DE10050756A1 - Plasmastrahl-Zündsystem - Google Patents

Abstract

Bei elektrischen Zündsystemen nach der Hauptanmeldung, bei denen der Durchbruch im Hochspannungskreis durch Bestrahlung der Kathode einer Schaltröhre mit optischer Strahlung ausgelöst wird, muss die Hochspannung in bestimmten Fällen sehr genau eingehalten werden, um einerseits vorzeitige Durchbrüche zu vermeiden und andererseits überhaupt eine elektrische Entladung zu erhalten. Darüber hinaus kann die erforderliche Hochspannung temperatur- und/oder alterungsbedingte Variationen aufweisen. DOLLAR A Das neue System soll eine zuverlässige Auslösung des hochspannungseitigen elektrischen Durchbruchs mit optischer Strahlung von vergleichsweise geringer Intensität ermöglichen. DOLLAR A Die Hochspannung wird durch eine geeignete Vorrichtung im Betrieb fortlaufend so geregelt, dass der Durchbruch im statistischen Mittel zu einem vorgegebenen Zeitpunkt nach Aktivierung der Auslösestrahlung erfolgt. DOLLAR A Elektrische Zündsysteme für Ottomotoren, bei denen die Entladung im Hochspannungskreis durch optische Strahlung ausgelöst wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET

Diese Zusatzanmeldung betrifft die Auslösung elektrischer Entladungen durch Bestrahlung der Katodenoberfläche einer gasgefüllten Schaltröhre mit optischer Strahlung. Fachlich ist dies im Bereich der Gaselektronik, insbesondere in die Physik der Gasentladungen einzuordnen.

Für die Realisierung sind weiterhin hinreichende Kenntisse über Abtast-Regelsysteme und in der elektronischen Schaltungstechnik erforderlich.

DER STAND DER TECHNIK DARSTELLUNG, WÜRDIGUNG, PROBLEMATIK

Die Auslösung elektrischer Entladungen durch Bestrahlung der Katode einer Funkenstrecke wurde erstmals von Hertz beschrieben [Hertz1887]. Nach der gängigen Townsendschen Zündbedingung ist jedoch die statische Durchbruchspannung einer Funkenstrecke unabhängig von einem durch Fremdeinwirkung hervorgerufenen Vorstrom. Daher wurde die Beobachtung zunächst auf eine Reduzierung der Zündverzugszeit durch die Lichteinwirkung zurückgeführt.

Eine solche Wirkung ist bekanntlich gerade dann gegeben, wenn sich keine oder nur sehr wenige initiale Ladungsträger (freie Elektronen, Ionen) in der Funkenstrecke befinden. Diese sind nach Townsends Theorie für den Entladungsaufbau notwendig. Die Anwesenheit eines einzelnen frei beweglichen Lädungsträgers führt allerdings nur dann mit nennenswerter Wahrscheinlichkeit zu einem Durchbruch, wenn die Spannung an der Funkenstrecke um einen hinreichenden (Bruch-)Teil größer ist als die statische Druchbruchspannung ([Gänger53], S. 271ff). Mithin kann ein Durchbruch für eine gewisse Zeitspanne nach Anlegen der Hochspannung dadurch unterdrückt werden, dass die Hochspannung um einen hinreichend geringen Betrag über der statischen Durchbruchspannung liegt ([Gänger53], S. 273, Abb. 94). Wenn wie in der Ausführungsbeschreibung der Hauptanmeldung Verzugszeiten in der Größenordnung von 100 µs. . .1 ms zu realisieren sind, beträgt die zulässige Überspannung je nach Art des Füllgases der Funkenstrecke allerdings nur 0,1. . .1% der statischen Durchbruchspannung. Vor allem leichte Edelgase (Ar, Ne, He) ergeben besonders lange Verzugszeiten in der Größenordnung von 1 ms, weil diese Stoffe eine hohe Ionisierungsenergie aufweisen und durch Elektronenstoß oft in elektrisch ungeladene metastabile Energiezustände versetzt werden (vgl. Laserprinzip). Deren Relaxationszeiten liegen in der Regel im Bereich von Millisekunden. Erst bei der Rückkehr in den Grundzustand - und somit zeitlich stark verzögert - werden entweder durch direkte Wechselwirkung mit der Katode oder mittelbar durch Fotoemission Elektronen freigesetzt [Loeb56], [Gänger53].

Weiterhin werden große Zündverzugszeiten bei inhomogenem Feld und erhöhtem Gasdruck beobachtet, wenn die bekannten Teilentladungen nicht mehr auftreten. Bei positiver Spitze sind die Teilentladungen mit geringerem Gasdruck unterdrückbar als bei negativer Spitze ([Gänger53], S. 290).

Ungeachtet dessen besteht das Problem, dass sich eine geforderte Mindest-Zündverzugszeit in der Regel nur durch genaue Anpassung der Hochspannung an die statische Durchbruchspannung der Funkenstrecke einhalten lässt. Die Letztgenannte ist jedoch im allgemeinen temperaturabhängig und zeitvariant.

Ein zweiter Weg zur Auslösung eines elektrischen Durchbruchs in Gasen besteht darin, die Hochspannung geringfügig kleiner zu wählen als die statische Durchbruchspannung der Funkenstrecke und die statische Durchbruchspannung durch Auslösung von Ladungsträgern aus der Katode - beispielsweise in Form von Fotoelektronen - abzusenken. Dieser experimentell nachgewiesene Mechanismus ist zwar mit der klassischen Townsend-Theorie nicht zu erklären, entsprechende Ansätze finden sich jedoch bei [Gänger53], S. 399ff, und [Loeb56], S. 460f. Demnach ist die Absenkung der Durchbruchspannung unter anderem auf die Ausbildung von Raumladungen zurückzuführen, die das elektrische Feld zwischen Anode und Katode verzerren. Die Ausbildung von Raumladungen wird durch schwere Gase (Kr, Xe) begünstigt, weil sich deren Ionen nur vergleichsweise langsam bewegen können und weil sie wegen geringerer Ionisierungsenergie leichter ionisiert werden als leichte Gase. Allerdings liegt die relative Absenkung der statischen Durchbruchspannung bei der praktisch in Frage kommenden Bestrahlungsintensität in der Größenordnung von ebenfalls einem Prozent. Auch bei dieser Methode muss daher die Hochspannung an die tatsächliche Durchbruchspannung der Funkenstrecke angepasst werden.

Ein dritter Weg zur lichtgesteuerten Auslösung eines elektrischen Durchbruchs in Gasen besteht in der direkten Ionisation des Gases mit fokussiertem Laserlicht ([Groh94], S. 108). Die erforderliche Strahlungsintensität ist allerdings sehr hoch, so dass die Methode im vorliegenden Fall kaum von Interesse ist. Eine bekannte Abwandlung besteht in der Einbringung von Metallpartikeln mit niedriger Austrittsarbeit als Aerosol in das Schaltgas und Freisetzung von Fotoelektronen aus den Metallpartikeln - beispielsweise Magnesiumpulver - mit aufgefächertem (Laser-)Licht [Frey95].

ZIELSETZUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung soll es ermöglichen, mit kostengünstig bereitzustellender optischer Strahlung von vergleichsweise geringer Intensität in der in der Hauptanmeldung beschriebenen gasgefüllten Schaltröhre zuverlässig einen elektrischen Durchbruch auszulösen. Dabei ist unerheblich, ob der Durchbruch durch Verringerung der Entladungs-Verzugszeit der Schaltröhre oder durch Absenkung der statischen Durchbruchspannung der Schaltröhre oder durch beide Effekte ausgelöst wird.

ERFINDUNG

Erfindungsgemäß wird die Hochspannung des in der Hauptanmeldung beschriebenen Systems im Betrieb selbsttätig und fortlaufend so geregelt, dass der elektrische Durchbruch zu einem geeigneten Soll-Zeitpunkt nach Aktivierung der Auslösestrahlung stattfindet (Soll-Verzugszeit).

Der Zeitpunkt des Durchbruchs kann beispielsweise durch direkte oder indirekte Messung des Zusammenbruchs der an der Schaltröhre anliegenden Spannung oder nach dem in der Hauptanmeldung beschriebenen Verfahren durch elektronische Erfassung der in Zusammenhang mit dem Durchbruch entstehenden optischen Strahlung bestimmt werden.

Randbedingungen

Bei Zündungen handelt es sich um zeitlich diskret auftretende Ereignisse. Die Hochspannungsregelung ist daher als Abtastregelung zu realisieren. Die Abtastfrequenz entspricht der Zündfrequenz. Der Zusammenhang zwischen dem Wert der Hochspannung, die hier die Stellgröße darstellt, und der Entladungsverzugzeit - der Regelgröße - ist im allgemeinen nichtlinear. Wegen des Fehlens von Speicherelementen (in regelungstechnischem Sinn) hat die Regelstrecke die Ordnung Null. Die stochastische Natur von Gasdurchschlägen lässt einen entsprechenden Störpegel erwarten. Andererseits sind die Anforderungen an die Bandbreite der Regelung gering, weil das Führungsverhalten des Systems bei konstantem Sollwert keine praktische Bedeutung hat und weil die erforderliche Hochspannung im wesentlichen unabhängig von anderen, sich zeitlich ändernden Größen wie etwa dem Betriebszustand des Motors ist. Mindestanforderungen an das dynamische Verhalten ergeben sich jedoch, wenn die Entladungsverzugszeit beispielsweise durch schnelle Temperaturänderungen beeinflusst wird. Der Regelkreis sollte hinreichend stark gedämpft sein, um Überschwingen zu vermeiden.

Die Regelung der Hochspannung erfolgt bei induktiver Hochspannungserzeugung zweckmäßig durch Variation des Primärstroms der Zündspule. Der Zusammenhang zwischen Primärstrom und Hochspannung ist linear. Bei kapazitiven Systemen kann die Zwischenkreisspannung entsprechend variiert werden. Die Hochspannung ist hier ebenfalls linear von der Zwischenkreispannung abhängig.

Einzelfragen

Der Sollwert für die Verzugszeit kann empirisch ermittelt und als Konstante vorgegeben werden. Hierbei ist die Kombination "Soll-Verzugszeit - Art des Füllgases der Schaltröhre-Katodenmaterial" im Hinblick auf geringste Streuung der tatsächlichen Verzugszeit insgesamt zu optimieren. Weiterhin sollten selbständige Durchschläge, die vor Aktivierung der Auslösestrahlung erfolgen ("vorzeitige Durchschläge"), mit hinreichender Sicherheit ausgeschlossen sein.

Bei der Hochspannungsregelung handelt es sich um eine zwar nichtlineare und störbehaftete, doch ansonsten sehr einfache Regelstrecke ohne Speicherelemente. Die Nichtlinearität ist von vergleichsweise geringer Bedeutung, da die Führungsgröße des Systems konstant ist. Für die Störungsbeseitigung bietet sich beispielsweise eine Autokorrelation an (z. B. [Leo73], Kap. 4). Falls sich das dynamische Verhalten des Systems als unzureichend erweist, kann der Regelkreis durch eine Vorsteuerung ergänzt werden, die auf der Grundlage bekannter regelungstechnischer Methoden prädiktive Schätzwerte für die zeitliche Entwicklung der Durchbruchspannung liefert ("Prädiktionsfilter", z. B. [Leo89] S. 149ff).

Realisierung

Bild 1 zeigt eine Realisierungsmöglichkeit, die für die vorliegende Demonstration vollständig in Analog-Hardware ausgeführt ist. Bei Bedarf können Teile der Funktionalität in Digitaltechnik und/oder in Software implementiert werden. In der Zeichnung sind Opeartionsverstärker mit "A. . ." bezeichnet, Komparatoren mit offenem Kollektorausgang mit "K. . .", Schalter mit "SW. . ." und Signale mit "S. . .". Die übrigen Bezeichnungen entsprechen bekannten Konventionen oder werden im folgenden Text erläutert.

Mit der am Eingang "T_Soll" (linke Hälfte von Bild 1, unterhalb der Bildmitte) eingespeisten Spannung wird der Zeitraum nach Aktivierung der Auslösestrahlung vorgegeben, zu dem der Druchbruch im Hochspannungskreis erfolgen soll. Sie ist Führungsgröße für den mit dem Operatinsverstärker A1 sowie R1 und R2 aufgebauten Proportionalregler, der zusammen mit dem bekannten Timerbaustein 555 den Abschaltstrom für die Primärwicklung der Zündspule HT regelt. Diese Stromregelung ist gleichbedeutendmit einer Regelung der Hochspannung.

Der Primärstrom von HT wird mit dem Meßwiderstand R5 erfasst, der zwischen den Emitter des Leistungsschalters SW1 - eines IGBTs - und Masse geschaltet ist. Bei der Ermittlung des ohmschen Widerstands der Primärwicklung des HT ist der Wert von R5 von dem in der Hauptanmeldung errechneten Widerstandswert R_P abzuziehen. Um einen großen Wicklungswiderstand zu ermöglichen, ist R5 also hinreichend klein zu wählen (zum Beispiel 50 mΩ). Weil die Spannung an R5 dem entsprechend klein ist, wird sie mit A2, R3, R4 verstärkt. Zur Bemessung des Verstärkungsfaktors siehe unten.

Ein Zünd-Zyklus wird ausgelöst, wenn die Spannung am Eingang "Start" die Hälfte des am "Control Voltage"-Eingang des Timers liegende Spannung unterschreitet. Dadurch setzt der Timer 555 seinen Ausgang "Out" von "Low" auf "High". Dieses Signal, das mit S1 benannt ist, schaltet SW1 und damit den Primärstromkreis des HT ein.

Der Primärstrom wird wieder abgeschaltet, wenn die mit A2 verstärkte Spannung über R5, die am "Threshold"-Eingang des Timers anliegt, die am "Control Voltage"-Eingang liegende Spannung überschreitet. Dadurch wird wird der Abschaltstrom - und somit auch die Hochspannung - vom Regler A1 vorgegeben. Die Zenerdiode ZD1 begrenzt die Stromvorgabe auf einen zweckmäßigen Wert. D6 dient lediglich zum Schutz von ZD1 und des Ausgangs von A1. Die Begrenzungsspannung von ZD1 sollte kleiner sein als die halbe Versorgungsspannung des Timers, damit der maximale Abschaltstrom auch tatsächlich von ZD1 bestimmt wird und nicht durch eine eventuell schwankende Versorgungsspannung des Timers (siehe Hersteller-Datenblatt des Timers). R3 und R4 sind so zu bemessen, dass die Spannung an R5 gerade auf den von ZD1 vorgegebenen Wert verstärkt wird, wenn der Maximalstrom fliesst.

Von dem Timerbaustein 555 sind Varianten in Bipolar- und in CMOS-Technik verfügbar. Es sind die Ausführungen mit den stärksten Ausgangsströmen zu bevorzugen, damit SW1 vorteilhaft schnell geschaltet wird. Einige CMOS-Varianten weisen deutlich geringere Ausgangsströme auf als die bipolare Standard-Ausführung. Die in Bild 1 nicht dargestellte Stromversorgung des Bausteins sollte adäquat kapazitiv gepuffert sein (siehe Datenblätter der Hersteller).

Der Ausgang des Komparators K1 (in Bild 1 rechts neben SW1) ist initial "Low", da der invertierende Eingang über R6 im Ruhezustand an +U0 liegt. Bei hinreichend hochohmiger Auslegung von R7 liegt die Spannung am Ausgang von K1 in der Größenordnung von 100 mv. Die große Hysterese von K1 sorgt dafür, dass der Ausgang von K1 erst dann deaktiviert wird, wenn die Spannung an der Katode von D3 negativ (< 0 V) wird. Dies ist nur dann der Fall, wenn magnetische Energie aus der Zündspule HT über D2 in die Stromversorgung zurückgespeist wird. Dabei wird der Spannungsabfall an D3 durch R6 bestimmt; der Strom sollte im allgemeinen in der Größenordnung einiger µA bis mA liegen. Um auf eine separate negative Stromversorgung für K1 (und K2) verzichten zu können, sollte dessen operativer Eingangsspannungsbereich zweckmäßig die negative Versorgungsspannung einschliessen. R16 und D4 dienen zum Schutz des invertierenden Eingangs von K1 gegen negative Überspannung.

Mit der Deaktivierung des Ausgangs von K1 wird auch der Ausgang von K2 "High", weil der nicht invertierende Eingang von K2 sofort die durch R7 und R8 bestimmte Spannung erhält (beispielsweise 2/3 von +U0). Diese muss größer sein als die zu diesem Zeitpunkt an C6 stehende Spannung (etwa 0,7 V). D5 ermöglicht ein Aufladen von C6 ausschliesslich durch R9. Durch Deaktivierung des Ausgangs von K2 wird die aus R11, ZD2, dem Transistor und R12 gebildete Konstantstromquelle für die UV-LED aktiviert. Während die Auslösestrahlung aktiv ist, führt das Signal S2 die durch ZD2 bestimmte Spannung; ansonsten ist S2 "Low". S2 wird als "Feedback"- Signal FB1 für die Steuerung des Zündzeitpunkts herausgeführt.

Somit beginnt die Erzeugung der Auslösestrahlung mit dem Beginn der Rückspeisung von magnetischer Energie aus HT. Die Auslösestrahlung erlischt, sobald C6 über R9 auf den durch R7 und R8 bestimmten Wert aufgeladen ist. Dieses Zündintervall ist hinreichend lang zu wählen, um den Aufbau der elektrischen Entladung zu ermöglichen. Mit R10 wird lediglich eine sauberes Schalten gewährleistende Hysterese für K2 eingestellt (beispielsweise 10 mv).

Das aus K1 und K2 gebildete Monoflop wird zurückgesetzt, sobald die Rückspeisung von Energie aus dem HT beendet ist. Erlischt nämlich der Rückspeisestrom durch D2, liegt die Katode von D3 - und über R6 auch der invertierende Eingang von K1 - schlagartig an +U0. Die Dioden D2 und D3 sollten daher gegebenenfalls Soft-Recovery-Verhalten aufweisen.

Oben in Bild 1 befindet sich eine Vorrichtung für die Erfassung und Messung der Zündverzugszeit des hochspannungsseitigen Durchbruchs. Als Alternative zu der in der Hauptanmeldung erwähnten Methode zur Durchbrucherkennung - nämlich durch Erfassung der in der Schaltröhre SW2 entstehenden optischen Strahlung - wird hier der Kondensator C2 (rechts oben) parallel zur Diode D1 eingefügt. Rechnerisch schliesst C2 die Sperrschichtkapazität von D1 mit ein. C2 bildet zusammen mit den parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises, die in erster Linie durch die Kapazitäten des Zündkabels und der Hochspannungswicklung der Zündspule gebildet werden, einen kapazitiven Spannungsteiler. Elektrisch parallel zu den parasitären Kapazitäten liegen der ohmsche Widerstand der Hochspannungswicklung der Zündspule, der aufgrund seiner Größenordnung (einige. . .zehn kΩ) hier ausser Betracht bleibt. Wählt man C2 ein Zehntel so groß wie die parasitären Kapazitäten (100 pF gemäß Beispiel in der Hauptanmeldung), erscheint am Koppelkondensator C3 beim Durchbruch ein Spannungssprung in Höhe eines Elftels der Hochspannung.

Dieser Spannungssprung wird durch den Spannungsteiler R14/R15 auf Niederspannung heruntergeteilt. Die Summe dieser beiden Widerstände - in der Praxis also im wesentlichen R13 - bestimmt zusammen mit der Quellkapazität des Spannungssprungs die Zeitkonstante, mit der der Spannungssprung niederspannungsseitig abklingt. Die Zeitkonstante sollte einerseits so gross sein, dass das Monoflop MF1 durch den Spannungssprung zuverlässig getriggert wird. Andererseits darf MF1 nicht durch den Abbau der Ladung auf den parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises (siehe Hauptanmeldung) getriggert werden; hieraus ergibt sich eine Obergrenze für die Zeitkonstante. ZD3 dient lediglich zum Schutz des Eingangs des Monoflops MF1.

Die zeitbestimmenden Elemente von MF1 sind in Bild 1 nicht dargestellt. Der Ausgangsimpuls von MF1 muss mindestens so lange andauern, bis die Auslösestrahlung erlischt. Weil ein Durchbruch im Hochspannungskreis auch selbständig (vor Aktivierung der Auslösestrahlung) erfolgen kann, umfasst die Mindest-Impulsdauer den Zeitraum zwischen dem Aufbau der Hochspannung bis zur Beendigung der Auslösestrahlung (z. B. einige 100 µs). Andererseits muss der Impuls vor dem nächsten Hochspannungsaufbau (nach z. B. 18 ms) beendet sein. Am Ausgang "Q" von MF1 erscheint ein positiver Impuls, "/Q" ist der komplementäre Ausgang.

In Verbindung mit dem Signal S2, das als Feedback-Signal FB1 herausgeführt wird, ermöglicht jeder der Ausgänge von MF1 die Erkennung vorzeitiger und/oder ausbleibender Durchbrüche anhand seines Status zu Beginn und am Ende der aktiven Phase von S2./MF.Q wird daher als Signal FB2 herausgeführt, um Funktionsanalysen durch die Steuerung des Systems zu ermöglichen.

Bei den Schaltern SW3a bis SW3d handelt es sich um bekannte CMOS-Analogschalter (beispielsweise Typ 4066). Im Ruhezustand ist SW3a geöffnet und SW3b geschlossen. Weil aber der Schalter SW3c geöffnet ist, liegt das Gate des Kleinleistungs-N-Kanal-MOS-Schalttransistors SW4 (Anreicherungstyp) über R15 an +U0. Deshalb schliesst SW4 im Ruhezustand den Strom der Konstantstromquelle LM334 nach Masse ("0 V") kurz. Zu den Eigenschaften des LM334 und seiner hier nicht dargestellten Beschaltung siehe Datenblätter der Hersteller. Die Konstantstromquelle kann auch mit anderen Bauelementen implementiert werden. Maßgebend für die Wahl der Stromstärke sind unter anderem die Anforderungen an die Messgenauigkeit und damit der Kanalwiderstand des SW4, das dynamische Verhalten der Konstantstromquelle, die parasitären Kapazitäten von SW4, D7 und des Schaltungsaufbaus, sowie die Temperaturabhängigkeit des Stroms in Verbindung mit der Eigenerwärmung der Konstantstromquelle. Die Größenordnung von 1 mA kann sich als zweckmäßig erweisen.

Mit Aktivierung der Auslösestrahlung wird das Signal S2 positiv und schliesst den Schalter SW3c. Abweichend von der Darstellung in Bild 1 ist hierzu erforderlichenfalls der Pegel von S2 hinreichend anzuheben, zumal die auf S2 liegende Spannnung durch ZD2 begrenzt wird.

Das Schliessen von SW3c hat zur Folge, dass das Gate von SW4 mit dessen Source verbunden wird, so dass SW4 sperrt. Dadurch fliesst der Strom der Stromquelle LM334 über D7 in den Kondensator C4. Zuvor wurde C4 während des induktiven Aufladens der Zündspule (Signal S1 positiv) über SW5 entladen. SW5 ist von gleicher Gattung wie SW4.

Die Ladungsanreicherung auf C4 dauert an bis entweder die Auslösestrahlung erlischt (S2 wird inaktiv und öffnet SW3c) oder bis MF1 durch einen Durchbruch im Hochspannungskreis getriggert wird. Der dabei von MF1 erzeugte Impuls öffnet SW3b, so dass die Verbindung des Gate von SW4 nach Masse aufgehoben wird.

Wenn MF1 schon vor Aktivierung der Auslösestrahlung durch einen vorzeitigen Durchbruch getriggert wird, hat das Öffnen von SW3c durch das Signal S2 keinen Einfluss auf SW4, so dass C4 in dem betreffenden Zyklus keine Ladung aus der Konstantstromquelle LM334 erhält.

SW3a, der beim Öffnen von SW3b geschlossen wird, dient dazu, den Einschaltvorgang von SW4 zu beschleunigen. Der Widerstand R15 kann daher relativ hochohmig sein (z. B. ~100 kΩ). Dies führt zwar zu einem langsamen Schaltvorgang, wenn der hochspannungsseitige Druchbruch ausbleibt und SW4 bei Deaktivierung der Auslösestrahlung geschlossen wird (SW3c öffnet weil S2 inaktiv wird). Dies ist jedoch unwesentlich, da die durch langsames Einschalten von SW4 überhöhte Spannung an C4 für die Regelung gleichbedeutend ist mit einem zu späten Durchbruch.

Zu beachten ist, dass bei bestimmten kommerziell erhältlichen Ausführungen von Analogschaltern die Einschaltzeit kürzer sein kann als die Ausschaltzeit. In diesem Fall kann beim Schalten von SW3a und SW3b temporär ein unerwünscht hoher Strom von der Stromversorgung +U0 nach Masse (0 V) fliessen. Auf jeden Fall sollte die Versorgungsspannung kapazitiv gut gepuffert sein.

Beim Schliessen von SW4 verhindert D7 einen Abfluss der in C4 gesammelten Ladung. Im Interesse der Messgenauigkeit sollte für D7 eine hinreichend schnelle Signal-Schaltdiode mit kleiner Sperrverzugsladung und kleinem Sperrstrom gewählt werden. Schottky-Dioden sind wegen ihres im allgemeinen recht hohen Sperrstroms eher weniger geeignet.

Die an C4 erreichte Spannung ist ein Maß für den zeitlichen Verzug zwischen der Aktivierung der Auslösestrahlung und dem hochspannungsseitigen Durchbruch. Die Spannung an C4 stellt daher die eigentliche Regelgröße dar, die allerdings statistische Streuung aufweist. Eine Regelung auf der Basis einzelner Zyklen ist daher im allgemeinen wenig sinnvoll.

Um das der Regelgröße überlagerte Rauschen zu reduzieren, ist mit SW3d und C5 ein einfaches Tiefpassfilter mit geschalteten Kondensatoren implementiert. Die auf die Zündfrequenz bezogene Zeitkonstante des Filters wird durch das Verhältnis der Kapazitäten von C4 und C5 bestimmt. SW3d wird nach Ablauf des Messintervalls, das der Impulsdauer auf S2 entspricht, durch das Signal S3 kurzzeitig geschlossen, um einen Spannungsausgleich zwischen C4 und C5 zu ermöglichen. S3 wird durch das Monoflop MF2 erzeugt, das durch die fallende Flanke von S2 getriggert wird. Die Mindest-Impulsdauer (Größenordnung: 1 µs. . .1 ms) sollte ein angemessenes Vielfaches der durch den ohmschen Widerstand von SW3d sowie der Reihenschaltung von C4 und C5 bestimmten Zeitkonstante betragen. Der Impuls muss zu Beginn des folgenden Zünd-Zyklus beendet sein, weil C4 bei Aktivierung von S1 über SW5 kurzgeschlossen wird (maximale Impulsdauer z. B. 8 ms).

Für C4 und C5 sollten hochwertige und verlustarme Kondensatoren mit niedrigem Leckstrom eingesetzt werden, beispielsweise Kunststofffolienkondensatoren aus Polypropylen oder Polystyrol. Die Kondensatoren sollten vom gleichen Typ sein, um Temperatureinflüsse auf die Eckfrequenz des Filters zu minimieren. Weiterhin ist auf leckstromarmen Schaltungsaufbau zu achten.

Die Spannung an C5 wird als Regelgröße dem mit A1 realisierten Proportionalregler zugeführt. Der Eingangsstrom am nicht inverterendem Eingang von A1 sollte ebenfalls vernachlässigbar gering sein. Um dies zu erreichen, können entweder Verstärker mit MOS-Eingangstransistoren verwendet werden, oder es wird eine der bekannten Methoden zur Kompensation des Eingangsstroms von Operationsverstärkern angewendet (in Bild 1 nicht dargestellt).

Wegen der Tiefpassfilterung durch SW3d und SW5 weist die Regelstrecke Tiefpassverhalten auf. Darüber hinaus ist die statische Kennlinie stark nichtlinear. Dem entsprechend ist die durch R1 und R2 bestimmte Regelverstärkung nach bekannten Methoden der Regelungstechnik so einzustellen, dass das System stabil und hinreichend bedämpft ist.

Aus regelungstechnischer Sicht existieren leistungsfähigere Alternativen zu diesem sehr einfachen Konzept. Beispielsweise könnte die statische Kennlinie der Regelstrecke im Arbeitspunkt während des Betriebs automatisch ermittelt und die Regelverstärkung dem entsprechend angepasst werden. Als Alternative zur Tiefpassfilterung der Reglgröße mit SW3d und C5 steht eine Vielzahl von Verfahren zur Rauschunterdrückung zur Verfügung. Andererseits ist eine absolut genaue Regelung des Durchbruchzeitpunkts kaum von Bedeutung; von Intressse ist in erster Linie, dass nach Möglichkeit alle Durchbrüche stattfinden während die Auslösestrahlung aktiv ist.

Die Verwendung des Monoflops MF1 (Bild 1) sowie der Schalter SW3a bis SW3c erfolgt hier, um die Zahl der verwendeten (Standard-)Bauteile zu minimieren; für MF2 ist ohnehin ein Monoflop erforderlich, für SW3d ein Analogschalter. An Stelle von MF1 könnte beispielsweise ein R5-Flipflop eingesetzt werden, das durch den an R14 auftretenden Durchbruchimpuls gesetzt wird. Ein R5- Flipflop müsste allerdings vor dem nächsten Zündzyklus durch ein geeignetes Signal zurückgesetzt werden (beispielsweise durch S1 oder 53). Die Schalter SW3a bis SW3c könnten durch eine geeignete logische Verknüpfung des Signals S2 mit mindestens einem der Ausgänge des Monoflops (oder RS-Flipflops) MF1 ersetzt werden.

Wenn der Regler über einen Integral-Anteil verfügt, kann beim Systemstart aufgrund von Abweichungen zwischen einer fest vorgegebenen Start-Hochspannung und der tatsächlich erforderlichen Hochspannung eine unerwünscht große Stellgröße akkumuliert werden. Um die zum Abbau der Stellgröße erforderliche gegensinnige Regelabweichung von gleichem Zeitintegral (im Sinne von Abtastperioden) zu vermeiden, kann die initial erforderliche Hochspannung durch Versuchszündungen bei stehendem Motor ermittelt werden. Hierbei sollte die Hochspannung bei deaktivierter Regelung von niedrigen Werten stufenweise auf höhere gesteigert werden, um selbständige (vorzeitige) Durchbrüche zu vermeiden. (Zu deren nachteiligen Folgen siehe Hauptanmeldung.)

Die Zündenergie ändert sich mit dem Quadrat der Hochspannung. Solange die Spannungsvariation gering beibt, dürfte dies jedoch praktisch unbedeutend sein. Allerdings sollten bei Mehrzylindermotoren Abweichungen in der Durchbruchspannung zwischen den einzelnen Zündern hinreichend gering sein, weil sonst der Zündermit der niedrigsten Zündenergie die Abmagerungsfähigkeit des gesamten Motors bestimmt. Gegebenenfalls besteht die Möglichkeit, die Zünder nach ihrer Durchbruchspannung zu klassifizieren.

Um eine gute Reproduzierbarkeit bei der Herstellung der Zünder zu erzielen, ist auf hohe Reinheit der in der Schaltröhre verwendeten Materialien zu achten. Keines dieser Materialien sollte radioaktive Stoffe enthalten. Beispielsweise kann es wegen der natürlichen Radioaktivität von Kohlenstoff (C14) erforderlich sein, auf kohlenstoffhaltige Materialien zu verzichten.

LITERATUR

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Claims (4)

1. Elektrisches Zündsystem mit Auslösung des hochspannungsseitigen Durchbruchs durch optische Strahlung (Auslösestrahlung), insbesondere nach DP-Anmeldung AZ 100 48 053.5, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochspannung durch eine geeignete Vorrichtung so geregelt wird, dass der elektrische Durchbruch im Hochspannungskreis durch die Auslösestrahlung zuverlässig ausgelöst wird.

2. Elektrisches Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochspannungsregelung auf der Grundlage des Zeitpunkts des elektrischen Durchbruchs im Hochspannungskreis erfolgt.

3. Elektrisches Zündsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochspannungsregelung auf der Grundlage des über mehrere Zündungen mit geeigneten statistischen Verfahren ermittelten Zeitpunkts des elektrischen Durchbruchs im Hochspannungskreis erfolgt.

4. Elektrisches Zündsystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt des hochspannungsseitigen elektrischen Durchbruchs nach dem in der Hauptanmeldung AZ 100 48 053.5 beschriebenen Verfahren durch elektronische Erfassung der in Zusammenhang mit dem Durchbruch in der Schaltröhre entstehenden optischen Strahlung bestimmt wird.