Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung
eines quadraturamplitudenmodulierten Sendesignals, die um
faßt: einen Codierer, dem eingangsseitig ein digitales Nutz
signal zuführbar ist und der ausgangsseitig je einen Anschluß
für den Realteil bzw. den Imaginärteil eines quadraturampli
tudenmodulierten zu sendenden Signals aufweist eine Einrich
tung zur digitalen Umsetzung des zu sendenden Signals in eine
Hochfrequenzanlage mit einem Anschluß für einen Realteil und
einen Imaginärteil, und einen Anschluß für ein Sendesignal,
das Abtastwerte bei Ausgangsfrequenz umfaßt.
Eine solche Schaltungsanordnung für quadraturamplituden-
(QAM)-modulierte Signale ist in der noch nicht veröffentlich
ten deutschen Patentanmeldung 199 39 588.8 gezeigt. Die Sen
deanordnung wird beispielsweise in einem Kabelmodem einge
setzt, um Signale im Rückkanal vom Endgerät über das Breit
bandkabelnetz zu senden. Von einem QAM-Sender wird gefordert,
daß er QAM-modulierte Signale mit Trägerfrequenzen im Bereich
von etwa 5 MHz bis 65 MHz erzeugen kann. Wegen der erforder
lichen Genauigkeit für die Trägerfrequenz ist eine direkte
digitale Umsetzung in die endgültige Frequenzlage ohne vorhe
rige analoge Umsetzung geboten, wie sie vom bekannten QAM-
Sender ausgeführt wird. Dieser Sender umfaßt einen Codierer,
der Abtastwerte für den Real- und Imaginärteil des zu senden
den Signals im Basisbandsignal erzeugt. Nach anschließender
Tiefpaßfilterung der Signalanteile wird die Umsetzung auf
Trägerfrequenz durch eine cordische Berechnungseinheit (Cor
dic) bewirkt.
Die maximale Trägerfrequenz eines QAM-Sendesignals beträgt
65 MHz. Um dem Abtasttheorem zu genügen, ist in der Praxis
eine Taktfrequenz von etwa 200 MHz erforderlich. Bei der in
der Anmeldung 199 39 588.8 beschriebenen Schaltungsanordnung
werden daher die Tiefpaßfilter und das Cordic bei 200 MHz be
trieben. Der Schaltungsaufwand zur Realisierung ist entspre
chend aufwendig.
In der US-Patentschrift 5,412,352 ist eine Schaltungsanord
nung für breitbandige HF-Übertragung gezeigt, mit der eine
direkte digitale Umsetzung in die Hochfrequenzlage möglich
ist. Die Schaltung umfaßt einen digitalen Mischer und einen
einstellbaren Oszillator, der einen digitalen Sinus- und Co
sinus-Generator enthält. Die digitale Filterung erfolgt in
zwei Stufen. Die erste Stufe enthält ein nicht-rekursives
Filter, die zweite Stufe ein spezielles Interpolationsfilter.
Hierdurch wird ein schmalbandgefiltertes Signal erzeugt.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsan
ordnung für einen QAM-Sender anzugeben, die mit geringerem
Schaltungsaufwand realisierbar ist.
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch eine Schaltungs
anordnung zur Erzeugung eines QAM-modulierten Sendesignals
gelöst, die umfaßt: einen Codierer, dem eingangsseitig ein
digitales Nutzsignal zuführbar ist und der ausgangsseitig je
einen Anschluß für den Realteil bzw. den Imaginärteil eines
quadraturamplitudenmodulierten zu sendenden Signals aufweist;
eine Einrichtung zur digitalen Umsetzung des zu sendenden
Signals in eine Hochfrequenzanlage mit einem Anschluß für ei
nen Realteil und einen Imaginärteil, und einen Anschluß für
ein Sendesignal, das Abtastwerte bei Ausgangsfrequenz umfaßt,
wobei ein erstes Interpolationsfilter, das mit dem
Anschluß für den Realteil der Einrichtung zur digitalen Um
setzung verbunden ist; ein zweites Interpolationsfilter, das
mit dem Anschluß für den Realteil der Einrichtung zur digita
len Umsetzung verbunden ist; ein drittes Interpolationsfil
ter, das mit dem Anschluß für den Imaginärteil der Einrich
tung zur digitalen Umsetzung verbunden ist; einen Multiple
xer, durch den zwischen dem zweiten und dritten Interpolationsfilter
mit Ausgangsfrequenz umsteuerbar ist; eine Um
schalteinrichtung, durch die in einer Einstellung der
Anschluß für das Sendesignal über das erste Interpolations
filter mit dem Anschluß für den Realteil der Einrichtung zur
digitalen Umsetzung koppelbar ist und durch die in einer an
deren Einstellung der Anschluß für das Sendesignal über das
zweite und dritte Interpolationsfilter mit den Anschlüssen
für den Realteil und den Imaginärteil der Einrichtung zur di
gitalen Umsetzung koppelbar ist, wobei die Umschalteinrich
tung in Abhängigkeit von der Ausgangsfrequenz steuerbar ist.
Bei der Erfindung wird durch zusätzlichen Schaltungsaufwand
in Form von Interpolationsfiltern, einem Multiplexer und ei
ner Umschalteinrichtung erreicht, daß der überwiegende Teil
der Schaltung bei der halben Ausgangstaktfrequenz fa von 200 MHz
läuft. Nur der ausgangsseitige Multiplexer wird bei der
aufgrund des Abtasttheorems praktischerweise erforderlichen
Taktfrequenz von 200 MHz betrieben. Die Schaltungen können
daher mit herkömmlichen Schaltungstechniken realisiert wer
den. Der durch die gemäß der Erfindung zusätzlich benötigten
Schaltungsteile erforderliche Aufwand wird dadurch mehr als
ausgeglichen.
In der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung werden zwei
Bereiche für die zu erzeugende Trägerfrequenz unterschieden:
Ein niedriger Frequenzbereich liegt zwischen 5 MHz und einer
Frequenz f1, ein hoher Frequenzbereich liegt zwischen f1 und
65 MHz. Die Frequenz f1 liegt bei etwa 20 MHz bis 30 MHz. Die
Frequenz f1 wird zweckmäßigerweise bei fa/8 gewählt, wobei fa
die Abtastfrequenz des Sendesignals ist. Für den niedrigen
Frequenzbereich und den hohen Frequenzbereich sind verschie
dene Signalpfade vorgesehen. Bei geeigneter Partitionierung
der Filter können Komponenten gemeinsam benutzt werden. Der
QAM-Sender umfaßt dann zwei Interpolationsfilterteile, die
dem Ausgang für den Realteil und dem Imaginärteil des Cordics
nachgeschaltet sind und zwischen denen ausgangsseitig durch
den Multiplexer mit der Abtastfrequenz von 200 MHz umgeschaltet
wird und eingangsseitig in Abhängigkeit von der gewählten
Trägerfrequenzlage umgeschaltet wird.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in der Zeichnung
dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben. Einan
der entsprechende Komponenten sind mit gleichen Bezugszeichen
versehen. Es zeigen:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild für den QAM-Sender bei nied
riger Trägerfrequenz von 5 MHz bis f1,
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild für den QAM-Sender bei hoher
Trägerfrequenz zwischen f1 und 65 MHz,
Fig. 3(a) und 3(b) die Dämpfungsverläufe von zwei beispiel
haft gewählten Übertragungsfunktionen für die In
terpolationsfilter,
Fig. 4 das Blockschaltbild des QAM-Senders für den niedri
gen Trägerfrequenzbereich mit der einen Übertra
gungsfunktion für das Interpolationsfilter,
Fig. 5 das Blockschaltbild des QAM-Senders für den hohen
Frequenzbereich mit dieser Übertragungsfunktion,
Fig. 6 ein Blockschaltbild des gesamten QAM-Senders mit
dieser Übertragungsfunktion und
Fig. 7 ein Blockschaltbild des QAM-Senders mit der anderen
der Übertragungsfunktionen für das Interpolations
filter.
Die Sendeanordnung gemäß Fig. 1 umfaßt einen Codierer 1, dem
das digitale Datensignal DATA zugeführt wird. An den aus
gangsseitigen Anschlüssen 11, 12 des Codierers 1 liegen die
QAM-modulierten Symbole mit der Frequenz fT an. Am Anschluß
11 liegt der Realteil der Symbole an, am Anschluß 12 der Imaginärteil.
Real- und Imaginärteil werden in je ein Tiefpaß
filter 3, 4 eingespeist. Ausgangsseitig an den Tiefpaßfiltern
liegen die gefilterten Real- und Imaginärteile als Abtastwer
te mit der Symbolfrequenz fa/2 vor, wobei fa die durch das Ab
tasttheorem gebotene Abtastfrequenz des Sendesignals von 200 MHz
ist. Die abgetasteten Real- und Imaginärteile werden ei
nem Cordic 5 zugeführt, der die Umsetzung in Hochfrequenzlage
ausführt. Hierzu werden dem Cordic Abtatstwerte eines Phasen
drehoperators zugeführt. Am Ausgang des Cordics liegt das in
Hochfrequenzlage umgesetzte Signal komplexwertig in Form von
Real- und Imaginärteil an. Bei der in Fig. 1 gezeigten An
ordnung für Frequenzen von 5 MHz bis f1 wird nur der Realteil
am Anschluß 51 durch ein Interpolationsfilter 6 weiter verar
beitet. Am Ausgang des Interpolationsfilters erhält man das
Sendesignal bei Sendeabtastfrequenz von 200 MHz. Die im Sig
nalpfad vorher liegenden Schaltungsteile verarbeiten Abtast
werte bei der Hälfte der Sendeabtastrate von fa/2 = 100 MHz.
Das Sendesignal wird demnach zunächst mit einer zur Anmeldung
199 39 588.8 vergleichbaren Schaltung generiert. Die Abtast
frequenz ist jedoch halbiert. Die Multiplikation mit dem Pha
sendrehoperator entspricht dem Cordic-Block in der genannten
Anmeldung. Da im niedrigen Trägerfrequenzbereich das Abtast
theorem bei Wahl der Abtastfrequenz von fa/2 von etwa 100 MHz
nicht verletzt wird, kann das Sendesignal mit der gewünschten
Abtastfrequenz fa mit Hilfe des Interpolationsfilters gene
riert werden. Am Ausgang des Cordics wird nur der Realteil
durch das Interpolationsfilter weiter verarbeitet.
Die für die hohen Frequenzen von f1 bis 65 MHz geeignete
Schaltung in Fig. 2 weist nach dem Cordic-Block 5 je ein In
terpolationsfilter 7, 8 auf. Die ausgangsseitigen Abtastwerte
der Interpolationsfilter 7, 8 liegen zeitversetzt vor. Deren
Vorzeichen wird in einer Vorzeichenwechseleinrichtung 9, 10
alterniert. Ein Multiplexer 13 schaltet auf Ausgangsseite mit
der Trägerfrequenz fa zwischen dem Signalpfad für den Real
teil und den Imaginärteil um, so daß ausgangsseitig Abtastwerte
bei Trägerfrequenz fa vorliegen. Wesentlich ist hier
ebenfalls, daß nur der Multiplexer 13 bei der Frequenz fa be
trieben wird. Die im Signalpfad vorher liegenden Schaltungs
teile brauchen nur bei der halben Abtastfrequenz fa/2 von et
wa 100 MHz betrieben zu werden.
Die komplexe Multiplikation im Cordic 5 erfolgt zunächst bei
der reduzierten Trägerfrequenz von fa/4. Die Trägerfrequenzen
der ersten Modulationsstufe liegen dann im Bereich von f1 -
fa/4 bis 65 MHz - fa/4. Bei einer Abtastfrequenz von fa = 200 MHz
beträgt die Frequenz f1 25 MHz und die Frequenz fa/4 50 MHz.
Somit liegen die Trägerfrequenzen der ersten Stufe im
Bereich von -25 MHz und 15 MHz. Das Signal nach der ersten
Modulationsstufe kann somit mit der halben Abtastfrequenz er
zeugt werden. Eine zweite Modulationsstufe in Form der Vor
zeichenwechseleinrichtungen 9 und 10 arbeitet bei der aus
gangsseitigen Abtastfrequenz von fa bei ungefähr 200 MHz, wo
durch das in der ersten Modulationsstufe 5 erzeugte Signal
frequenzmäßig um fa/4 verschoben wird. Dies entspricht einer
Multiplikation des komplexen Signals nach der ersten Stufe 5
mit 1, j, -1, -j, 1, j, . . . Der Real- und Imaginärteil der
ersten Modulationsstufe müssen demnach weiterhin nur mit der
halben Abtastfrequenz verarbeitet werden. Durch die beiden
Interpolationsfilter 7, 8 werden die Abtastwerte vorher auf
die richtige zeitliche Abtastphase umgesetzt.
Nachfolgend wird für die Interpolationsfilter die spezielle
Übertragungsfunktion
H1(z) = 1/32(1 - 4z2 + z3 + 20z4 + 32z5 + 20z6 + z7 -
4z-8 + z10)
verwendet. Der Dämpfungsverlauf dieses Interpolationsfilters
mit der Übertragungsfunktion H1(z) ist in Fig. 3(a) darge
stellt. Die minimale Dämpfung oberhalb von 70 MHz beträgt für
dieses Interpolationsfilter etwa 42 dB.
Für den niedrigen Frequenzbereich von 5 MHz bis f1 ergibt
sich das in Fig. 4 dargestellte Blockdiagramm. Der Filter
eingang ist an den Ausgang für den Realteil des Cordics 5 an
geschlossen. Das Filter umfaßt eine Kette aus in Serie ge
schalteten Verzögerungselementen 61, 62, 63, 64, 65. Die Fil
terstruktur zeigt einen oberen und einen unteren Zweig, durch
den die Signalwerte addiert und mit einem Faktor gewichtet
werden. Zwischen dem oberen Zweig 66 und unteren Zweig 67
wird mittels des Multiplexers 68, der bei der vollen Abtast
rate von fa = 200 MHz läuft, umgeschaltet.
Das Blockschaltbild des QAM-Senders für den oberen Trägerfre
quenzbereich von f1 bis 65 MHz ist in Fig. 5 dargestellt.
Die beiden Interpolationsfilter 7, 8 sind an die Ausgänge für
den Real- bzw. Imaginärteil des Cordics 5 angeschlossen. Da
durch ergeben sich entsprechende Vereinfachungen. Es zeigt
sich, daß das Filter 7 dem oberen Zweig 66 der Schaltung in
Fig. 4 entspricht und das Filter 8 dem unteren Zweig 67 der
Schaltung in Fig. 4 entspricht. Den Filtern 7, 8 sind aus
gangsseitig die Vorzeichenumtaster 9, 10 nachgeschaltet.
Bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltung werden beide Ausgänge
des Cordic-Blocks für die weitere Bearbeitung benötigt. Das
Interpolationsfilter 7 für den Realteil berechnet die Real
teilwerte zum Zeitpunkt 2k/fa, das Interpolationsfilter 8 für
den Imaginärteil berechnet die Imaginärteilwerte zum Zeit
punkt 2(k - 1)/fa. Die anschließende abwechselnde Multiplika
tion mit +1 und -1 bringt das erzeugte Signalspektrum in die
gewünschte Trägerfrequenzlage. Das Sendesignal bei Frequenz
fa = 200 MHz wird durch abwechselnde Weitergabe der Abtast
werte der Vorzeichenumtaster 9, 10 erhalten. Bei Generierung
der Trägerphase des Cordic-Blocks muß die Frequenzverschie
bung um fa/4 berücksichtigt werden. Eine entsprechende Träger
phase wird in der Einrichtung 51 erzeugt und dem Cordic 5 zu
geführt.
Eine kombinierte Schaltung, die sowohl die Frequenzbereiche
5 MHz bis f1 als auch f1 bis 65 MHz verarbeitet, ist in Fig.
6 dargestellt. Ein Steuersignal C wird von einer Einrichtung
zur Frequenzbereichsumschaltung 14 bereitgestellt, die an
gibt, ob das Sendesignal im unteren oder im oberen Frequenz
bereich liegt. Es sind die beiden sich einander entsprechen
den Filterteile 6, 66 und 8, 67 vorhanden. Der obere Filter
teil 66 für die niedrigen Frequenzen bzw. das Interpolations
filter 7 für den Realteil für die hohen Frequenzen ist mit
dem Realteilausgang des Cordics 5 verbunden. Der untere Fil
terteil 67 für die niedrigen Frequenzen bzw. das Interpolati
onsfilter 8 für den Imaginärteil für die hohen Frequenzen ist
mit dem Imaginärteilausgang des Cordics 5 verbunden. Ein Um
schalter 14 wird vom Frequenzbereichssignal C gesteuert und
verbindet bei niedriger Trägerfrequenzlage den Ausgang für
den Realteil des Cordics 5 mit dem Filterzweig 8, 67; bei ho
her Frequenzlage verbindet der Umschalter 40 den unteren Fil
terteil 8, 67 mit dem Imaginärteilausgang des Cordics 5. Am
Ausgang der Filterzweige wird je nach Trägerfrequenzlage der
Vorzeichenumtaster 9 bzw. 10 in den Signalpfad geschaltet.
Hierzu ist für den Zweig des Filterteils 7, 66 der Umschalter
15 vorgesehen, für den Zweig des Filterteils 8, 67 der Um
schalter 16. Bei niedriger Trägerfrequenz werden die Umschal
ter 15, 16 direkt mit dem Ausgang der Filter 7, 66 bzw. 8, 67
verbunden. Bei hoher Trägerfrequenz werden die Umschalter 15,
16 mit dem Ausgang der Vorzeichenwechsler 9, 10 verbunden.
Die Umschalter 15, 16 bilden wiederum die Eingänge an den
Multiplexer 68, 13.
Es werden also abhängig vom gewünschten Trägerfrequenzbereich
von 5 MHz bis f1 einerseits und von f1 bis 67 MHz anderer
seits, wobei f1 zwischen 25 MHz und 30 MHz liegt, die Eingän
ge an die Filter umgeschaltet. Ebenso werden die Ausgänge ab
hängig vom Trägerfrequenzbereich entweder direkt an den Mul
tiplexer 68, 13 geführt oder unter Zwischenschaltung der Vor
zeichenumtaster 9, 10. Außerdem wird die Trägerphasenerzeu
gung 51 vom Frequenzbereichssignal C gesteuert. Im oberen
Frequenzbereich wird eine Frequenzverschiebung um fa/4 be
wirkt.
In Fig. 7 ist eine im Vergleich zur Fig. 6 vergleichbare
kombinierte Schaltung für einen QAM-Sender dargestellt, die
im Unterschied dazu Interpolationsfilter mit einer anderen
Übertragungsfunktion
H2(z) = 1/64(1 + 2z-1 - z-2 - 4z-3 + 11z-4 + 45z-5 + 64z-6 +
45z-7 + 11z-8 - 4z-9 - z-10 + 2z-11 + z-12)
verwendet. Der Dämpfungsverlauf des Interpolationsfilters mit
der Übertragungsfunktion H2(z) ist in Fig. 3(b) dargestellt.
Im Unterschied zum Dämpfungsverlauf der Übertragungsfunktion
H1(z) beträgt die minimale Dämpfung oberhalb von 70 MHz etwa
51 dB. Dies bedeutet, daß die unerwünschten Spiegelspektren
stärker unterdrückt werden. Die Schaltung in Fig. 7 weist im
Vergleich zu der Schaltung in Fig. 8 einen entsprechenden
Aufbau auf.