannungsausgänge zur Verfügung, die auch deaktiviert werden können (siehe Fig. 2. TANAOUT, CDAT, PANAOUT, CDAP). Reset und Takt werden auf dem Hilfssensor HS generiert.

In der folgenden Tabelle sind die in Fig. 3 zeichnerisch dargestellten Module mit einer kurzen Beschreibung aufgelistet; danach folgt eine ausführliche Beschreibung einzelner Module.

Modul
Bemerkung
Spannungsüberwachung	Power On Reset POR, Spannungsüberwachung
ANAIN	Aufbereitung und Digitalisierung der Sensorsignale
ANAOUT	Zwei analoge Ausgangstufen für kompensierte Größen
DIGITAL	Digitaler Schaltungsteil zur Berechnung der kompensierten Größen in Abhängigkeit der Messwerte und zur Kommunikation
Bandgap	Temperaturunabhängige Spannungsreferenz
CSREF	Temperaturunabhängige Stromreferenz
CLKGEN	Interner Clockgenerator
CS	Zwei programmierbare Stromquellen zur Sensorspeisung
T-Kanal	Eingangskanal für die Störgröße Temperatur
P-Kanal	Differenzeingangskanal für Messgröße (z. B. Druck, Feuchte)
VREF	Erzeugung der Bezugspotentiale
ADC	10-Bit Analog digital Umsetzer
CLKRESGEN	Resetsynchronisation und Clockableitung
MAIN_CTRL	Initialisierung, Befehlsdecodierung, Steuerung des Systems
CONTROLLER	Steuerung des Polynomberechnung
DZM	Digitales Filter, Mittelwertbildung und Dezimation
DATA	Speicherung und Bereitstellung von Messwert, Zwischenergebnissen und Ausgabewerten
FUSE	Parameterspeicher, ZENER-PROM
FUSE_CTRL	Steuerung von Lese-, Schreib- und Programmiervorgängen in FUSE
IIC	Serielle Schnittselle, I2C-Protokoll
DATAOUT_IIC	Zwischenspeicherung der zu sendenden Daten und Bitauswahl

Modulbeschreibung Power on Reset und Spannungsüberwachung

Mit Zuschaltung der Versorgungsspannung nimmt das System selbständig seine Arbeit auf. Das System wird dabei durch den. Power On Reset POR zurückgesetzt. Die Versorgungsspannungsüberwachung stellt die korrekte Funktion sensibler Module sicher. Die Bandgap liefert dazu eine temperatununabhängige Referenzspannung VBG.

ANAIN

Im analogen Eingangsteil erfolgt die Bereitstellung der Sensorströme durch die Stromquellen CS. Die Bezugspotentiale V125 und V25 werden durch VREF aus der Bandgapspannung VBG abgeleitet. Die Signale V171 und V228 werden durch Spannungsteiler aus V125 und V228 gewonnen. Der T-Kanal dient der Signalaufbereitung der Störgröße Temperatur. Dazu sind verschiedene Quellen auswählbar. Der P-Kanal mit seinem Differenzeingang bereitet die Brückenausgangsspannung für die Digitalisierung auf. Es erfolgt ein Abgleich des Nullpunktoffsets des Brückensignals. Aufgrund der Stromspeisung der Brücke erfolgt dieser in Abhängigkeit von der Brückenspannung. Variable Verstärkung und Nullpunkt- bzw. Offsetverschiebung ermöglichen in beiden Eingangskanälen jeweils eine optimale Anpassung der Eingangssignale an den Eingangsbereich des 10-Bit Analog Digital Umsetzers ADC.

CLKGEN

Die Erzeugung der Clock für den Digitalteil erfolgt innerhalb des Hilfssensor HS durch einen stromgesteuerten Oszillator. Der Steuerstrom wird von der Stromreferenz CSREF geliefert. Eine externe Taktung ist nur im Testbetrieb vorgesehen.

DIGITAL

Im Digitalteil wird die Berechnung der kompensierten Werte durchgeführt. Eine serielle Schnittstelle mit einem I2C-Protokoll IIC ermöglicht während der Kalibrierung und des Messbetriebs die Kommunikation mit einem zentralen Prozesssteuerrechner (Siehe Fig. 2 Pin SCL, SDA und PC). Die dauerhafte Speicherung der Systemparameter erfolgt im Modul FUSE (Parameterspeicher SP). Vorzugsweise wird als Parameterspeicher SP ein Zener-PROM benutzt. Der Test des Digitalteils ist in verschiedenen Testmodi durchführbar (Siehe Fig. 3 T_IO 1. . .3).

Das Modul MAIN_CTRL steuert die Initialisierungsphase und führt die Auswertung der durch die Schnittstelle IIC empfangenen Daten durch. Die Berechnung der Polynome erfolgt im Rechenwerk R mit den Modulen CONTROLLER, DZM, DATA und AU. Der CONTROLLER koordiniert den Ablauf der Polynomberechnung. Im Modul DZM erfolgt die Mittelwertbildung und Dezimation der Messwerte vom ADC. Die Arithmetische Einheit AU führt die arithmetischen Operationen durch. Die Speicherung und Bereitstellung der Mess-, Zwischen- und Ergebniswerte erfolgt im Modul DATA. Das Modul DATAOUT_IIC dient der Zwischenspeicherung der über die Schnittstelle zu übertragenen Daten. Das Modul FUSE_CTRL steuert Lese-, Schreib- und Programmiervorgänge des Moduls FUSE (Parameterspeicher SP).

ANAOUT

Zur Ausgabe der berechneten Werte für Temperatur und Brückensignal existieren zwei identische getrennt aktivierbare Ausgangsstufen A. Die Gültigkeit der analogen Ausgangssignale wird durch DAVALID angezeigt. Für Kalibrierzwecke werden an den Ausgangsstufen die Bandgapspannung VBG und die Systemclock CLOCK zur Verfügung gestellt.

Parameter des Analogteils, die im Parameterspeicher SP gespeichert sind und direkt zum Analogteil führen, tragen den Suffix "_F" im Namen. Der Suffix "(_F)" kennzeichnet Parameter, die bis zum Abschluss der Initialisierungsphase durch den Digitalteil auf ihren typischen Wert gesetzt werden, bevor der programmierte Wert übernommen wird.

In der nachfolgenden Tabelle sind die Anschlüsse des Hilfssensors HS aufgelistet.
VDD, VDDA: Digitale und analoge positive Versorgungsspannung
GND, GNDA: Bezugspotential der digitalen und analogen Versorgungsspannung
XSLEEP: Power down by Pad, Abschaltung des ASIC
IT: Stromquellenausgang für Temperatursensor
GNDAT: GNDA-Pad für Temperatursensor
IP: Stromquellenausgang für Sensorbrücke
VP1, VP2: Differenzeingang für Sensorbrücke
GNDAP: GNDA-Pad für Sensorbrücke
DAVALID: Analoge Ausgangsstufe aktiv
TANAOUT: Analoger Signalausgang für kompensierte Störgröße Temperatur
PANAOUT: Analoger Signalausgang für kompensierte Meßgröße
CDAT: Anschluss externer Kapazität zur Tiefpassfilterung des analogen TDA- Signales
CDAP: Anschluss externer Kapazität zur Tiefpassfilterung des analogen PDA- Signales
CV171: Anschluss externer Kapazität zur Tiefpassfilterung von V171
SCL: Serielle Schnittstelle, Clocksignal
SDA: Serielle Schnittstelle, Datensignal
T_IO 1. . .3: Testeingänge

In der folgenden Tabelle sind die Systemparameter des Hilfssensors HS und eine kurze Beschreibung zusammengefasst.

Die mit (*) gekennzeichneten Parameter sind über das IIC-Interface IIC direkt setzbar.

Schließlich sind in der folgenden Tabelle die im Blockschaltbild verwendeten Signale aufgelistet und ihre Bedeutung bzw. Funktion angegeben.

Das Kernstück des Digitalteils bildet eine Zustandsmaschine, die den Algorithmus zur Polynomberechnung steuert. Erfindungsgemäß wird darauf verzichtet, einen variabel programmierbaren Mikrocontroller einzusetzen, dessen Programm man an verschiedene Situationen anpassen kann, sondern es wird ein hochspezielles und minimiertes Rechenwerk R eingesetzt. Die Registerspeicher sind an die Anforderungen der Anwendung angepasst. Die Anzahl der Parameter wurde so reduziert, dass es möglich wurde, die benötigten 368 Bit direkt im internen Parameterspeicher SP zu speichern. Dadurch entfallen zeitaufwendige Speicherzugriffe auf einen externen Speicher. Es werden neben der Polynomberechnung für zwei digitale Messgrößen und einer Skalierung der zwei analogen Ausgangswerte, die System-, die Speichersteuerung sowie die serielle Schnittstelle IIC realisiert. Ein umfangreiches Datenprotokoll ermöglicht die vollständige Kalibrierung und gezielte Abfragen bestimmter Daten.

Übersicht der Aufgaben des Digitalteil

Der Digitalteil des Systems muss die folgenden Aufgaben erfüllen

• - Autonomes Starten und Initialisieren des Systems nach dem Einschalten der Versorgungsspannung
• - Autonome Aufnahme des Messzyklus im programmierten Zustand
• - Kommunikation mit einem Steuerrechner zur Befehls- und Datenübertragung
• - Steuerung des Parameterspeichers SP (Auslesen des PROM, Schreiben und Lesender Register)
• - Steuerung des Programmierzyklusses des Parameterspeichers SP
• - Verriegelung des Parameterspeichers SP nach Programmierung
• - Steuerung der Messwertaufnahme
• - Bereitstellung der AD- und DZM-Meßwerte
• - Polynomberechnung zur Temperatur- und Druckbestimmung, Skalierung der analogen Ausgangswerte
• - Signalisierung des Grenzbereiches der AD-Werte
• - Signalisierung der Gültigkeit der berechneten Werte
• - Powerdown-Steuerung des Analogteils
• - Powerdown-Steuerung der analogen Ausgangsstufen
• - Abschaltung bei Unterspannung
• - Stand by-Modus

Die in die Polynome eingehenden Werte, werden aus den 10-Bit AD-Werten ermittelt, indem eine Mittelwertbildung über acht Werte mit einer anschließenden Division durch zwei erfolgt (siehe Fig. 3 DZM). Damit wird eine digitale Tiefpassfilterung des Signals erreicht. Die Umschaltung zwischen beiden Eingangskanälen erfolgt durch das Signal ADSEL. Nach einer Kanalumschaltung wird der erste Wert verworfen. Die folgenden 8 AD-Werte werden zur Mittelwertbildung herangezogen, so das zur Berechnung der Polynome gemittelte Messwerte benutzt werden.

Dem Berechnungsalgorithmus liegt die Zahlendarstellung im Fixpunktformat mit Vorzeichen zugrunde. Die Bitbreite beträgt 20 und es wird eine 20 Bit Arithmetische Einheit (siehe Fig. 3 AU) benutzt. Zur Zahlendarstellung wird vorzugsweise nicht das Zweierkomplement gewählt, da hierdurch der Aufwand für die Umrechnung zur Ausgabe über den DA-Umsetzer gespart werden kann. Im einzelnen Darstellung erfolgt die Zahlendarstellung in Form des Hornerschemas, welche den Vorteil einer speicherplatzoptimale Berechnungsfolge zur Berechnung der analogen und digitalen Ausgabewerte aufweist. Das Rechenwerk R ist zwar so ausgelegt, dass es zu keiner Bereichüberschreitung kommt, allerdings ist eine Überschreitung des wesentlich kleineren Wertebereiches der 10-Bit AD-Werte möglich. Um das Ergebnis nicht zu verfälschen, werden vorzugsweise Clippingfunktionen eingeführt, welche die Werte auf den datentypabhängigen minimalen oder maximalen Grenzwert beschränken. Eine spezielle Signalisierung eines durchgeführten Clippings erfolgt dabei nicht. Beim Auslesen der Werte über die digitale Schnittstelle erkennt man dies durch das Erreichen eines Grenzwertes. Schließlich erfolgt das Runden nur bei der letzten Addition in einem Multiplikationszyklus, wobei die Position, die abgeschnitten wird, gerundet wird. Soll das Gesamtergebnis gerundet werden, wird dies durch Addition von 0,5 auf die konstanten Glieder in den Polynomen, realisiert.

Das Steuerwerk hat die Aufgaben die Mittelwertbildung zu starten, die Quellenauswahl des ADC und den Algorithmus zu steuern. Weiterhin ist es für die Auswahl der Operanden und Zielregister des Ergebnisses zuständig, wobei diese Funktion durch das Modul CONTROLLER durchgeführt wird. Das Rechenregister umfasst auch sogenannte Status-Register, welche nicht für die Berechnung verwendet werden. In ihnen wird der Status des DZM-Wertes gespeichert. Dieser sagt aus, ob sich der DZM-Wert des Eingangssignals im Randbereich des ADC-Eingangsbereichs, z. B. einer Grenze von 12,5%, befindet. Dieser Wert ist über das Interface abrufbar, und könnte vor ungenaueren Messergebnissen im Grenzbereich warnen.

Die Arithmetische Einheit AU stellt die folgenden Grundfunktionen zur Verfügung:

• 1. Addition zweier vorzeichenbehafteter Nichtkomplement-Zahlen.
• 2. Addition zweier vorzeichenloser Zahlen mit anschließender Division durch 2 (Rechtsshift)
• 3. zwei Clippingfunktionen (analog und digital).

Bei der einfachen Addition ergibt sich trotz einer Breite der Summanden von jeweils 20 Bit nur ein Ergebnis mit der gleichen Bitbreite. Dies liegt am Maximum des möglichen Endergebnisses bei Verwendung maximaler Eingangswerte. Bei der Multiplikation besitzt der erste Faktor 20 Bit. Der 2. Faktor ist der P- oder T-Wert, welcher 12 Bit breit, positiv und kleiner Eins ist. Damit ergibt sich für das Ergebnis eine Breite von 20 Bit, wenn die neuen Nachkommastellen, die für die weitere Berechnung keinen Einfluss haben, unberücksichtigt bleiben. Das Vorzeichen wird durch den ersten Faktor bestimmt. Die Multiplikation wird durch schrittweise Addition realisiert. Durch den Rechtsshift nach einer Addition, wird die niederwertigste Position verworfen und die Breite der Operanden bleibt während der Multiplikation erhalten. Da ein Vorladen des zweiten Operanden im ersten Schritt erfolgt, werden nur 11 Takte anstelle von 12 benötigt.

Die Kommunikation wurde durch die serielle Schnittstelle mit IIC-Bus-Protokoll realisiert. Vorzugsweise arbeitet im IIC-Bus-System der Hilfssensor HS nur als Slave. Er unterstützt die General Call-Funktion, womit sich mehrere Hilfssensoren ansprechen lassen. Als Adressbereich stehen alle zulässigen Adressen zwischen 1 und 126 zur Verfügung. Die eigene Adresse wird fest im Paramerterspeicher SP abgelegt. Im Modul IIC ist die serielle Schnittstelle des Hilfssensors HS inplementiert. Das Modul IIC beobachtet die Kommunikation auf der Busleitung. Wird die eigene Adresse, die am Eingang ADDRESS anliegt, erkannt, wird das dem MODUL MAIN_CTRL durch CHIP_SELECT mitgeteilt und signalisiert, ob es sich dabei um einen Schreib- oder Lesezugriff handelt (READ_WRITE). Die seriell ankommenden Daten werden in einem Schieberegister aufgefangen und MAIN_CTRL in paralleler Form zur Verfügung gestellt. Das Signal PAR_VALID zeigt die Gültigkeit des Datenbytes an. MAIN_CTRL nimmt die Auswertung der Befehle vor und steuert die Bereitstellung der zu sendenden Daten von DATAOUT_IIC oder stößt FUSE_CTRL an, um den Parameterspeicher SP auszulesen oder mit SER_DATA zu beschreiben. Das Modul FUSE_CTRL muß dann die Synchronisation mit dem SCL-Takt durch SER_CHANGE und SER_READ realisieren. Nachfolgend sind in der Tabelle die Schnittstellensignale und deren Beschreibung zusammengefasst.

Für die Kommunikation mit dem Hilfssensor HS ist ein solches Protokoll- und Datenformat vorgesehen, dass das Befehls- und Datenformat den Anforderungen beim Datenaustausch während der Kalibrierungsphase und dem normalem Messbetrieb gerecht wird. Es sind Befehle, der Parametersatz und Messdaten zu übertragen, Parameter direkt zu setzen und Statusabfragen durchzuführen. Die Decodierung der IIC-Befehle und deren Ausführung bzw. Weiterleitung erfolgt durch das MODUL MAIN_CTRL. Für das Empfangen und Senden existiert jeweils eine eigene Zustandsmaschine.

Die Decodierung der IIC-Befehle und deren Ausführung bzw. Weiterleitung erfolgt durch das MODUL MAIN_CTRL. Für das Empfangen und Senden existiert jeweils eine eigene Zustandsmaschine.

Nach dem. Einschalten der Versorgungsspannung muss sich das System selbst initialisieren. Dabei werden die im Systemparameterspeicher SP gespeicherten Daten ausgelesen. Durch die Signale NODATA und FUSEOPEN_F erkennt das System seinen Initialisierungszustand. Das Signal NODATA wird aus der gespeicherten IIC-Adresse des Systems gebildet. Wurde diese noch nicht programmiert, ist dieses Signal aktiv. Das Signal FUSEOPEN_F ist eine Speicherstelle im PROM, die einen Schreibschutz für das PROM darstellt und nach erfolgter Programmierung weitere Programmierzyklen unterbindet. Es treten die folgenden Initialisierungszustände auf:

• 1. No Data
• 2. Kalibriert
• 3. Closed

Nach dem Abschluss der Initialisierung befindet sich das System in einem der drei Initialisierungszustände. In diesen Zuständen ist erstmals eine Kommunikation über die serielle Schnittstelle möglich. Das Signal STANDBY_IIC ist deaktiviert.

Im ersten Initialisierungszustand "No Data" wurde das System noch nicht kalibriert. Es liegen keine Systemparameter vor. Der Analogteil und Berechnungsalgorithmus sind abgeschaltet. Das System wartet auf Befehle über die serielle Schnittstelle IIC. Es kann mit der Kalibrierung begonnen werden. Mit Eintritt in den Zustand wurde die IIC-Adresse auf Null gesetzt und die maximale Clockfrequenz über den Parameter DIVIDE eingestellt, um eine sichere Kommunikation zu gewährleisten. Das System ist jetzt im Betriebszustand STANDBY.

Im zweiten Initialisierungszustand "Kalibriert" ist das Signal NODATA deaktiviert und FUSE_OPEN_F ist noch aktiv. Das System wurde bereits kalibriert, aber der Programmierschutz ist noch nicht aktiviert worden. Programmierzyklen können den Inhalt des Systemparameterspeichers SP noch verändern. Die im Parameterspeicher SP vorliegenden Daten werden als gültig betrachtet und für Clockteiler und IIC-Adresse übernommen. Dies gilt ebenso für die Parameter W_F und BGDADJ_F. Damit ist es jetzt möglich, auf die höhere Schwelle bei der Versorgungsspannungsüberwachung umzuschalten, um die Genauigkeit der Messwerte abzusichern. Ist dies erfolgt, wird die serielle Schnittstelle IIC aktiviert und das Power down Signal für den Algorithmus aufgehoben. Das führt zum Einschalten des Analogteils und dem Beginn des Meßzyklusses. In Abhängigkeit von der im Parameterspeicher SP eingestellten Ausgangskonfiguration werden mit dem Vorliegen der ersten Messwerte die analogen Ausgangsstufen aktiviert. Das System arbeitet jetzt autonom und kann durch IIC-Befehle gesteuert werden. Es befindet sich im Betriebszustand RUN.

Der dritte Initialisierungszustand "PROM closed" unterscheidet sich vom Initialisierungszustand "Kalibriert" nur durch die Abfrage des Signal FUSE_OPEN im gesperrten Programmierzyklus.

Das System kann sich in den folgenden Betriebszuständen befinden:

• 1. Power down by Pad
• 2. STANDBY
• 3. RUN
• 4. Kalibrieren

Eine Umschaltung der Betriebszustände STANDBY, RUN und Kalibrieren ist über die serielle Schnittstelle IIC möglich.

Der erste Betriebszustand "Power down by Pad" ist ein Stromsparmodus. über den Eingang XLSEEP kann das gesamte System abgeschaltet werden. Die Kommunikation ist nicht möglich.

Im STANDBY-Modus sind Analogteil und Berechnungszyklus abgeschaltet. Die serielle Schnittstelle IIC ist aktiv. Dieser Modus ist durch Abfrage des Systemstatusbytes ermittelbar. Eine Kennzeichnung der Messwerte als alte Messwerte durch das Statusbyte, soll eine falsche Interpretation verhindern, da diese auch im STANDBY-Modus abrufbar sind. Durch den entsprechenden IIC- Befehl kann in den RUN-Modus gewechselt werden. Dabei wird ein sogenannter Softreset ausgelöst, der die Statusbits zurücksetzt.

Im dritten Betriebszustand "RUN" sind der Analogteil, Mittelwertbildung und Berechnungszyklus eingeschaltet. Es werden abwechselnd die Messwerte der beiden Kanäle (xDZM) ermittelt, mit denen die Berechnung der Polynome erfolgt. Bei aktivierten analogen Ausgangsstufen werden die korrigierten Werte auch analog ausgegeben. Die Kommunikation ist möglich.

Gegenüber dem RUN-Modus unterscheidet sich der vierte Betriebszustand "Kalibrieren" nur durch den abgeschalteten Berechnungszyklus PD(ALGO). Die Mittelwertbildung ist aktiv, so dass die AD- und DZM-Werte verfügbar sind. Durch den Befehl Set_ADSEL, kann als Signalquelle der durch ADSEL bestimmte Eingangskanal fest eingestellt werden. Der zyklische Wechsel zwischen T- und P-Kanal entfällt.

Im erfindungsgemäßen System sind 368 Bit zur Speicherung der analogen Parameter, der Koeffizienten und der digitalen Parameter wie IIC-Adresse, Clockteiler, Ident-Nummer etc. notwendig. Durch die serielle Schnittstelle IIC kann auf den Systemparameterspeicher SP seriell lesend und schreibend zugegriffen werden. Die Sicherheit des Auslesens hängt von der Temperatur und der Versorgungsspannung ab. Darum ist erfindungsgemäß eine entsprechende Überwachung während des Auslesevorganges vorgesehen. Die Anordnung der einzelnen Parameter erfolgt nach folgenden Regeln:

• 1. Die analogen Parameter wurden an den Anfang der Registerkette gesetzt. Bei der Kalibrierung müssen diese häufig umgestellt werden, wobei die Koeffizienten noch nicht benötigt werden. Es reicht aus nur einen Teil des Fusedump zu schreiben, da die benötigten Parameter sehr schnell im Schieberegister erreicht werden.
• 2. Während der Polynomberechnung wird immer nur ein Koeffizient benötigt. Daher wurden die Multiplexer, die den Koeffizienten auswählen im Layoutbereich des ZENERPROM mit untergebracht. Benachbarte Register erhielten die gleiche Bitposition im Koeffizienten, wodurch der Verdrahtungsaufwand und Flächenbedarf erheblich minimiert wurde.

Nachfolgend wird der Kalibriervorgang anhand der einzelnen Kalibrierschritte beschrieben, wobei mit Sensor das System aus Drucksensor S und Hilfssensor HS bezeichnet wird.

Grundeinstellungen Vergabe einer neuen IC-Adresse

Beim parallelen Kalibrieren von mehreren Sensoren ist jedem Sensor eine eigene IIC-Adresse zu vergeben. Dazu wird er über einen General Call angesprochen und durch den Befehl CODE(W2,3) seine Adresse zugeordnet. Dazu muss jeder Sensor einzeln an den IIC-Bus angeschlossen werden, da sonst jeder die gleiche Adresse erhält. Nach erfolgter Adressvergabe können Sensoren parallel an den IIC-Bus angeschaltet werden. Befehle, die alle Sensoren ausführen müssen, werden als General Call gesendet. Individuelle Datenübertragungen, wie das Einstellen von Offsets und das Auslesen der Messwerte, erfolgen über die am Anfang vergebene Adresse. Sollte ein Sensor nicht mehr auf seine Adresse jedoch auf den General Call reagieren, so muss eine kurzfristige Störung vorgelegen haben, die ihn veranlasste, die Initialisierung erneut zu durchlaufen. Damit kann er die zuvor vergebene Adresse nicht kennen. Dies ist ein guter Störungsindikator.

Bandgap justieren (BGADJ), Clockfrequenz (W)

Durch den IIC-Befehl CODE(W2,1) SET_REFOUT wird die Spannung V125 auf den analogen Ausgang geschaltet. Die Spannung ist zu bestimmen und über den Parameter BGADJ_F auf ca. 1,264 V einzustellen. Der Wert von V125 ist zu protokollieren, da er für Berechnungen benötigt wird. Am zweiten analogen Ausgang ist gleichzeitig die Systemclock CLOCK durchgeschaltet. Das ermöglicht durch Messen der Frequenz den Parameter DIVIDE zu bestimmen. Zu berücksichtigen ist, dass W den Referenzstrom für die Sensorströme und somit auch die Clockfrequenz beeinflusst.

T-Kanal

Die Temperatur ist die dominante systematische Störgröße bei piezoresistiven Drucksensoren. Um ihre Einflüsse gut zu kompensieren, muss sie mit der gleichen Genauigkeit wie die Messgröße erfasst werden. Zur Erfassung genügt ein Spannungseingang. Mögliche Quellen können spezielle Temperatursensoren sein, die sich neben oder mit auf dem Drucksensor befinden. Es ist aber auch möglich, direkt die Brückenspannung, das heißt den Temperaturkoeffizienten des Brückenwiderstandes zu nutzen. Daraus ergibt sich die Forderung einen Eingangskanal mit einem Eingangsbereich, der beiden Quellen gerecht wird, bereitzustellen.

Temperatursensoren haben einen wesentlich größeren Temperaturkoeffizienten aber auch einen kleineren Widerstand als eine Sensorbrücke. Es ist denkbar die externen Temperatursensoren mit einem Strom zu betreiben, der eine Spannung in der Größe der Brückenspannung liefert. Dabei besteht jedoch die Gefahr, durch einsetzende Eigenerwärmung des Temperatursensors, das Temperatursignal zu verfälschen. Durch Vorschaltung eines Widerstandes wird ein kleinerer Speisestrom benötigt, was die Verlustleistung am Temperatursensor reduziert. Ein durchaus positiver Nebeneffekt ist dabei für Sensoren mit einem sehr großen Temperaturkoeffizienten der resultierende reduzierte Temperaturkoeffizient der Serienschaltung beider Widerstände.

Am abgeschlossenen Gesamtsystem von Sensor S und Hilfssensor HS ist das Messen der über den Sensoren anliegenden Spannung durch ein externes Messgerät nicht möglich. Der Temperaturkanal muss die Funktion eines Spannungsmessers übernehmen. Der Absolutwert der Stromreferenz lässt sich nicht ermitteln. Die Widerstandswerte der Sensoren im Gesamtsystem sind meist unbekannt. Für die Einstellung des Brückenstromes zur Justage der Brückenspannung oder der Spannung über dem Temperatursensor bei Bezugstemperatur reicht die Kenntnis der Spannungsstufung, die aus Sensorstromquantisierung und Sensorwiderstand resultiert, aus. Da der Temperaturkanal als Spannungsmesser verwendet werden kann, muss man lediglich mit zwei verschiedenen Strömen die Spannung messen. Der Offset im T- Kanal hat aufgrund der geringen Verstärkung kaum eine Bedeutung. Die Offsetverschiebung gestattet jedoch eine Feinjustage, um die grobe Quantisierung der Sensorströme auszugleichen und den Temperaturkanalausgang optimal an den AD-Umsetzereingangsbereich anzupassen. Dadurch wird auch verhindert, auf eine kleinere Verstärkung wechseln zu müssen, da eine Bereichsüberschreitung im Grenztemperaturbereich auftreten könnte.

Für die Speisung der Sensoren wird ein temperaturstabiler Strom benötigt. Dieser wird aus einem programmierbaren Stromspiegel, der einen temperaturstabilen Referenzstrom vervielfacht, gewonnen. Da es schwierig ist, einen externen temperaturunabhängigen Widerstand für die Referenzstromerzeugung zu verwenden, und die integrierbaren Polywiderstände einen großen Temperaturkoeffizienten aufweisen, ist es von Vorteil, eine Referenzspannung zu erzeugen, deren Temperaturkoeffizient dem des zur Strommessung verwendeten Widerstand entspricht. Da in der Regel der Temperaturkoeffizient der Polywiderstände während des Herstellungsprozesses nicht überwacht wird, ist mit einem ungünstigerem Temperaturverhalten zu rechnen. Dies beeinflusst die Funktionalität der Schaltung jedoch nicht. Aus dem Referenzstrom werden über einen kaskadierten Stromspiegel, die Sensorströme abgeleitet. Aufgrund der technologischen Streuungen der integrierten Widerstände von bis zu 30%, unterliegt der Referenzstrom ebenfalls derselben Streuung. Zum Ausgleich wurde bereits auf der Strommessseite des Stromspiegels eine Programmiermöglichkeit vorgesehen. Die kaskadierte Ausführung der Stromquelle ist von Vorteil, um durch eine Erhöhung des Innenwiderstandes der Stromquelle das PSRR- Verhalten zu verbessern. In der Kaskadierung liegt gleichzeitig die Ursache für die Beschränkung der Spannung über den Sensoren. Nur wenn beide Transistoren eines Strompfades in Sättigung arbeiten, ist die Stabilität des Sensorstromes gesichert. Die folgende Tabelle zeigt den Wertebereich der Parameter Stromreferenz und Sensorströme.

Parameter
Wertebereich
W(2)	Referenzstrom: typ. {67, 50, 40, 33} µA
IP(5)	und Sensorströme: typ. 0. . .1,5 mA in 50 µA Schritten
IT(5)	exakt: 0. . .31-fache des Referenzstroms

Die Biasspannungen für den Steuerstrom des Clockgenerators werden ebenfalls in der Stromreferenzstufe gebildet. Das bedingt, dass die Stromreferenzstufe eingeschaltet sein muss, um den Digitalteil starten zu können. Durch mehrere Stromspiegel wird sichergestellt, dass die Rückwirkung des Clocksignals über die Biasspannung auf die Sensorströme ausreichend gedämpft ist.

Die Programmierbarkeit der Offsetverschiebung erreicht man wieder durch programmierbare Stromspiegel. Den Referenzstrom gewinnt man durch eine spannungsgesteuerte Stromquelle. Der Messwiderstand der Stromquelle und der Rückkoppelwiderstand R2 sind dabei matching-Partner. Das Verhältnis der Widerstände und die Teilerverhältnisse der nachgeschalteten Stromspiegel ermöglichen eine Offsetverschiebung in einem genauen Verhältnis zur Steuerspannung. Die Schrittweite der Offsetverschiebung im T-Kanal ergibt sich wie folgt. Der Widerstand RMess entspricht dem Rückkopelwiderstand der Ausgangsstufe, wo der Offsetstrom eingespeist wird. Der Strom Imess wird durch 34 parallel geschaltete Strompfade geteilt zu I_ref. Als Referenzstrom für die Offsetverschiebung, werden zwei Spiegelströme von I_ref verwendet. Die Schrittweite ergibt sich nach einer weiteren Teilung durch drei im nachgeschalteten programmierbaren Stromspiegel. Für die Nullpunktverschiebung im P-Kanal wird die gleiche Stromreferenz jedoch mit unterschiedlichen Teilerverhältnissen verwendet. Im Gegensatz zum T-Kanal ist hier eine positive und negative Verschiebung möglich.

Da die Steuerspannung dem Aussteuerbereich des ADC entspricht, erreicht man durch dieses Prinzip in der letzten Stufe des jeweiligen Kanals eine bestimmte prozentuale Verschiebung gegenüber dem Eingangsbereich des ADC. Die jeweiligen Bereiche decken dabei die durch Operationsverstärkeroffset und durch die jeweilige Anwendung geforderte Nullpunktverschiebung vollständig ab. Für die Korrektur des Nullpunktoffsets der Sensorbrücke wird die temperaturabhängige Brückenspannung als Steuerspannung verwendet. Dies ist von Vorteil, da sich durch die Stromspeisung mit dem ändernden Brückenwiderstand auch proportional das Offsetsignal verändert und der neue Nullpunktoffset ebenso ausgeglichen werden muss. Die Generierung des Offsetstromes erfolgt im Modul PCH_OFF und wird in der Differenzeingangsstufe eingespeist.

Der AD-Umsetzer arbeitet vorzugsweise nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation und enthält eine interne Holdfunktion. Für eine Umsetzung werden beispielsweise nach der Initialisierung 11 Takte benötigt und dieser wird mit einer Frequenz von ca. 100 kHz betrieben. Im Digitalteil erfolgt eine Mittelwertbildung über acht aufeinanderfolgende Messwerte mit einer anschließenden Dezimation. Der dezimierte Wert wird dann für die weiteren Berechnungen verwendet. Der Eingangsbereich wird durch die zwei Bezugsspannungen V125 und V25 festgelegt. Die analogen Eingangskanäle sind so ausgelegt, dass eine optimale Ausnutzung des Eingangsbereichs ermöglicht wird.

Die Bestimmung der Parameter des T-Kanals ist wie folgt: Entsprechend der zu nutzenden Signalquelle wird der Parameter TSEL_F festgelegt. Die Verstärkung wird passend zum Temperaturkoeffizienten des Temperatursensors gewählt. Danach wird ein erster Wert des Parameter TOFF bestimmen: Den ersten Wert für den Sensorstrom IT_F wählt man anhand des typischen Sensorwiderstandes, so dass bei Messung der AD-Wert nicht in den Randbereich fällt. Den zweiten Wert für IT_F wählt man passend. Zwei Messungen mit unterschiedlichen I- Werten gestatten es, den korrekten Sensorstrom IT_F zu berechnen. Durch die Messung der Referenz erhält man einen Bezugswert, der es nach Einstellung des Sensorstromes IT_F ermöglicht die Spannung am Sensor S zu bestimmen. Entspricht die Spannung am Sensor S dem Zielwert für die Bezugstemperatur, ist der Wert für IT_F gefunden. Die Spannung am Temperatursensor modifiziert man durch Veränderung des Sensorstromes IT_F. Der aufgrund des gewählten Sensorstromes IT_F bei Bezugstemperatur ermittelte AD-Wert wird mit dem AD- Zielwert für die Bezugstemperatur verglichen. Die Differenz zum Zielwert ergibt die an TOFF vorzunehmende Veränderung, um TOFF festzulegen. Sollte TOFF bei diesem Feinabgleich den Wertebereich des Parameters Verlassen, so ist durch Veränderung von IT_F eine Gegenmaßnahme zu ergreifen und bei TOFF erneut der Feinabgleich durchzuführen. Wird ein extra Temperatursensor verwendet, werden die Parameter IT_F, VT_F und TOFF_F ermittelt.

P-Kanal

Der P-Kanal dient der Aufbereitung der Messgröße für die Digitalisierung. Da die Verbindung von Sensor S und Hilfssensor HS direkt, also ohne Zwischenbondung, hergestellt wird und die Polarität der Brückenausgänge der anzuschaltenden Sensorchips variieren kann, benötigt man eine wechselnde Polarität der Differenzeingänge des Hilfssensor HS. Die Sensorbrücke wird mit einem konstanten Strom gespeist. Der Nullpunktoffset einer Sensorbrücke verhält sich dabei proportional zur Brückenspannung. Erfindungsgemäß wird dafür gesorgt, dass das Sensorsignal weitestgehend von diesem Offset befreit wird. Dies geschieht durch eine brückenspannungsabhängige Offsetkompensation. Es sind Signalspannen von 10 mV bis 200 mV am Brückenausgang zu erwarten. Die Verstärkung muss deshalb in einem großen Bereich einstellbar sein. Da die Sensorsignale durchaus einen Nulldurchgang aufweisen, muss eine Nullpunktverschiebung vorhanden sein, die es gestattet, den gesamten Signalbereich auf den Eingang des AD-Umsetzers zu verschieben. Durch die große Verstärkung innerhalb des P-Kanals wird eine Korrektur des Offsets der Operationsverstärker erforderlich. Der T-Kanal muss ausgemessen werden, falls dies noch nicht geschehen ist, um ihn als Spannungsmesser im P-Kanal zur Bestimmung der Brückenspannung zu verwenden. Aufgrund des verwendeten Drucksensors wird die Polarität am Differenzeingang eingestellt. Die Summe der Offsetspannungen kann aufgrund einer hohen Verstärkung einen sehr großen Anteil am Spannungssignal erreichen. Der Offset verursacht dabei eine Verschiebung gegenüber dem Eingangsbereich des ADC. Durch eine Erweiterung des Bereiches der ohnehin erforderlichen Nullpunktverschiebung, bei der Verwendung von Sensoren mit Nulldurchgang, kann dies ausgeglichen werden. Es ist bei der Kalibrierung notwendig, genau zwischen Sensoroffset und Operationsverstärkeroffset zu unterscheiden. Die Bestimmung der Parameter IP_F, P_OFF_F, VP_F und PNULL_F des P-Kanals zur Kalibrierung im P-Kanal erfolgt wie folgt:
Der Brückenstrom wird so gewählt, dass bei Bezugstemperatur eine Spannung von ca. 2.4 V über der Sensorbrücke anliegt. Die Vorgehensweise ist direkt auf den Parameter IP zu übertragen. Für die Korrektur des Sensoroffsets muß ein Bezugswert gewonnen werden, der einer Eingangsspannung von 0 mV entspricht.

Dazu wird das Signal SET_PXCOM aktiviert. Die Sensoroffsetkompensation wird dabei mit dem Parameter POFF ausgeschaltet. Um positive und negative Offsets gleichzeitig erfassen zu können, verschiebt man den Nullpunkt des Differenzeingangskanals um 50% in die Mitte des Eingangsbereichs des AD- Umsetzers. Man kann für eine bessere Auflösung eine große Verstärkung wählen, muss dabei aber kontrollieren, dass der Bezugswert nicht im Grenzbereich oder gar außerhalb des ADC-Eingangsbereiches landet. Hat man aufgrund der Operationsverstärkeroffsets den Bezugswert aufgenommen, deaktiviert man SET_PXCOM und ermittelt bei gleicher Einstellung den Wert für die Nullpunktspannung des Sensors. Aus der Differenz der aufgenommenen Werte, ermittelt man die Offsetspannung am Eingang. Mit der Brückenspannung kann man direkt den Wert für POFF ermitteln, den man durch eine Kontrollmessung noch einmal bestätigt. Die Verstärkung wird zunächst aufgrund der zu erwartenden Empfindlichkeit des Sensors gewählt. Da diese jedoch stark schwanken kann, muss diese durch zwei Messungen von Null- und Nenndruck mit einer geringeren Verstärkung gewonnen werden. (Skalierungsformel auf % vom ADC-Bereich). Mit der gefundenen Verstärkung muss der Nullpunkt der jeweiligen Anwendung entsprechend eingestellt werden

Analoge Ausgänge

Werden die analogen Ausgänge verwendet, so müssen diese ausgemessen werden. Der jeweilige Ausgang wird durch den Parameter TOEN_F bzw. POEN_F aktiviert.

• - Offset, Koeffizienten E0 und F0, Skalierungsfaktoren E1 und F1 Um den konstanten Offset, Koeffizienten E0 und F0, zu bestimmen muss ein Referenzwert ausgegeben werden, der vermessen wird. Dazu setzt man die Parameter E1 und F1 auf null und E0 und F0 auf einen Wert. Durch einen Fusedump werden die Parameter übertragen. Wird der Berechnungszyklus aktiviert, werden die Werte von E0 und F0 an die DACs gegeben und sind dann an den analogen Ausgängen zu messen. Um die Verstärkungsfaktoren, Koeffizienten E1 und F1 zu bestimmen, wird ein zweiter Wert über E0 und F0 ausgegeben. Aus den beiden ermittelten Werten und dem gewünschten Zielbereich, kann man den Skalierungsfaktor E1 bzw. F1 bestimmen.

Aufnahme des Kennfeldes

Für die analogen Eingangskanäle sind alle Parameter eingestellt. Somit kann mit der Aufnahme des Kennfeldes begonnen werden. Es werden ausgewählte Druck- und Temperaturpunkte angefahren und die Messwerte T_DIG und P_DIG aufgenommen. Will man die Ausgangsstufe vollständig Temperaturkompensieren, so muss bei jeder Temperaturstufe der analoge Ausgang einmal vermessen werden.

Berechnung der Koeffizienten

Es erfolgt die Definition der Zielfunktionen für T- und P-Werte. Soll der Temperaturgang der Ausgangsstufe berücksichtigt werden, muss dies bei der Definition der Zielfunktion beachtet werden. Die aufgenommenen Kennwerte werden durch ein geeignetes Verfahren expandiert. Jetzt erfolgt die Berechnung der Koeffizienten.

Kontrollmessung und Programmierung

Die berechneten Koeffizienten werden an den jeweiligen Sensor übertragen. Durch das Anfahren einiger ausgewählter Punkte kann die korrekte Funktion getestet werden. Abschließend werden die Parameter programmiert und nach einem Neustart des Sensors zur Kontrolle noch einmal ausgelesen. Damit ist die Kalibrierung abgeschlossen.

Die Forderung nach einer Versorgungsspannungsüberwachung ergibt aus den folgenden Gründen. Ein sicheres Auslesen des Parameterspeichers SP über den gesamten Temperaturbereich ist erst bei einer Versorgungsspannung ab 4 V gewährleistet. Die Stromquellen zur Sensorspeisung erfordern für eine korrekte Funktion eine Versorgungsspannung von mindestens 4,5 V. Eine zu niedrige Versorgungsspannung lässt die Sensorströme zusammenbrechen und würde damit die Messergebnisse Verfälschen bzw. ganz unbrauchbar machen. Die Generierung eines RESET-Signals zum Zurücksetzen des Digitalteils ist on-chip notwendig, da das System kein externes Reset-Signal erhält und nach dem Zuschalten der Versorgungsspannung sofort seine Arbeit aufnehmen soll. Das Problem der Versorgungsspannungsüberwachung wird erst durch das Zusammenwirken mehrere Module gelöst, welche nachfolgend in der Tabelle zusammengestellt sind:

Modul
Funktion
I_PORS	Power On Reset, Schaltschwelle ca. 3,7 V
I_BG	Justierbare Bandgapreferenz
I_PORD	Einschaltverzögerungselement
I_WDVDDA	Versorgungsspannungsüberwachung mit zwei Schaltschwellen 4,4 V und 4,65 V

Das erste Modul I_PORS ist ein Power On Reset und realisiert eine noch stark von den Prozessparametern und der Temperatur abhängige Schaltschwelle von ca. 3,7 V. Diese Schaltschwelle ist so gewählt, dass das Starten der Bandgap sichergestellt ist. Das Signal PORS startet die Bandgap und wird verzögert.

Das zweite Modul Bandgap liefert eine nahezu temperaturunabhängige Spannung, die zur Definition exakter Schaltschwellen im Modul I_WDVDDA benötigt wird. Da die Ausgangsspannung der Bandgapzelle VBG durch Prozessstreuung vom typischen Wert abweichen kann, wird eine justierbare Variante eingesetzt. Ihr Parameter BGADJ wird im Parameterspeichers SP gespeichert. Das Anlaufen der Bandgap wird durch verschiedene Faktoren in der Zeitdauer beeinflusst. Das Signal BG_RUN zeigt an, dass die Bandgap gestartet ist und die Referenzspannung einen gültigen Wert hat.

Im dritten Modul I_PORD wird die steigende Flanke von PORS am Eingang XPD um eine gewisse Zeit verzögert und bildet das Signal PORD. Diese Verzögerung wurde hauptsächlich eingesetzt, um das Resetsignal für den. Digitalteil zu verbreitern. PORD schaltet das Modul I_WDVDDA zu und wird außerdem noch genutzt als Resetsignal für den Digitalteil und als Power down- Signal für die Stromreferenz und den Clockgenerator.

Das vierte Modul I_WDVDDA vergleicht die Referenzspannung der Bandgap mit einer im festen Verhältnis zur analogen Versorgungsspannung stehenden Spannung. Das Signal WDVDDA zeigt an, ob die durch THSEL gewählte Schwelle überschritten wird. Zwei Schaltschwellen sind notwendig, da erst mit der justierten Bandgap die knapp unter der zulässigen Versorgungsspannung liegende 4,65 V Schaltschwelle realisiert werden kann. Für das Auslesen des PROM genügt jedoch schon eine niedrigere Schwelle, bei der sich eine größere positive Toleranz zur minimalen Versorgungsspannung gibt. Für diese Schwelle kann die ungetrimmte Spannung der Bandgap verwendet werden (BGADJ = 0). BGRUN und PORD werden mit WDVDDA zu VDDAOK verknüpft, so dass bei noch nicht angelaufener Bandgap das durch die fehlende Referenz ungültige WDVDDA-Signal korrekt ausgewertet wird. Da die Schwellenumschaltung durch THSEL und die Umschaltung des Wertes BGADJ das Signal VDDAOK stören kann, wird dies durch das Signal WDOVL während des Umschaltens überlagert. Das Pad XSLEEP gestattet es, den Power on Reset I_PORS abzuschalten und so jederzeit das ganze System trotz anliegender Versorgungsspannung anzuhalten, Power down by Pad (PD by Pad). Das System weist in diesem Zustand eine Stromaufnahme von wenigen µA auf.

In Fig. 4 ist der Signalverlauf der Spannungsüberwachung im Zusammenhang mit dem Systemzustand in Abhängigkeit von der analogen Versorgungsspannung U_VDDA dargestellt (siehe auch den oben beschriebenen Ablauf beim Zuschalten der Versorgungsspannung). Erst wenn die Versorgungsspannung 4,4 V übersteigt, beginnt das Auslesen des Parameterspeichers SP. Ist der Lesevorgang abgeschlossen und das System kalibriert, wird der richtige Wert zur Justage der Bandgap BGADJ eingestellt und auf die höhere Schwelle umgeschaltet. Gleichzeitig werden mit dem Signal PDANALOG die Sensorstromquellen, Referenzspannungsverstärker und die beide Eingangskanäle zugeschaltet. Das System kann mit dem Messen beginnen. Es ist im Zustand RUN. Sinkt die Versorgungsspannung unter die obere Schaltschwelle, so bedeutet dies Unterspannung. Die durch PDANALOG aktivierten Module werden nun abgeschaltet. Das System befindet sich im STANDBY-Modus. Erst wenn die Versorgungsspannung wieder für eine korrekte Funktion ausreicht, wird erneut in den RUN-Modus gewechselt. Beim Abschälten der Versorgungsspannung wechselt das System zunächst wieder in den STANDBY-Modus, bevor es durch Unterschreiten der Schaltschwelle des Power On Reset I_PORS zurückgesetzt wird. PORS wird in diesem Fall nicht verzögert. Das würde zu Fehler führen, denn es würden Spannungseinbrüche überbrückt werden, bei denen ein Reset des Digitalteils erforderlich ist.

Die Signale der Spannungsüberwachung und Resetgenerierung sind zusammen mit einer Kurzbeschreibung in nachfolgender Tabelle aufgelistet:

Signal
Bemerkung
XSLEEP	Pad mit pull-up-Widerstand, low active
XPD	Power down des jeweiligen Moduls, low active
PORS	Power On Reset-Signal, statische Resetschwelle
PORD	Einschaltverzögertes PORS-Signal; Reset für Digitalteil, Power Down für Stromreferenz und Clockgenerator
VBG	Temperaturunabhängige Referenzspannung
BGADJ	Parameter zum Trimmen der Bandgap
THSEL	Schwellenauswahl Versorgungsspannungsüberwachung

Da sich Störungen auf dem Signal VBG und der Versorgungsspannung direkt im Signal VDDAOK bemerkbar machen, wird diese Signal über alle Abtastzeitpunkte integriert. Das neue Signal heißt LOWPOWER. Wird VDDAOK mit '1' abgetastet, wird die Summe inkrementiert ansonsten dekrementiert. Eine Deaktivierung von LOWPOWER erfolgt, wenn die Summe ihren Maximalwert von 3 erreicht. Reduziert sich die Summe auf den Minimalwert 0, so wird LOWPOWER wieder aktiviert. Die Lage der Abtastzeitpunkte hängt dabei vom Systemzustand ab. Während des Auslesens des Parameterspeichers SP in der Initialisierungsphase wird bei jedem Bit einmal abgetastet. Ist das System im RUN-Modus, wird am Ende eines jeden ADC- Wandlungszyklusses VDDAOK abgetastet.

Im Vergleich zum bekannten Stand der Technik lieferten erste Tests sehr gute Ergebnisse. Es wurde in der Anwendung eine Genauigkeit von 0,2% über den gesamten Arbeitsbereich des Gesamtsystems von Sensor S und Hilfssensor HS erzielt. Damit wurde bestätigt, dass durch die Polynomapproximation eine Korrektur des. Kennfeldes von Sensoren durchgeführt werden kann.

Bei den Tests kam man bei bestimmten. Sensoren an die Grenzen der Reproduzierbarkeit. Hystereseffekte der Sensoren beschränkten die Genauigkeit. Die 10 Bit Genauigkeit des ADC-Umsetzers, wurde durch die analoge Signalaufbereitung nicht reduziert. Weiterhin haben sich die Annahmen, die über die zu erwartenden Bereiche der Koeffizienten gemacht wurden, bestätigt. Das spezialisierte, reduzierte Rechenwerk R erfüllt die Aufgaben. Es zeigte sich, dass kein programmierbarer Mikroprozessor für die Kennlinienkorrektur eingesetzt werden muss, und es möglich ist die Polynome ohne zeitliche Probleme zu berechnen. Das Rechenwerk R benötigt ca. 200 Takte, um die Berechnung des T- und P-Polynoms durchzuführen. Lediglich die Clockfrequenz bestimmt dabei die Dauer einer Berechnung. Der Digitalteil besteht aus ca. 6875 Gates.

Der Temperaturfehler der Ausgangstufe kann durch Berücksichtigung in der Zielfunktion des digitalen Zwischenwertes eliminiert werden. Es hat sich bei den Tests gezeigt, dass die im Schnittstellen-Protokoll vorgesehenen Steuerungsmöglichkeiten notwendig und ausreichend sind. Weiterhin ist von Vorteil, dass auch andere Schnittstellenprotokolle realisiert werden können, die den Anwendungsbereich dieses Systems auf bestehende Anwendungen ausweiten und dass die Stromaufnahme noch weiter gesenkt werden kann senken. Dadurch können auch Batterieanwendungen und Anwendungen mit 4-20 mA Stromschnittstelle realisiert werden und es besteht auch die Einsatzmöglichkeit bei nicht auf dem piezoresistiven Effekt beruhenden Sensoren durch die erfindungsgemäße Polynomapproximation.

Alle dargestellten und beschriebenen Ausführungsmöglichkeiten, sowie alle in der Beschreibung und/oder der Zeichnung offenbarten neuen Einzelmerkmale und ihre Kombination untereinander, sind erfindungswesentlich. Beispielsweise können bei der Realisierung der hochpräzisen Stromquelle zur Sensorspeisung auch programmierbare Verstärker mit Offsetkompensation benutzt werden; die Bestimmung der Koeffizienten für den Sensor durch Minimierung der Fehlerfunktion kann entweder - wie beschrieben - durch Minimierung der Fehlerquadrate oder durch Minimierung des absoluten Fehlers oder durch Minimierung des maximalen absoluten Fehlers erfolgen u. a.

Claims (8)

1. Selbstkalibrierendes Meßsystem mit einem Sensor (S) und einer im Ausgangskreis des Sensors (S) liegenden Kalibrierungsschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass die Kalibrierungsschaltung als Hilfssensor (HS) mit Eingangs- und Ausgangsstufen (E, A), mit einem Rechenwerk (R) und einem mit diesem verbundenen Parameterspeicher (SP) ausgestaltet und zusammen mit dem Sensor (S) in einem Chip (CH) integriert ist, dass bei der Erst- Inbetriebnahme des Meßsystems mittels Rechenwerk (R) und Zentralrechner, welcher über mindestens eine Busleitung mit dem Rechenwerk (R) in Verbindung steht, während eines Kalibriervorgangs Kalibrierungspunkte des temperaturabhängigen Kennlinienfelds aufgenommen und nur einige kennliniencharakteristische Kalibrierungspunkte in dem Parameterspeicher (SP) des Hilfssensors (HS) abgespeichert werden und dass beim erneuten Anlegen der Versorgungsspannung an den Chip (CH), der Parameterspeicher (SP) ausgelesen und Offset, Nichtlinearitäten und Temperaturgang des Sensors (S) sowie Nichtlinearitäten der Eingangs- und Ausgangsstufen (E, A) kompensiert werden, wodurch die Kalibrierung des Meßsystems durch Benutzung der Steuer- und Meßfunktionen des Hilfssensors (HS) erfolgt.

2. Selbstkalibrierendes Meßsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Rechenwerk (R) durch Interpolation die Anzahl der Kalibrierungspunkte im Kennlinienfeld Vergrößert, die Koeffizienten zur Polynomberechnung ermittelt, die ermittelten Koeffizienten durch Stichprobenmessung überprüft und eine Skalierung der analogen Ausgangswerte durchführt.

3. Selbstkalibrierendes Meßsystem nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass als Parameterspeicher (SP) ein Zener-PROM benutzt wird, wobei die analogen Parameter am Anfang der Registerkette gespeichert sind und die Multiplexer, welche den Koeffizienten auswählen, im Layoutbereich des Zener-PROM mit untergebracht sind.

4. Selbstkalibrierendes Meßsystem nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Chip (CH) eine Sensorbrücke oder einen neben oder auf dem Sensor (S) angebrachten Temperatursensor aufweist und dass die Temperaturabhängigkeit der Brückenspannung oder die Spannung über dem Temperatursensor bei Bezugstemperatur zur Erfassung der Störgröße Temperatur als Temperatursignal genutzt wird, wodurch die Störgröße mit der gleichen Genauigkeit wie die Meßgröße erfaßt wird.

5. Selbstkalibrierendes Meßsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Speisung von Sensor (S) und Hilfssensor (HS) mindestens ein programmierbarer Stromspiegel (CS) vorgesehen ist, welcher einen temperaturstabilen Referenzstrom vervielfacht und dass zur Offset- und Nullpunktverschiebung die gleiche Stromreferenz benutzt wird, wobei die Schrittweite der Offsetverschiebung nach Maßgabe einer weiteren Teilung durch nachgeschaltete programmierbare Stromspiegel (CS) und die Nullpunktverschiebung mit unterschiedlichen Teilerverhältnissen erfolgt.

6. Selbstkalibrierendes Meßsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass während der Kalibrierung die Steuerung des Meßsystems über eine serielle Schnittstelle mit IIC-Protokoll (IIC) erfolgt, wobei der Hilfssensor (HS) als Slave arbeitet.

7. Selbstkalibrierendes Meßsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Versorgungsspannungs­ überwachung mit Einschaltverzögerung und mit justierbarer temperaturunabhängiger Spannungsreferenz vorgesehen ist, wodurch ein sicheres Auslesen des Zener-PROM (SP) über den gesamten Temperaturbereich und die richtige Funktion der Stromquellen zur Speisung von Sensor (S) und Hilfssensor (HS) gewährleistet ist.

8. Selbstkalibrierendes Meßsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Ausgabe der berechneten Werte für Temperatur und Brückensignal zwei schaltbare analoge Ausgangsstufen (A) vorgesehen sind und dass für Kalibrierungszwecke die Ausgangsstufen (A) abgeschaltet und an den analogen Ausgängen die temperaturunabhängige Spannungsreferenz und der Systemtakt zur Verfügung gestellt werden.