DE10048053A1 - Plasmastrahl-Zündsystem - Google Patents
Plasmastrahl-ZündsystemInfo
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Abstract
Heutige Plasmastrahl-Zündsysteme für Ottomotoren basieren auf der elektrischen Entladung eines Hochspannungskondensators (C), der der Entladungsstrecke induktivitätsarm parallel geschaltet ist. Die Entladungsstrecke besteht aus der Serienschaltung des Zünders (PI) und einer gasgefüllten Schaltröhre (SW2). DOLLAR A Bei gegenwärtigen Systemen ist die Lebensdauer der Zünder bei großer Zündenergie sehr kurz. Weil der elektrische Durchbruch der Entladungsstrecke durch Überspannung ausgelöst wird, wird die elektrische Entladung meist nicht nur aus dem Hochspannungskondensator (C) gespeist. Die dem Durchbruch folgende Nachentladung belastet die Zünderelektroden stark und verursacht elektromagnetische Störstrahlung. Weiterhin erfordern gegenwärtige System hohen Implementierungsaufwand, weil die Anstiegszeit der Hochspannung möglichst kurz sein muss. DOLLAR A Das neue System soll eine höhere Zünderlebensdauer ermöglichen, mit geringem Aufwand realisierbar sein und geringeres elektromagnetisches Störpotential aufweisen. DOLLAR A Die Dauer der elektrischen Entladung wird auf die Durchbruchphase der Entladungsstrecke beschränkt. Hierzu erhält die Schaltröhre (SW2) katodenseitig einen Belag mit einer durch die Arbeitstemperatur, die Belagoberfläche und die Anstiegszeit der Hochspannung bestimmten elektronischen Austrittsarbeit (etwa 2,8 eV). Die Aufladung des Hochspannungskondensators (C) erfolgt vergleichsweise langsam auf eine Spannung, die geringfügig kleiner ist als die Durchbruchspannung der ...
Description
Plasmastrahl-Zündsysteme (PSZ-Systeme) ermöglichen durch schnellen Eintrag elektrischer
Zündenergie in Gase die Entflammung reaktionsträger Brennstoff/Luft-Gemische. Sie sind daher
vorteilhaft als Zündvorrichtung bei sogenannten Otto-Magermotoren einzusetzen, vor allem, wenn
der Brennstoff vollständig in der Gasphase vorliegt (streng homogenes Gemisch). Homogene
Magergemische weisen sehr niedrige Verbrennungstemperaturen auf, was die Bildung von
Stickoxiden hemmt. Weiterhin verbessert ein hoher Luftüberschuss des Gemischs den
Wirkungsgrad des Motors aufgrund reduzierter Drosselarbeit im Teillastbetrieb sowie durch
Erhöhung des effektiven Polytropenexponenten des Arbeitsmediums.
Heutige PSZ-Systeme basieren auf der Erzeugung von zeitlich sehr kurzen elektrischen
Entladungen. Gegenstand dieses Patents ist die Optimierung der Beschaltung bekannter
Plasmastrahlzünder im Hinblick auf die Erzeugung der Hochspannung und die Auslösung des
elektrischen Durchbruchs. Dies umfasst Bereiche der Allgemeinen Elektrotechnik, der
Hochspannungstechnik sowie der Leistungselektronik. Der vorliegende Fall berührt weiterhin die
Festkörperelektronik (äusserer Fotoeffekt, thermische Elektronenemission, Schottky-Effekt) sowie
Gebiete der Optik (Lichtwellenleiter, reelle Abbildung mit Spiegeln, dichroitische Spiegelschichten).
Über die Entflammung von Brennstoff/Luft-Gemischen mit Lichtbogenplasma wurde erstmals
Mitte der 1970er Jahre berichtet. Seither erschienen rund 50 Veröffentlichungen, die sich
überwiegend mit der Wirkung der Plasma(strahl)zündung bei Ottomotoren sowie der Gestaltung
der Zünder befassten. Die Gebrauchsdauer der Zünder war wegen der Elektrodenbelastung durch
den Lichtbogen oft sehr begrenzt.
Heute ist die Grundidee bei PSZ-Systemen, durch möglichst schnelle Zufuhr der Zündenergie in
einem relativ kleinen Volumenelement des zu zündenden Gasgemischs eine möglichst hohe
Energiekonzentration zu schaffen. Erfolgt die Energiezufuhr zu langsam, ist wegen der
thermodynamischen Expansion des Volumenelements und wegen des Energieabflusses durch
Wärmediffusion nur eine geringe Energiekonzentration erzielbar.
Grundlegende theoretische Überlegungen und Messungen zu der von ihnen so genannten
"Durchbruchzündung" - die als Vorläufer heutiger PSZ-Systeme angesehen werden kann -
betrieben Maly et. al. [Maly77-78] (siehe Literaturverzeichnis), [Maly81]. Kupe [Kupe88] und darauf aufbauend Wefels
[Wefels91] entwarfen, realisierten und untersuchten PS-Zünder sowie die Gestaltung des
elektrischen Entladungskreises in verschiedenen Ausführungen. Dabei ergaben sich wichtige
Regeln für den Entwurf von Plasmastrahl-Zündern. Wefels gelang es, PSZ-Systeme mit einer
Zündenergie von nur 60 mJ zu realisieren, was erstmals zu befriedigender Lebensdauer der Zünder
führte. Ein wesentlicher Schritt dabei war die induktivitätsarme, räumlich konzentrierte und
koaxiale Ausführung des hochspannungsseitigen Entladungskreises. Weiterhin soll die Spannung
im Entladungskreis möglichst hoch sein ([Wefels91], S. 58 sowie S. 56 Bild 6.3-3).
Um eine hinreichend schnelle elektrische Entladung zu erzielen, liegt im Hochspannungskreis von
PSZ-Systemen ein Speicherkondensator C2 parallel zur Entladungsstrecke (Bild 1). Bei idealer,
induktivitätsfreier Ausführung des Entladungskreises bestimmt allein die elektrische Leitfähigkeit
der Entladungsstrecke den während des Funkenaufbaus - der Durchbruchphase - fliessenden
Strom. Eine Theorie hierzu wurde durch Rompe und Weizel formuliert [RoWe49], III. Kap., § 3,
insbesondere S. 80f.
Da die Durchbruchspannung von PS-Zündern wie bei gewöhnlichen Zündkerzen stark von den
Betriebsbedingungen des Motors abhängt, verfügen PSZ-Systeme über einen
Hochspannungsschalter SW2, der zwischen C2 und dem Zünder PI geschaltet ist. Der
Hochspannungsschalter ist in aller Regel als gasgefüllte Zwei-Elektroden-Funkenstrecke mit
definierter Durchbruchspannung realisiert. Um die Schalt- und Leitungsverluste gering zu halten,
steht das Füllgas unter möglichst hohem Druck. Damit ein Durchbruch erfolgen kann, muss die
statische Durchbruchspannung der gesamten Entladungsstrecke stets unterhalb der an C2
erreichbaren Spannung liegen.
Neben der begrenzten Lebensdauer von PS-Zündern sind die hohen Systemkosten ein weiteres
Hemmnis für den breiten kommerziellen Einsatz von PSZ-Systemen. Der prinzipielle Aufbau ihres
elektronischen Steuermoduls (Bild 1) entspricht im wesentlichen dem einer konventionellen
kapazitiven Zündanlage ("Thyristorzündung"). Es enthält einen Gleichspannungswandler DC/DC für
die Erzeugung einer Zwischenkreisspannung (400. . .700 Volt), einen Kondensator C1 für die
Speicherung der Zündenergie im Zwischenkreis, sowie einen ebenfalls im Zwischenkreis
angeordneten Leistungsschalter SW1, der C1 mit einem Hochspannungs-Impulstransformator HT
verbindet. Der HT ist in der Regel ausserhalb des Moduls angeordnet.
Die Anstiegsgeschwindigkeit der Hochspannung wird im wesentlichen durch die Kapazitäten C1
und C2 und die Streuinduktivität des Trafos HT bestimmt. Leider sind keine Veröffentlichungen
bekannt, die die Dimensionierung dieser Komponenten in dem erforderlich scheinenden Umfang
behandeln. So wird in [Wefels91], S. 24 - und sinngemäss auch in [Kupe88], S. 27 - der Wert von
C1 sowie die Zwischenkreisspannung U1 anscheinend empirisch dahingehend angepasst, "dass
der Ladekondensator CK <nach dem Durchbruch< nicht ein zweites Mal bis zur
Durchbruchsspannung aufgeladen wird". (Anmerkung: CK im Zitat entspricht dem C2 in Bild 1).
Weil der Durchbruch im Hochspannungskreis durch Überspannung ausgelöst wird, sollte jedoch
innerhalb der Zündverzugszeit des Entladungspfads ein vollständiger Energietransfer von C1 nach
C2 stattfinden, so dass die elektrische Entladung vollständig aus C2 gespeist wird. Ein solcher
Energietransfer müsste praktisch innerhalb von Mikrosekunden abgeschlossen sein. Je nach
Energiemenge und Zwischenkreisspannung ergibt sich dabei im Zwischenkreis ein Stromimpuls,
dessen Amplitude die Größenordnung von 100 Ampére und mehr erreichen kann. Die Belastung
der Bauteile sowie die elektromagnetische Störstrahlung sind daher relativ hoch.
Weiterhin sollten die Zwischenkreiskomponenten C1, SW1 und HT direkt am Zünder lokalisiert
sein, weil anderenfalls abgeschirmte Zündkabel erforderlich wären, die wiederum eine erhebliche
parasitäre Kapazität im Hochspannungskreis darstellen. Mit der Montage direkt am Motor sind
jedoch mechanische und thermische Beanspruchungen verbunden, die die Ausfallrate erhöhen.
Bei dem von Wefels realisierten System zeigte der zeitliche Verlauf der Hochspannung im
Anschluss an den Durchbruch eine gedämpfte hochfrequente Schwingung ([Wefels91], S. 24,
Bild 5-4). Der Stromfluss durch den Plasmastrahlzünder war also nicht auf die Durchbruchphase
beschränkt. Offenbar entlud sich im Anschluss daran ein Energieanteil, der vor dem Durchbruch
nicht nach C2 transferiert worden sein konnte, sondern als Restenergie in C1 und/oder als
Magnetisierungsenergie im Trafo HT vorlag.
Es lässt sich abschätzen, dass die Stromstärke der Nachentladung hochspannungsseitig im Bereich
von Ampére liegt, so dass eine Bogenentladung stattfindet. Maly et. al. geben an, dass bei
Bogenentladungen etwa 45% der Entladungsenergie in den Elektroden dissipiert wird. Dagegen
gehen während der Durchbruchphase lediglich 5% der Energie an die Elektroden verloren
([Maly77-78], Teil 1, S. 49, Tafel 1; auch [Saggau81]). Dies ist auch anschaulich plausibel, weil
der Funkenkanal während des Durchbruchs noch hochohmig ist und daher bei geringem Strom
hohe Leistung aufnimmt. Nach dem Durchbruch ist der Funkenkanal niederohmig, wodurch die
Verluste in den Elektroden - durch höheren Strom ohnehin erhöht - stärker ins Gewicht fallen.
Weiterhin ist bei Rompe und Weizel [RompWeiz49], Einleitung, S. 1, zu lesen: "An den meisten
Lichtbögen sieht man deutlich, wie sich die Entladung an Kathode und Anode zu einem Brennfleck
zusammenschnürt. Aber auch wenn die oberflächliche Betrachtung keinen Brennfleck erkennen
läßt, zeigt die genaue Untersuchung oft, daß die Entladungsbahn sich vor den Elektroden
kontrahiert und auf ihnen nur an sehr kleiner Fläche ansetzt". Offenbar erreicht also die
Stromdichte auf den Elektroden bei Lichtbögen grundsätzlich sehr hohe Werte.
Die hohe Stromdichte ist nicht nur lokal eng begrenzt sondern im Fall von Zündanlagen für
Ottomotoren auch zeitlich von so kurzer Dauer, dass während der Strombelastung kein
nennenswerter Temperaturausgleich zwischen dem betreffenden Oberflächenelement der
Elektrode und dem umgebenden Elektrodenvolumen stattfinden kann. Dadurch entsteht bereits bei
relativ geringer resistiv dissipierter Energiemenge lokal ein starkes Temperaturgefälle auf oder in
den Zünderelektroden. Anders als etwa bei Lampen tritt die resultierende mechanische Belastung
bei Zündanlagen naturgemäß periodisch auf. In Verbindung mit der Temperaturbeanspruchung ist
sie möglicherweise eine wesentliche Ursache für die geringe Lebensdauer von PS-Zündern.
Weiterhin ist die elektromagnetische Störstrahlung der hochfrequenten Schwingung der
Nachentladung von Bedeutung, zumal der zugehörige Strom nicht allein im hochspannungsseitigen
Entladungskreis fliesst (der seinerseits mit der Masse des Motorblocks verbunden und bei
koaxialem Aufbau elektrisch gut abgeschirmt ist). Der hochspannungsseitige Strom erscheint um
das Übersetzungsverhältnis des Trafos HT vergrößert im Zwischenkreis und erreicht dort wiederum
die Größenordnung von einigen 10 Ampére.
Bei Wefels Lösung [Wefels91] war die Abmagerbarkeit des Gemischs aufgrund der geringen
Zündenergie etwas eingeschränkt. Wohl deshalb findet man bei kommerziellen Gasmotoren heute
häufig konventionelle Thyristor-Zündanlagen, die in manchen Fällen eine elektrische
Entladungsenergie von mehreren Joule aufweisen. Um bei derart hoher Energie eine akzeptable
Zünderlebensdauer zu erzielen, werden häufig Gleitfunken-Zündkerzen verwendet. Ein
wesentlicher Nachteil dieses Typs ist ein hoher Energieverlust des Funkens an das rückseitige
Dielektrikum der Entladungsstrecke der Zündkerze, mit dem der Funke in Kontakt steht. Das
Verhältnis der effektiv an das Gas abgegebenen Zündenergie zur Entladungsenergie ist daher
deutlich geringer als bei PS-Zündern.
Der Erfindung liegt folgende Aufgabenstellung zugrunde:
- 1. Sie soll eine möglichst lange Lebensdauer von Plasmastrahlzündern gestatten.
- 2. Ein möglichst großer Teil der elektrischen Zündenergie soll in das zu zündende Gasgemisch
eingetragen werden, so dass
- a) mit gegebener Gesamtenergie auch vergleichsweise reaktionsträge Gemische entflammt werden können und
- b) die Belastung von Systembauteilen minimiert wird, die mit der Dissipation von nicht an das Gas abgebener Zündenergie verbunden ist.
- 3. Die Energiekonzentration in dem Gasvolumen, das durch die Entladung angeregt wird, soll möglichst hoch sein.
- 4. Das System soll im Bereich der Hochspannungserzeugung geringere elektromagnetische Störstrahlung aufweisen als übliche PSZ-Systeme.
- 5. Das System soll nach Möglichkeit mit geringem technischen Aufwand realisierbar sein.
- 6. Um die Zuverlässigkeit des Gesamtsystems zu gewährleisten, sollten nur solche Systemkomponenten in unmittelbarer Nähe des Zünders angeordnet sein, für die dies zwingend erforderlich ist.
- 7. Systemkomponenten mit begrenzter Lebensdauer sollen nach Möglichkeit mit dem Zünder in einer Einheit vereint werden, um die Wartung zu vereinfachen.
Erfindungsgemäss wird die Energieumsetzung im Funken auf die Durchbruchphase beschränkt, so
dass ausschliesslich diejenige Energie freigesetzt wird, die im hochspannungsseitigen, unmittelbar
am Zünder angeordneten Kondensator gespeichert ist. Hierzu wird der Vorgang der Aufladung des
Kondensators vom Vorgang der Auslösung des elektrischen Durchbruchs getrennt, so dass
zunächst der Kondensator verhältnismäßig langsam auf die gewünschte Hochspannung aufgeladen
werden kann und danach separat der Durchbruch ausgelöst wird.
Der Hochspannungsteil des Systems einschliesslich einer Vorrichtung für die Zündungsauslösung
ist in Bild 2 dargestellt. Die Hochspannung wird mit Hilfe des Transformators HT erzeugt und über
ein Zündkabel zur Zündereinheit geführt. Die Zündereinheit besteht aus dem nach dem Stand der
Technik ausgeführten Plasmastrahlzünder PI, der besonderen gasgefüllten Hochspannungs-
Schaltröhre SW sowie dem Hochspannungskondensator C. Diese Komponenten sind elektrisch in
Serie geschaltet und bilden einen geschlossenen Entladungskreis, wobei der Kondensator C mit
dem Massepunkt des Zünders PI verbunden ist. Der Zünder PI und die Schaltröhre SW bilden
zusammen die Entladungsstrecke.
Der Kondensator C wird innerhalb eines Zeitraums tA über eine Diode D, die zwischen Zündkabel
und C umittelbar bei C lokalisiert ist, auf den gewünschten Nennwert der Hochspannung
aufgeladen. Die Kapazität von C ist so bemessen, dass hierbei genau die im Durchbruch
freizusetzende Energiemenge in C gespeichert wird. Im Anschluss an tA werden innerhalb einer
Zeitspanne tE die parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises entladen. Zu den parasitären
Kapazitäten zählen insbesondere die Kapazität des Zündkabels sowie die Streukapazitäten des
Transformators HT. Die Diode D verhindert dabei die Entladung des Kondensators C.
Die Durchbruchspannung der Entladungsstrecke wird gerade eben so hoch eingestellt, dass bei
anliegender Hochspannung innerhalb der Stehzeit tS = tA + tE noch kein Durchbruch erfolgt. Dieser
wird durch Bestrahlung der Katode der Schaltröhre SW mit hinreichend kurzwelliger
elektromagnetischer Strahlung (Auslösestrahlung) ausgelöst, wobei aus der Katode Fotoelektronen
freigesetzt werden, die bei anliegender Hochspannung die Gasfüllung der Schaltröhre ionisieren.
Um dies zu ermöglichen, verfügt die Schaltröhre SW über folgende Besonderheiten:
- 1. Zumindest ein Teil der im Inneren der SW liegenden Oberfläche der Katode der SW erhält
einen hinreichend dicken Belag, dessen elektronische Austrittsarbeit gerade so groß ist, dass
die Zahl der bei der Betriebstemperatur der Katode während der Hochspannungs-Stehzeit tS
durch Thermoemission freigesetzten Elektronen statistisch so gering ist, so dass die
Wahrscheinlichkeit, dass durch thermisch emittierte Elektronen ein unerwünschter elektrischer
Durchbruch ausgelöst wird, vernachlässigt werden kann.
Durch Minimierung der Belagoberfläche sowie gegebenenfalls der Hochspannungs-Stehzeit tS wird für die erforderliche Austrittsarbeit des Belags ein hinreichend kleiner Wert angestrebt, um mit sichtbarer oder ultravioletter Strahlung Fotoelektronen daraus auslösen zu können. Zur Minimierung der Belagoberfläche kann die Auslösestrahlung fokussierend auf den Belag projiziert werden. Je nach Art und Weise der Hochspannungserzeugung ergeben sich Variationsmöglichkeiten für tS. - 2. Das Gehäuse der SW erhält ein optisches Fenster, das für die Auslösestrahlung transparent ist und die Beleuchtung des Katodenbelags der SW ermöglicht.
Weiterhin wird sichergestellt, dass die Fotokatode keine Fotoelektronen auslösende Strahlung
empfängt, solange kein elektrischer Durchbruch erfolgen soll, insbesondere also während der
Hochspannungs-Stehzeit tS.
Die Fotonenenergie der Auslösestrahlung ist um einen hinreichenden Betrag größer als die
Austrittsarbeit des Katodenbelags der Schaltröhre SW. Die Auslösestrahlung wird nach der
Entladung der hochspannungsseitigen parasitären Kapazitäten mit Hilfe einer geeigneten
Lumineszenz- oder Laserdiode UV-LED oder einer anderen geeigneten Strahlungsquelle erzeugt.
Die Auslösestrahlung wird über einen Lichtwellenleiter LWL an die Schaltröhre SW herangeführt.
Der LWL kann koaxial im Inneren des Zündkabels geführt werden und vom Hochspannung
führenden Leiter des Zündkabels umgeben sein.
Der Plasmastrahlzünder und die Schaltröhre SW können als gemeinsame Einheit realisiert werden,
die wie eine herkömmliche Zündkerze ausgetauscht werden kann. Der Kondensator C und der
Gleichrichter D können kabelseitig in die Verbindung zwischen dem Zündkabel und der
Zündereinheit integriert werden.
Die Hochspannung kann auf vielfältige Weise erzeugt werden, beispielsweise
- a) nach dem Muster induktiver Zündsysteme mit Hilfe eines einfachen Sperrwandlers oder
- b) nach dem Muster kapazitiver Zündsysteme mit Hilfe eines Flusswandlers.
Zu a) Bild 3 zeigt die Hochspannungserzeugung mit Sperrwandler einschliesslich einer Vorrichtung
zur Aktivierung der Auslösestrahlung. Die Wicklungen des streuarmen Transformators HT sind so
gepolt, dass der hochspannungsseitige Kondensator C nach Unterbrechung des primärseitigen
Stroms über die Hochspannungsdiode D3 negativ gegen Masse aufgeladen wird.
Im Anschluss an den Aufbau der Hochspannung erfolgt selbsttätig die Entladung der parasitären
Kapazitäten des Hochspannungskreises. Die hierbei zurück gewonnene Energie ist bei Abschluss
der Entladung im Transformator HT induktiv gespeichert. Für die Rückspeisung dieser Energie in
die Stromversorgung verfügt die Schaltung im Gegensatz zu bekannten Ausführungen induktiver
Zündsysteme über den Gleichrichter D1, der dem niederspannungsseitigen Leistungsschalter SW1
antiparallel geschaltet ist.
Der durch den Rückspeisestrom an D1 hervorgerufene Spannungsabfall wird mit Hilfe des
Komparators K detektiert, der die UV-LED aktiviert und so den Durchbruch im Entladungskreis
auslöst. D2 dient lediglich zum Schutz des Komparatoreingangs, U3 zur Arbeitspunkteinstellung
(Größenordnung: 100 mV). Das Signal des Komparators wird ausserdem in die Steuerung des
Systems zurückgeführt ("Feedback"-Signal). Dort kann anhand der Zeitverzögerung zwischen dem
Abschalten des Leistungsschalters SW1 und dem Komparatorsignal oder anhand der Dauer des
Komparatorsignals die hochspannungsseitige Streukapazität bestimmt werden, so dass die in der
Zündspule zu speichernde Energie - und damit der Abschaltstrom - entsprechend angepasst
werden kann.
Alternativ zur Aktivierung der UV-LED durch den Komparator K kann die UV-LED auch durch die
Steuerung des Systems geschaltet werden, um den genauen Zeitpunkt der Zündungsauslösung
unabhängig vom Abschaltzeitpunkt des SW1 und damit von der in der Zündspule gespeicherten
Energie zu halten. Der Komparator kann beibehalten werden, um der Steuerung den frühest
möglichen Zeitpunkt für die Zündung anzuzeigen und die Berechnung der hochspannungsseitigen
parasitären Kapazitäten zu ermöglichen.
Zu b) Der prinzipielle Aufbau kapazitiver Zündsysteme ist in Bild 1 dargestellt. Abweichend von
Stand der Technik wird jedoch nach dem in Bild 4 dargestellten Prinzip vor der Zündung im
Idealfall ein vollständiger Energietransfer vom Zwischenkreiskondensator C1 in die
hochspannungsseitige Kapazität C2 erreicht. Bild 4 zeigt einen Parallelschwingkreis, bestehend aus
den Kapazitäten C1 und C2, einer Induktivität L, einer Diode D sowie einem Schalter SW, die
sämtlich elektrisch in Reihe geschaltet sind. Vor dem Schliessen des Schalters sei C1 auf die
Spannung U1 aufgeladen. Die Spannung U2 an C2 sei Null. Ein vollständiger Energietransfer von
C1 nach C2 gelingt genau dann, wenn beide Kapazitäten gleich groß sind.
Bei kapazitiven Zündsystemen ist C2 über einen Transformator mit dem Übersetzungsverhältnis ü
an die anderen Komponenten des Schwingkreises gekoppelt. Bei unendlich großer
Hauptinduktivität des Trafos muss C2 = C1/ü2 sein, um einen vollständigen Energietransfer von
C1 nach C2 zu ermöglichen. Dies bedeutet, dass C1 und C2 bezogen auf die gleiche Seite des
Transformators von gleicher Kapazität sein müssen. Das Verhaltnis der Spitzenspannungen an C1
und C2 entspricht dem Übersetzungsverhältnis ü des Transformators. Die in Bild 4 dargestellte
Induktivität L ist als Streuinduktivität des Transformators immer vorhanden und muss deshalb
nicht explizit vorgesehen werden.
Bild 5 zeigt eine mögliche Realisierung dieses Konzepts, Bild 6 das auf die Primärseite des
Transformators HT bezogene Ersatzschaltbild. Darin ist die Streuinduktivität Lstr des
Transformators HT rechts von dessen Hauptinduktivität M auf der Hochspannungsseite
zusammengefasst, da Hochspannungswicklungen wegen der notwendigen Isolation in der Regel
einen deutlich höheren Streuanteil aufweisen als Niederspannungswicklungen.
In der Praxis ist die Hauptinduktivität des Transformators endlich, so dass die effektive Kapazität
von C1 durch den Abfluss der Magnetisierungenergie des Trafos abnimmt. Die Anpassung der
effektiven Kapazitäten von C1 und C2 kann durch Vergrößerung der Kapazität von C1 und/oder
durch entsprechende Verkleinerung des Übersetzungsverhältnisses ü des Trafos erzielt werden.
Im Unterschied zu bekannten Systemen verfügt die Anordnung nach Bild 5 im Zwischenkreis über
zwei Kondensatoren C1a und C1b, die über eine Diode D1 parallel geschaltet sind. D1 ist so
gepolt, dass die Spannung an C1a nicht größer sein kann als die Spannung Gib. Die
Zwischenkreisspannung wird an C1a eingespeist.
Die Kapazität von C1a wird so bemessen, dass C1a beim Nennwert der Zwischenkreisspannung
diejenige Energiemenge aufnimmt, die im hochspannungsseitigen Druchbruch freigesetzt werden
soll, sowie weiterhin die Magnetisierungsenergie des Transformators HT und sämtliche
Verlustenergie.
Die Kapazität von C1b wird so bemessen, dass C1b beim Nennwert der Zwischenkreisspannung die
Energiemenge aufnimmt, die bei der Entladung der parasitären Kapazitäten des
Hochspannungskreises aus diesen zurück gewonnen werden kann. Dies entspricht der beim
Nennwert der Hochspannung in den parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises
gespeicherten Energie abzüglich der bei deren Entladung hinzukommenden
Magnetisierungsenergie des Trafos und der dabei auftretenden Verluste.
Für den Energietransfer vom Zwischenkreis in den Hochspannungskreis wird C1b über den
Leistungsschalter SW1 an die Wicklung N1 des Transformators HT geschaltet. C1a liegt über D1
parallel zu C1b, so dass die Energie beider Kondensatoren über den Transformator in den
Hochspannungskreis fliesst. Die Hochspannung wird in der Wicklung N3 von HT induziert. Das
Übersetzungsverhältnis ü1,3 zwischen den Wicklungen N1 und N3 wird so gewählt, dass die
größtmögliche Energiemenge vom Zwischenkreis in den Hochspannungskreis transferiert wird. Die
Dauer des Energietransfers wird durch Variation der hochspannungsseitigen Streuinduktivität von
HT so lang eingestellt wie es die Hochspannungs-Stehzeit der Schaltröhre SW2 zulässt. Dabei ist
jedoch der Streufaktor von HT so gering zu halten wie technisch realisierbar, um gleichzeitig die
größtmögliche Hauptinduktivität des Transformators zu erzielen.
Nach Abschluss des Energietransfers in den Hochspannungskreis ermöglicht die Diode D4, die
antiparallel zum Leistungsschalter SW1 geschaltet ist, den Rücktransfer der in den parasitären
Kapazitäten des Hochspannungskreises gespeicherten Energie in den Kondensator C1b. Die Diode
D1 verhindert hierbei eine Beteiligung von C1a und gewährleistet so, dass die in die
Rückgewinnung involvierten Kapazitäten im richtigen Verhältnis zueinander stehen. Dadurch wird
die vollständige Entladung der parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises ermöglicht.
Dabei wird C1b (theoretisch) auf die volle Zwischenkreisspannung aufgeladen.
Im Anschluss daran erfolgt der Abbau der Magnetisierungsenergie des Transformators. Hierzu
dient die Entmagnetisierungswicklung N2, die die magnetisch gespeicherte Energie über die Diode
D2 in die Stromversorgung zurückspeist. Die magnetische Kopplung zwischen N1 und N2 ist so
eng wie möglich zu gestalten.
Durch die Rückspeisung der Magnetisierungsenergie in die Stromversorgung wird die an den
Trafowicklungen auftretende Spannung auf einen festen Wert begrenzt. Je nach praktischen
Erfordernissen und Gegebenheiten wäre alternativ eine Rückspeisung nach C1a denkbar.
Die Rückspeisung geht mit einem Polaritätswechsel der Spannung an den Trafowicklungen einher.
Das Vorzeichen der Spannung an N2 wird über die Diode D3 durch den Komparator K detektiert,
der die Auslösestrahlung für den Durchbruch aktiviert.
Durch die Vermeidung von Nachentladungen im Anschluss an den Durchbruch der
Entladungsstrecke werden die damit verbundenen Nachteile vermieden (Aufgaben 1 bis 4).
Weil der Entladungskanal im Zünder während der Durchbruchphase noch hochohmig ist, nimmt er
bei geringer Stromstärke vergleichsweise hohe elektrische Leistung auf. Die Verluste in den
Zünderelektroden sind dadurch minimal (Aufgabe 1). Somit bewirkt der größtmögliche Teil der
bereitgestellten Zündenergie die erwünschte Ionisierung des Gases (Aufgabe 2).
Die Energiezufuhr erfolgt auf die schnellstmögliche Weise (sofern der Entladungskreis
entsprechend dem Stand der Technik induktivitätsarm aufgebaut ist). Hierdurch wird die
höchstmögliche Energiekonzentration im Gas erzielt (Aufgabe 3).
Durch die lokale Begrenzung des Funkenstroms auf den Hochspannungskreis und wegen der
Vermeidung hochfrequenter Oszillationen des Entladungsstroms ist auch die elektromagnetische
Störstrahlung gering (Aufgabe 4).
Wenn die Hochspannung mit Hilfe eines Sperrwandlers erzeugt wird, gestaltet sich die Schaltung
besonders einfach (Aufgabe 5).
Wenn die Hochspannung mit Hilfe eines Flusswandlers erzeugt wird, kann die Strombelastung im
Zwischenkreis durch langsamen Energietransfer vom Zwischenkreis in den Hochspannungskreis
deutlich reduziert werden (Aufgabe 4, 5).
Die Zündspule kann räumlich entfernt von der Zündereinheit angeordnet werden. Hierdurch
werden thermische und mechanische Belastungen vermieden (Aufgabe 6). Die Kapazität des
Zündkabels ist kaum von Bedeutung, da sie vor der Funkenauslösung entladen wird. Die
überschüssige Energie ist zu ihrem größten Teil nicht verloren sondern wird in die
Stromversorgung zurück gespeist.
Im Vergleich zu bekannten Hochspannungs-Schaltröhren, wie beispielsweise Drei-Elektroden-
Funkenstrecken, ermöglicht die Verwendung eines optisch ausgelösten Hochspannungsschalters
einen sehr einfachen und zuverlässigen Systemaufbau. Insbesondere ist es nicht erforderlich,
einen separaten Hochspannungsimpuls für die Auslösung der Hauptentladung zu erzeugen und zur
Zündereinheit hin zu führen (Aufgaben 4, 5, 6).
Die Verwendung eines Lichtwellenleiters für die Zuführung der Strahlung zur Zündereinheit erhöht
die Zuverlässigkeit des Systems, da keinerlei elektrische Verbindungen für die Zündungsauslösung
erforderlich sind (Aufgaben 5 und 6).
Bei PSZ-Systemen ist die Verwendung von möglichst hoher Spannung im Hochspannungskreis von
Vorteil [Wefels91, S. 56, auch S. 40ff]. Durch die koaxiale Anordnung des LWL im Zündkabel -
innerhalb des Hochspannungsleiters - vergrössert sich der Durchmesser des Hochspannungsleiters,
ohne dass ein zusätzlicher Stützkern benötigt wird. Dies führt zu einer Verringerung der
elektrischen Feldstärke an der Oberfläche des Leiters und vereinfacht so die elektrische Isolierung
(Aufgaben 1 und 2).
Die gemeinsame Integration von Plasmastrahlzünder und optisch ausgelöstem
Hochspannungsschalter vereinfacht die Systemwartung sowie die Ersatzteilhaltung (Aufgabe 7).
Vorzeitige Durchschläge können durch überhöhte Thermoemission bei Überhitzung der Katode der
Schaltrohre auftreten oder bei zu geringem Gasdruck innerhalb der Schaltröhre. Dabei bleibt die
Energieumsetzung im Hochspannungskreis im allgemeinen nicht auf die Durchbruchphase der
Entladungsstrecke beschränkt, so dass die Lebensdauer des Zünders beeinträchtigt wird. Um
vorzeitige Durchschläge zu erkennen, kann die bei der Gasentladung in der Schaltröhre
entstehende und in den Lichtwellenleiter gelangende Strahlung an dessen anderem Ende erfasst
werden.
Es besteht die Möglichkeit, in den Zünder und in die den Schalterröhre optische Elemente für die
Auskopplung der bei der Verbrennung im Motor entstehenden Strahlung zu integrieren und den
ohnehin vorhandenen Lichtwellenleiter für die Übertragung der Strahlung zum Steuermodul zu
nutzen. Dies eröffnet erstmals einen praktikablen und kostengünstigen Weg, die bislang nur im
Laborbereich genutzte optische Verbrennungsanalyse bei Großserienmotoren zu implementieren.
Insbesondere besteht hierdurch die Möglichkeit, motorisches Klopfen zu erkennen [Decker85], so
dass auf die heute üblichen Körperschallaufnehmer für die Klopferkennung möglicherweise
verzichtet werden kann.
Bei der Übertragung der Auslösestrahlung für die Schaltröhre und der Brennraumstrahlung über
den gleichen Lichtwellenleiter besteht die Aufgabe, beide Strahlungsarten innerhalb der oder in der
Nähe der Schaftröhre möglichst verlustarm zu vereinen beziehungsweise zu trennen. Dies kann mit
Hilfe einer dichroitischen Spiegelschicht geschehen, die Strahlung mit der Wellenlänge der
Auslösestrahlung reflektiert und andere optische Strahlung - insbesondere die Brennraumstrahlung
- passieren lässt.
Eine weitere mögliche Anwendung des Konzepts ist die Erzeugung von Stoßwellen in Flüssigkeiten
oder Gasen, beispielsweise im Bereich der Materialbearbeitung.
Es bietet sich an, die optisch ausgelöste Schaltröhre des Systems überall dort zum Schalten hoher
Spannungen einzusetzen, wo keine übermäßig hohen Elektrodentemperaturen zu erwarten sind.
Dies kann der Fall sein, wenn kurze Stromimpulse mit nicht hoher Frequenz auf eine
hinreichend hochohmige Last aufgeschaltet werden sollen. Die zuverlässig schaltbare Stromstärke
hängt offensichtlich von der Dauer der Stromimpulse, der Wärmekapazität und der Kühlung der
Schaltröhrenelektroden sowie der geforderten Lebensdauer der Röhre ab.
Die Thermoemission wird durch die Richardson-Dushman-Gleichung beschrieben. Abhängig
vom Material der Fotokatode ist die tatsächliche Emissionsstromdichte geringer als der unter
Verwendung der universellen Richardson-Konstante berechnete Wert. Die Benutzung der
Letztgenannten ist daher im vorliegenden Fall unschädlich. Ihr Wert ist:
AR = 4πmee0k2/h3 = 1,201793 × 106 A/(m2K2)
mit:
me: Ruhemasse eines Elektrons (9,1093897 × 10-31 kg)
e0: Elementarladung (1,60217733 × 10-19 As)
k: Boltzmann-Konstante (1,380685 × 10-23 J/K)
h: Planck'sches Wirkungsquantum (6,6260755 × 10-34 Js).
me: Ruhemasse eines Elektrons (9,1093897 × 10-31 kg)
e0: Elementarladung (1,60217733 × 10-19 As)
k: Boltzmann-Konstante (1,380685 × 10-23 J/K)
h: Planck'sches Wirkungsquantum (6,6260755 × 10-34 Js).
Die Fotoemission wird durch die Fowlerschen Gleichungen beschrieben.
Bei halbleitenden Katodenmaterialien ist die Austrittsarbeit für thermisch emittierte
Elektronen im allgemeinen geringer als für Fotoelektronen. Daher kommen in erster Linie
elektrische Leiter als Belagmaterial in Frage, obwohl deren fotoelektrische Quantenausbeute
im interessierenden Wellenlängenbereich relativ gering ist. Weiterhin sollte der
Schmelzpunkt des Belagsmaterials deutlich oberhalb der Betriebstemperatur der Katode
liegen, um ein Fliessen des Belags und/oder eine vollständige Legierung des Belagsmaterials
mit dem Trägermaterial zu vermeiden. Geeignete elementare Stoffe können sich
beispielsweise unter den Seltenen Erden oder den Erdalkalimetallen finden.
Für die Bestimmung der mindestens erforderlichen Austrittsarbeit der Fotokatode ist zunächst
Folgendes zu ermitteln oder festzulegen
- a) die Betriebstemperatur T der Fotokatode,
- b) die Fläche der Fotokatode AF,
- c) die Hochspannungs-Stehzeit tS = tA + tE,
- d) die Anzahl der Elektronen, die im statistischen Mittel die Fotokatode innerhalb der Hochspannungs-Stehzeit tS höchstens verlassen dürfen ("zulässiger Dunkelstrom").
Die meisten Motoren sind wassergekühlt, und der Zünder nebst
Schaltröhre ist in den Zylinderkopf eingeschraubt, der von Kühlwasser durchströmt wird. In der
Regel kann die Temperatur im Zündkerzengewinde daher 150°C (423 K) nicht überschreiten.
Selbst wenn die Katode der Schaltröhre SW nicht wie in Bild 2 mit dem Kondensator C verbunden
ist, sondern mit der Mittelelektrode des Zünders PI eine Einheit bildet, dürfte es möglich sein, die
Temperatur der Fotokatode unter 500 K (227°C) zu halten. Hierzu ist ein hinreichender
Wärmeabfluss von der Mittelelektrode über den Isolator des Zünders zu gewährleisten,
beispielsweise durch mechanische Verlängerung, durch Vergrößerung des Durchmessers und/oder
durch Verringerung des Querschnitts des vom Isolator umgebenen Teils der Mittelelektrode.
Die Verbindung der Katode des SW2 mit der Mittelelektrode des Zünders kann konstruktive
Vorteile bieten, weil sich zünderseitig die Führung des Lichtwellenleiters beziehungsweise der
daraus austretenden Strahlung vereinfacht. Hierzu sind die Polaritäten der Diode D2 und der
Hochspannungswicklung des Trafos HT zu vertauschen, damit C auf positives statt - wie in Bild 2
dargestellt - negatives Potential gegen Masse aufgeladen wird.
Grundsätzliche ist die Zielsetzung, dass ein möglichst großer Teil der aus
dem Lichtwellenleiter (LWL) austretenden Strahlung auf die Fotokatode der Schaltröhre trifft,
damit dort möglichst viele Fotoelektronen ausgelöst werden. Verlässt die Strahlung den LWL durch
ein planes Ende, das senkrecht zur Achse des LWL steht, entspricht der Sinus des halben
Öffnungswinkels des Lichtkegels der numerischen Apertur (NA) der Faser. Diese beträgt bei
gängigen Kunststofffasern z. B. 0,46 (Öffnungswinkel 55°). Bei Annahme eines scharf begrenzten
Lichtkegels und einem Faserdurchmesser von d = 1 mm ergibt sich für den Radius rB der
beleuchteten Fläche im Abstand von a = 2,5 mm zur Lichtaustrittsfläche der Faser:
rB = a × tan(sin-1(NA)) + d/2
= 2,5 × 0,518 + 0,5 mm
≈ 1,8 mm.
rB = a × tan(sin-1(NA)) + d/2
= 2,5 × 0,518 + 0,5 mm
≈ 1,8 mm.
Dies entspricht einer Fläche von etwa 10 mm2. Bei fokussierender Projektion der Strahlung ist ein
deutlich kleinerer Wert realisierbar.
Hierzu ist die Schaltung der Hochspannungserzeugung
auszulegen. Bei Verwendung eines Flusswandlers (kapazitives System) ist die Stehzeit durch die
Dimensionierung der frequenzbestimmenden Komponenten weitgehend frei wählbar und kann im
allgemeinen kürzer gehalten werden als bei Verwendung eines Sperrwandlers nach Bild 3. Im
letztgenannten Fall ist zunächst folgendes festzulegen oder zu ermitteln:
Die im Durchbruch freizusetzende Energie; Beispiel: W2 = 100 mJ.
Die hochspannungsseitigen parasitären Kapazitäten, bestehend aus der Summe aus den Streukapazitäten der Zündspule und der Kapazität des Zündkabels; Beispiel: CP = 100 pF.
Der Nennwert der Hochspannung. Diese sollte einerseits möglichst hoch sein, um einen guten Wirkungsgrad des Energieeintrags in das Gemisch zu erzielen [Wefels91]. Weiterhin kann ein einzelnes Fotoelektron um so mehr Atome oder Moleküle des Füllgases der Schaltröhre ionisieren, je höher die Spannung ist. Andererseits wird man die Kapazität des Kondensators C, der die Energie W2 bei der Hochspannung speichern soll, deutlich größer wählen wollen als CP, um nicht zu viel Ballastenergie für die parasitären Kapazitäten CP bereitstellen zu müssen. Hieraus ergibt sich eine obere Grenze. Beispiel: Û2 = 30 kV.
Die primärseitige Maximalspannung an der Zündspule beziehungsweise an dem primärseitigen Leistungsschalter SW1 (Bild 3). Diese ist möglichst hoch zu wählen, um das Übersetzungsverhältnis der Zündspule und damit die Induktivität ihrer Hochspannungswicklung im Interesse eines schnellen Spannungsanstiegs klein zu halten. Gegenwärtig bieten vor allem IGBTs vergleichsweise hohe Sperrspannungen von teilweise über 1000 V. Beispiel: Û1 = 750 V.
Die während der induktiven Aufladung der Zündspule an deren Primärwicklung anliegende Spannung; Beispiel: U1,on = 10 V.
Die zwischen zwei Zündungen verfügbare Zeit, wobei hier davon ausgegangen wird, dass bei Mehrzylindermotoren je eine Zündspule pro Zylinder vorhanden ist. Das Zeitintervall t1 für die induktive Aufladung der Zündspule sollte einerseits möglichst lang sein, um die Wechselstrombelastung der Stromversorgung amplitudenmäßig gering und ausserdem niederfrequent zu halten. Andererseits kann eine erneute Aufladung erst nach Abschluss der Rückspeisung der Energie aus den parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises beginnen, also nach vollständiger Entmagnetisierung der Zündspule. Die induktive Aufladung darf daher nicht wesentlich mehr als die Hälfte der minimalen Zeit zwischen zwei Zündungen eines Zylinders beanspruchen. Beispiel: t1 = 10 ms.
Der Wirkungsgrad ηM der magnetischen Energiespeicherung in der Zündspule als das Verhältnis von magnetisch gespeicherter Energie WMag zu der Summe aus WMag und der während des Aufladevorgangs in der Primärwicklung resistiv dissipierten Energie WR,P:
Die im Durchbruch freizusetzende Energie; Beispiel: W2 = 100 mJ.
Die hochspannungsseitigen parasitären Kapazitäten, bestehend aus der Summe aus den Streukapazitäten der Zündspule und der Kapazität des Zündkabels; Beispiel: CP = 100 pF.
Der Nennwert der Hochspannung. Diese sollte einerseits möglichst hoch sein, um einen guten Wirkungsgrad des Energieeintrags in das Gemisch zu erzielen [Wefels91]. Weiterhin kann ein einzelnes Fotoelektron um so mehr Atome oder Moleküle des Füllgases der Schaltröhre ionisieren, je höher die Spannung ist. Andererseits wird man die Kapazität des Kondensators C, der die Energie W2 bei der Hochspannung speichern soll, deutlich größer wählen wollen als CP, um nicht zu viel Ballastenergie für die parasitären Kapazitäten CP bereitstellen zu müssen. Hieraus ergibt sich eine obere Grenze. Beispiel: Û2 = 30 kV.
Die primärseitige Maximalspannung an der Zündspule beziehungsweise an dem primärseitigen Leistungsschalter SW1 (Bild 3). Diese ist möglichst hoch zu wählen, um das Übersetzungsverhältnis der Zündspule und damit die Induktivität ihrer Hochspannungswicklung im Interesse eines schnellen Spannungsanstiegs klein zu halten. Gegenwärtig bieten vor allem IGBTs vergleichsweise hohe Sperrspannungen von teilweise über 1000 V. Beispiel: Û1 = 750 V.
Die während der induktiven Aufladung der Zündspule an deren Primärwicklung anliegende Spannung; Beispiel: U1,on = 10 V.
Die zwischen zwei Zündungen verfügbare Zeit, wobei hier davon ausgegangen wird, dass bei Mehrzylindermotoren je eine Zündspule pro Zylinder vorhanden ist. Das Zeitintervall t1 für die induktive Aufladung der Zündspule sollte einerseits möglichst lang sein, um die Wechselstrombelastung der Stromversorgung amplitudenmäßig gering und ausserdem niederfrequent zu halten. Andererseits kann eine erneute Aufladung erst nach Abschluss der Rückspeisung der Energie aus den parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises beginnen, also nach vollständiger Entmagnetisierung der Zündspule. Die induktive Aufladung darf daher nicht wesentlich mehr als die Hälfte der minimalen Zeit zwischen zwei Zündungen eines Zylinders beanspruchen. Beispiel: t1 = 10 ms.
Der Wirkungsgrad ηM der magnetischen Energiespeicherung in der Zündspule als das Verhältnis von magnetisch gespeicherter Energie WMag zu der Summe aus WMag und der während des Aufladevorgangs in der Primärwicklung resistiv dissipierten Energie WR,P:
ηM = WMag/(WMag + WR,P).
Auf diese Weise kann die Verlustleistung in der Zündspule je nach Zündenergie und
Zündfrequenz begrenzt werden. Ein hoher Wert für ηM führt zwar zu geringem Strom in der
Primärwicklung, erfordert jedoch eine große Primärinduktivität, um die Zündenergie zu
speichern. Besonders nachteilig ist, dass die hierzu erforderliche hohe Windungzahl trotz
geringerem Strom niederohmiger ausgeführt sein muss als bei geringeren Werten für ηM, so
dass der Wicklungsquerschnitt und der Materialeinsatz (Kupfer) überproportional ansteigen.
Durch den kleinen Primärstrom verlängert sich ausserdem die Aufbauzeit der Hochspannung
(siehe Zeile 532). Umgekehrt muss bei kleinem ηM ein hoher Strom durch SW1 abgeschaltet
werden, und die thermische Belastung der Zündspule steigt an. Beispiel: ηM = 70% = 0,7.
Aus der freizusetzenden Energie W2 und dem Wert der Hochspannung Û2 ergibt sich die Kapazität
des Hochspannungskondensators C mit den Beispielvorgaben zu
C = 2W2/Û2 2
= 2 × 0,1/(3 × 104)2F
= 222 pF.
C = 2W2/Û2 2
= 2 × 0,1/(3 × 104)2F
= 222 pF.
Im Hinblick auf eine hohe Güte kann C zum Beispiel als Vakuumkondensator ausgeführt werden.
C und die parasitäre Kapazität CP müssen gemeinsam auf den Nennwert der Hochspannung
aufgeladen werden. Damit ergibt sich die hochspannungsseitig bereitzustellende Energie WHV zu:
WHV = (C + CP)Û2 2/2
= W2 × (C + CP)/C
= 100 × (222 + 100)/222 mJ
= 145 mJ.
WHV = (C + CP)Û2 2/2
= W2 × (C + CP)/C
= 100 × (222 + 100)/222 mJ
= 145 mJ.
Die Verluste WV,H im Hochspannungskreis werden hier pauschal zu 15 ml angenommen. Die in der
Zündspule magnetisch zu speichernde Energie ist daher WMag = WHV + WV,H = 160 mJ.
Die Zündspule sollte möglichst streuarm ausgeführt werden, also mit weitgehend geschlossenem
Kern, da die in der primärseitigen Streuinduktivität gespeicherte Energie großenteils verloren geht.
Bei einer maximalen magnetischen Flussdichte von 1,2 T muss der Spulenkern über einen
Luftspalt mit einem Volumen von 279 mm3 verfügen, um darin die Energiemenge von
WMag = 160 mJ zu speichern. Ein möglichst großer Kernquerschnitt ist anzustreben, um bei kleiner
Luftspaltlänge eine geringe Windungszahl zu ermöglichen. Die magnetische Energieaufnahme des
Kernmaterials und damit auch die magnetischen Verluste werden hier wegen der Anwesenheit des
Luftspalts vernachlässigt.
Die Zeitkonstante τP = LP/RP der Primärwicklung ist anhand des primärseitigen
Speicherwirkungsgrades ηM bestimmbar, und zwar normiert auf die Aufladezeit t1. Hierzu ist
folgende Gleichung zu lösen (beispielsweise mit Hilfe eines geeigneten
Tabellenkalkulationsprogramms):
ηM k + (1 + ηM) exp(-k) - 0,5 exp(-2k) - ηM - 0,5 = 0.
Hierin ist k = t1/τP = t1RP/LP, also der Kehrwert der normierten Zeitkonstante.
Der Verlauf der normierten Zeitkonstante in Abhängigkeit von ηM ist in Bild 7 grafisch dargestellt
(linke Ordinate). Ebenfalls in der Grafik enthalten ist die Abhängigkeit des abzuschaltenden Stroms
durch die Primärwicklung bezogen auf das theoretische Minimum dieses Stroms, das sich für
ηM = 1 aus der Versorgungsspannung U1,on und der Einschaltzeit t1 ergibt (rechte Ordinate).
Mit dem Beispielwert für ηM(0,7) ergibt sich k = 0,5612, entspechend einer bezogenen
Zeitkonstante von 1,782. Mit den Vorgaben für U1,on, t1, ηM und WMag errechnet sich der Widerstand
der Primärwicklung wie folgt:
RP = U1,on 2 t1 ηM(1 + (exp(-k) - 1)/k)/WMag
= 102 × 0,01 × 0,7 × (1 + (exp(-0,5612) - 1)/0,5612)/0,16 Ω
= 1,027 Ω.
RP = U1,on 2 t1 ηM(1 + (exp(-k) - 1)/k)/WMag
= 102 × 0,01 × 0,7 × (1 + (exp(-0,5612) - 1)/0,5612)/0,16 Ω
= 1,027 Ω.
Für die Induktivität LP der Primärwicklung ergibt sich:
LP = RP τP
= RP t1/k
= 1,027 × 0,01/0,5612 H
= 18,3 mH.
LP = RP τP
= RP t1/k
= 1,027 × 0,01/0,5612 H
= 18,3 mH.
Der erforderliche Strom durch die Primärwicklung ergibt sich daraus zu Î1 = 4,18 A.
Das erforderliche Übersetzungsverhältnis der Zündspule ist:
ü = Û2/Û1
= 30000/750
= 40.
ü = Û2/Û1
= 30000/750
= 40.
Für die Induktivität LS der Sekundärwicklung der Zündspule ergibt sich bei Vernachlässigung der
Streuinduktivität:
LS = ü2 LP
= 402 × 18,3 mH
= 29,3 H.
LS = ü2 LP
= 402 × 18,3 mH
= 29,3 H.
Beim Spannungsaufbau im Hochspannungskreis bilden LS, C und CP einen Schwingkreis. Die
Aufbauzeit der Hochspannung entspricht einer viertel Schwingungsperiode und beträgt:
tA = (π/2) × (LS(C + CP))½
= (π/2) × (29,3 × (222 + 100) × 10-12)½ s
= 153 µs.
tA = (π/2) × (LS(C + CP))½
= (π/2) × (29,3 × (222 + 100) × 10-12)½ s
= 153 µs.
Auf kürzerem Weg, der allerdings keine weiteren Ergebnisse liefert, kann tA auch wie folgt ermittelt
werden:
tA = π WHV/(Û1 Î1) × (1 + WV,H/WHV)½
Hier ist direkt erkennbar, dass bei gegebener Hochspannungsenergie WHV und gegebenen
Hochspannungsverlusten WV,H eine hohe Primärspannung Û1 und ein hoher Primärstrom Î1 eine
kurze Anstiegszeit ergeben. Ein hoher Strom Î1 ist jedoch gegen die thermische Belastung der
Zündspule und weitere Nachteile abzuwägen. Der dargestellte Zusammenhang eignet sich nur
bedingt für die Ermittlung von Î1 unter Vorgabe von tA, da die Betriebsspannung U1,on und die
Einschaltzeit t1 eine Untergrenze für Î1 bestimmen (wobei es sich um einen idealen Grenzfall
handelt, der einen verschwindend geringen Widerstand der Primärwicklung erfordert).
Für die Entladung der parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises sind wegen der Diode
D2 lediglich LS und CP maßgebend. Die Entladezeit tE ergibt sich damit zu:
tE = (π/2) × (LS CP)½
= tA x (CP/(C + CP))½
= 153 × (100/(100 + 222))½ µs
= 85 µs.
tE = (π/2) × (LS CP)½
= tA x (CP/(C + CP))½
= 153 × (100/(100 + 222))½ µs
= 85 µs.
Die Hochspannungs-Stehzeit tS ist die Summe aus Aufbau- und Entladezeit und beträgt:
tS = (153 + 85) µs = 238 µs.
Zur Abschätzung wird hier von einer
Hochspannungs-Stehzeit tS = 300 µs ausgegangen. Weiterhin wird willkürlich festgelegt, dass die
Fotokatode während dieser Zeit im statistischen Mittel 10-6 Elektronen durch Thermoemission
freisetzen darf. Dies bedeutet, dass im Durchschnitt bei einer aus einer Million Zündungen ein
thermisch emittiertes Elektron ungewollt eine Zündung auslösen kann. Die zulässige thermisch
verursachte Stromdichte JTh beträgt bei einer Belagsfläche von AF = 10 mm2:
JTh < 10-6 e0/(tS AF)
= 10-6 × 1,6022 × 10-19/(300 × 10-6 × 10 × 10-6) A/m2
= 5,34 × 10-17 A/m2.
JTh < 10-6 e0/(tS AF)
= 10-6 × 1,6022 × 10-19/(300 × 10-6 × 10 × 10-6) A/m2
= 5,34 × 10-17 A/m2.
Mit einer Katodentemperatur T = 500 K
liefert die Richardson-Dushman-Gleichung für die mindestens erforderliche Austrittsarbeit WA:
WA < kT loge(AR T2/JTh)
= 1,381 × 10-23 × 500 × loge(1,202 × 106 × 5002/5,34 × 10-17)
= 4,41 × 10-19 J
= 2,75 eV.
WA < kT loge(AR T2/JTh)
= 1,381 × 10-23 × 500 × loge(1,202 × 106 × 5002/5,34 × 10-17)
= 4,41 × 10-19 J
= 2,75 eV.
Bei einer Temperatur von 500 K ändert sich die zulässige Austrittsarbeit um 0,0992 eV, wenn sich
das Argument des Logaritmus um eine Größenordnung ändert. Beispielsweise wird bei
Verkleinerung der Fläche der Fotokatode von 10 auf auf 1 mm2 die zulässige Stromdichte im um
den Faktor 10 erhöht, so dass die Mindest-Austrittsarbeit dann nur noch 2,66 eV beträgt.
Es ist darauf zu achten, dass die effektive Austrittsarbeit bei anliegender Hochspannung nicht
aufgrund des Schottky-Effekts unzulässig abgesenkt wird. Die Absenkung beträgt:
Δ(WA) = (e0 3|E|/(4πε 0))½
mit:
e0: Elementarladung
E: elektrische Feldstärke unmittelbar vor der Katodenoberfläche
ε0: elektrische Feldkonstante
e0: Elementarladung
E: elektrische Feldstärke unmittelbar vor der Katodenoberfläche
ε0: elektrische Feldkonstante
Eine Absenkung der Austrittsarbeit um 0,0992 eV - entsprechend einer Verzehnfachung der
Thermoemission - ergibt sich bei einer Feldstärke von etwa 6800 V/mm. Ein solcher Wert kann
insbesondere dann auftreten, wenn bei kleinem Elektrodenabstand das elektrische Feld zwischen
den Elektroden annähernd homogen ist. Um die Feldstärke unmittelbar vor der Fotokatode
abzusenken, kann der Katodenbelag beispielsweise auf dem konvex zu gestaltenden Perimeter der
Katode oder in einer Kavität derselben angebracht werden. Dies beugt ausserdem einer
Beschädigung des Belags durch Überschläge vor.
Andererseits lässt sich der Schottky-Effekt vorteilhaft zur Senkung der Austrittsarbeit eines
Belagsmaterials mit zu hoher Austrittsarbeit nutzen, um die Fotoemission zu erhöhen.
Als Belagsmaterial sind in Metalle zu bevorzugen, weil bei Halbleitern die fotoelektrische
Austrittsarbeit die thermische Austrittsarbeit um den Abstand zwischen dem Ferminiveau und dem
Valenzband übersteigt ([Herrmann94], S. 38). Dies führt offensichtlich zu unerwünscht hoher
Thermoemisson. Allerings ist andererseits die Quantenausbeute bei Halbleitern deutlich höher als
bei Metallen, so dass im Einzelfall empirische Untersuchungen anzustellen sind.
Im vorliegenden Fall könnten beispielsweise Samarium (WA ≈ 2,7. . .2,8 eV), Kalzium (WA ≈ 2,8. . .3,2 eV),
Cer (WA ≈ 2,88 eV) Strontium (WA ≈ 2,74 eV) und eventuell Magnesium (WA ≈ 3,6 eV) in
Frage kommen. Adsorbierte metallische Oberflächenschichten (Monolagen) verringern stets die
Austrittsarbeit. Wenn die Ionisierungsenergie des Oberflächenmetalls kleiner ist als die
Austrittsarbeit der Unterlage, wird die Austrittsarbeit insgesamt sogar kleiner als die Austrittsarbeit
des Oberflächenmaterials selbst ([Herrmann94], S. 34). Weiterhin kann die Austrittsarbeit durch
Befüllung der Schaltröhre mit einem einem elektropositiven Gas wie beispielsweise Wasserstoff
abgesenkt werden ([Herrmann94], S. 33).
Es versteht sich von selbst, dass die tatsächliche Austrittsarbeit von der Reinheit des Materials
abhängt. Ob und in wie weit gezielte Verunreinigungen Vorteile bringen, ist bei Bedarf zu
ermitteln. Für einen gegebenen Stoff sollten die Werte der Austrittsarbeit sowohl für
Thermoemission als auch für Fotoemission separat bestimmt werden.
Abgesehen von Katoden mit adsorbierten Oberflächenschichten sollte der Katodenbelag
mindestens tausend Atomlagen (etwa 0,1 µm) dick sein, wenn er die Austrittsarbeit des reinen
Belagmaterials aufweisen soll. Bei dünneren Schichten können Wechselwirkungen zwischen Belag
und Trägermaterial zu einer erheblichen Absenkung der Austrittsarbeit führen. Gleiches gilt bei
Kontamination des Belagmaterials. Gegebenenfalls muss der Katodenbelag vor der Gasbefüllung
der Schaltröhre von adsorbierten Gasen befreit werden, beispielsweise durch Ausheizen im
Vakuum. Verfahren hierzu sind in [Bretting91], S. 146Ff (Kap. 2.5.3) beschrieben.
Als Strahlungsquelle bieten sich kommerziell verfügbare Lumineszenzdioden auf Basis GaN an, die
bei einer Wellenlänge von 370 nm emittieren (Fotonenenergie 3,35 eV). Die Strahlungsleistung
liegt im Gleichstrombetrieb bei 0,75 mW. Sie ist im Impulsbetrieb etwa um den Faktor 3 zu
steigern. Der Aperturwinkel des Strahlungskegels beträgt lediglich 15° bei einem
Linsendurchmesser von 4 mm, so dass mindestens 5% der Strahlungsleistung - etwa 100 µW,
entsprechend 1,8 × 1014 Fotonen pro Sekunde - in einen gängigen Kunststoff-LWL mit 1 mm
Faserdurchmesser eingekoppelt werden können.
Weiterhin sind violett (bei 405 nm/3,06 eV) strahlende Laserdioden mit einer Dauerstrichleistung
von 10 mW verfügbar. Im Impulsbetrieb können mindestens 20 mW erreicht werden. Bekanntlich
kann bei Laserdioden ein hoher Anteil der Strahlung (~50%) in eine LWL-Faser eingekoppelt
werden. Dies entspricht hier etwa 2 × 1016 Fotonen pro Sekunde.
Die Dämpfung gängiger Kunstoff-LWL-Fasern liegt in beiden Fällen deutlich unter 1 db/m, so dass
bei einem Meter Länge weniger als 20% der Fotonen in der Faser verloren gehen. Weitere 5%
sind für Reflektionsverluste an jeder optischen Grenzfläche (Eintritts- und Austrittsflächen von
Lichtwellenleitern) zu veranschlagen, bei zwei LWL-Abschnitten also insgesamt 20%.
Gemäß der Fowlerschen Gleichung für die Fotoemission aufgrund von Fotonen, deren Energie WP
größer ist als die Austrittsarbeit WA des Katodenmaterials, beträgt die im Mittel durch ein Foton
freigesetzte Ladungsmenge QP [Bretting91]:
wobei
δ = (WP - WA)/(kT)
mit:
ηP: "Quantenausbeute", abhängig vom Belagmaterial und der Wellenlänge der Strahlung; Dimension: m2s; Größenordnung: 10-37 m2s
AR: Richardson-Konstante
T: Temperatur
k: Boltzmann-Konstante.
ηP: "Quantenausbeute", abhängig vom Belagmaterial und der Wellenlänge der Strahlung; Dimension: m2s; Größenordnung: 10-37 m2s
AR: Richardson-Konstante
T: Temperatur
k: Boltzmann-Konstante.
Mit WP = 3,3 eV, WA = 2,8 eV und T = 500 K wird δ2 = 134,67. Die ersten beiden Summanden in
der Klammer ergeben zusammen den Wert 68,98. Dem gegenüber sind die Glieder der Reihe, die
(wie der Faktor π2/6) einen Korrekturterm für T < 0 darstellen, vernachlässigbar (Betrag des
1. Glieds: 8 × 10-6). Mit ηP = 10-37 m2s wird QP ≈ 2 × 10-24 As/Foton.
Dies entspricht einer Freisetzungsquote von 1,3 × 10-5 Elektronen pro Foton. Treffen 1014 Fotonen
pro Sekunde auf die Katode, werden im Mittel 1,3 Elektronen pro Nanosekunde freigesetzt. Dies
entspricht einem Strom von rund 200 pA.
Bei Verwendung von violettem Licht mit WP = 3,06 eV und einem Fotonenfluss von 1016 s-1 wird
der Strom etwa 25 mal größer (5 nA).
Bild 8 zeigt den Längsschnitt einer denkbaren Ausführung
mit integrierter Schaltröhre. Der Zünder verfügt über einen Anschluss für Zündkabel mit koaxial
eingebettetem Lichtwellenleiter und über Vorrichtungen zur Übermittlung der Brennraumstrahlung
des Motors.
Die Anordnung nach Bild 8 ist im wesentlichen rotationssymmetrisch um die Längsachse 1. Der
Zünder besteht aus einem metallischen Gehäuse 2 mit Zündkerzengewinde 3, Sechskant 4 für die
Montage sowie Gewinde 5 für eine nicht dargestellte Überwurfmutter, die sich auf dem Anschluss
des in der Darstellung von rechts herangeführten Zündkabels befindet und dessen Sitz sichert.
Das Gehäuse ist im wesentlichen ein Rohr mit abgestuftem Innendurchmesser. Koaxial darin
eingebettet ist ein ebenfalls rohrartiger elektrischer Isolator 6, der ausreichende
Wärmeleitfähigkeit aufweisen muss. Er soll gasdicht sein und kann dafür innen glasiert sein. In
den Isolator ist im zünderseitigen Abschnitt die Mittelektrode 7 des Zünders eingebettet. Der
elektrische Überschlag zwischen der Mittelelektrode und dem Zündergehäuse erfolgt bei 8. Im
Bereich der Mittelelektrode sollte der ohmsche Widerstand des Isolators endlich sein, damit die
Mittelektrode beim Aufbau der Hochspannung annähernd auf Massepotential gehalten wird. Der
Höchstwert des Widerstands zwischen Mittelelektrode und Gehäuse wird durch die Aufbauzeit der
Hochspannung und die Kapazität zwischen den Elektroden der Schaltröhre bestimmt und liegt in
der Größenordnung von 108 Ω.
Das im Inneren des Zünders befindliche Ende der Mittelelektrode ist gleichzeitig die Anode der
integrierten Schaltröhre und im Hinblick auf eine geeignete elektrische Feldverteilung in der
Schaltröhre geformt. Ihr gegenüber in Richtung Zündkabelanschluss, ebenfalls koaxial innerhalb
des Isolators 6 angeordnet, befindet sich die Katode 9 der Schaltröhre. Diese ist massiv
ausgeführt, um Temperaturunterschiede innerhalb des Katodenkörpers gering zu halten. Der
axiale Abstand zwischen Mittelektrode 7 und Katode 9 ist möglichst gering zu halten, um einen
hohen Gasdruck und damit geringe Verluste in der Schaltröhre zu erzielen. Der Gasdruck ist gegen
die mechanische Festigkeit der Komponenten und ihrer Verbindungen abzuwägen. Er kann sich
durch Erwärmung im Betrieb auf ein Mehrfaches des Befüllungsdrucks erhöhen.
In Bild 8 sind die ausserhalb der Darstellungsebene verlaufenden Scheitellinien von Katode und
Mittelelektrode gestrichelt angedeutet. Zwischen diesen soll der Überschlag in der Schaltröhre
stattfinden. Folglich muss die elektrische Feldstärke hier den höchsten Betrag innerhalb der
Schaltröhre aufweisen. Bei der Ermittlung der größten Feldstärke ist insbesondere das an den
Seiten des Katodenkörpers radial in Richtung Gehäuse verlaufende Feld zu berücksichtigen.
Gegebenenfalls ist die elektrische Feldverteilung innerhalb der Schaltröhre anhand einer
numerischen Simulation zu optimieren. Die Oberflächen sollten poliert sein, um mikroskopische
Feldverzerrungen zu vermeiden.
Alternativ zu der Darstellung in Bild 8 kann die Feldverteilung wie bei einem Geiger-Müller-Zählrohr
stark inhomogen gestaltet werden (Spitze/Platte-Anordnung mit positiver Spitze).
Der Katodenkörper bildet einen Stopfen, der die Befüllung des Gasraums 10 ermöglicht und diesen
danach durch einen Kegeldichtsitz im Katodenträger 11 nach aussen hin abdichtet. Die Abdichtung
kann durch Beschichtung der berührenden Oberflächen von 9 und 11 und/oder durch Verklebung
oder Verlötung derselben gesichert werden. Alternativ kann die Katode 9 direkt innerhalb des
Isolators 6 gasdicht fixiert werden, wenn die Befüllung des Gasraums auf andere Weise ermöglicht
wird.
Der Katodenträger 11 ist mit dem Isolator 6 gasdicht verbunden, beispielsweise durch Glaslot
("Frit"). Er soll einen hinreichenden Wärmeabfluss von der Katode 9 über den Isolator 6 an das
Gehäuse 2 ermöglichen.
Koaxial innerhalb der Katode 9 ist ein Lichtwellenleiter 12 angeordnet, der die über das Zündkabel
eingespeiste Auslösestrahlung für die Zündung in das Innere der Schaltröhre leitet. Die
Strahlungsaustrittsfläche ist konvex gestattet, um die Divergenz des Strahlenbündels innerhalb der
Schaltröhre zu mindern. Die Strahlung fällt auf einen auf der Mittelelektrode 7 angebrachten
dichroitischen Spiegel 13, wie er beispielsweise aus der Farbfernsehtechnik oder der Lasertechnik
bekannt ist (z. B. [NauSchrö92], S. 255ff, S. 559f). Der Spiegel soll hier den Wellenlängenbereich
der Auslösestrahlung reflektieren und ansonsten weitgehend transparent sein. Um die optische
Ablenkung der hindurch gehenden Strahlung gering zu halten, sollte der Spiegelträger von
möglichst geringer und gleichmäßiger Dicke sein.
Durch geeignete Formgebung der Oberfläche des Spiegels wird die Austrittsfläche des Lichtleiters
12 auf dem optisch aktiven Katodenbelag 14 abgebildet. Dieser bildet einen schmalen Ring um die
Austrittsfläche des Lichtwellenleiters 12 herum. Die Formgebung des Spiegels richtet sich nach den
Regeln der Strahlenoptik für die Erzeugung reeller Bilder mit Hohlspiegeln, wobei die
Lichtaustrittsfläche von 12 dem abzubildenden Objekt entspricht und die Bildebene auf dem
Katodenbelag 14 liegen muss. Es gilt:
1/f = 1/g + 1/b
mit:
f: Brennweite des Spiegels
g: auf die optische Achse projizierte Entfernung des Objekts vom Spiegelscheitel
b: auf die optische Achse projizierte Entfernung der Bildebene vom Spiegelscheitel.
f: Brennweite des Spiegels
g: auf die optische Achse projizierte Entfernung des Objekts vom Spiegelscheitel
b: auf die optische Achse projizierte Entfernung der Bildebene vom Spiegelscheitel.
Da Objekt- und Bildebene in diesem Beispiel etwa gleich weit vom Spiegelscheitel entfernt sind,
muss die Brennweite des Spiegels rund die Hälfte dieses Abstands betragen, um ein scharfes Bild
zu erhalten. Eine geringe Unschärfe kann offensichtlich in Kauf genommen werden. Die Größen
von Objekt und Bild verhalten sich zueinander wie ihre Entfernungen vom Spiegelscheitel, so dass
das Bild etwa eben so groß ist wie das Objekt. Die in die Spiegelebene projizierte Breite des
Katodenbelagrings 14 muss daher dem in die Spiegelebene projizierten Radius rL des
Lichtwellenleiters 12 entsprechen. Da der Innenhalbmesser des Katodenbelagrings nicht kleiner
sein kann als rL, wird die Fläche des Belags 14 mindestens dreimal so groß wie die in die
Spiegelebene projizierte Austrittsfläche des Lichtleiters. Bei rL = 0,5 mm ergibt sich für die
Belagfläche AF ≧ 2,4 mm2. Bei der Ermittlung der erforderlichen Austrittsarbeit wurde mehr als die
vierfache Größe angenommen (10 mm2), so dass genügend Spielraum für einen angemessenen
Abstand zwischen der Lichtaustrittsfläche und dem Katodenbelag, für eine Schrägstellung der
Ebene des Katodenbelags zur Spiegelebene sowie für mechanische Toleranzen bleibt.
Die Form des Spiegels entsteht durch Rotation einer Parabel mit passendem Halbparameter um
einen geeigneten Durchmesser oder - je nach geometrischen Verhältnissen - um eine leicht schräg
zu den Durchmessern stehende Gerade. Die Größe des Spiegels richtet sich nach der Divergenz
der aus dem Lichtleiter 12 austretenden Strahlung, die vollständig auf den Spiegel fallen soll. Der
Spiegel kann auf der Mittelelektrode mit Glaslot befestigt oder direkt darauf festgeschmolzen
werden. Der Raum, der an die der Auslösestrahlung abgewandte Seite des Spiegels grenzt, darf
dabei nicht gasdicht verschlossen werden, damit der Spiegel bei der Befüllung der Schaltröhre mit
Druckgas nicht verformt oder zerstört wird.
Ein dichroitischer Spiegel ist nur dann erforderlich, wenn die Brennraumstrahlung des Motors wie
unten beschrieben erfasst werden soll. Anderenfalls kann die Oberfläche der Mittelelektrode
entsprechend geformt und poliert werden.
Durch die Formgebung der Katodenoberfläche und die Positionierung ihres Belags 14 ist ein
Überschlag zwischen dem Belag und der Mittelelektrode l weitgehend unwahrscheinlich, da der
Belag innerhalb einer von der Katodenoberfläche gebildeten Kavität liegt, in die das elektrische
Feld nur schwach eindringt. Andererseits erfolgt die Freisetzung der Fotoelektronen in der Nähe
des geringsten Abstandes zwischen Mittelelektrode und Katode, so dass die Stoßionisation der
Gasfüllung im Gebiet der höchsten elektrischen Feldstärke einsetzen kann.
Für die Erfassung der Brennraumstrahlung des Motors ist innerhalb der Mittelelektrode ein
weiterer Lichtwellenleiter 15 koaxial angeordnet. Sein äusseres, in den Brennraum weisendes Ende
(in Bild 8 links) ist konkav ausgeführt, um einen möglichst großen Akzeptanzwinkel für die
Brennraumstrahlung zu erzielen. Das andere, innerhalb der Schaltröhre liegende Ende ist konvex,
damit ein möglichst großer Teil der aufgenommenen Brennraumstrahlung in den Lichtleiter 12
übertragen wird.
Falls ohnehin genügend Strahlungsleistung aus dem Brennraum übertragen wird, kann der
Mittelelektroden-Lichtwellenleiter 15 mit dem Spiegel 13 vereinigt werden, indem die
Austrittsfläche von 15 die Oberflächenform des Spiegels erhält und darauf die dichroitische
Spiegelschicht aufgebracht wird.
Die Zusammensetzung des Füllgases der Schaltröhre ist empirisch zu ermitteln und zu optimieren.
Das Füllgas sollte möglichst hohe Wärmeleitfähigkeit aufweisen, um die im Durchbruch in das
Füllgas eingetragene Energie möglichst schnell an die Umgebung (Isolator 6, Mittelelektrode 7,
Katode 9) abzugeben. Eine große Wärmeleitfähigkeit ist ausserdem gleichbedeutend mit einer
großen mittleren freien Weglänge der Gasteilchen, die wiederum die Stossionisation durch
ionisierte Gasteilchen schon bei relativ geringer elektrischer Feldstärke ermöglicht. Das Füllgas
sollte daher möglichst leicht und ausserdem chemisch inert sein. Diese Anforderungen werden
durch Helium gut erfüllt; allerdings ist die Ionisierungenergie mit knapp 35 eV sehr hoch, und der
Wirkungsquerschnitt bei der Stoßionisation durch Elektronen ist vergleichsweise niedrig
([GrigoMeili97], S. 532, Fig. 19.2). Die Durchschlagfeldstärke ist mit etwa 1,4 kV/mm bei
Normaldruck (0,1 MPa) vorteilhaft niedrig, so dass ein hoher Gasdruck erzielbar ist. Leider
diffundiert Helium im Gegensatz zu den meisten anderen Gasen sogar durch viele Glassorten
hindurch. Eine geringere Ionisierungsenergie und eine noch geringere Durchschlagfeldstärke als
Helium weist Neon auf (~22,5 eV, ~0,4 kV/mm). Wasserstoff (~15,4 eV, ~2,6 kV/mm) zeigt bei
Verwendung in Thyratrons ein besonders schnelles Schaltverhalten [Pasley96]. Zu beachten ist,
dass Wasserstoff als elektropositives Element die Austrittsarbeit des Katodenmaterials unter
Umständen deutlich herabsetzt ([Herrmann94], S. 33). Weiterhin ist die Möglichkeit der Bildung
von Hydriden mit anderen im Gasraum anzutreffenden Materialien auszuschliessen. Gleiches gilt
für Stickstoff (~14,5 eV, ~4,5 kV/mm) im Hinblick auf Nitridbildung. Gegebenenfalls ist eine
geeignete Mischung aus mehreren der genannten und/oder anderen Stoffen zu erproben.
Der Fülldruck ist so hoch einzustellen, dass innerhalb der Hochspannungs-Stehzeit tS bei dem
Nennwert der Hochspannung Û2 und bei der Arbeitstemperatur gerade eben kein selbständiger
Durchschlag in der Schaltröhre erfolgt. Dies kann dadurch verifiziert werden, dass im Betrieb die
Häufigkeit vorzeitiger, also nicht durch die Auslösestrahlung ausgelöster Durchschläge durch
Erfassung der von der Schaltöhre ausgehenden Strahlung beobachtet wird.
Aus Gründen des höheren Aufwands im Vergleich zu einem induktiven System kommt der Einsatz
eines Flusswandlers vor allem bei hoher Zündenergie in Frage. Er kann insbesondere dann sinnvoll
sein, wenn für die induktive Energiespeicherung unverhältnismäßig große Zündspulen erforderlich
sind oder wenn bei einem induktiven System das Produkt aus primärseitiger Maximalspannung und
abzuschaltendem Strom nach dem Zusammenhangs in Zeile 532 unwirtschaftlich groß sein muss,
um eine akzeptable Hochspannungs-Aufbauzeit zu realisieren.
Eine ausführliche Untersuchung des Schaltvorgangs an zwei induktiv gekoppelten Schwingkreisen
findet sich beispielsweise in [Büning92], S. 199 ff. Daraus geht hervor, dass bei bestimmten
Kopplungsgraden zwischen den Transformatorwicklungen sogar ein vollständiger Energietransfer
vom Zwischenkreis in den Hochspannungskreis möglich ist, ohne dass dabei
Magnetisierungenergie im Transformator verbleibt. Allerdings erfordert dies mindestens einen
Wechsel der Stromrichtung im Hochspannungskreis, was hier wegen der Diode D5 (Bild 5) nicht
möglich ist. Auf D5 kann nicht verzichtet werden, weil dann die elektrische Entladung nicht sicher
auf die Durchbruchphase beschränkt bleibt.
Man kann beispielsweise wie folgt vorgehen:
- 1. Festlegung der im Durchbruch freizusetzende Energie. Beispiel: W2 = 1 Joule.
- 2. Festlegung des Verhältnisses der Kapazitäten C2 und CP, wobei CP die hochspannungsseitigen
parasitären Kapazitäten bezeichnet und den Umständen nach gegeben ist. Beispiel:
CP = 100 pF, gewählt wird C2 = 222 pF (wie bei dem Beispiel für das induktive System).
Daraus ergibt sich die Hochspannung zu
Û2 = (2W2/C2)½
= (2/222 × 10-12)½
= 94,9 kV.
Dieser Wert ist deutlich höher als bei gegenwärtigen Zündsystemen und erfordert angemessene Isolationsmaßnahmen. Andererseits führt eine Absenkung der Hochspannung zu einem quadratischen Anstieg der erforderlichen Kapazität von C2, so dass Baugröße und Gewicht von C2 zunehmen und eine induktivitätsarme Ausführung von C2 erschwert wird. Weiterhin sollte nicht vergessen werden, dass eine möglichst hohe Spannung nicht nur die im Durchbruch auszugleichende elektrische Ladung verringert (und damit die mittlere Strombelastung der Elektroden), sondern auch das Durchschalten der Schaltröhre begünstigt, da jedes Fotoelektron um so mehr Gasionen erzeugen kann je höher die Spannung ist. Der Elektrodenabstand des Zünders PI ist entsprechend anzupassen. - 3. Vorgabe der Hochspannungs-Stehzeit tS. Diese setzt sich aus der Anstiegszeit tA und der
Entladezeit tE zusammen, die wiederum von den Kapazitäten C2 + CP beziehungsweise CP
bestimmt werden und daher in einem festen Verhältnis zueinander stehen. Beispiel: tS = 238 µs
(wie bei dem Beispiel für das induktive System).
Nimmt man als erste Näherung die Hauptinduktivität des Transformators zu unendlich groß an, ergeben sich für tA und tE die gleichen Werte wie bei dem induktiven System (153 µs, 85 µs). Daraus ergibt sich für die notwendige (hochspannungsseitige) Streuinduktivität des Transformators:
Lstr,2 = (tE/π)2/CP
= (85 × 10-6/π)2/10-10
= 7,32 H.
Wird die Streuinduktivität kleiner gewählt, verkürzt sich zwar die Aufbauzeit der Hochspannung, es steigt aber auch die Strombelastung während des Schaltvorgangs, was insbesondere für den Zwischenkreis von Bedeutung ist. - 4. Vorgabe der Zwischenkreisspannung U1. Beispiel: U1 = 750 V.
Hieraus ergibt sich das Übersetzungsverhältnis des Trafos (bei unendlicher Hauptinduktivität) zu:
ü = Û2/U1
= 94900/750
= 126,5. - 5. Ermittlung der praktisch erzielbaren Hauptinduktivität des Transformators HT. Diese sollte so
groß wie möglich sein, da die Magnetisierungsenergie des Trafos Ballastenergie darstellt, die
nicht in den Hochspannungskreis transferiert wird. Weil die Streuinduktivität des
Transformators gegeben ist, ist die Maximierung der Hauptinduktivität gleichbedeutend mit
einer Minimierung des Streufaktors bei der erforderlichen Spannungsfestigkeit.
Von noch größerer Bedeutung als die Kopplung zwischen den Wicklungen N1 und N3 ist die Kopplung zwischen N1 und der Entmagnetisierungswicklung N2. Streuung zwischen den letztgenannten kann zu unerwünschten Spannungsspitzen führen. Das Wicklungsverhältnis N2/N1 richtet sich nach der Spannungsfestigkeit der übrigen Bauelemente sowie der Versorgungsspannung U0.
Es kann zweckmäßig sein, die Windungszahlen von N2 und N1 identisch zu wählen und die Wicklungen in einem Arbeitsgang mit Zwillingslitze bifilar zu realisieren. Dabei kann die maximale Spannung zwischen benachbarten Windungen durch entsprechende Anschlussbelegung auf die Zwischenkreisspannung U1 begrenzt werden. - 6. Liegen die Kenngrößen des Transformators fest, können die Zwischenkreiskapazitäten C1a und C1b beispielsweise durch analytische Berechnung nach [Böning92], S. 199ff, oder durch numerische Schaltkreissimulation bestimmt werden. Die Zielsetzung dabei ist, dass sich zu dem Zeitpunkt, zu dem die Hochspannung erstmals ein Maximum erreicht, möglichst wenig Ladung auf C1a und C1b befindet.
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Claims (17)
1. Plasmastrahl-Zündsystem mit kapazitiver Hochspannungserzeugung (Flusswandler) und mit
hochspannungsseitigem elektrischen Entladungskreis nach Bild 1, der aus der
Parallelschaltung eines Kondensators (C2) mit der Serienschaltung des Zünders (PI) und einer
gasgefüllten Schaltröhre (SW2) besteht, wobei diese drei Komponenten in räumlicher Nähe
zueinander angeordnet und induktivitätsarm verschaltet sind, insbesondere für
Verbrennungsmotoren mit Fremdzündung,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Stromfluss im Entladungskreis zeitlich auf die Durchbruchphase der
Entladungsstrecke beschränkt wird.
2. Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass die elektrische Zündenergie zeitlich vor dem elektrischen Durchbruch des
Entladungspfads vollständig oder nahezu vollständig in den Hochspannungskondensator (C2)
transferiert und die Entladung ausschliesslich oder nahezu ausschlieslich aus dem Kondensator
(C2) gespeist wird.
3. Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die elektrische Entladung im Hochspannungskreis gemäß Bild 2 durch Bestrahlung der
Katode der gasgefüllten Schaltröhre (SW) mit elektromagnetischer Strahlung
("Auslösestrahlung") ausgelöst wird.
4. Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass die innerhalb der Schaltröhre (SW) liegende Oberfläche der Katode der Schaltröhre
mindestens teilweise eine so geringe elektronische Austrittsarbeit aufweist, dass mit sichtbarer
oder ultravioletter optischer Strahlung bei anliegender Hochspannung Elektronen aus der
Katode freigesetzt werden können.
5. Plasmastrahl-Zündsystem nach mindestens einem der Ansprüche 2 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass vor Auslösung des Durchbruchs der Kondensator (C) auf eine Spannung aufgeladen wird, die bis zur Auslösung des Durchbruchs nicht zum selbständigen Durchschlag der Entladungsstrecke führt,
dass im Anschluss an die Aufladung des Kondensators (C) die hochspannungsseitigen parasitären Kapazitäten, insbesondere die Kapazitäten der Stromzuführung (Zündkabel) und der Zündspule, weitgehend entladen werden und
dass die Auslösestrahlung mittelbar oder unmittelbar durch die Beendigung der Entladung der parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises aktiviert wird.
dass vor Auslösung des Durchbruchs der Kondensator (C) auf eine Spannung aufgeladen wird, die bis zur Auslösung des Durchbruchs nicht zum selbständigen Durchschlag der Entladungsstrecke führt,
dass im Anschluss an die Aufladung des Kondensators (C) die hochspannungsseitigen parasitären Kapazitäten, insbesondere die Kapazitäten der Stromzuführung (Zündkabel) und der Zündspule, weitgehend entladen werden und
dass die Auslösestrahlung mittelbar oder unmittelbar durch die Beendigung der Entladung der parasitären Kapazitäten des Hochspannungskreises aktiviert wird.
6. Plasmastrahl-Zündsystem nach mindestens einem der Ansprüche 3 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Auslösestrahlung mit Hilfe eines Halbleiterbauelements (Lumineszendiode,
Laserdiode) oder mit Hilfe eines anderen elektronischen Bauelements insbesondere aus
organischem Material (organische LED, OLED) erzeugt wird.
7. Plasmastrahl-Zündsystem nach mindestens einem der Ansprüche 3 bis 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Strahlungsquelle räumlich entfernt von der Schaltröhre (SW) angeordnet ist und die
Auslösestrahlung über einen Lichtwellenleiter zur Schaltröhre geführt wird.
8. Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Lichtwellenleiter mit dem Kabel für die Hochspannungszuführung zum
Entladungskreis (Zündkabel) eine Einheit bildet.
9. Plasmastrahl-Zündsystem nach mindestens einem der Ansprüche 3 bis 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass durch elektronische Erfassung der Strahlung, die bei elektrischen Durchschlägen in der
Schaltröhre (SW) entsteht, diejenigen Durchschläge detektiert werden, die zeitlich vor der
Aktivierung der Auslösestrahlung stattfinden.
10. Plasmastrahl-Zündsystem nach mindestens einem der vorstehenen Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Hochspannung gemäß Bild 3 nach dem Muster eines konventionellen induktiven
Zündsystems mit einem Sperrwandler erzeugt wird.
11. Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
dass gemäß Bild 3 der primärseitige Leistungsschalter (SW1) über eine Antiparallel-Diode (D1)
verfügt, die die Rückspeisung von magnetisch in der Zündspule (HT) gespeicherter Energie in
die Stromversorgung ermöglicht.
12. Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Größe der hochspannungsseitigen parasitären Kapazitäten im Betrieb anhand der
Dauer der Entladung dieser Kapazitäten bestimmt und für die Bemessung der
niederspannungsseitig bereitzustellenden elektrischen Energie verwendet wird.
13. Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Größe der hochspannungsseitigen parasitären Kapazitäten im Betrieb anhand der
Dauer der Rückspeisung magnetischer Energie aus der Zündspule in die Stromversorgung
bestimmt und für die Bemessung des primärseitigen Abschaltstroms der Zündspule verwendet
wird.
14. Zünder für Plasmastrahl-Zündsystem nach mindestens einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass Zünder und Schaltröhre als gemeinsames Bauteil realisiert sind.
15. Schaltröhre für Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Auslösestrahlung über einen koaxial im Zündkabel angeordneten Lichtwellenleiter
zugeführt wird.
16. Schaltröhre für Plasmastrahl-Zündsystem nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Auslösestrahlung mit einer geeigneten optischen Anordnung fokussierend auf
demjenigen Teil der Katodenoberfläche abgebildet wird, aus dem durch die Auslösestrahlung
Elektronen freigesetzt werden können.
17. Schaltröhre für Plasmastrahl-Zünsystem nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Auslösestrahlung mit Hilfe einer dichroitischen Spiegelschicht auf denjenigen Teil der
Katodenoberfläche reflektiert wird, aus dem durch die Auslösestrahlung Elektronen freigesetzt
werden können, wobei die dichroitische Spiegelschicht und der Träger dieser Schicht
gleichzeitig die Übertragung eines wesentlichen Teils der Brennraumstrahlung des Motors
über dasselbe optische Medium ermöglichen, das auch für die Übertragung der
Auslösestrahlung verwendet wird.
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---|---|---|---|
DE2000148053 DE10048053A1 (de) | 2000-09-28 | 2000-09-28 | Plasmastrahl-Zündsystem |
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PCT/DE2001/003682 WO2002027183A1 (de) | 2000-09-28 | 2001-09-26 | Plasmastrahl-zündsystem |
DE10194131T DE10194131D2 (de) | 2000-09-28 | 2001-09-26 | Plasmastrahl-Zündsystem |
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