DD249108A5 - Schaltung und verfahren zum regeln des widerstands einer last - Google Patents

Abstract

Die Lastwiderstandsregelschaltung (10) vergleicht den Istwert eines Lastwiderstands, der einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten hat, mit einem Sollwert des Lastwiderstands und erzeugt ein Steuersignal, das sich als Funktion der Abweichung des Lastwiderstandsistwerts vom Lastwiderstandssollwert veraendert. Ein fester Anteil der Lastspannung und des Laststroms werden abgetastet und mit Referenzwerten verglichen, die so eingestellt sind, dass die abgetasteten Anteile zur selben Zeit gleich einem zugeordneten Referenzwert sind, wenn der Lastwiderstand gleich dem Sollwert ist. Ein analoger Komparator (23) addiert oder entfernt Ladung zu bzw. von einem integrierenden Kondensator, wenn der Istlastwiderstand von dem Sollastparameter verschieden ist. Die Kondensatorspannung wird benutzt, um eine Lastwiderstandsaenderung hervorzurufen, z. B. durch die Zeit, waehrend der ein zusaetzlicher Laststrom (IL) zusaetzlich zu einem konstanten Laststrom durch die Last fliessen gelassen wird, um den Lastwiderstand zu veraendern. Die Werte des konstanten Laststroms und des zusaetzlichen Laststroms werden so gewaehlt, dass der normale Lastbetrieb wenigstens etwas zusaetzlichen Laststrom erfordert, um den normalen Laststrom in den Betriebsbereich der Lastwiderstandsregelschaltung (10) zu bringen. Fig. 1

Description

14 y ι υ

Titel der Erfindung

Schaltung und Verfahren zum Regeln des Widerstands einer

Last

Die Erfindung bezieht sich auf Lastregelverfahren und -schaltungen und betrifft insbesondere eine neue Schaltung und ein neues Verfahren zum Regeln eines Lastwiderstands, wie beispielsweise eines Heizelements, einer Glühlampe oder einer ähnlichen Last, damit dieser einen Sollwert hat, wodurch die Glühfadentempera tür und dgl. geregelt wird.

Es ist häufig erwünscht, den Widerstand einer Last zu steuern, die einen Lastwiderstand mit einem von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten hat. Zu solchen Belastungen gehören beispielsweise ""Strahlungsheizkörper, Koch- und Backgeräte sowie Glühlampen. Die Last kann eine Niederspannungslast sein, die an einer Wechselstromquelle relativ höherer Spannung betrieben wird. Beispielsweise* gibt es eine Kategorie von Niederspannungslampen (24 - 36 V), die eine verbesserte Lichtausbeute haben, weil der Lampenglühfaden auf einer höheren Temperatur als sonst für den Lampenbetrieb üblich.betrieben wird. Wegen des Betriebs bei höherer Temperatur ist es äußerst erwünscht, die Lampenglühfadentemperatur sorgfältig zu kontrollieren, um sowohl eine kontrollierte Lichtausbeute als auch eine annehmbare Lebensdauer der Lampe zu gewährleisten. Da die

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Glühfadentemperatur eine Funktion des Lampenwiderstandes ist ( der einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten hat), kann die Lampentemperatur durch Steuern des Lastlampenwiderstands gesteuert werden. Die Lampe kann an dem üblichen Wechselstromnetz, das in den USA eine Nenneffektivspannung von 120 V hat, im' häuslichen und im industriellen Bereich be- trieben werden. Weil die an der Last gewünschte Spannung niedriger als die Netzspannung ist, ist eine äußerst effiziente Niederspannungsstromversorgung zum Speisen der Lampe erforderlich. Eine solche Stromversorgung, bei der eine dynamische Konfiguration mit geschaltetem Kondensator benutzt wird, ist von der Anmelderin bereits vorgeschlagen worden, s. Anmeldung mit Priorität vom 18. Mai 1982, US-Serial Nr. 379,39 3. Die diesem Vorschlag entsprechende Ausführungsform einer Niederspannungsglühlampenstromversorgung gestattet ein rückführungsloses Festsetzen des Lampenlaststroms (und deshalb der Lampenlastspannung für eine besondere Lampe, die einen besonderen Widerstand bei einem bestimmten Stromwert und einer bestimmten Lastleistung hat}.

Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist es, die mangelhafte Zuverlässigkeit und die schlechte Wirtschaftlichkeit im Betrieb zu vermeiden.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, den Lampenglühfadenwiderstand zu überwachen und die Lampentemperatur bei Veränderung dieses Widerstands zu regeln. Außerdem sollen eine Schaltung und ein Verfahren zum Regeln des Widerstands von anderen Belastungen, die einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten haben, geschaffen werden.

Die erfindungsgemäße Schaltung zum Regeln des Widerstands einer Last, die Energie aus einer elektrischen Quelle empfängt, ist gekennzeichnet durch :

eine zwischen die Quelle und die Last geschaltete Einrichtung zum Verändern des durch die Last fließenden Stroms auf ein Steuersignal hin;

eine Einrichtung zum Überwachen der Spannung an der Last, um ein erstes Signal zu liefern;

eine Einrichtung zum Überwachen des durch die Last fließenden Stroms, um ein zweites Signal zu liefern; eine Komparatorschaltung, die das erste und das zweite Signal sowie ein erstes und ein zweites Referenzsignal empfängt, um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine Charakteristik hat, die die Zeit, zu der die Größe des ersten Signals die Größe des ersten Referenzsignals übersteigt, in be zug auf die Zeit, zu der die Größe des zweiten Signals die Größe des zweiten Referenzsignals übersteigt, angibt; und eine Einrichtung- zum Liefern des Steuersignals auf das Komparatorschaltungsausgangssignal hin, um zu bewirken, daß der Lastwiderstand auf einem im wesentlichen konstanten vorbestimmten Wert gehalten wird.

Gemäß der Erfindung werden die Spannung an einem Lastwiderstand, der einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten hat, wie beispielsweise eine Niederspannungsglühlampe od.dgl., und der durch diesen Widerstand fließende Strom beide zu einer Zeit abgetastet, die einem diskreten, von null verschiedenen Punkt in der_Spannungsoder Stromschwingung entspricht.. Wenn der Lastwiderstand größer als der Sollwiderstand ist, wird die abgetastete Spannung einen festen Schwellenwert erreichen, bevor der abgetastete Strom einen für ihn festgelegten Schwellenwert erreicht; wenn der Lastwiderstand kleiner als der Sollwiderstand ist, erreicht die abgetastete Spannung den festen Schwellenwert, nachdem der abgetastete Strom seinen festen Schwellenwert erreicht hat. Es ergeben sich zwei Signale, die die Zeit angeben, zu der jeweils die Lastspannung und der Laststrom den zugeordneten festen Schwellenwert erreichen, und diese Signale werden benutzt, um die Lastspannung und/oder den Laststrom Periode für Periode in-

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krementell zu verändern, um einen vorbestimmten Lastwiderstand aufrechtzuerhalten.

In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung, werden Referenz- und lastbezogene Signalwerte an zwei Komparatoren so eingestellt,daß beide Komparatoren ihren Ausgangszustand im wesentlichen gleichzeitig ändern, wenn die Lastspannung und der Laststrom (und deshalb der Lastwiderstand) ihre Sollgröße haben. Wenn sich der Lastwiderstand von dem Nennwert aus ändext, wird entweder der Lastspannungs- oder der Laststromkomparator veranlaßt, seinen Ausgangszustand vor einer Ausgangszu-Standsänderung an dem anderen Komparator zu ändern, wodurch ein Stromfluß in einen oder aus einem Kondensator erzeugt wird. Die Änderung der Kondensatorspannung ändert das Zeitintervall,-während welchem ein zusätzlicher Laststrom einem festen Laststrom während jeder Quellenschwingungsperiode hinzugefügt wird, um die Lastparameter zu den vorbestimmten Werten hin zu verändern. Der Ausgang eines Speicherflipflops wird gesetzt, um mit dem Abgeben eines zusätzlichen Stroms an die Belastung auf ein erste Ereignis hin, wie beispielsweise einen Lastspannungs- oder Laststromschwingungsnulldurchgäng, zu beginnen, und das Speicherflipflop wird rückgesetzt, um den zusätzlichen Laststromfluß zu beenden, wenn eine linear ansteigende Spannung, die am Beginn des zusätzlichen Stromflusses in jeder Periode begonnen hat, gleich der Spannung an einem integrierenden Steuerkondensator wird. Die Spannung an dem Steuerkondensator wird.verändert, indem diesem Stromimpulse zugeführt werden, deren Breite gemäß den Schwellenwertdurchgangszeiten der Komparatoren, die die Lastspannung und den Laststrom überwachen, verändert wird. Die Komparatoren

zweckmäßig

können/an einer gemeinsamen Referenzspannung oder an unterschiedlichen Referenzspannungen betrieben werden, wobei wenigstens einer der Komparatoren einen Spannungs- oder Stromteiler hat, der in Verbindung mit dem Komparator benutzt wird, um die Komparatorschwellenwerte so einzustellen, daß die Komparatoren ihren Zustand gleichzeitig ändern, wenn eine Last unter vorbestimmten Bedingungen arbeitet. Eine Hysterese kann bei einem der Komparatoren vorgesehen

werden um ein unrichtiges periodisches Wiederholen der Lastparameter bei oder nahe von deren gewünschten normalen Größßen zu ve-rhindern. Eine Geschwindigkeitsvorkopplungsschaltungsanordnung kann benutzt werden, die einen geteilten integrierenden Kondensator enthält, um für eine verbesserte Regelung bei plötzlichen Änderungen in der Quellenschwingungsgröße zu sorgen.

.Es kann auch zweckmäßig sein, daß die Komparatorschaltung eine Logikschaltung enthält, die einen ersten und einen zweiten Eingang hat, die mit den zugeordneten Ausgängen des ersten bzw. zweiten Komparators verbunden sind, um das Komparatorschaltungsausgangssignal als einen im wesentlichen konstanten Wert zu liefern, wenn Übergänge in den Ausgangszuständen des ersten und des zweiten Komparators im wesentlichen gleichzeitig auftreten, und um das Komparatorschaltungsausgangssignal als einen Impuls in einer ersten oder in einer zweiten Richtung zu liefern, wenn ein gewählter Ausgang des ersten oder des zweiten Komparators'seinen Zustand in einer vorbestimmten Richtung ändert, bevor der andere Komparatorausgang seinen Zustand ändert.

Vorteilhafterweise wird ein monostabilef Multivibrator zum Erzeugen eines Impulses vorbestimmter Dauer an dem ersten Eingang der Logikschaltung auf eine Zustandsänderung des Ausgangs des ersten Komparators hin verwendet.

In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung enthält die Logikschaltung ein erstes und ein zweites NAND-Gatter, die jeweils einen ersten und einen zweiten Eingang und einen Ausgang haben, wobei ein erster Eingang .jeweils des ersten und des zweiten Gatters mit dem ersten Logikschaltungseingang verbunden ist und wobei ein zweiter Eingang des ersten Gatters mit dem zweiten Logikschaltungseingang verbunden ist; eine Invertierschaltung die zwischen den zweiten Logikschaltungseingang und den zweiten Eingang des zweiten Gatters geschaltet ist; und eine Einrichtung, die mit den Gatterausgängen ver-

-s-

bunden.ist, um einen Impuls mit anderer Charakteristik in Abhängigkeit von einem geänderten Zustand des Ausgangs des ersten oder des zweiten Gatters zu liefern.

Dabei enthält zweckmäßig die das Steuersignal liefernde Einrichtung ein integrierendes Element, das die Impulse aus der Logikschaltung empfängt, um eine Spannung zu liefern, deren Größe von der Größe des Lastwiderstands abhängig ist.

In anderen Ausführungsformen ist die analoge Kapazitätsunterschaltung durch eine digitale Zählschaltung ersetzt, die die Dauer der zusätzlichen Laststromfreigabe auf einen Zählerstand hin bestimmt, der auf die relative Dauer von Impulsen hin, die erscheinen, wenn der Istlaststrom und die Istlastspannung größer als die Laststrom- und Lastspannungsreferenzwerte sind, inkrementiert oder dekrementiert wird.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäße'n Schaltung ergeben sich aus den Punkten 9 bis 23 des Erfindungsanspruchs.

Das erfindungsgemäße Verfahren zum Regeln des Widerstands einer Last, die Energie aus einer elektrischen Quelle empfängt, ist gekennzeichnet durch folgende Schritte:

a) Abtasten der Spannung an der Last und des durch die Last fließenden Stroms, um ein erstes und ein zweites Überwachungssignal zu liefern;

b) Liefern eines ersten und eines zweiten Referenzsignals;

c) Liefern eines ersten Vergleichssignals immer dann, wenn das der Lastspannung zugeordnete erste Überwachungssignal das erste Referenzsignal übersteigt;

d) Liefern eines zweiten· Vergleichssignals immer dann, wenn das dem Laststrom zugeordnete zweite Überwachungssignal das zweite Referenzsignal übersteigt; und

e) Verändern des Laststroms in einer ersten oder in einer

-9.NOY198 3 * 12 b 19

• zweiten, entgegengesetzten Richtung, wenn das erste oder das zweite Vergleichsignal ei-ne Zeitdauer hat, die größer oder kleiner als die Zeitdauer des anderen Verqleichssignals ist.

Das erste und das zweite Referenzsignal können zweckmäßg einander gleich gesetzt werden.

Vorteilhafterweise enthält der Schritt e) folgende Schritte: Bereitstellen eines Ladungsspeicherelements; Hinzufügen von Ladung zu dem Ladungsspeicherelement, wenn die Zeitdauer des ersten Vergleichssignals größer als die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals ist; Entfernen von Ladung von dem Ladungsspeicherelement, wenn die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals größer als die Zeitdauer des ersten Vergleichssignals ist; und Verändern des Las.tstroms auf die Spannung an dem Ladungsspeicherelement hin.

Es kann auch zweckmäßig sein, daß der Schritt e) folgende Schritte beinhaltet: Festlegen eines Mindestlaststroms; Erzeugen einer linear ansteigenden, periodischen Spannung; Vergleichen der Spannung an dem Ladungsspeicherelement mit der linear ansteigenden Spannung; und Ermöglichen zusätzlichen Stromflusses durch die Last ab dem Beginn der linear ansteigenden Spannung, bis die Spannung des Ladungsspeicherelements und die linear ansteigende Spannung im wesentlichen gleich sind.

In weiterer vorteilhafter' Ausgestaltung enthält der Schritt e) folgende Schritte: Zählen der Differenz zwischen den Zeitdauern des ersten und des zweiten Vergleichssignals in der ersten bzw. zweiten Richtung, wenn das erste Vergleichssignal eine Zeitdauer hat, die größer oder kleiner als die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals ist; periodisches Rücksetzen des Zählerstands in einem in einer Richtung zählenden Zähler; anschließendes Voreinstellen des Zählerstands in dem in einer Richtung

zählenden Zähler auf den Zählerstand in dem in zwei Richtung zählendenden Zähler; Erzeugen eines im wesentlichen konstanten ersten Laststroms; Veranlassen, daß der in einer Richtung zählende Zähler nach dem Voreinstellen in inkrementierender oder dekrementierender Richtung zählt; Erzeugen eines zusätzlichen Laststromflusses, und zwar beginnend dann, wenn der in einer Richtung zählende Zähler zu zählen beginnt, und aufhörend dann, wenn der in einer Richtung zählende Zähler einen zugeordneten Über- oder Unterlaufzustand erreicht.

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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben: Es zeigen:

Figur 1 ein Blockschaltbild einer Lastwiderstandsregelschaltung nach der Erfindung,

Figur 2 ein Schaltbild einer ersten, gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform eines Lastlampenglühfadentemperaturreglers nach der Erfindung,

die Figuren 2a-2f einen Satz koordinierter Diagramme, die die Schwingungen in verschiedenen Punkten in der Schaltung nach Figur 2 für den Lampenglühfadenwiderstand im hohen, normalen und niedrigen Zustand zeigen und das Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung erleichtern,

die Figuren 3a und 3b Blockschaltbilder von analogen, diskreten Abtastwiderstandskomparatoren zum Liefern eines Ausgangsimpulses mit fester bzw. veränderbarer Brei-^ te bei jeder Abtastzeit,

Figur 4 ein Schaltbild einer weiteren, gegenwärtig bevorzugten Aus führungs form eines Glühlampenglühf adentemperaturreglers,

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die Figuren 4a-4f einen Satz von koordinierten Diagrammen, die die Schwingungen in der Schaltung nach Figur 2 im Zustand niedrigen und hohen Lastwiderstands zeigen und das Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung erleichtern

die Figuren 5a und 5b etwas verallgemeinerte analoge und digitale Komparatorschaltungen, die das Verständnis der Erfindung.erleichtern, und

Figur 5c ein Schaltbild einer gegenwärtig bevorzugten digitalen Ausführungsform eines Lastwiderstandsreglers.

Gemäß Fig. 1 liefert eine Schaltung 10 zum Regeln des Widerstands IL. einer Last 12 einen geregelten Laststrom I. , der zu einer geregelten Lastspannung V_x führt, aus einer Leistungsanpaß- oder -modulatorschaltung 15, die zwischen die Last 12 und eine Wechselstromquelle 16 geschaltet ist. Die sich ergebende Lastspannung V_T erscheint an dem Eingang eines Spannungsteilers 17, an dessen Ausgang eine skalierte Lastspannung der Größe K₁V abgegeben wird, wobei

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K₁ eine Konstante ist, die kleiner als eins ist. Die skalierte Lastspannung erscheint an einem ersten Eingang 23a in bezug auf einen gemeinsamen Eingang 23b eines Diskrete-Widerstandsabtastung-Komparators 23·. Ein zweiter Eingang 23c empfängt ein skaliertes Laststromsignal der Größe K₀I,, wobei K_ eine Konstante ist, die kleiner als eins ist, und in bezug auf die gemeinsame Leitung 23b aus einem Stromwandler 24, der zu der Last 12 in Reihe geschaltet ist. Ein Ausgang 23d des Diskrete-Widerstandsabtastung-Komparators 23 liefert ein Signal, wenn der Laststrom und die Lastspannung (die den Lastwiderstand R^ festlegen) von vorbestimmten Normen abweichen. Das Komparatorausgangssignal, z.B. eine Gruppe von Vergleichsimpulsen, gibt*an, ob der Laststrom erhöht ("aufbewegt") oder verkleinert ("abbewegt") werden muß. Das aus Impulsen bestehende Komparatorausgangssignal wird in einer Integrierschaltung 25 übe,r der Zeit integriert und in einem Integralsignal/Steuersignal-Wandler 27 in ein Steuersignal umgewandelt, das an einen Steuereingang 15a der Leistungsanpaß- oder -modulatorschaltung 15 angelegt wird. Das Steuersignal an dem Eingang 15a bewirkt, daß eine Veränderung des Laststroms erfolgt, und zwar in der erforderlichen Richtung, um den Widerstand der Last 12 im wesentlichen auf dem vorbestimmten Wert zu halten.

Gemäß den Fig. 2 und 2a-2f bewirkt eine erste bevorzugte Ausführungsform der Lastregelschaltung 10, daß ein "Auf"-

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Impuls, der eine Ladungsmenge einer Kapazität 11 hinzufügt, erzeugt wird, wenn ein erster abgefühlter Lastparameter (die Lastspannung) kleiner als ein zweiter abgefühlter. Lastparameter (der abgefühlte Laststrom) ist, und daß ein "Ab"-Impuls erzeugt wird, der eine gleiche Ladungsinenge von der Kapazität 11 entfernt, wenn der erste abgefühlte Lastparameter größer als der zweite abgefühlte Lastparameter ist. Das -Speicherelement 11 dient deshalb als eine diskrete Ausführungsform der Integrierschaltung 25 mit einer unendlichen Gleichstromverstärkung und einer Spannung, die in -Beziehung zu der Größe und der Polarität der Änderung in der Lastspannung und/oder dem Laststrom steht, welche erforderlich ist, um zu bewirken, daß die Last auf einem vorbestimmten Wert arbeitet.

Die Last 12, die einen Lastwiderstand R_ vorbestimmter

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Größe bei einem besonderen Betriebszustand hat, z.B. eine Glühlampe mit einem Glühfadenwiderstand R bei einer vorbestimmten Betriebstemperatur, ist in Reihe mit einem Hauptkondensator 14, der einen Kapazitätswert C hat, an die Wechseistromquelle 16 angeschlossen, die eine Quellenspannung V_c hat. Ein Hilfskondensator 18, der einen Kapazitätswert C₇ hat, wird wahlweise zu dem Hauptkondensator parallel geschaltet, und zwar mittels entweder einer Leistungsschaltvorrichtung 20 oder einer Paralleldiode Wenn sowohl die Schaltvorrichtung 20 als auch die Diode nichtleitend sind, wird daher der Strom, der von der Quelle 16 aus durch die Last 12 (und einen Abfühlwiderstand 24, der einen kleinen Widerstandswert R von beispielsweise 0,05 Ohm hat) fließt, durch die Kapazität des Hauptkondensators 14 festgelegt. Wenn die Schaltvorrichtung 20 in den stromleitenden Zustand versetzt wird, was nur beginnt, wenn der Strom I₁. in dem Lastwiderstand einen Nulldurchgang hat, fließt ein zusätzlicher Strom I durch den Hilfskondensator 18, und die Laststromgröße ist die Summe des Haupt-

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und des Hilfskondensatorstroms, d.h. I = I₁ + I₀. Wenn die Spannungen an dem Hauptkondensator 14 und dem Hilfskondensator 18 so sind, daß die Diode 22 leitet, fließt der Diodenstrom I über den Hilfskondensator 18 und fügt ebenfalls den Strom I₀ dem Hauptkondensatorstrom I₁ hinzu, so daß sich der Gesamtlaststrom I_x ergibt. Der Laststrom und deshalb die Lastspannung und die Lastleistung (und, . falls die Last eine Glühlampe ist, die Lampenglühfadentemperatur) sind in Abhängigkeit von dem Zeitintervall veränderbar, während welchem jeweils die Schaltvorrichtung oder die Diode 22 leitend ist. Die Diode 22 wird während eines anderen Teils der Zeit leiten, aber mit im wesentlich derselben Dauer wie der Teil der Zeit, während welchem die Schaltvorrichtung -20 leitet. Demgemäß werden durch Einschalten der Leistungsschaltvorrichtung 20, bei der es sich beispielsweise um einen Feldeffekttransistor (FET) handelt, bei einer Quellenspannungsspitze (d.h. bei einem Laststromnulldurchgang) und anschließendes Abschalten des Feldeffekttransistors zu einer geeigneten Zeit in der Periode die gewünschten Werte der Lastlampenspannung V und des Lastlampenstroms I_T erhalten. Die Leistungsschaltvorrichtung 20 wird durch die Gatespannung V gesteuert, die an deren Gateelektrode über einen Begrenzungswiderstand 26 angelegt wird.

Die Quelle 16 ist mit Quellenschaltungspunkten A und C der Schaltung 10 verbunden, wobei ein dritter oder gemeinsamer Schaltungspunkt B eine gemeinsame Masse für die Schaltung bildet. Die Schaltung 10 hat eine Logikbetriebspotentialstromversorgung 28, die einen Strombegrenzungswiderstand 28a in Reihenschaltung mit einer Gleichrichterdiode 28b und einem Filterkondensator 28c zwischen den Schaltungspunkten A und B aufweist. Das- Betriebspotential +V wird an dem Kondensator 28c gegen den Schaltungspunkt B der gemeinsamen Masse abgenommen.

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Die Schaltvorrichtungsgatespannung V wird an dem Ausgang 30a eines RS-Speiche'rf lipf lops 30 geliefert. Das Speicherflipflop 3 0 empfängt das Betriebspotential durch seine Verbindung mit dem Quellenpotential +V und dem gemeinsamen Massepotential. Der Speicherflipflopausgang 30a wird bei jedem negativgehenden Nulldurchgang der Quellenspannung durch einen geeigneten Wert an einem S-Setzeingang 30b gesetzt und durch ein an dem R-Rücksetzeingang 30c erscheinendes Signal rückgesetzt. Vorteilhafterweise wird ein als integrierte Schaltung ausgebildetes Zeitgeberelement des Typs 7555 als Speicherflipflop 30 benutzt.

Das S-Setzeingangssignal wird'aus der Spannung an der Schaltvorrichtung 20 mittels einer streng begrenzenden Komparatorschaltung 32 erhalten, die einen ersten Komparator 34 enthält, dessen nichtinvertierender Eingang 34a mit der gemeinsamen Masse und dessen invertierender Eingang 34b über einen Widerstand 35 mit der Schaltvorrichtung verbunden ist. Begrenzungsdioden 36 und 38 verbinden den Eingang 34b mit dem gemeinsamen Massepotential· bzw. mit dem Betriebspotential und sind so gepolt, daß das Anlegen einer Spannung, die kleiner als das Massepotential oder größer als das Betriebspotential +V ist, an den Eingang 34b im wesentlichen verhindert wird. Der Komparatorausgang 34c ist über einen Widerstand 40 mit dem Betriebspotential +V und über einen Kopplungskondensator 4 2 mit dem S-Setzeingang 30b verbunden. Die S-Setzeingangsbetriebsspannung wird durch einen ersten Widerstand 44, der den S-Setzeingang mit dem 3etriebspotential +V verbindet, und durch einen zweiten Widerstand 46, der den Eingang 30b mit der gemeinsamen Masse verbindet, gebildet. Der Kornparatorausgang 34c ändert daher seinen Zustand bei dem positivgehenden Nulldurchgang der Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors und erzeugt einen negativgehenden Impuls zum Triggern des RS-Speicherflipflops 30.

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Die Larapenspannung V wird in einer weiteren Komparatorschaltung 48 mit einer ersten, im wesentlichen konstanten Spannung V verglichen, die aus der Betriebsspannung +V mittels eines Spannungsteilers 50 gewonnen wird, der Widerstände 50a und 50b enthält. Die im wesentlichen konstante Referenzspannung V wird an den nichtinvertierenden Eingang 52 a eines zweiten Komparators 52 angelegt. Der invertierende Eingang 52b des zweiten Komparators ist mit dem Ausgangsverbindungspunkt eines weiteren Spannungsteilers 54 verbunden, der einen ersten Widerstand 54a (zwischen dem -Komparatoreingang 52b und der gemeinsamen Masse) und einen zweiten Widerstand 54b (zwischen dem Eingang 52b und der Katode einer Diode 56) enthält. Die Anode der Diode 56 ist mit dem Schaltungspunkt A verbunden. Der Ausgang 5 2c des zweiten Komparators. 52 ist über eine Impulsformerschaltung 58, die aus einem Zeitsteuerwiderstand 58a in Parallelschaltung mit einem Zeitsteuerkondensator 58b besteht, mit dem Eingang 6 0a eines ersten Inverters 6 0 verbunden. Ein Widerstandselement 62 ist als Einstellast zwischen den Invertereingang 60a und das Potential +V geschaltet. Ein positivgehender Impuls (Fig. 2b) wird an dem Ausgang 60b des ersten Inverters 60 jedesmal dann gebildet, wenn die positivgehende Lastspannung V_ größer wird als die im wesentlichen konstante Referenzspannung V ; der Ausgangsimpuls des ersten Inverters hat eine Zeitdauer, die durch den Widerstands- und den Kapazitätswert des Widerstands 58a bzw. des Kondensators 58b der Impulsformerschaltung 58 festgelegt wird.

Der Laststrom I_T wird an dem Abfühlwiderstand 24 in eine spannung umgewandelt; noch eine weitere Komparatorschaltung 64 liefert einen weiteren positivgehenden Impuls immer dann, wenn die Abfühlwiderstandsspannung (die zu dem Laststrom proportional ist) eine weitere, im wesentlichen konstante Referenzspannung V übersteigt. Der invertierende

π -7

Eingang 66a eines dritten Komparators 66 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Lastwiderstand 12 und dem Abfühlwiderstand 24 verbunden. Der nichtinvertieren.de Eingang 66b des dritten Komparators 66 empfängt das im wesentlichen konstante zweite Referenzpotential V an dem Ausgangs eines weiteren Spannungsteilers 68, der aus Widerständen 68a und 68b besteht, die zwischen das Betriebspotential +V und die gemeinsame Masse geschaltet sind. Der Ausgang 66c des dritten Komparators 66 ist mit dem Betriebspotential +V über einen Widerstand 67 und außerdem mit einem Eingang 7 0a eines weiteren Inverters 70 verbunden. Daher wird ein positivgehender Impuls mit dem Wert 1 (logischer 1-Pegel oder Η-Pegel) an dem Inverterausgang 70b (Fig. 2c) immer dann geliefert, wenn die zu dem Laststrom I proportionale Abfühlwiderstandsspannung die zweite im wesentlichen konstante Spannung V_c_ übersteigt. Es sei angemerkt, daß die beiden im wesentlichen konstanten Spannungen V_CT7 und V zwar als im wesentlichen gleiche Spanks ν bi

nungen in Fig. 2a gezeigt sind, daß jedoch jede im wesentlichen konstante Referenzspannung eine andere Größe als die andere haben kann, je nachdem, wie es eine besondere Regelschaltungsauslegung erfordert. Es ist erwünscht, daß die Ausgänge der Komparatorschaltungen 48 und 64 für eine Last, die im wesentlichen auf einem vorbestimmten "normalen" Wert arbeitet, ihren Zustand im wesentlichen gleichzeitig ändern.

Der Ausgang 60b des ersten Inverters 60' ist jeweils mit einem Eingang 72a, 74a von zwei Eingänge aufweisenden NAND-Gattern 72 und 74 verbunden. Der andere Eingang 72b des Gatters 72 ist mit dem Ausgang 70b des zweiten Inverters 70 verbunden. Der andere Eingang 74b des Gatters 74 ist mit dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 verbunden. Der Gatterausgang 74c ist über einen Treiberwiderstand 76 mit der Basiselektrode eines ersten Transistors 78 verbunden, während der Gatterausgang 72c über einen Treiberwiderstand 80 mit der Basiselektrode eines zweiten

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Transistors 82 verbunden ist. Die Emitterelektrode des ersten NPN-Transistors 78 ist mit der gerneinsamen Masse verbunden, während seine Kollektorelektrode mit dem Betriebspotential +V über einen Kollektorwiderstand 84 und mit der Basiselektrode eines dritten Transistors 86 verbunden ist. Die Emitterelektrode des dritten NPN-Transistors 86 ist mit der gemeinsamen Masse verbunden, und seine Kollektorelektrode ist über einen Entladungswiderstand 88 mit dem Kondensator 11 verbunden. Die Emitterelektrode des PNP-Transistors 82 ist mit dem Betriebspotential +V verbunden, und seine Kollektorelektrode ist über einen Ladewiderstand 90 mit dem Kondensator 11 (der einen Kapazitätswert CA hat) verbunden. Die nicht an Masse liegende Klemme des Kondensators 11 ist mit dem invertierenden Eingang 9 2a eines vierten !Comparators 9 2 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang 92b des vierten Komparators 9 2 ist verbunden: mit der Anode einer Diode 94-, deren Katode mit dem Flipflopausgang '30a verbunden ist; mit einer Klemme eines Hilfskondensators 96, dessen andere Klemme mit der gemeinsamen Masse.verbunden ist; und mit der Kollektorelektrode eines PNP-Transistors 98a, der den Ausgang einer Stromquelle 98 bildet. Die Emitterelektrode des Stromquellentransistors 98a ist über einen Stromeinstellwiderstand 98e mit dem Betriebspotential +V verbunden, und seine Basiselektrode ist mit seiner Emitterelektrode über zwei Dioden 98b und 98c und außerdem über ein Widerstandselement 9 8d mit der gemeinsamen Masse verbunden. Der Ausgang 92c des vierten Komparators 92 ist mit dem Betriebspotential +V über einen Einstellwiderstand 100 und außerdem mit dem Flipfloprücksetzeingang 3 0c verbunden.

Im Betrieb wird, wenn der L-ampenwiderstand R größer als erwünscht ist, die Lampenspannung größer als erwünscht sein (der in den Fig. 2a-2f ganz links dargestellte Fall), und zwar auch dann, wenn die Laststromgröße nominal ist.

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Demgemäß wird, wenn die Quellenspannung ihren Spitzenwert positiver Polarität erreicht, die Lampeηspannung V_T zu einer Zeit t (Fig. 2a) gleich.der ersten Referenzspannung ν_ςν werden. Der Komparator 52 ändert seinen Zustand, und ein 1-Ausgangsimpuls 102 wird an dem Ausgang 60b des ersten Inverters 60 geliefert (Fig. 2b). Die Ausgangsspannung des ersten Inverters 60 kehrt zu einer Zeit t₁ zu dem logischen Wert O zurück. Danach bewirkt zu einer Zeit t- der Lampenstrom I , daß die Ab-

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fühlwiderstandsspannung das zweite im wesentlichen konstante Referenzpotential V übersteigt, und der Ausgang des Komparators 66 ändert seinen Zustand. Der Ausgang 7 0b des zweiten Inverters 70 geht auf den Wert 1 und bleibt auf diesem Wert bis zu einer Zeit t_, zu der der Laststrom I die Abfühlwiderstandsspannung verringert, so daß diese

wieder gleich dem Referenzpotential V wird. Daher wird der Impuls 104 an dem Inverterausgang 70b geliefert (Fig. 2c) .

Zu einer Zeit unmittelbar vor der Zeit t war der erste Eingang 72a des Gatters 72 auf dem Wert O. Der Gatterausgang 72c war deshalb auf dem Wert 1 (Fig. 2d). Wenn der Inverterausgang 6 0b zur Zeit t auf.den Wert 1 hochgeht, ist der Wert an dem'Gattereingang 74b bereits auf dem « Wert 1, und zwar aufgrund des Werts O an dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66. Der Gatterausgang 74c fällt deshalb auf den Wert O ab und liefert einen negativgehenden Impuls 106 mit derselben Dauer wie der Impuls 102, d.h. er kehrt zu der Zeit t₁ zu dem Wert 1 zurück. Zur Zeit t₂ erscheint die Vorderflanke des Impulses 104, aber der Ausgang des Gatters 74 ist bereits zu dem Wert 1 zurückgekehrt und bleibt auf diesem Wert, und zwar wegen des Werts 0 an dem Eingang 74a. Deshalb hat der Impuls keine Auswirkung auf das Signal an dem Gatterausgang 74c. Da der Eingang 72a des Gatters 72 bereits zu dem Wert O zu-

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rückgekehrt ist, bleibt der Ausgang 72c desselben (Fig. 2e) während des Impulses 104 auf dem Wert. 1; der Transistor 82 bleibt deshalb durch eine Sperrspannung abgeschaltet, und es fließt kein Strom durch den Widerstand 90 in den Kondensator 11. Auf den negativgehenden Impuls 106 an dem Gatterausgang 74c hin wird jedoch der erste Transistor 78 vor-, übergehend aus dem Sättigungszustand in den Sperrzustand gebracht, .und der dritte Transistor 86 wird vorübergehend aus dem Sperrzustand in den Sättigungszustand gebracht. Ein Stromimpuls 108 (Fig. 2f) fließt von dem Kondensator 11 aus durch den gesättigten Transistor 86, wodurch die Spannung an dem Kondensator 11 verringert wird.

Während die vorgenannte Verringerung der Spannung an dem Kondensator 11 erfolgt, fühlt die erste Komparatorschaltung 32 ab, daß die Spannungspolarität der Schaltvorrichtung 20 positiv geworden ist (was im wesentlichen bei dem Laststromnulldurchgang erfolgt), und setzt den -Ausgang 30a des Flipflops 30. Wenn das Flipflop zuvor rückgesetzt worden war, ist der Ausgang 3 0a mit dem Massepotential über einen kleinen Widerstand verbunden, wodurch die Spannung an dem Kondensator 96 über die Diode 94 und den Flipflopausgangsrücksetzwiderstand entladen wird. Durch das Setzen des Flipflopausgang^s 30a wird die Diode 94 in Sperrichtung vorgespannt,wodurch der Kondensator 96 sich aus der Stromquelle 98 aufzuladen beginnt. Das Flipflop 30 bleibt gesetzt, bis es durch einen Signalwert 1 an dem Ausgang 92c des vierten Komparators 92 rückgesetzt wird, wobei dieser Signalwert 1 erscheint, wenn die Spannung an dem Kondensator 96 auf eine Größe aufgeladen worden ist, die .gleich der Spannung an dem Kondensator 11 ist. Während das Flipflop 30 gesetzt bleibt, ist eine Gatespannung an dem Ausgang 30a vorhanden, die die Schaltvorrichtung 20 einschaltet. Da die Spannung an dem Kondensator 11 verringert wird, wenn der Transistor 86 gesättigt wird, wird die Länge der

Zeit, während der die Schaltvorrichtung 20 in dem leitenden Zustand 1st, entsprechend der einen Ladungsmenge, die von dem Kondensator 11 entfernt wird, verkürzt. Deshalb wird der Laststrom um einen "Schritt" verringert, wodurch die Lastspannung {und die Lastlampentemperatur) verringert wird. Wenn noch eine weitere Verringerung des Laststroms (und der Lastspannung) erforderlich ist, erfolgt ein zusätzliches Entladen von Ladungsmengen des Kondensators 11 bei jeder folgenden Quellenschwingungsperiode. Es werden daher zusätzliche Entladungsimpulse 108 auftreten, wodurch die Spannung an dem Kondensator 11 und die Zeit, während der die Schaltvorrichtung 20 während jeder Quellenschwingungsperiode in Betrieb ist, weiter verringert werden. Schließlich wird der Laststron auf einen derartigen Wert verringert, daß sich eine "normale" Lastspannung V ergibt.

Xj

Bei normalem Lastwiderstand (die Mitte der drei in den Fig. 2a-2f dargestellten Zustände) wird die verringerte Lastspannung V₁. ' (aus dem Spannungsteiler 54) so eingestellt, daß sie gleich der ersten Referenzspannung V im wesentlichen zu derselben Zeit wird, zu der der Laststrom 1 '

eine Spannung an dem Abfühlwiderstand 24 ergibt, die gleich dem zweiten Referenzpotential V ist. Deshalb liefert zu der Zeit t ' der Inverterausgang 60b einen positivgehenden Impuls 102' mit dem Wert 1, der zur Zeit t ' zu dem Wert O zurückkehrt. Die Stromkomparatorschaltung 64 bewirkt jedoch, daß der Inverterausgang 70b einen positivgehenden Impuls 104' liefert, der eine Vorderflanke zu der Zeit t hat, während der Impuls 102' noch vorhanden ist. Der Gatterausgang 74c geht auf die Vorderflanke des den Wert 1 aufweisenden Impulses 10 2' hin auf den Wert 0, wird aber auf den Wert 1 rückgesetzt, wenn der Komparatorausgang 66c zur Zeit t auf den Wert O geht; ein relativ schmaler, negativgehender Impuls 106' mit dem Wert O erscheint deshalb

an dem Gatterausgang 74c und entlädt den Kondensator 11 während des Zeitintervalls t '-t . Unmittelbar nach diesem

Ox

relativ schmalen Entladungsimpuls 110 kehrt der Transistor 86 in den Sperrzustand zurück, aber der Transistor 82 wird in den Sättigungszustand versetzt. Das erfolgt auf die Werte 1 hin, die an beiden Eingängen 7 2a und 7 2b des Gatters 72 vorhanden sind. Ein O-Impuls 112 erscheint an dem Gatterausgang 72c und bringt den zweiten Transistor 82 in Sättigung, wodurch ein Strom durch den Widerstand 9.0 fließt und einen in den' Kondensator 11 gehenden Ladestromimpuls 114 ergibt. Wenn der Entladungsimpuls 110 und der Aufladungsimpuls 112 ungefähr die gleiche Dauer haben, ändert sich die Spannung an dem Kondensator 11 nicht nennenswert. Deshalb wird die Zeit, während der der Hilfskondensator 18 den Strom I- nach einem Spannungsnulldurchgang, bei dem der Komparator 92 das Flipflop 30 rücksetzt, leitet, sich nicht Periode für Periode ändern, und der Laststrom (und deshalb die Lastspannung, der Lastwiderstand und die Lastlampenglühfadentemperatur) bleibt im wesentlichen konstant.

In dem in den Fig. 2a-2f rechts dargestellten Fall,-in welchem der Lastwiderstand kleiner als erwünscht ist, ergibt der Laststrom I " eine Abfühlwiderstandsspannung, die das zweite Referenzpotential V übersteigt, bevor die

o -L.

Lastspannung V " das erste Referenzpotential V übersteigt. Weiter ist die Abfühlwiderstandsspannung in jeder Quellenschwingungsperiode für eine. Zeitspanne größer als das zweite Referenzpotential V_CT, die langer ist als die Zeitspanne, während der die Lastspannung größer als das erste Referenzpotential ν ist. Zur Zeit t ", zu der die Abfühlwiderstandsspannung aufgrund des Laststroms I " das Referenzpotential V_CT übersteigt, liefert der Komparator 64 einen

zi

Wert 1 an dem Inverterausgang 70b (Fig. 2c). Dieser Wert

I bleibt bis zu der Zeit t " bestehen, zu der die durch den Laststrom hervorgerufene Spannung an dem Abfühlwiderstand wieder unter das zweite Referenzpotential V ab-

OX "

fällt. Der 1-Impuls 104" an dem Inverterausgang 70b beginnt daher vor dem Beginn des positivgehenden Impulses 102" an dem Inverterausgang 60b, der zu der Zeit t " beginnt, zu der die Quellenspannung V_T" das erste Referenzpotential V übersteigt. Deshalb ist zur Zeit t " der Wert an dem ersten Eingang 74a des Gatters 74 der Wert 0, während dessen Eingang 74b den Wert 1 führt. Der Gatterausgang 74c bleibt deshalb auf dem Wert 1, wodurch ein Entladungsstrom aus dem Kondensator 11 verhindert wird. Gleichzeitig damit fällt der zweite Eingang 72b des Gatters 7 2 auf den Wert 0 ab, wodurch der Wert 1 an dem Gatterausgang 72c aufrechterhalten wird, um das Aufladen des Kondensators 11 vorübergehend zu verhindern. Zur Zeit t " liefert der Inverterausgang 60b jedoch einen positivgehenden 1-Impuls 102" an dem Gattereingang 72a, der mit dem Wert 1 verknüpft wird, welcher zuvor an dem Gattereingang 72b durch den Ausgang 70b geliefert wurde, und der Gatterausgang 72c fällt auf den Wert Ö' ab (Fig. 2e) . Der O-Impuls 112' an dem Gatterausgang 72c (der eine feste Dauer hat, die durch die Impulsformerschaltung 58 der Komparatorschaltung 48 eingestellt wird) sättigt den Transistor 82 und bewirkt, daß ein Ladestromimpuls 114' in den Kondensator 11 fließt und dessen Spannung erhöht. Wenn der Nulldurchgang des Laststroms den Flipflopausgang 30a gesetzt und bewirkt hat, daß zusätzlicher Quellenstrom I_ durch die nun leitende Schaltvorrichtung 20 fließt, nimmt die Spannung an dem Kondensator 96 zu, bis sie gleich der nun erhöhten Spannung an dem Kondensator

II ist. Wenn die Gleichheit der Spannungen an den Kondensatoren 11 und 96 durch den Komparator 92 abgefühlt wird, wird das Flipflop 30 rückgesetzt, und das Signal V an dem Ausgang 30a desselben wird beseitigt, damit das Leiten der Schaltvorrichtung 20 beendet wird. Das Ausmaß an zusätzli-

Γ» ΓΛ ίΐ /.

chem Laststrom, der durch die Schaltvorrichtung 20 während des Anfangsteils jeder Quellenschwingungsperiode geleitet worden ist (und für ein im wesentlichen gleiches Zeitintervall am Ende jeder Quellenschwingungsperiode durch die " Wirkung der' Diode 23 / ergibt einen Gesamtlaststrom I , der

Ij

Periode für Periode zunimmt, bis die'in dem Lastwiderstand, der kleiner als normal ist, verbrauchte Leistung ausreicht, um die Zeit, während der der Laststrom größer als das zweite Referenzpotential ist, gleich der Zeit zu setzen, während der die Lastspannung größer als das erste Referenzpotential ist. Der Laststrom wird deshalb geregelt, um eine Lastleistung zu erreichen, durch die die Lasttemperatur auf dem verlangten Wert gehalten wird.

Die Schaltung nach Fig. 2 enthält außerdem eine Hystereseschaltung 116, die dazu dient, in der Laststromkomparatorschaltung 64 eine große Hysterese hervorzurufen, um das gleichzeitige Erzeugen eines Auflade- und eines Entladestromimpulses an dem Kondensator 11 zu verhindern. Die Schaltung 116 enthält einen vierten Transistor 118, dessen Emitterelektrode mit dem Betriebspotential +V verbunden ist, dessen Basiselektrode über einen Widerstand 120 mit dem Gatterausgang 72c verbunden ist und dessen Kollektorelektroae über einen Widerstand 122 mit dem Ausgang des zweiten Referenzpotentialteilers 68 (an dem nichtinvertierenden Eingang 66b des Komparators 66) verbunden ist. Der* vierte, PNP-Transistor 118 wird immer dann gesättigt, wenn der Gatterausgang 72c den Wert O führt. Dieser Wert 0 ist nicht vorhanden, wenn der Lastwiderstand R größer als

normal ist. Wenn der Wert O an. dem Gatterausgang 72c vorhanden ist, geht der Transistor 118 in Sättigung und schaltet den Widerstand 122 zu dem Widerstand"68a parallel, um die Größe des zweiten Referenzpotentials V₅₁ zu verringern. Wenn das auf den negativgehenden Impuls 112 in dem Zustand normalen Widerstands hin erfolgt, wird die Dauer des Impulses 104' des Inverterausgangs 70b vergrößert; es ist jedoch

ni λγ\λ Π ... Π ß 9 Δ.

zu erkennen, daß eine größere Dauer des Isnpulses 104' nicht die Zeit vergrößert, während der der Strom I den Kondensator 11 auflädt. Ebenso wird in dem Fall, in welchem der Lastwiderstand kleiner als normal ist, der Transistor 118 durch den Impuls 112' 'gesättigt, und der verkleinerte Wert des zweiten Referenzpotentials verlängert den Impuls 104" ausreichend, so daß, wenn der Komparatorausgang 66c zu dem Zustand O (dargestellt durch die gestrichelte Hinterflanke 124) zu einer Zeit vor der Hinterflanke 102a" des Impulses 102" zurückkehrt, die Dauer des Impulses 104" ausreichend verlängert wird, so Saß der Wert 1 an dem Inverterausgang 70b vorhanden bleibt, bis der Inverterausgang 60b auf den Wert O zurückgekehrt ist, wodurch verhindert wird, daß ein Entladungsimpuls Ladung von dem Kondensator 11 abführt.

Somit werden sowohl die Lastspannung als auch der Laststrom in einem diskreten Punkt der Schwingungen derselben abgetastet, und die Zeit in jeder Quellenschwingungsperiode, zu der die Lastspannung und der Laststrom die ihnen zugeordneten diskreten Werte übersteigen, wird benutzt, um die Spannung an einem Kondensator zu ändern. Die Kondensatorspannung wird mit einer linear ansteigenden Spannung verglichen, um die Zeit zu verändern, während der bewirkt wird, daß ein zusätzlicher Strom durch die Last fließt, wodurch der Lastwiderstand (und deshalb die Lasttemperatur) auf einen vorbestimmten Wert geregelt wird.

Bei der vorstehend beschriebenen Technik werden gemäß Fig. 3a benutzt: ein erster Komparator 52 zum Vergleichen einer Darstellung der Lastspannung, z.B. eines Signals K₁V (wobei K₁ eine Konstante ist, die kleiner als 1 ist) an einem ersten Eingang 52a mit einer Spannungsreferenz V_R„ an einem zweiten Eingang 52b, um eine V-Signalflanke an einem Komparatorausgang 52c zu erzeugen zur anschließenden Erzeugung eines Impulses P an dem Ausgang eines monostabilen

η 7

I U ω

Multivibrators 58, der an einen ersten Eingang 59a einer Logikschaltung 59 angelegt wird; einen zweiten Komparator 66 zum Vergleichen einer Darstellung des Laststroms, z.B.

eines Signais K₀I (wobei K₀ eine Konstante ist die klei- Z L Z

ner als 1 ist) an einem Eingang.66b, mit einer Stromreferenz Ip-,_F an einem weiteren Eingang 66a zum Erzeugen einer Strom-I-Signalflanke an einem Komparatorausgang 66, die in einen weiteren Eingang 59b der Logikschaltung eingegeben wird; und das Erzeugen eines Ausgangssignals 59c der Logikschaltung, das einen Zustand hat, der angibt, ob der Lastwiderstand größer als der, kleiner als der oder gleich dem gewünschten Nennlastwiderstand R^₀W ist. Das Ausgangssignal wird ein Impuls mit derselben Breite wie der Impuls P aus dem monostabilen Multivibrator 58 sein und kann einen ersten Wert für den Nennwiderstand; einen Wert, der größer ist als der erste Wert, wenn der Lastwiderstand groß ist; oder einen Wert, der kleiner ist als der erste Wert, wenn der Lastwiderstand klein ist, haben. Diese Ausführungsform der Komparatorschaltung 23 zur diskreten Widerstandsabtastung kann zum Regeln des Widerstands (oder der Temperatur) irgendeiner ohmschen Last benutzt werden, deren Widerstand einen von null verschiedenen Temperaturkoeffizienten hat, wie beispielsweise Glühlampen, Strahlungsheizelemente und viele andere Heiz- und Kochgeräte. Es ist bei Wechselstromregelsystemen oder bei Gleichstromregelsystemen anwendbar, die eine restliche oder eine hervorgerufene Welligkeit haben, und ist somit bei jeder Art eines Leistungsregelsystems einsetzbar, da ein Steuersignal als eine Form von Spannung, Strom, Frequenz, Pulsbreitenmodulation und dgl. als Funktion der Abweichung des Lastwiderstands von einem Sollwiderstand erzeugt werden kann. Durch dynamisches Abtasten eines festen Bruchteils der Lastspannung und eines festen Bruchteils des Laststroms, wobei die festen 3ruchteile jedes Lastparameters so gewählt werden,

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daß sie beide auf irgendeinem beliebigen Referenzwert oder irgendwelchen beliebigen Referenzwerten im gleichen Zeitpunkt während der normalen periodischen (oder aperiodischen) Veränderung der Lastspannung und des Laststroms sind, die die Stromquelle liefert; kann ermittelt werden, ob der Widerstand der Last größer als gewünscht ist (wenn der feste Bruchteil der Lastspannung seinen Referenzpunkt durchquert, bevor der feste Bruchteil des Laststroms den Stromreferenzpunkt durchquert) oder ob der Widerstand der Last kleiner als erwünscht ist (wenn der feste Bruchteil des Laststroms den Stromreferenzpunkt durchquert, bevor der feste Bruchteil der Lastspannung den Spannungsrefe- renzpunkt durchquert). Durch dieses Abfühlen können logische Signale gebildet werden, um die Zeitsteuerung der Spannungs- oder Stromdurchgangsereignisse anzugeben, und eine beträchtliche Verstärkung und/oder Integration des sich ergebenden Fehlersignals kann benutzt werden, um eine geeignete Schaltungsanordnung einzuschalten, z.B. Oszillatoren, Zähler und dgl., so daß'geeignete Prozesse, wie beispielsweise eine Integration und dgl., zum Steuern der von der Last aufgenommenen Leistung durchgeführt werden können.

Die Komparatorschaltung 23' zur diskreten Widerstandsabtastung nach Fig. 3b kann außerdem benutzt werden,, um mit veränderbarer Verstärkung ein Lastvergleichsausgangssignal zu liefern, das den Laststrom steuert (und deshalb die Lastspannung und den Lastwiderstand). Ein Komparator 52' liefert einen Spannungsimpuls V an seinem Ausgang 52c' auf einen Vergleich einer Lastspannungsdarstellung K₁V an

I L

einem Eingang 52a¹ mit einer Referenzspannung an einem weiteren Eingang 5 2b¹ hin. Der monostabile Multivibrator 58 (nach Fig. 3a) ist nicht erforderlich, und der Komparatorausgang 52c' ist direkt mit dem ersten Eingang 59a' der Logikschaltung 59' verbunden. Die Laststromdarstellung K-I₁.

Δ Li

wird einem Eingang 66b' eines weiteren Komparators 66' zu-

ι π .,. η ti<> Λ Q ~

£. -.. ν ι ο g

geführt, an dessen anderem Eingang 66a¹ ein Stromreferenzwert anliegt, wodurch an dem Komparatorausgang 66c' ein Impuls mit der Impulsbreite T¹ gebildet wird, die sich mit der Größe des Lastwiderstands ändert. Die Impulsbreite T¹ wird größer sein als die des Impulses V, wenn der Widerstand der Last kleiner als der Nennwert ist, und wird schmaler sein als der Impuls V, wenn der Widerstand der Last größer als der Nennwert ist. Der Impuls mit veränderbarer Breite wird direkt an den Eingang 59b¹ der zweiten Logikschaltung 59' angelegt. Das von dem Logikschaltungsausgang 59c' abgegebene Signal verknüpft (als UND-Verknüpfung) das Signal V an dem Eingang 59a' mit dem Komplement des Signals I- an dem Eingang 59b¹, um zu bestimmen, ob der Lastwiderstand größer als nominal ist, und verknüpft außerdem (als üND-Verknüpfung) das Stromsignal I an dem Eingang 59b¹ mit dem Komplement des Spannungssignals V an dem Eingang 59a', um zu bestimmen, ob der Lastwiderstand kleiner als nominal ist. Diese Komparatorschaltung 23' zur diskreten Widerstandsabtastung ist besonders brauchbar in einer Schaltung mit veränderbarer Verstärkung, da die dem Integrationskondensator hinzugefügte Ladung oder die von diesem subtrahierte Ladung zu der Ausgangsimpulsbreite proportional sein wird.

Gemäß den Fig. 4 und 4a-4f wird in einer weiteren gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform 10' der Lastparameterregelschaltung die Komparatorschaltung zur diskreten Widerstandsabtastung nach Fig. 3b benutzt. Wegen der veränderbaren Breite des Spannungsimpulses V und des Stromim-'pulses I entsprechend der Größe der Abweichung des Lastwiderstands R von dessen Sollwert ist die Ausführungsform 10' eine Schaltungsanordnung mit veränderbarer .Verstärkung, im Gegensatz zu der Schaltungsanordnung 10 nach Fig. 1 mit fester-Impulsbreite und fester Verstärkung. Gleiche Teile wie in der Schaltung nach Fig. 2 tragen gleiche

η 7 MU\HQAQ*(U)2435

Bezugszeichen. Eine erste . Komparatorschaltung 32 wird benutzt, um den Ausgang 30a eines RS-Speicherflipflops 30 bei einem Quellenspannungsschwingung-VLaststromnulldurchgang zu setzen. Die Schwingung an der Schaltvorrichtung 20 wird über einen Widerstand 126 an dem Komparatoreingang 34b angelegt, so daß das Flipflop im wesentlichen im Zeitpunkt des Laststromnulldurchgangs gesetzt ^wird.

Die Lastspannungskomparatorschaltung 48' und die Laststromkomparatorschaltung 64' benutzen eine gemeinsame Referenzspannung V₀, die an den invertierenden Eingang 5 2b des zweiten !Comparators 52 und an den invertierenden Eingang 66a des dritten !Comparators 66 angelegt wird. Ein einzelner " Referenzspannungsteiler 130, der aus einem ersten Widerstand 130a, welcher zwischen.das Betriebspotential +V und den Referenzspannungsausgang V₀ geschaltet ist, und aus einem zweiten Widerstand 130b besteht, der zwischen den -Spannungsteilerausgang und die gemeinsame Masse geschaltet ist, wird benutzt. Es sei angemerkt, daß getrennte Referenzspannungen gleichermaßen benutzt werden können, wenn die zusätzliche Anzahl von Schaltungskomponenten gerechtfertigt erscheint. Die durch den Laststrom hervorgerufene Spannung an dem Abfühlwiderstand 24 wird über einen Widerstand 132 an den nichtinvertierenden Eingang 66b des dritten Komparators 66 angelegt. Die Größe der Referenzspannung V_ wird gemäß der Spannung an dem Widerstand 24 bei dem -normalen Wert des Laststroms I_T gewählt. Ein Spannungsteiler 134

L·

wird dann benutzt, um den richtigen Anteil der Lastspannung V₁. an den nichtinvertierenden Eingang 5 2a des zweiten Komparators 52 anzulegen, damit der Komparator 48' seinen Ausgangszustand im wesentlichen im gleichen Zeitpunkt ändert, in welchem der Ausgangs zustand des !Comparators 64' sich ändert, und zwar bei dem normalen Wert der Lastspannung V₁. und in bezug auf das gemeinsame Referenzpotential V_.

L R

Der Spannungsteiler 134 enthält einen ersten Widerstand 134a, der zwischen den Eingang 52a und die gemeinsame Masse

... η ο Ο Λ

geschaltet ist, und einen veränderbaren Widerstand 134b, der zwischen den Schaltungspunkt A und den Komparatoreingang 52a geschaltet ist. Daher werden wie in der Schaltung 10' die Werte, des Laststromabfühlwiderstands 24, des ohmschen Spannungsteilers 134 und des Referenzspannungsteilers so skaliert, daß die Spannungs- und Stromkomparatorschaltungen 48' und 64' im wesentlichen im selben Zeitpunkt an ihren Umschaltpunkten sind, wenn der Lastwiderstand R₁ korrekt ist. Wenn beispielsweise das Betriebspotential +V eine Gleichspannung von etwa 10V ist, kann der ohmsche Spannungsteiler 130 von vorn herein so'festgelegt werden, daß die Referenzspannung V₀ etwa 129 mV beträgt. Der Stromabfühlwiderstand kann auf 0,05 Ohm festgelegt werden, so daß während des ersten Viertels der Periode der Quellen- Schwingung die ansteigende Lampenspannung V_T einen Spitzenstrom von etwa 3,536 A in der Last 12 und in dem Abfühlwiderstand 24 zum Fließen bringt, und dieser normale Laststrom I bewirkt, daß die dritte Komparatorschaltung 64' ein Ausgangssignal mit dem Wert 1 an ihrem Ausgang 66c während der Zeitspanne hat, während der der Strom über 2,582 A beträgt. Bei einer Last, die eine 24 V, 60 W Lampe mit einem Glühfadenwiderstand R_x von 9,6 Ohm ist, wird die Spitzenlampenspannung V- 33,941 V betragen, und der Lampenspannungsteiler 134 wird so eingestellt, daß die Lampenspannung auf 129 mV an dem Eingang 52a bei einer Lampenspannung von 24,784 V abnimmt; der Ausgang 52c des zweiten Komparators 52 wird dann auf den Wert 1 zur gleichen Zeit gehen, zu der der Wert 1 an dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 bei diesem normalen Lastwiderstand erscheint. Ebenso werden beide Komparatorausgänge 5 2c und 66c auf den Wert O während eines abnehmenden Spannungsund Stromteils der Periode gleichzeitig abfallen, wenn der Lastwiderstand den "normalen" Nenn- oder Nominalwert hat, der in dem Lampenbeispiel 9,6 Ohm beträgt. Der Bruchteil des Betriebspotentials, der als Referenzspannung und

η «9.4 as

deshalb als Abtastpunkt während der Periode gewählt wird, ist unkritisch. Die für dieses Beispiel angegebenen Werte dienen lediglich zu Veranschaulichungszwecken.

Die Impulsformerschaltung 58 zwischen dem Ausgang 52c des zweiten Komparators 52 und dem Invertereingang 60a ist weggelassen worden. Ebenso ist der Gattereingang 72a nun mit dem Ausgang 52c des zweiten Komparators verbunden und der Gatterausgang 72c ist mit dem Widerstand 90 über eine Diode 140 und einen Reihenwiderstand 142 statt über die Transistoren 78 und 86 und die zugeordnete Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verbunden. Darüber hinaus wird die Integrationskapazität 11 durch einen ersten Kondensator 11a gebildet, der mit der gemeinsamen Masse über einen weiteren Kondensator 146 verbunden ist, zu welch letzteren ein Entladungswiderstand 148 parallel geschaltet ist. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 11a und 146 ist über eine Reihendiode 150 und einen Reihenwiderstand 152 mit dem Schaltungspunkt C verbunden, um ein "Geschwindigkeitsvorkopplungs"-Verhalten zu erzeugen.

Wenn der Lastwiderstand IL. kleiner als der gewünschte Wi-

J_l

derstand ist (in den Fig. 4a-4f der links dargestellte Zustand) , wird der Stromschwellenwert durchquert, bevor der Spannungsschwellenwert durchquert wird. Die Spannung V an dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 (Fig. 4c) wird auf den Wert 1 zu einer Zeit t vor der Zeit t, ansteigen,

el O

zu der die Spannung V„ an dem Ausgang 5 2c des zweiten Komparators 52 auf den Wert 1 ansteigt, weil der Istlaststrom I den Referenzspannungswert V_n (Fig. 4a) übersteigt, bevor die Istlastspannung V diesen Referenzwert übersteigt. Daher geht der Impuls 160 der Stromkomparatorausgangsspannung \⁷ _T (Fig. 4c) zur Zeit t auf den Wert 1 und bleibt auf diesem Wert bis zu einer Zeit t-,; die Spannungskomparatorausgangsspannung V ist ein 1-Impuls 162 (Fig. 4b), der eine kürzere Dauer hat und von der Zeit t, bis zu der Zeit t reicht.

97.MA11983*O92435

io

Die beiden Impulse 160 und 162 sind um die Strom- und Spannungsspitzenwerte im wesentlichen symmetrisch.

Vor der Zeit t empfangen die Gattereingänge 72b und 74a a

die 1-Werte V bzw. y , während die Gattereingänge 72a und 74b die O-Werte V bzw. V empfangen, wodurch der Gatterausgang 72c (Fig. 4d) und der Gatterausgang 74c (Fig. 4e) beide auf dem Wert 1 sind. Demgemäß ist der Transistor 82 im Sperrzustand und die Diode 140 ist in Sperrichtung vorgespannt, wodurch dem Kondensator 11 eine Ladung weder hinzugefügt noch genommen wird. Zur Zeit t steigt die Spannung ν_γ an dem Gattereingang 74b auf den Wert 1 an, was zur Folge hat, daß der Gatterausgang 74c auf den Wert O abfällt und den Transistor 82 in den Sättigungszustand bringt. Der Inverterausgang 7.0b fällt auf den Wert O ab und bleibt bis zu dem Ende des Impulses 160 auf diesem Wert. Zu der späteren Zeit t, erscheint der 1-Impuls 162 an dem Gattereingang 72a, der Gatterausgang 72c bleibt aber unbeeinflußt, weil der andere Eingang 72b bereits auf den Wert O gebracht worden ist; die Diode 140 bleibt in Sperrichtung vorgespannt. Der ..Inverterausgang 6 0b ändert- seinen Zustand auf den Wert O .zur Zeit t, und bringt den Gatterausgang 74c zurück auf den Wert 1, wodurch der Transistor 82 wieder in den Sperrzustand gebracht wird. Daher erscheint in dem Zeitintervall

t -t, ein erster negativgehender O-Impuls 164a an dem Gata D

terausgang 74c, und ein erster Stromimpuls 166a wird den Kondensatoren 11 hinzugefügt. Zur Zeit t nimmt der Ausgang 52c des zweiten Komparators 52 den Wert O an, und der Gattereingang 74a empfängt den Wert 1. Da der Eingang 74b noch auf dem Wert 1 ist (aufgrund des fortgesetzten Vorhandenseins des Impulses 160), fällt der Gatterausgang 74c bis zur Zeit t, auf den Wert 0 ab. Der negativgehende zweite Impuls 164b bewirkt außerdem, daß ein zweiter Stromimpuls 166b den Kondensatoren 11 hinzugefügt wird. Die Impulse 166 vergrößern die Spannung an den Kondensatoren 11 und bewirken einen grö-

0 7 MiftHQäq* Ω 9

*-<>ί 0

ßefen Teil jeder Quellenperiode, während welchem zusätzlicher Laststrom I- fließt, wodurch die Leistung der Lampe vergrößert und deren Widerstand erhöht wird. Ideal werden die beiden Kondensatorspannungserhöhungsimpulse 166a und 166b während jeder Abtasthalbperiode erzeugt, vorausgesetzt, daß sich der Lampenwiderstand während dieser Halbperiode nicht ändert.

Wenn der Lastwiderstand R größer als erwünscht ist (der in den Fig. 4a-4f rechts dargestellte Zustand), wird der Spannungsschwellenwert durchquert, bevor der Stromschwellenwert durchquert wird. Die Spannung V an dem Ausgang 52c des zweiten Komparators 52 (Fig. 4b) wird zur Zeit t ' auf den Wert 1 vor der Zeit t, ' ansteigen, zu der die Spannung V an dem Ausgang 66c des dritten Komparators 66 auf den Wert 1 ansteigt, weil die Istlastspannung V den Referenzspannungswert V (Fig. 4a) übersteigt, bevor der abgefühlte Istlaststrom I diesen Referenzwert übersteigt. Daher geht der Impuls 168 der Spannungskomparatorausgangsspannung V (Fig. 4b) zur Zeit t ' auf den Wert 1 und bleibt bis zu einer Zeit t,'-auf diesem Wert; die Stromkomparatorausgangsspannung V ist ein 1-Impuls 170 (Fig. 4c), der eine kürzere Dauer hat und von der Zeit t, ' bis zu der Zeit t '

b c-

reicht. Wiederum sind beide Impulse 168 und 170 um die Strom- und Spannungsspitzenwerte im wesentlichen symmetrisch.

Vor der Zeit t ' sind die Gatterausaänge 72c und 74c beide a

auf dem Wert 1, wodurch die Kondensatoren 11 weder aufgeladen noch entladen werden. Zur Zeit t ' steigt die Spannung V_v an dem Komparatorausgang 52c auf den Wert 1 an und bewirkt, daß der Gatterausgang 72c auf den Wert O abfällt. Der Gatterausgang 74c bleibt auf dem Wert 1. Demgemäß bleibt der Transistor 82 gesperrt, während die Diode 140 in Durchlaßrichtung betrieben wird und einen Entladestrom aus den Kondensatoren 11 gestattet. Der Gatterausgang 72c bleibt bis zur Zeit t, ' auf dem Wert 0, und der O-Impuls 172a gestattet, daß ein Entladestromimpuls 174a von den Kondensa-

toren 11 abgegeben wird. Zur Zeit t, ' geht der V -Ausgang 66c des Komparators 64' auf den Wert 1 und bleibt bis zur Zeit t ' auf diesem Wert. Dieser positivgehende Impuls 17G bringt den Gatterausgang 72c wieder auf den 1-Zustand, wodurch das Leiten der Diode 140 abgeschaltet wird. Zur Zeit t ' hört der Impuls 170 auf und der Gatterausgang 7 2c fällt wieder auf den Wert O bis zu der Zeit t,' ab, zu der der Gatterausgang 72c zu dem Wert 1 zurückkehrt. Der zweite negativgehende Impuls 172b gestattet, daß ein weiterer Entladestromimpuls 174b von den Kondensatoren 11 abgegeben und dadurch deren Spannung verringert wird- Auf die verringerte Spannung an den Kondensatoren 11 und auf die Impulse 174 hin fließt zusätzlicher Strom I- für eine kürzere Zeit jeder Quellenschwingungsperiode, wodurch der Gesamtlaststrom verringert, und somit die Lastleistung verkleinert wird; eine Verkleinerung der von der Lampenlast 12 aufgenommenen Leistung verkleinert deren Widerstand.

Es sei angemerkt, daß die Zustände kleinen und großen Lastwiderstands, die in den Fig. 2a-2f und 4a-4f dargestellt sind, für Fälle gelten, in denen Abweichungen von dem Solllastwiderstand ziemlich groß sind, wobei diese Fälle zum Zwecke der Veranschaulichung der Arbeitsweise der Lastparameterregelschaltung dargestellt worden sind. Wenn sich der Lastwiderstand dem gewünschten Nenn- oder Nominalwert im stationären Zustand nähert, werden die Kondensatorlade- und -entladeimpulse 108, 110, 114 und 114' nach Fig. 2f und die Impulse 166 und 174 nach Fig. 4f vernachlässigbar schmal. Im Idealfall sind Lade- oder Entladeimpulse nicht vorhanden, wenn die Lasteingangsleistung auf dem korrekten'Wert ist, um einen gewünschten Lastwiderstand zu erhalten. Wenn die Last eine Lampe ist, ist der Lampenwiderstand über jeder Halbperiode der Quellenschwingung nicht konstant, da der Quellenwiderstand in Beziehung zu dem Integral der Eingangsleistung und außerdem zu der Lampenzeitkonstante steht.

η ι λ α ο η .,. η Q

Der tatsächliche Spitzenwiderstand, (oder die Lampengiuhfadentemperatur) tritt im allgemeinen eine gewisse Zeit nach einer sinusförmigen Quellenspannungsschwingungsspitze auf, z.B. typisch etwa 30° nach der Sinusspannungsspitze eines Lampenglühfadens. Demgemäß ist ein relativ schmaler Kondensatorladeimpuls typisch in der ersten Viertelperiode vorhanden, während ein weiterer schmaler Entladeimpuls in der zweiten Viertelperiode vorhanden ist, weil der Lampenwiderstand etwas kleiner als der Sollwiderstand im Anfangsteil der Halbperiode und etwas größer als der Sollwiderstand im späteren Teil der Halbperiode ist. Es ist zu erkennen, daß es ein gewisser "mittlerer" Lastwiderstand ist, der geregelt wird, was ein Effekt zweiter Ordnung ist und relativ unbedeutsam wird, wenn die .Glühfadenwärmezeitkonstante relativ zu der Quellenschwingungszeitperiode sehr groß wird. Es ist außerdem zu erkennen, daß es, weil ideale Komparatoren nicht zur Verfügung stehen, immer einen kleinen, aber endlichen Eingangsvorspannungsstrom in dem Komparator 92 geben wird, der nicht innerhalb der Komparatorsehleife ist und mit Strom aus den Lade- oder Entladeimpuisen der Kondensatoren 11 versorgt werden muß. Der Komparatoreingangsvorspannungsstrom, der so geliefert wird, verringert die Gleichstromverstärkung (wegen der variablen Impulsbreite der die Kondensatoren 11 aufladenden und entladenden Impulse) von unendlich auf irgendeinen großen, aber zulässigen endlichen Wert.

Es wird, wie oben erwähnt, ein "Gesch'windigkeitsvorkopplungs"-verhalten durch die Verwendung eines geteilten Kondensators 11, der Diode 150 und der Widerstände 148 und 152 geschaffen. Die Geschwindigkeitsvorkopplungsschaltung verbessert das Ansprechen auf plötzliche Netzspannungsänderungen. Der Kondensator 146 wird auf eine Spannung aufgeladen, deren Polarität durch die Polarität des Gleichrichters 150 festgelegt wird, z.B. eine Spannung negativer Polarität, und deren Größe durch die relativen Größen der Widerstände 148 und 152 fest-

*-,9f OB

gelegt wird. Daher .hat die negativ gepolte Spannung an dem Kondensator 146 eine Größe, die gleich einem gewissen Bruchteil der Spannung an dem Kondensator C₁ ist, die fast gleich der Netzspannung ist. Im stationären Betrieb hat die Spannung an dem Kondensator 146 im wesentlichen keine Auswirkung auf die Lastparametersteuerlogik, da der oben beschriebene Betrieb weiterhin die Ladung in dem Kondensator 11a ändern wird, bis die Spannung an den gesamten Kondensatoren 11 bewirkt, daß die Einschaltzeit der Schaltvorrichtung 20 so lang wie notwendig wird, um den gewünschten Lastwiderstand zu erzielen. Im Falle eines plötzlichen Anstiegs der Netzspannung wird die Spannung an dem Kondensator 146 negativer, wodurch sofort die Gesamtspannung an den integrierenden Kondensatoren 11 und die Einschaltzeit der Schaltvorrichtung verringert werden, um die Auswirkungen der vergrößerten Netzspannung zu kompensieren._Ebenso wird eine plötzliche Abnahme der Netzspannung eine plötzliche, positivere Spannung an dem Kondensator 146 bewirken, wodurch die Gesamtspannung an den integrierenden Kondensatoren 11 sofort ansteigen und die Einschaltzeit der Schaltvorrichtung vergrößert wird, um die kleinere Netzspannung zu kompensieren. Nach mehreren Netzschwingungsperioden hat die Regelschaltung dem Kondensator 11a Ladung addiert oder "subtrahiert, bis die Schaltvorrichtungseinschaltzeit den Wert hat, der notwendig ist, um den gewünschten Widerstand zu erreichen, woraufhin die nun vergrößerte oder nun verkleinerte Größe der Spannung an dem Kondensator 146 keine wesentliche Auswirkung hat.

Gemäß Fig. 5a addiert oder subtrahiert die Integrierschaltung 25 (die in den vorstehend beschriebenen analogen Implementierungen benutzt wird) Stromimpulse zu bzw. von dem die Kapazität CI aufweisenden Integrationskondensator 11, um eine Integrationsspannung V zu gewinnen. Die Integralsignal/Steuersignal-Wandlerschaltung 27,. die in den analo-

4 '?' Ι V

gen Implementierungen benutzt wird, legt die Integratorspannung V_rT an den Eingang 9 2a des analogen Komparators' 9 2 an. Der andere Eingang 92b des analogen Komparators empfängt eine linear ansteigende Referenzspannung V , die an dem die Kapazität CR aufweisenden Referenzkondensator 96 gebildet wird, wenn diesem ein im wesentlichen konstanter Strom (I=k) aus der Stromquelle 98 zugeführt wird. Der Ausgang 92c des analogen Komparators ändert seinen Zustand, wenn die Integrationskondensatorspannung V gleich der Referenzkondensatorspannung V^ ist. Diese Zustandsän-

OR

derung des Ausgangs 9 2c des analogen Komparators bewirkt, daß das Flipflop 30 rückgesetzt wird. In vielen Gebrauchsfällen sind die Integrier- und Referenzspannungskondensatoren 11 und 96 ziemlich groß, während die Offset-und Leckströ'me, die der analoge Komparator 9 2 benötigt, sich als unerwünscht erweisen können, insbesondere bei erhöhten Temperaturen. Die Verwendung der Kondensatoren 11 und 96 und eines analogen Komparators 92 werden bevorzugt eliminiert, wenn die Regelschaltung wenigstens zum -Teils als integrierter Schaltungschip ausgebildet werden soll.

In Fig. 5b ist eine Ausführungs'form einer digitalen Schaltung 200 dargestellt, die das Steuersignal auf die Impulse an den Ausgang 23d der Komparatorschaltung zur diskreten Widerstandsabtastung hin liefert und die Integrierschaltung 25 sowie die Wandlerschaltung 27 nach Fig. 1 ersetzt. Die Impulse aus dem Ausgangs 23d der Komparatorschaltung zur diskreten Widerstandsabtastung werden an den Takteingang C eines ersten digitalen Zählers 202 angelegt, bei dem es sich vorzugsweise um einen steuerbaren Vor-/Rückwärtszähler handelt. Die den Bits A-A entsprechenden Ausgänge -202a des Vor-./Rückwärtszählers liefern daher eine kontinuierliche Darstellung der gesamten Integration der Widerstandskomparatorausgangsimpulse. Mehrere Leitungen 204 verbinden die Vor-/Rückwärtszählerausgänge.202a mit einem ersten Eingang

m λλ η ι -t η α 9 ^. η ο ο λ ο κ

206a eines digitalen Komparators 206. Ein weiterer digitaler Eingang 206b des Komparators ist über mehrere Leitungen 208 mit den den Bits B-B entsprechenden Ausgängen 210a eines digitalen Vorwärtszählers 210 verbunden. Der Takteingang C des Zählers 210 empfängt ein Taktsignal mit im wesentlichen konstanter Frequenz. Der Ausgang 206c des digitalen Komparators wird auf einem ersten Wert bleiben, z.B. dem Wert O, wenn der digitale Zählwert an dem digitalen Ausgang A des Zählers 202 (der eine Darstellung der Lastabweichung von der gewünschten Größe ist) kleiner oder größer als der digitale Zählwert an dem Ausgang B des zweiten Zählers 210 ist (der stufenweise und rainpenförmig ansteigt) . Der Ausgang 206c wird nur dann auf einem zweiten Wert, z.B. dem Wert 1, sein, wenn die digitalen Ausgangssignale des ersten und des zweiten Zählers gleich sind, d.h. wenn gilt, Zählerstand A = Zählerstand B. Wenn das Speicherflipflop 30 (vgl. Fig. 2 oder 4) zur selben Zeit gesetzt wird, zu der der Zähler 210 durch ein Rücksetzsignal an einem Rücksetzeingang 210b gelöscht wird, wird daher das Speicherflipflop zu einer Zeit rückgesetzt, die durch die Taktfrequenz und den in dem Zähler 202 enthaltenen Zählerstand bestimmt wird. Die Leistungsanpaßschaltung 15 wird daher durch den Ausgang 206c für einen zusätzlichen Stromfluß in Abhängigkeit von dem digitalen Zählerstand in dem Zähler 202 auf die Impulse an dem Ausgang 23d der Komparatorschaltung zur diskreten Widerstandsabtastung hin freigegeben. Durch geeignete Wahl der Impulsfrequenz an dem Komparatorausgang 23d und der Taktfrequenz des Zählers 210 können die Analog- und Referenzspannungskondensatoren und der analoge Komparator eliminiert werden.

Fig. 5c zeigt eine digitale Unterschaltung 225 zum Ersetzen der Integrierschaltung 25 und der Integralsignal/Steuersignal-Wandlerschaltung 27. Die Unterschaltung 225 ist eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform, die einen etwas ver-

0 7

einfachten digitalen Aufbau gegenüber dem der Schaltung nach Fig. 5b hat. Die Unterschaltung 225 hat einen ersten Eingang 225a, der das negativgehende Entladungssignal D an dem Ausgang 72c des NAND-Gatters 72 (Fig. 4) empfängt, und einen zweiten Eingang 225b , der das negativgehende Ladeimpulssignal C von dem Ausgang 74c des NAND-Gatters 74 empfängt. Ein dritter Unterschaltungseingang 225c empfängt das positivgehende Ansteuersignal E der Schaltvorrichtung 20 an dem Ausgang 3Od des RS-Speicherflipflops 30. Ein Unterschaltungsausgang 225d ist mit dem R-Flipfloprücksetzeingang 3 0c verbunden.

Die Unterschaltung 225 enthält einen ersten und einen zweiten Inverter 227a und 227b, deren Eingänge mit den Eingängen 225a bzw. 225b-verbunden sind. Das D-Signal an dem Ausgang des Inverters 227a liegt an einem ersten Eingang 229a eines zwei Eingänge aufweisenden NAND-Gatters 2 29 an. Das C-Signal an dem Ausgang des Inverters 227b liegt an einem ersten Eingang 231a eines weiteren, zwei Eingänge aufweisenden NAND-Gatters 231 an. Es ist zu erkennen, daß in der Praxis eine integrierte Schaltung (die wenigstens die digitale Logik für eine Lastwiderstandsregelschaltung enthält) jede aufeinanderfolgende NAND-Gatter- und Inverterkombination, z.B. das Gatter 72 und den^Inverter 227a oder das Gatter und den Inverter 227b, in einem UND-Gatter vereinigen würde. Die übrigen Eingänge 229b und 231b der Gatter 229 bzw. 231 sind einzeln mit dem Ausgang von NAND-Gattern 233 bzw. 235 verbunden. Erste Eingänge 233b und 235b der Gatter 233 bzw. 235 sind miteinander verbunden, während der andere Eingang 233c des Gatters 233 mit dem Eingang eines dritten Inverters 237 verbunden ist, dessen Ausgang mit dem anderen Eingang 235c des Gatters 235 verbunden ist. Der Gatterausgang 229c ist mit dem Α-Eingang eines Takt- und Vor-VRuckwartslogikgenerators 24 0 verbunden, dessen zweiter B-Eingang mit dem Gatterausgang 231c verbunden ist.

η 7 μ η ι α η η η .,. η η ο /. ο sr

Der Takt- und Vor-ZRückwärtsgenerator 24 0 enthält vier NAND-Gatter 242, 244, 246 und 248, die jeweils zwei Eingänge haben. Ein erster Eingang 24 2a des ers-ten Gatters 242 und ein erster Eingang 248a des dritten Gatters 246 sind gemeinsam mit dem Α-Eingang 2 4 0a verbunden. Der andere Eingang 246b des Gatters 246 und ein erster Eingang 244a des Gatters 244 sind gemeinsam mit dem zweiten Eingang 240b des Generators 240 verbunden. Die Gatter 242 und 244 sind zu einem Setz-/Rücksetzflipflop verdrahtet, wobei der zweite Eingang 242b des ersten Gatters mit dem· Ausgang 244c des zweiten Gatters und der zweite Eingang 24 4b des zweiten Gatters mit dem Ausgang 24 2c des ersten Gatters verbunden ist. Der Ausgang 246c des dritten Gatters ist mit einem ersten Eingang 24 8a des vierten Gatters verbunden, dessen Ausgang 248c ein Taktsignal CLK an dem Generatorausgang 240c liefert. Der Ausgang 242c des ersten Gatters ist mit einer weiteren Ausgangsklemme 24Od verbunden, an der das Vor-/Rückwärtssignal U/D erscheint. Ein dritter Eingang 24 0e ist mit dem anderen Eingang 248b des vierten Gatters und mit der gemeinsamen Klemme 250a eines einpoligen Umschalters 250 verbunden. Eine erste kontaktierbare Klemme 250b des Schalters 250 ist mit dem Betriebspotential +V verbunden, während die andere kontaktierbare Schalterklemme 250c mit dem Ausgang 260a eines FreilaufOszillators 260 verbunden ist.

Der Oszillator 260 enthält zum Liefern der Taktimpulse für den digitalen Vorwärtszähler 210' ein erstes NAND-Gatter 262 und ein zweites NAND-Gatter 264, die jeweils zwei Eingänge haben. Ein erster Eingang 262a des Gatters 262 ist mit dem Unterschaltungseingang 225c verbunden, während der Gatterausgang 262b, an dem das Ausgangssignal des Oszillatorausgangs 260a abgenommen wird, über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 266 und einem Widerstand 268 mit einem ersten Eingang 264a des zweiten Gatters 264 verbunden ist.

Der Ausgang' 264b des zweiten Gatters ist mit dem anderen Eingang 262c des ersten Gatters und über einen Widerstand 270 mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator und dem Widerstand 268 verbunden. Der andere Eingang 264c des zweiten Gatters ist mit dem positiven Betriebspotential +V verbunden.

Der digitale Vor-/Rückwärtszähler 202' ist ein N-Bit-Zähler, wobei N eine ganze Zahl ist, die so gewählt wird, daß sich eine gewünschte Auflösung ergibt; beispielshalber gilt N = 8, und der Zähler 202' besteht aus einem ersten und einem zweiten 4-Bit-Zähler 272 bzw. 274. Ebenso ist der digitale Vorwärts zähler 210' ebenfalls ein N-Bit-Zähler; beispielshalber besteht dieser Zähler aus zwei in Reihe geschalteten 4-Bit-Zählern 276 und 278 für das Beispiel mit N = 8 Bit. Der CK-Takteingang 272a des Vor-/Rückwärtszählerteils 272 für die niedrigeren Stellenwerte ist mit dem Taktgeneratorausgang 240c verbunden. Der CO-Übertragausgang 272b desselben ist mit dem CK-Takteingang 274a des Vor-ZRückwärtszählerteils 274 für die höheren Stellenwerte verbunden. Der CO-Übertragausgang 274b desselben ist über einen weiteren Inverter 280 mit einem ersten Eingang 282a eines zwei Eingänge aufweisenden UND-Gatters 282 verbunden. Der Ausgang 272b ist außerdem über einen Inverter 284 mit dem anderen Eingang 282b des Gatters 282 verbunden. Ein 1-Ausgangssignal 282c ist immer dann vorhanden, wenn der Zähler 202' voll ist und die U/D-Leitung in der "Auf"-Betriebsart ist oder leer ist und die U/D-Leitung in der "Ab"-Betriebsart ist. Dieses Signal wird an die parallel geschalteten Gattereingänge 233b und 235b angelegt. Die Voreinstelleingänge PO-P7 von beiden Teilen des Zählers 20 2' sind mit dem Betriebspotential +V verbunden. Die Vor-/ Rückwärts-U/D-Eingänge 272c' und 274c sind parallel mit dem Vor-/Rückwärtsgeneratorausgang 24Od verbunden. Die Voreinstellfreigabeeingänge PE der Zähler 272 und 274 sind miteinander verbunden, um ein Strorn-Ein-Löschsignal POC zu

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empfangen, das ein-positiver Impuls ist, der bei jeder Initialisierung der Lastregelschaltung, von der die Unterschaltung 225 ein Teil ist, angelegt wird. Das Signal POC initialisiert die Zählerausgänge Q0-Q7, um sie auf den Wert 1 zu bringen, wie es das Potential +V an den Voreinstelleingängen P0-P7 verlangt. Die Vor-/Rückwärtszählerausgänge Q0-Q7 sind jeweils einzeln mit einem zugeordneten Voreinstelleingang P0-P7 des Vorwärts Zählers 210' verbunden. Die Verbindung zwischen dem Vor-/RückwärtsZählerausgang Q7 und dem Vorwärtszählereingang P7 ist außerdem parallel mit dem Eingang des Inverters 237 und dem Gattereingang 223c verbunden .

Der CK-Takteingang 276a des Vorwärtszählerteils 276 .ist mit dem Oszillatorausgang 260a verbunden. Der CO-übertragausgang 276b des ersten Zählerteils 276 ist mit dem CK-Takteingang 278a des zweiten Zählerteils 278 verbunden. Der CO-Übertragausgang 278b des zweiten Zählerteils 278 ist über einen Kopplungskondensator 286 mit dem Verbindungspunkt von zwei Reihenwiderständen 288 und 29 0 verbunden, die selbst zwischen das Betriebspotential +V und das Massepotential geschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 288 und 290 ist mit dem Unterschaltungsausgang 225.3 und mit dem R-Rücksetzeingang 3.0c des Flipflops 30 verbunden. Die Widerstände 288 und 290 werden benutzt, um an den Flipfloprücksetzeingang 30c die richtige Spannung anzulegen. Die Vorwärtszähler-U/D-Eingänge 276c und 278c sind beide mit dem Betriebspotential +V verbunden, um die Zähler 276 und 278 in der Nur-VorwärtsZählbetriebsart zu verriegeln. Die PE-Voreinstellfreigabeeingänge 276d und 278d sind parallel mit einem Widerstand 292a und über einen Kondensator 29 2b mit dem Unterschaltungseingang 225c verbunden, an dem das Ausgangssignal E des Flipflops 30 erscheint. Vorzugsweise werden als integrierte Schaltungen ausgebildete Zähler des Typs CMOS 4029 od.dgl. für die Zählerteile 272, 274, 276 und 278 benutzt, wenn die Implementierung mit diskreten

integrierten Schaltungen benutzt wird.

Im Betrieb erfolgt das Zählen in dem Vor-/Rückwärtszähler 202' auf die Widerstandskomparatorausgangsimpulse hin. Während einer ersten Quellenschwingungshalbperiode wird das Flipflop 30 durch den Komparatorausgang 34c bei dem Lastspannungsnulldurchgang gesetzt, wie oben mit Bezug auf die Schaltung nach Fig. 4 erläutert. Nachdem das Flipflop gesetzt worden ist, steigt der Zustand des Flipflopausgangs 30b im Wert an und bewirkt in bezug auf die Unterschaltung 225, daß der digitale Zählerstand des Widerstandskomparators in dem Zähler 202' in den Vorwärtszähler 210' geladen wird. Gleichzeitig damit wird der Oszillator 260 freigegeben und beginnt, den Zähler 210' auf einen vollen Zählerstand zu inkrementieren. Beim Erreichen des vollen Zählerstands läuft der Zähler 210' über und es erfolgt eine. Zustandsänderung an dem Ausgang 278b, das Flipflop 30 wird rückgesetzt und die Ansteuerung an der Schaltvorrichtung 20 beseitigt. Während der nächsten Halbperiode der Quellenschwingung erfolgt wieder der Widerstandsabtastprozeß, und es wird ein Impuls zu dem Zählerstand 2,0 2' addiert oder von diesem subtrahiert, je nach dem Zustand der Signale an den Unterschaltungseingängen 225a und 225b. In der nächsten folgenden Halbperiode wird der Flipflopausgang wieder freigegeben, die Ausgangssignale des Zählers 202' werden voreingestellt-freigegeben in den Zähler 210' überführt, und der Zähler 210' zählt wieder vorwärts bis zum überlauf und der Flipflopausgang wird eine Zeit nach dem Setzen des Flipflops rückgesetzt, die durch den nun in dem Zähler 202' vorhandenen und in den Zähler 210' überführten Zählerstand bestimmt wird.

Es sei angenommen, daß der Widerstand der Last 12 abgenommen hat, wodurch eine längere Leitungsperiode der Schaltvorrichtung 20 freigegeben werden muß. Auf die Lastparame-

·"· λ ο i η.

LfZ

terabtastung hin wird der Wert 1 an dem C-Eingang 2 25b auf den. Wert O gebracht, während ein Wert 1 weiterhin an dem D-Eingang 225a vorhanden ist. Deshalb existieren ein anhaltender O-Impuls und ein anhaltender 1-Impuls an den Gattereingängen 229a bzw. 231a. Der Generatoreingang 240a empfängt deshalb ein 1-Signal A, und der Generatoreingang 240b empfängt ein O-Impulseingangssignal B. Das aus den Gattern 242 und 244 gebildete Speicherflipflop wird gesetzt, so daß ein Wert O an dem Generator-U/D-Ausgang 24Od erscheint, durch den die Zähler 272 und 274 des Vor-/Rückwärtszählers 202' in die Rückwärtszählbetriebsart gebracht werden. Gleichzeitig damit wird der Ausgang 246c des dritten Gatters auf den Wert 1 gebracht und kehrt dann zu dem Wert O zurück; daraufhin fällt der Ausgang. 248c des vierten Gatters auf den Wert O ab und kehrt dann zu dem Wert 1 zurück, wodurch eine positivgehende Flanke an dem CLK-Taktausgang 240c erzeugt wird, nachdem die Zähler-U/D-Eingänge 272'C und 274c den O-Dekrementierwert von dem Ausgang 24Od empfangen haben. Der Zählerstand in dem Zähler 202' wird deshalb um eins dekrementiert.

Der dekrementierte Zählerstand bleibt in dem Zähler 202', bis der Komparatorausgang 34c den Flipflopausgang 30b setzt. We*nn an diesem der Wert, in den Wert 1 geändert wird, wird ein 1-Impuls an die Voreinstell-Freigabe-Eingänge 276d und 278d des Vorwärtszählers angelegt, wodurch der dekrementierte Zählerstand''aus den Ausgängen QO-Q7 des Zählers 202' mittels der voreingestellten Eingänge PO-P7 des Vorwärtszählers in den Zähler 210' überführt wird. Der Wert 1 an dem Eingang 225c gibt außerdem den Oszillator 260 frei, der den Zählerstand in dem Zähler 210' ständig inkrementiert, bis dieser Zähler überläuft und ein Impuls an dem Ausgang 278b erzeugt wird. Dieser Impuls wird an den R-Flipfloprücksetzeingang 30c angelegt, was bewirkt, daß der Flipflopaus-

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gang 30b auf den Wert O abfällt, wodurch die Schaltvorrichtung 20 und der Oszillator 260 abgeschaltet werden.

Ebenso, wenn das Signal an dem D-Eingang 225a ein negativgehender Impuls gewesen wäre (während der C-Eingang 225b auf dem Wert 1 blieb), wäre der U/D-Ausgang 24Od auf den Wert 1 gesetzt worden (Vorwärtszählwert), während der CLK-Ausgang 240c auf dem Wert O gewesen wäre. Bei der positivgehenden Hinterflanke des Impulses an dem Eingang 2 25a würde der CLK-Ausgang 240c ein positivgehendes Taktsignal erzeugt haben, das den Zähler 202' inkrementiert und das Zeitintervall verkleinert hätte, während welchem die Schaltvorrichtung 20 geleitet hätte, wenn festgestellt worden ware, . daß der Lastwiderstand über der vorbestimmten Größe lag.

Auf die nächste folgende Widerstandsabtastung hin wird der Zählerstand in dem Vor-/Rückwärtszähler 202' inkrementiert oder dekrementiert, je nach der Größe des Lastwiderstands. Es ist zu erkennen, daß es eine "Richtungs"-Umkehr in dieser vereinfachten Implementierung gegenüber der Implementierung mit dem digitalen Komparator nach Fig. 5b gibt. Demgemäß wird der Zähler 210' veranlaßt, bis zum Überlauf ab einem voreingestellten Startpunkt vorwärts zu zählen, um den Impuls für das. Rücksetzen des Flipfl.ops 30 zu erzielen, statt in der Vorwärtsrichtung ab 0 bis zur Übereinstimmung mit dem Zählerstand in dem Zähler 202' zu zählen. Es ist zu erkennen, daß die Wahl der Richtung beliebig ist und daß entweder das Vorwärtszählen oder das Rückwärtszählen gleichermaßen benutzt werden kann.

Bei der analogen Lösung legen die Stromversorgungsspannungen die maximalen Spannungen fest, auf die der integrierende Kondensator aufgeladen werden kann. Bei der digitalen Lösung kann der digitale Zähler 202' von einem nur aus Einsen bestehenden Zählerstand auf einen nur aus Nullen bestehenden Zählerstand "kippen" und umgekehrt, und zwar auf einen

0 7

einzigen Eingangstaktimpuls hin, wenn der Zähler im vollen bzw. leeren Zustand ist.'Diese Situation muß verhindert werden, um das Umschalten von minimalen auf maximalen Laststrom, oder umgekehrt, auszuschließen, wenn zusätzliche Vergrößerungen oder Verringerungen verlangt werden und der Zähler bereits voll oder leer ist. Daher sollten die Taktimpulse zum Inkrementieren des Zählers 202' nur angelegt werden, wenn der D-Eingang 225a einen negativgehenden Komparatorausgangsimpuls empfängt, aber das Register 20 2' nicht voll ist. Das Register 202' wird voll sein, wenn die Übertragssignale C1 und C2 des ersten und des zweiten Zählerteils vorhanden sind und auch das Bit mit dem höchsten Stellenwert an dem Ausgang Q7 vorhanden ist. Demgemäß soll der Generator-A-Eingang 24 0a nur dann einen negativgehenden Impuls empfangen, wenn der D-Eingang 2 25a einen solchen Impuls empfängt und wenn zusätzlich einer der Ausgänge C1 und C2 den Signalwert H führt oder der Ausgang Ql den Signalwert L führt. Daher wird der Α-Eingang in negativer Richtung verändert, wenn der D-Eingang in negativer Richtung verändert wird, wenn nicht der Wert an dem Ausgang Q7 oben ist, während die Signalwerte der beiden Übertragssignale C-, und C₂ unten sind, in welchem Fall der A-Eingang oben bleiben und nicht auf irgendeine Änderung an dem D-Eingang ansprechen wird, d.h., es wird kein Taktimpuls erzeugt, um das Vorwärtszählen zu veranlassen, wenn der Zähler voll ist. In der üblichen Booleschen Schreibweise gilt deshalb:

A=D+Q7CTC2.

Ebenso muß der Zähler 202', wenn der C-Eingang 225b einen negativgehenden Impuls empfängt, nur rückwärtszählen, wenn das Register nicht leer ist, d.h. wenn der Ausgang Q7 nicht den Wert O hat und wenn die Übertragssignale C1 und C2 des ersten und des zweiten Zählerteils jeweils den Signalwert O haben. Daher wird ein Rückwärtszähltaktimpuls verhindert,

97.

wenn der Zähler leer ist, falls das B-Eingangssignal an der Schaltung 24 0 durch folgenden Booleschen Ausdruck gegeben ist:

B=C+Q7cTc2.

Die Schaltung zum Verhindern des Zählerunterlaufs und -Überlaufs enthält die Gatter 229, 231, 233, 235 und 282 und die Inverter 237, 280 und 284. Der Gatterausgang 282c ist nur dann auf dem Wert 1, wenn sich nicht gerade ein Überlauf- oder ein Unterlauf zustand nähert, d.h. wenn die Signale C1 und C2 beide auf dem Wert O sind. Das Zählerausgangssignal Q7 wird an den Gattereingang 232c angelegt, während das Komplement desselben an dem Gattereingang 235c angelegt wird und die übrigen Gattereingänge 233b und- 235b den Signalwert des Gatterausgangs 282c empfangen. Wenn daher die Signale C1 und C2 beide den Signalwert O haben (was der Fall ist, wenn der Zähler auf Vorwärts zählen eingestellt und voll ist oder wenn der Zähler auf Rückwärtszählen eingestellt und leer ist), was angibt, daß bei der nächsten Zählung die Q-Ausgänge des Zählers 202', die alle den Zustand 1 haben, alle auf den Zustand O übergehen, wenn vorwärtsgezählt wird, oder alle von dem Zustand O auf den Zustand 1 übergehen, wenn rückwärtsgezählt wird, und das Q7-Bit wird überprüft. Wenn das Q7-Bit den Wert 1 hat, während die Signale C1 \ind C2 den Signalwerf O haben, ist der Zähler voll und es darf kein weiteres Vorwärts zählen gestattet werden. Ebenso, wenn der Ausgang Q7 auf dem Wert O ist und die Signale C1 und C2 ebenfalls den Wert O haben, ist der Zähler leer und weiteres Rückwärtszählen ist zu verhindern. In dem ersten Fall wird das Gatter 229 gesperrt, um das Vorwärtszählen zu blockieren, wä'hrend in dem zweiten Fall das Gatter 231 blockiert wird, um weiteres Rückwärts zählen zu verhindern.

In dem vorstehend beschriebenen Erläuterungsbeispiel wird ein besonderer Typ von als integrierte Schaltung ausgebil-

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detem Zähler benutzt; wenn andere Zähler, die als integrierte Schaltungen ausgebildet sind, benutzt werden, kann sich die Logikimplementierung des digitalen Komparators 225 etwas verändern. Diese Implementierung ist mit dem Schalter 250 beschrieben worden, der so eingestellt ist, daß die gemeinsame Klemme 250a über die Klemme 250b mit einem positiven Logikpotential· verbunden ist, wodurch die Zählung in dem Vor-/Rückwärtszähler 202' sich nur um einen Zählwert bei jeder Widerstandsabtastung ändern kann. Das ist besonders vorteilhaft, wenn es in Verbindung mit dem Taktoszillator 260' benutzt wird, der auf diese "Weise mit dem Netzspannungsnulldurchgang synchronisiert wird, um eine Zweideutigkeit im Umfang von einem Zählwert aufgrund von Störungen, die aus einem Mangel an Synchronisa-' tion resultieren, zu eliminieren. Wenn eine Störung von einer Zählung in einem besonderen Lastwiderstandsregelfall kein Problem darstellt, kann der Taktoszillator 260 laufen gelassen werden, indem der Gattereingang 262a mit einem positiven Logikpotential verbunden wird. Die Taktoszillatorfrecruenz ist nicht besonders kritisch, und ihre obere Grenze wird durch die Anzahl N der Stufen in dem Zähler dividiert durch die erforderliche maximale Verzögerungs- . zeit festgelegt. Zum Maximieren der Auflösung für eine gegebene Zahl N von Zählerstufen sollte jedoch die Taktfrequenz so groß wie möglich sein. Eine Implementierung mit variabler Verstärkung, in der die Anzahl der Zählwerte, die zu dem Zählerstand in dem Vor-/Rückwärtszähler 202' addiert oder von diesem subtrahiert wird, eine Funktion der Impulsbreite des D- oder des C-Impulses an den Eingängen 225a oder 225b ist, ergibt sich durch Einstellen des Schalters 250 so, daß die gemeinsame Klemme 250a mit der wählbaren Klemme 250c verbunden ist. Wenn der Schalter 250 so eingestellt ist, liefert jeder negativgehende Eingangsimpuls eine Anzahl von Ausgangs impulsen des Taktoszillators 260 über das Gatter 248 an den Vor-ZRückwärtszählertakteingang, wobei die Anzahl

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der Oszillatorimpulse durch die Widerstandskomparatorausgangsimpulsbreite bestimmt wird. Diese Ausführungsform mit variabler Verstärkung kann in gewissen Fällen erwünscht sein, in denen ein schnelleres Ansprechen auf große Lastwiderstandsänderungen verlangt wird.

Es sind zwar mehrere Ausführungsformen der Lastparameterregelschaltung hier ausführlich beschrieben worden, insbesondere zur Temperaturregelung des Glühfadens einer Glühlampe, zahlreiche Veränderungen und Modifizierungen sind jedoch im Rahmen der Erfindung möglich. Es ist unmittelbar zu erkennen, daß die Lastparameterregelschaltung zwar mit Bezug auf die Verwendung zur Lastlampenglühfadenwiderstandsregelung beschrieben worden ist, daß sie jedoch bei vielen Systemen einsetzbar ist, in denen Wechselstromleistung einer Last zugeführt wird und die Regelung der Lastleistung erfolgen kann, indem die Einschaltzeit einer Schaltungskomponente in der Lastregelschaltung verändert wird. Weiter ist die Verwendung in Gleichstromsystemen möglich, indem die Gleichstromleistung intermittierend unterbrochen wird, um Impulse zu erzeugen, wenn die Spannung und/oder der Strom sich verändern und die Schwellenwertpunkte der Komparatoren der hier beschriebenen Regelschaltung, durchlaufen. Die Erfindung soll deshalb nur durch den Schutzumfang der Ansprüche und nicht durch die Einzelheiten und/oder den Schaltungsaufbau, der hier beispielshalber beschrieben worden ist, begrenzt werden.

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Claims (28)

1. 249 \

   Erfindungsanspruch :

   1. Schaltung zum Regeln des Widerstands einer Last, die Energie aus einer elektrischen Quelle empfängt, gekennzeichnet durch:

   eine zwischen die Quelle (16) und die Last (12) geschaltete Einrichtung (15) zum Verändern des durch die Last fließenden Stroms auf ein Steuersignal hin; eine Einrichtung (17, 54) zum überwachen der Spannung an der Last, um ein erstes Signal zu liefern; eine Einrichtung (24) zum überwachen des durch die Last fließenden Stroms, um ein zweites Signal zu liefern; eine Komparatorschaltung (23), die das erste und das zweite Signal sowie ein erstes und ein zweites Referenzsignal empfängt, um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine Charakteristik hat, die die Zeit, zu der die Größe des ersten.Signals die-Größe des ersten Referenzsignals übersteigt, in bezug auf die Zeit, zu der die Größe des zweiten Signals die Größe des zweiten Referenzsignals über-

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   249 t ö

   steigt, angibt; und

   eine Einrichtung (-25, 27) zum Liefern des Steuersignals auf das Komparatorschaltungsausgangssignal hin, um zu bewirken, daß der Lastwiderstand (R^) auf einem im wesentlichen konstanten vorbestimmten Wert gehalten wird.
2. 2. Schaltung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Komparatorschaltung (23) einen ersten Komparator (52) enthält, der einen ersten Eingang (52a) hat, welcher das erste Signal empfängt, und einen "zweiten Eingang (52b), der das erste Referenzsignal empfängt, wobei der erste Komparator (52) einen Ausgang (52c) hat, der seinen Zustand immer dann ändert, wenn die Größe des ersten Signals die Größe des ersten Referenzsignals übersteigt.
3. 3. Schaltung nach Punkt 2, gekennzeichnet dadurch, daß die Komparatorschaltung (23) weiter einen zweiten Komparator (66) enthält, der einen ersten Eingang (66b) hat, welcher das zweite Signal empfängt, einen zweiten Eingang (66a), welcher das zweite Referenzsignal empfängt, und einen Ausgang (66c), der seinen Zustand immer dann ändert, wenn die Größe des zweiten Signals die Größe des zweiten Referenzsignals übersteigt.
4. 4. Schaltung nach Punkt 3, gekennzeichnet dadurch, daß das erste und das zweite Referenzsignal dasselbe Refe-, renzsignal sind.'
5. 5. Schaltung nach Punkt 3 oder 4, gekennzeichnet dadurch, daß die Komparatorschaltung (23) weiter eine Logikschaltung (59) enthält, die einen ersten und einen zweiten Eingang (59a, 59b) hat, die mit den zugeordneten Ausgängen (52c, 66c} des ersten bzw. zweiten Komparators verbunden sind, um das Komparatorschaltungsausgangssignal als einen im wesentlichen konstanten Wert zu liefern, wenn übergänge

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   2 4 V I

   in den Ausgangszuständen des ersten und des zweiten Komparators im wesentlichen gleichzeitig auftreten, und um das Komparatorschaltungsausgangssignal als einen Impuls in einer ersten oder in einer zweiten Richtung zu liefern, wenn ein gewählter Ausgang des ersten oder des zweiten Komparators seinen Zustand.in einer vorbestimmten Richtung ändert., bevor der andere Komparatorausgang seinen Zustand ändert.
6. 6. Schaltung nach Punkt 5, gekennzeichnet durch einen monostabilen Multivibrator (58) zum Erzeugen eines Impulses vorbestimmter Dauer an dem ersten Eingang (59a) der Logikschaltung (59) auf eine Zustandsänderung des Ausgangs (52c) des ersten Komparators (52) hin.
7. 7. Schaltung nach Punkt 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung (59) ein erstes und ein zweites NAND-Gatter (72, 74) enthält, die jeweils einen ersten und einen zweiten Eingang (72a, 72b; 74a, 74b) und einen Ausgang (72c; 74c) haben, wobei ein erster Eingang jeweils des ersten und des zweiten Gatters mit dem ersten Logikschaltungseingang (59a) verbunden ist und wobei ein zweiter Eingang (74b) des ersten Gatters (74) mit dem zweiten Logikschaltungseingang (59b) verbunden ist; eine Invertierschaltung (70) die zwischen den zweiten Logikschaltungseingang (59b) und den zweiten Eingang (72b) des zweiten Gatters (72) geschaltet ist; und eine Einrichtung (25), die mit den Gatterausgängen verbunden ist, um einen Impuls mit anderer Charakteristik in Abhängigkeit von einem geänderten Zustand des Ausgangs des ersten oder des zweiten Gatters zu liefern.
8. 8. Schaltung nach Punkt 7, gekennzeichnet dadurch, daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (25, 27) ein integrierendes Element (11) enthält, das die Impulse aus

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   der Logikschaltung (59) empfängt, um eine Spannung zu liefern, deren Größe von der Größe des Lastwiderstands (IL.) abhängig ist.
9. 9. Schaltung nach einem der Punkte 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (25, 27) eine Schaltung (25) zum Integrieren des Ausgangssignals der Komparatorschaltung (23) und eine Wandlerschaltung (27) zum Umwandeln des integrierten Komparatorschaltungsausgangssignals in das Steuersignal enthält.
10. 10. Schaltung nach Punkt 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrierschaltung (25) einen integrierenden Kondensator (11) enthält, der auf üjiderungen in der Charakteristik des Komparatorschaltungsausgangssignals hin eine Spannung führt.
11. 11. Schaltung nach Punkt 10, gekennzeichnet dadurch, daß die Wandlerschaltung (27) ein Speicherflipflop (30) mit einem Setzeingang (30b), einem Rücksetzeingang (30c) und einem Ausgang (30a), der auf ein Signal an dem Setz- und an dem Rücksetzeingang hin in einen ersten bzw. zweiten Zustand steuerbar ist, enthält; eine Einrichtung (32) zum. Liefern eines Setzeingangssignals, wenn der durch die Last fließende Strom eine vorbestimmte Größe hat; und eine Einrichtung (98) zum Liefern eines Rücksetzeingangssignals zu einer Zeit nach dem Auftreten eines unmittelbar vorhergehenden Setzeingangssignals in Abhängigkeit von der Größe der Integrierschaltungsspannung.
12. 12. Schaltung nach Punkt 11, gekennzeichnet dadurch, daß die das Rücksetzsignal liefernde Einrichtung (98) eine Einrichtung (96) zum Liefern einer linear ansteigenden Spannung, die bei dem Auftreten jedes Setzeingangssignals

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    eingeleitet wird, und einen Komparator (92, 98) enthält, der die Integrierschaltungsspannung und die linear ansteigende Spannung empfängt, um nach einem unmittelbar vorhergehenden Setzeingangssignal das Rücksetzsignal zu erzeugen, wenn die linear ansteigende Spannung auf die Größe der Integrierschaltungsspannung zunimmt.
13. 13. Schaltung nach Punkt 12, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (98) zum Rücksetzen der linear ansteigenden Spannung auf einen Anfangswert, nachdem ein Rücksetzsignal erzeugt worden ist und bevor das nächste Setzeingangssignal empfangen wird."
14. 14. Schaltung nach Punkt 10, gekennzeichnet dadurch, daß die Quelle (16) eine Wechselstromquelle ist und daß die das Setzeingangssignal liefernde Einrichtung (32) eine Einrichtung enthält zum Liefern eines Setzeingangssignals bei ausgewählten Nulldurchgängen der Spannung der Quelle
15. 15. Schaltung nach einem der Punkte 10 bis 14, gekennzeichnet durch eine Geschwindigkeitsvorkopplungsschaltung (148, 150, 152), die bewirkt, daß die integrierte Spannung mit erhöhter Geschwindigkeit auf plötzliche Änderungen in der Quellenspannung anspricht.
16. 16. Schaltung nach Punkt 15, gekennzeichnet dadurch, daß die Integrierschaltung (11) einen ersten und einen zweiten Integrierkondensator (11a, 146) in Reihe enthält und daß die Geschwindigkeitsvorkopplungsschaltung (148, 150, 152)' eine zwischen die Quelle (16) und den Verbindungspunkt der Integrierkondensatoren geschaltete Einrichtung aufweist zum Verändern der Augenblicksspannung an einem der Integrierkondensatoren in einer Richtung, entgegengesetzt zu der Richtung der Spannungsänderung an dem anderen Kondensator auf eine Komparatorschaltungsausgangsän-

    $3.

    derung hin, bei der-plötzlichen Quellenspannungsänderung.
17. 17. Schaltung nach einem der Punkte 1 bis 16, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (116), die mit der Komparatorschaltung (23) verbunden ist, um eine Hysterese in diese einzuführen, die ausreicht, um Veränderungen des Laststroms in entgegengesetzten· Richtungen zu verhindern, wenn der Lastwiderstand (R₁.) im wesentlichen auf dem vorbestimmten Wert ist.
18. 18. Schaltung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß das Komparatorschaltungsausgangssignal wenigstens einen Impuls in einer ersten oder in einer zweiten.Richtung auf die Abweichung der Größe des Lastwiderstands (R_T) von dem vorbestimmten Wert hin enthält und daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (25, 27) einen Vor-ZRückwärts-' zähler (202) zum Zählen der Komparatorschaltungsausgangsimpulse enthält, wobei der Zählerstand in dem Vor-/Rückwärtszähler (202) für Impulse.der ersten und der zweiten, entgegengesetzten Polarität zunimmt bzw. abnimmt; eine Einrichtung zum Liefern eines Taktsignals; einen Zähler (210), der periodisch auf einen Anfangszählwert rückges'etzt wird, um die Anzahl der Taktimpulse nach jedem Rück-' setzen zu zählen; und eine Einrichtung (206) zum Vergleichen der Zählwerte in dem Vor-VRuckwartszahler (202) und dem Zähler (210) zum Liefern einer Folge periodischer Ausgangssignale, wobei jedes Ausgangssignal eine Dauer hat, die im wesentlichen beim Rücksetzen des Zählers (210) beginnt und endet, wenn der Zählwert in dem Zähler gleich dem Zählwert in dem Vor-/Rückwärtszähler (202) ist; wobei die Stromveränderungseinrichtung (15) auf die Dauer jedes periodischen Ausgangssignals hin den daraufhin durch die Last fließenden Strom verändert.
19. 19. Schaltung nach Punkt 18, gekennzeichnet dadurch, daß die Quelle (16) eine Wechselstromquelle ist und daß weiter

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    eine Einrichtung zum Rücksetzen des Zählers (210) bei ausgewählten Nulldurchgängen der Quellenspannung vorgesehen ist.
20. 20. Schaltung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch,·daß das Komparatorschaltungsausgangssignal wenigstens einen Impuls in einer ersten oder einer zweiten Richtung enthält, wenn der Lastwiderstand (R₇) größer oder kleiner als der vorbestimmte Wert ist; und daß die das Steuersignal liefernde Einrichtung (225) enthält: einen Vor-/Rückwärtszähler (202') zum inkrementierenden oder dekrementierenden Zählen der Anzahl der an einem Eingang empfangenen Impulse auf einen ersten und einen zweiten Zustand eines Auf/Ab-Signals hin; einen Oszillator (260) zum Liefern eines periodischen Signals; eine Einrichtung (240), die das Komparatorschaltungsausgangssignal empfängt und das Auf/Ab-Steuersignal mit dem ersten oder zweiten Zustand liefert, wenn die Größe, des ersten Signals die Größe des ersten Referenzsignals übersteigt bzw. bevor und nachdem die Größe des zweiten Signals die Größe des zweiten Referenzsignals übersteigt; eine Einrichtung (250) , die das periodische Oszillatorsignal empfängt, um ein Taktsignal an den Vor-/Rückwärts zähler (202') jedesmal dann abzugeben, wenn sich die Charakteristik des Komparatorschaltungsausgangssignals ändert; eine Einrichtung (21O¹) zum Zählen des Oszillatorsignals in einer Richtung von einem Anfangs zählwert an, der auf den Vor-ZRückwärtszählerzählwert voreingestellt ist; und eine Einrichtung, die an die Stromveränderungseinrichtung (15) ein Steuersignal abgibt, das eine Dauer hat, die durch die Zeit festgelegt ist, welche der Zähler benötigt, um von dem voreingestellten Anfangszählwert auf den Unter- oder überlauf zustand zu zählen; wobei die Stromveränderungseinrichtung (15) auf die Zeitdauer des empfangenen Steuersignals hin den durch den Lastwiderstand (R^) fließenden Strom einstellt..
21. 21. Schaltung nach Punkt 20, gekennzeichnet durch eine mit •dem Vor-VRückwärtszähler (202') verbundene Einrichtung (229, 231, 233, 235, 237, 280, 282, 284) zum Verhindern des fortgesetzten inkrementierenden Zählens, wenn der Vor-/ Rückwärtszähler (202¹) voll ist, und . zum Verhindern des fortgesetzten dekrementierenden Zählens, wenn der Vor-/ Rückwärtszähler leer ist.
22. 22. Schaltung nach Punkt 20 oder 21, gekennzeichnet dadurch, daß die Quelle (16) eine Wechselstromquelle ist und daß der Oszillator (260) bei ausgewählten Nulldurchgängen der Quellenspannung freigegeben wird und im wesentlichen dann unwirksam gemacht wird, wenn der Zähler (202') den zugeordneten über- oder Unterlaufzustand erreicht.
23. 23. Schaltung nach einem der Punkte 20 bis 22, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (248) zum Anlegen des periodischen OsziTlatorsignals als Taktsignal an den Vor-/ Rückwärts zähler (202') für die Dauer einer Änderung in der Charakteristik des Komparatorschaltungsausgangssignals.
24. 24. Verfahren zum Regeln des Widerstands einer Last, die Energie aus einer elektrischen Quelle empfängt, gekennzeichnet durch folgende Schritte.:

    a) Abtasten der Spannung an der Last und des durch die Last fließenden Stroms, um ein erstes und ein zweites Überwachungssignal zu liefern;

    b) Liefern eines ersten und eines zweiten Referenzsignals;

    c) Liefern eines ersten Vergleichssignals immer dann, wenn das der Lastspannung zugeordnete erste Überwachungssignal das erste Referenzsignal übersteigt;

    d) Liefern eines zweiten Vergleichssignals immer dann, wenn das dem Laststrom zugeordnete zweite Überwachungssignal das zweite Referenzsignal übersteigt; und

    e) Verändern des Laststroms in einer ersten oder in einer

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    Zt,

    zweiten, entgegengesetzten Richtung, wenn das erste oder das zweite Vergleichssignal eine Zeitdauer hat, die größer oder kleiner als die Zeitdauer des anderen Vergleichssignals ist.
25. 25. Verfahren nach Punkt 24, gekennzeichnet dadurch, daß der Schritt (b) den Schritt beinhaltet, das erste und das zweite Referenzsignal einander gleich zu setzen.
26. 26. Verfahren nach Punkt 24, gekennzeichnet dadurch, daß der Schritt (e) folgende Schritte beinhaltet: Bereitstellen eines Ladungsspeicherelements; Hinzufügen von Ladung zu dem Ladungsspeicherelement, wenn die Zeitdauer des ersten Vergleichssignals größer als die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignais ist; Entfernen von Ladung von dem Ladungsspeicherelement, wenn die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals größer als die Zeitdauer des ersten Vergleichssignals ist; und Verändern des Laststroms auf die Spannung an dem Ladungsspeicherelement hin.
27. 27. Verfahren nach Punkt 26, gekennzeichnet dadurch, daß der Schritt (e) folgende weitere Schritte beinhaltet: Festlegen eines Mindestlaststroms; Erzeugen einer linear ansteigenden, periodischen Spannung; Vergleichen der Spannung an dem Ladungsspeicherelement mit der linear ansteigenden Spannung; und Ermöglichen zusätzlichen Stromflusses durch die Last ab dem Beginn der linear ansteigenden Spannung, bis die Spannung des Ladungsspeicherelements und die linear ansteigende Spannung im wesentlichen gleich sind.
28. 28. Verfahren nach Punkt 24, gekennzeichnet dadurch, daß der Schritt (e) folgende weitere Schritte beinhaltet: Zählen der Differenz zwischen den Zeitdauern des ersten und des zweiten Vergleichssignals in der ersten bzw. zwei-

    ²Pt

    ten Richtung, wenn das erste Vergleichssignal eine Zeitdauer hat, die größer oder kleiner als die Zeitdauer des zweiten Vergleichssignals ist; periodisches Rücksetzen des Zählerstands in einem in einer Richtung zählenden Zähler; anschließendes Voreinstellen des Zählerstands in dem in einer Richtung zählenden Zähler auf den Zählerstand in dem in zwei Richtungen zählenden Zähler; Erzeugen eines im wesentlichen konstanten ersten Laststroms; Veranlassen, daß der in einer Richtung zählende Zähler nach dem Voreinstellen in inkrementierender oder dekrementierender Richtung zählt; und Erzeugen eines zusätzlichen Laststromflusses, und zwar beginnend dann, wenn der in einer Richtung zählende Zähler zu zählen beginnt, und aufhörend dann, wenn der in einer Richtung zählende Zähler einen zugeordneten Über- oder Unterlaufzustand erreicht.

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