DE3506019A1 - Phasensteuerschaltung - Google Patents
PhasensteuerschaltungInfo
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Description
General Electric Company -40-
Phasensteuerschaltung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Laststromsteuerschaltungsanordnung
und betrifft insbesondere eine neue Phasensteuerschaltung zum Betreiben einer ohmschen Last
niedrigerer Spannung an einer höheren Leitungs- oder Netzwechselspannung, insbesondere wenn die Last in der Lage ist,
bei Beginn des Betriebes Einschaltströme zu ziehen, die viel größer sind als ihr normaler Betriebsstrom.
Es ist häufig erwünscht, eine Last niedrigerer Spannung an einer Quelle periodischer Wellenform zu betreiben,
die eine höhere Spannung hat. Typisch können solche Lasten als Heiz- oder Beleuchtungselemente benutzt und
aus Materialien, wie beispielsweise VJoIfram und dgl.,
hergestellt werden, die einen großen Temperaturkoeffizient des Widerstands haben. Bislang wird durch die
Verwendung einer Phasensteuerschaltungsanordnung zum Steuern der Größe des Laststroms durch Schalten der
Last an das Netz oder die Leitung zu einer bestimmten Zeit nach dem Beginn jeder Netzwellenfonrhalbperiode und Gestatten des
- -sr -
Fließens des Laststroms für den übrigen Teil dieser Quellenwellenformhalbperiode
eine relativ hohe Beanspruchung auf die mit der Last in Reihe geschalteten Schaltvorrichtungen
ausgeübt, und zwar wegen des relativ hohen Einschaltstroms, der durch die "kalte" Last aufgenommen
wird. Es ist nicht ungewöhnlich, daß Einschaltströme den normalen Betriebsstrom um einen Faktor von 10 bis
15 übersteigen. Die Halbleiterschalter, die zum Steuern solcher Lasten benutzt werden, müssen daher bislang den
Spitzenstrom statt des viel kleineren Betriebsstroms sicher handhaben können. Die Größe und die Kosten von
solchen Halbleiterschaltvorrichtungen sind beträchtlich größer als die einer Halbleitervorrichtung, die so gewählt
wird, daß sie nur etwas mehr als den normalen Betriebsstrom der Last handhaben muß, um einen ausreichenden
Sicherheitsspielraum zu gewährleisten. Dieses Problem ist von besonderer Bedeutung, wenn nichtregenerative
Schaltvorrichtungen, wie beispielsweise Leistungsfeldeffekttransistoren (FETs) oder Isolierschichtransistoren
(IGTs), statt regenerativer Vorrichtungen benutzt werden, da die nichtregenerativen Vorrichtungen
auf zerstörerische Weise aus dem gewünschten Sättigungsbetriebsgebiet gebracht oder in Zustände unerwünschten
Sperrens (Latch-up) gelangen können, wenn ihre Nenndaten nicht so gewählt sind, daß sie den Anlaufspitzenstrom
der Last handhaben können.
Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine Schaltung zu schaffen, die nicht nur die Schaltvorrichtungsspitzenströme
von Lasten begrenzt, welche Einschaltströme haben, die potentiell um eine Größenordnung oder
mehr größer sind als der normale Betriebsstrom, sondern auch eine Sanftanlaufschaltung darstellt, die außerdem
einen Lastparameter steuert, z.B. die Lastleistung od. dgl., um maximalen Schutz der Schaltungsschaltvorrichtungen
zu gewährleisten, deren Nenndaten so gewählt
Nk
350C019
-Z-
sind/ daß eine Laststeuereinrichtung mit niedrigeren Kosten
erzielt wird.
Gemäß der Erfindung enthält eine Sanftanlaufphasensteuerschaltung zum Steuern sowohl des Einschaltstromflusses
bei kalter Last als auch des normalen Betriebsstromflusses in einer Last, bei der es sich um eine ohmsche
Last handeln kann, deren Temperaturkoeffizient des Widerstands von null verschieden ist, und die eine Lastspannung
erfordert, welche niedriger ist als die durch eine Wechse!stromquelle in Reihenschaltung mit der Last
und der Steuerschaltung gelieferte Spannung, Leistungsschalteinrichtungen zum wahlweisen Freigeben und Sperren
der Verbindung zwischen der Quelle und der Last auf Ein- und Ausschaltzustände eines Steuersignals hin, das
an dem Ausgang einer Gatterschaltung abgegeben wird. Die Gatterschaltung liefert einen Einschaltzustand zu einer
Zeit nach jedem Nulldurchgang, die variabel ist, und zwar entweder entsprechend einem abgefühlten Lastparameter,
wenn die Last in dem normalen Betriebszustand ist, oder entsprechend einer gewählten Anlauffolge jedesmal
dann, wenn die Last zum erstenmal mit Strom versorgt wird (entweder absichtlich oder auf die Rückkehr von einem
erkannten Fehlerzustand hin), um den Einschaltstrom auf ein relativ niedriges Vielfaches des normalen Betriebsstroms
zu begrenzen. Die Anlauffolge der Lasteinschaltzustände ergibt sich durch die Freigabesignale aus
der Gatterschaltung, welche diese durch Vergleich eines Referenzwertes mit der Augenblicksgröße eines Sägezahnsignals
liefert, das selbst bei jedem Leitungsspannungsnulldurchgang beendet und wieder gestartet wird. Erst dann,
wenn ein PLL (phase-locked loop)-Schaltkreis mit den Leitungsspannungsnulldurchgängen
synchronisiert worden ist, kann die Gatterschaltung in den Einschaltzustand gesteuert
werden. Die exakte Zeit, zu der das Sägezahnsignal den
- Se -
Referenzwert erreicht, wird durch Integration der Summe der Ausgangssignale von Stromquellen gesteuert, die unter
mehreren Stromquellen ausgewählt worden sind.
In einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform ist eine
Stromquelle, die einen Strom im wesentlichen konstanter Größe liefert, immer an den Summierbus angeschlossen, um
ein Sägezahnsignal zu liefern, welches aufgrund nur der ersten Quelle niemals den Referenzwert vor der Beendigung
des Sägezahnsignals bei einem als nächsten folgenden Leitungsspannungsnulldurchgang
erreichen wird. Eine zweite Stromquelle, die einen Strom variabler Größe liefert, wird
durch eine Start/Durchlauf-Einrichtung gesteuert; diese
Einrichtung ist in einer ersten oder "Start"-Konfiguration bei Beginn des Laststroms, um die zweite Stromquelle
zu veranlassen, dem Summierbus eine zusätzliche, langsam ansteigende Stromrampe zuzuführen, so daß dieser
Sägezahnstrom, wenn er zu dem ersten Strom addiert wird, allmählich die Zeit phasenmäßig vorverlegt, zu der jeder
Einschaltzustand beginnt, um auf diese Weise den Stromfluß zu der "kalten" Last langsam zu steigern und den
Einschaltlaststrom auf einen relativ niedrigen Wert zu begrenzen. Wenn die Last einen relativ "normalen" Betriebszustand
erreicht hat, wird die Start/Durchlauf-Einrichtung in einen weiteren oder "Durchlauf"-Zustand versetzt,
damit der gewünschte Lastparameter zum Steuern des Ausgangssignals der weiteren Stromquelle abgefühlt werden
kann, die einen Strom gesteuerter Größe liefert, der zu dem Strom der ersten Quelle addiert wird, um die Steigung
des Sägezahnsignals einzustellen und die Laststromeinschaltzeit entsprechend dem abgefühlten tatsächlichen
Lastparameterzustand zu steuern.
Die Erfindung schafft also eine Sanftanlaufphasensteuer-
-JS-
schaltung zum Steuern eines Parameters einer Last, die einen
großen Temperaturkoeffizient des Widerstands hat, und zum Minimieren des Stroms, der unter Einschaltanlaufbedingungen
zu der kalten Last fließen kann.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben.
Es zeigen
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Sanftan-
laufphasensteuerschaltung nach der Erfindung für ohmsehe Lasten niedriger
Spannung,
die Fig. 1a-1d eine zeitkoordinierte Schar von Wellenformen, die an verschiedenen Punkten
in der Schaltung nach den Fig. 1 und 2 auftreten, und
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Sanftanlaufphasensteuerschaltung für ohmsche Lasten
niedriger Spannung.
Gemäß der Darstellung in Fig. 1 wird eine Sanftanlaufphasensteuerschaltung
10 benutzt, um den Fluß eines Laststroms IT von einer Wechselstromquelle 11 über einen Last-
Ll
widerstand 12, der zwischen die QueIlenIeitungsklemmen
L1 und L2 geschaltet ist, mittels einer Leistungsschalteinrichtung 14 zu steuern, wenn ein Hauptbetriebsschalter
S geschlossen ist. Die Last 12, die einen normalen Widerstand B- hat, ist typisch eine ohmsche Last, die aus
einem Wolframelement od.dgl. besteht und an einer mittleren
Lastspannung VT betrieben wird, welche kleiner als
Ij
die verkettete Spannung (im folgenden der Einfachheit halber auch als Leitungsspannung bezeichnet) der Wechsel-
stromquelle 11 oder im wesentlichen gleich derselben ist. Eine Klemme der Last 12 ist mit einer ersten Klemme 10a
der Steuerschaltung und über diese mit einer ersten Klemme 14a einer Leistungsschalteinrichtung 14 verbunden, wogegen
die Leitungsklemme L2, die am weitesten davon entfernt ist/ mit einer zweiten Klemme 10b der Steuerschaltung
und über diese mit einer zweiten Klemme 1 4b der Leistungsschalteinrichtung 14 verbunden ist. Die erste Leitungsklemme L1 zwischen der Quelle 11 und der Last 12 ist mit
einer dritten Steuerschaltungsklemme 10c und mit einem Eingang 20a eines Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises
20 verbunden, der einen weiteren Eingang 20b hat, welcher mit der zweiten Klemme 10b und mit der Leitungsklemme L2 verbunden ist. Die Leistungsschalteinrichtung
14, die mit dem übrigen Teil der Schaltung 10 in einer einzigen integrierten Schaltung bei Bedarf integriert
sein kann, um einen ausreichend kleinen Spitzenlaststrom zu handhaben (oder ein gesonderter Leistungsschaltmodul
für größere Lastströme sein kann), schließt den Stromkreis für den Laststrom I1. zwischen den Klemmen 14a und
14b und deshalb zwischen den Schaltungsklemmen 10a und 10b in Abhängigkeit von dem Zustand einer Steuerspannung
V_,, die an einem Steuereingang 14c anliegt, mit Bezug auf
ein gemeinsames Schaltungspotential an einer Klemme 14d.
Die Leistungsschalteinrichtung 14 kann aus wenigstens einer Leistungsschaltvorrichtung bestehen, wie beispielsweise
dem ersten und dem zweiten Isolierschichttransistor (ICTs) 16a-1 bzw. 16a-2 (Fig. 2), deren Kollektorelektroden
an die Leistungsschalteinrichtungsklemmen 14a und 14b
angeschlossen sind, deren Gateelektroden gemeinsam an den Schalteinrichtungseingang 14c angeschlossen sind und deren
Emitterelektroden gemeinsam an die gemeinsame Schalteinrichtungsklemme 1Od und an die Klemme 14d des gemeinsamen
Schaltungspotentials angeschlossen sind. Die Lei-
stungsschalteinrichtung 14 kann geeignete Rückwärtsleitungseinrichtungen
enthalten, wie beispielsweise die entgegengesetzt gepolten Dioden 16b-1 und 16b-2, welche an
die Kollektor-Emitter-Übergänge der zugeordneten IGTs 16a-1 bzw. 16a-2 angeschlossen sind. Eine der Schaltvorrichtungen
16 wird bei einem 1-"Ein"-Zustand der Steuerspannung V während jeder Quellenwellenformhalbperiode
in den leitenden Zustand gesteuert, der bei einem O-"Aus"-Zustand der Steuerspannung V , welcher am Ende dieser
Quellenwellenformhalbperiode auftritt, beendet wird. Das tatsächliche Steuersignal zum Einschalten und Ausschalten
der Leistungsschalteinrichtung 14 wird an dem Ausgang 22a einer Ein- und Ausschalteinrichtung 22 entsprechend
dem Logikzustand eines Signals an einem Eingang 22b derselben geliefert. Dieses Signal wird an der Ausgangsklemme
O einer Gatterschaltung 24 abgenommen.
Die Gatterschaltung 24, die ein Daten-D-Flipflop enthält,
empfängt ein Logiksignal an einem Daten-D-Eingang von einem ersten Ausgang 20c des Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises,
wobei dieser Ausgang auf einem ersten Pegel, z.B. einem Η-Pegel, nur dann ist, wenn der PLL-Schaltkreis
auf der Wechselstromleitungsfrequenz fT eingerastet
ist. Ein Rücksetz-R-Eingang der Gatterschaltung 24 empfängt ein Signal Vf von einem zweiten Ausgang 2Od des
PLL-Schaltkreises 20, der ein Leitungsspannungssynchronisiersignal
mit einer Frequenz 2f_ abgibt, welche das Doppelte der Leitungsfrequenz fT ist. Ein Takt-C-Eingang
der Gatterschaltung 24 empfängt ein Signal von einem Ausgang 26a eines ersten !Comparators 26 aufgrund eines Vergleiches
einer Spannung VT an einem ersten, nichtinvertierenden
Pluseingang 26b desselben mit einer Referenzspannung Vn an einem zweiten, invertierenden Minuseingang
26c des ersten !Comparators. Die Referenzspannung Vn wird
durch eine Referenzspannungseinrichtung 28 geliefert.
** 3506013
Die Spannung νχ ist eine integrierte oder rampenförmige
(sägezahnform!ge) Spannung, die an einem Integrationskondensator
30 geliefert wird, dessen Kapazität die Größe C1 hat und der zwischen die gemeinsame Schaltungsklemme
und einen Integrationssignalbus 32 geschaltet ist. Die Integrationsbusspannung VT wird bei jedem Nulldurchgang
der verketteten Spannung (Leitungsspannung) durch eine Rücksetzeinrichtung 34 im wesentlichen auf die Größe
null gebracht, die die Spannung Vf als Information über
den Leitungsspannungsnulldurchgang für die Synchronisation (abgegeben an dem Ausgang 2Od des PLL-Schaltkreises)
an einem Eingang 34a empfängt, um eine Verbindung niedriger Impedanz zwischen einem Rücksetzausgang 34b, der
mit dem Bus 32 verbunden ist, und einem gemeinsamen Ausgang 34c, der mit der Klemme gemeinsamen Potentials der
Phasensteuerschaltung 10 verbunden ist, herzustellen. Eine im wesentlichen lineare Sägezahnintegrationsspannung
V_ mit einer von mehreren unterschiedlichen Steigungen wird erzielt, indem verschiedene Ströme aus mehreren
Stromquellen summiert werden, um die Ladung auf dem Integrationskondensator 30 zu vergrößern, wenn der Integrationsbus
32 durch die Rücksetzeinrichtung 34 ausgelöst wird. Eine erste Stromquelle 36 liefert einen ersten,
im wesentlichen konstanten Strom 11 (d.h. 11 =k, wobei k
eine erste Konstante ist)bei einem Schaltungsbetriebspotential +V_, das immer dann vorhanden ist, wenn die
Schaltung 10 durch Schließen des Hauptschalters S freigegeben ist. Das Betriebspotential für die gesamte Schaltung
10 wird durch eine Stromversorgungseinrichtung 37 geliefert (nicht in Fig. 1, aber in Fig. 2 dargestellt).
Die Größe k des konstanten Stroms 11 wird speziell so festgelegt, daß keine ausreichende Ladung dem Integrationskondensator 30 zusätzlich zugeführt wird, um die Integration
der Busspannung V-. zu bewirken, damit sie die Referenzspannung
V„ erreicht, und zwar nur aufgrund des
κ.
Stroms 11 der ersten Stromquelle 36 während jeder Wellenformhalbperiode.
Es muß daher zusätzlicher Strom dem In-
tegrationskondensator 30 zusätzlich zugeführt werden, d.h. zusätzlich zu dem Strom 11 der Quelle 36, um den Zustand
des Signalpegels an dem Ausgang 26a des ersten Komparators 26 zu ändern. Dieser zusätzliche Strom wird am Anfang
während des Anlaufteils des Betriebes durch eine zweite Stromquelle 38 geliefert, die einen Strom 12 abgibt.
Der Strom 12 hat eine variable Größe, die durch die Größe einer Steuerspannung V21 gesteuert wird, welche an
einem Steuereingang 38a anliegt. Der Ausgangsstrom 12 der zweiten (variablen) Stromquelle 38 wird dem Integrationsbus 32 über einen ersten Abschnitt 40-1 eines "Start/
Durchlauf"-Schaltnetzwerks 40 zugeführt. Somit wird der Strom 12 aus der zweiten Quelle 38 zu einer gemeinsamen
Schaltklemme 40-1a des ersten Abschnitts geleitet, die wahlweise mit einer ersten wählbaren Schaltklemme 40-1b
des ersten Abschnitts in dem "Starf-Zustand und mit einer
zweiten wählbaren Schaltklemme 40-1c des ersten Abschnitts
in dem "Durchlauf'-Zustand verbunden werden kann. Die Verbindung der gemeinsamen Klemme 40-1a mit
der wählbaren Klemme 40-1b oder mit der wählbaren Klemme 40-1c erfolgt entsprechend dem Logikzustand eines 0-Ausgangssignals
einer Start/Durchlauf-Einrichtung 42, die ebenfalls ein Daten-D-Flipflop-Logikelement enthalten
kann.
Die tatsächliche Größe des variablen Stroms 12 wird wie
oben erwähnt durch die Größe der Steuerspannung V2' gesteuert,
die an den Stromquellensteuereingang 38a angelegt wird. Diese Steuerspannung V2' ist die Spannung an
dem Eingang 38a aufgrund des Spannungsabfalls, und zwar unter dem Quellenbetriebspotential +VQ, an einem Netzwerk
44 mit großer Zeitkonstante (das aus einem Zeitsteuerwiderstand 45b der Größe R1, einem Zeitsteuerkondensator
45a der Kapazität C2 und einer Diode 44c besteht) . Dieser Spannungsabfall ergibt sich aufgrund eines
im wesentlichen konstanten Stroms 13 (I3=k', wobei k' eine zweite, von der ersten Konstante k der Strom-
quelle 36 verschiedene Konstante ist) einer dritten Quelle 46, die zwischen den Steuereingang 38a der zweiten
Stromquelle und das gemeinsame Schaltungspotential geschaltet ist. Der Netzwerk 44/Schaltung 46-Strom 13 hat
am Anfang ideal die Größe null, damit die Steuerspannung V21 nur einen Wert erreicht, welcher bewirkt, daß ein
von null verschiedener Strom 12 von der Quelle 38 bis zur Leitungsfrequenzsynchronisation geliefert wird, d.h. bis
ein 1-Pegel an dem Ausgang 20c eine gewisse Zeit nach dem "Anlaufen" der Schaltung durch Schließen des Hauptschalters
S auftritt.
Eine vierte Stromquelle 48, die eine weitere gesteuerte Stromquelle ist, welche einen gesteuerten Strom 14 aufgrund
der Größe eines Signals an ihrem Steuereingang 4 8a liefert, ist mit der gemeinsamen Klemme 40-2a des zweiten
"Start/Durchlauf'-Schaltabschnitts 40-2 und in dem
"Start"-Zustand mit der ersten wählbaren Schaltklemme 4O-2b des zweiten Abschnitts verbunden, die ihrerseits
mit dem gemeinsamen Schaltungspotential verbunden ist. Daher wird in dem Startzustand der Strom 14 nicht zu dem
Strom des Integrationsbusses 32, der den Integrationskondensator 30 auflädt, addiert. Der Strom 14 aus der
Quelle 48 wird nur zu dem Gesamtstrom des Busses 32 addiert, wenn die zweite wählbare Schaltklemme 4O-2c des
zweiten Abschnitts mit der Klemme 40-2a in dem "Durchlauf "-Zustand verbunden ist (wenn der Strom 12 aus der
zweiten Quelle effektiv von einer Verbindung mit dem Bus getrennt ist). Die Größe des Stroms 14 aus der vierten
Quelle wird durch eine Lastparametersensoreinrichtung bestimmt, die ein Signal an einen Schaltungshilfssteuereingang
10e mit Bezug auf die gemeinsame Schaltungsklemme 10d anlegt. Der Sensor 50 ist typisch nahe dem Lastwiderstand
12 angeordnet und überwacht einen ausgewählten Parameter, der zu steuern ist.
Ein zweiter Komparator 52 hat einen ersten, invertierenden Minuseingang 52a, der mit der Verbindung zwischen der
zweiten Stromquelle 38 und einem Widerstand 54 der Grösse R2 verbunden ist, welcher in Reihe damit mit der Systembetriebspotentialquelle
+V- verbunden ist. Die Spannung V2 an dem Eingang 52a steht so in Beziehung zu dem
Strom 12 der zweiten Quelle und ist durch die Gleichung V2=VQ-R2xl2 gegeben. Ein zweiter, nichtinvertierender
Pluseingang 52b des zweiten Komparators ist mit der Verbindung zwischen der vierten Stromquelle 48 und einem Widerstand
56 in Reihe mit dieser mit dem Schaltungsbetriebspotential verbunden. Der Widerstand 56 hat eine
Widerstandsgröße R3, so daß die Spannung V3, die an dem Eingang 52b anliegt, in Beziehung zu der Größe des Stroms
14 steht, d.h. V3=VQ-R3xI4.
Der Vergleich der Spannungen V2 und V3 bestimmt den Logikzustand eines Ausgangs 52c des zweiten Komparators
aufgrund der Beziehung von R2xI2 und R3xI4, was eine Information, d.h. einen Logikpegel an dem Daten-D-Eingang
der Start/Durchlauf-Einrichtung 42 ergibt; dieser Datenpegel ändert sich, wenn der "Anlauf"-Sägezahnstrom im wesentlichen
gleich dem "Durchlauf"-Sägezahnstrom ist, und nimmt so die Schaltung aus der "Anlauf-Betriebsart und
versetzt sie in die "Durchlauf"-Betriebsart. Ein Takteingang C der Einrichtung 42 empfängt die Leitungssynchronisationsspannungs-Vf-Wellenform
von dem PLL-Schaltkreis-Ausgang 2Od, wogegen ein Inverter 58 benutzt wird,
um das Einrastsignal LOCK an dem ersten Ausgang 20c des PLL-Schaltkreises zu invertieren und ein nicht-eingerastet-Signal
LOCK an den Rücksetzeingang R der Start/ Durchlauf-Einrichtung 42 anzulegen. Nur wenn sowohl (1)
der PLL-Schaltkreis der Schaltung 10 in Synchronismus mit den Leitungsspannungsnulldurchgängen eingerastet ist
als auch (2) die "Start"-Anfangsperiode des Betriebes abgeschlossen
ist, wird daher der Ausgang der Einrichtung
42 die gemeinsame Schaltklemme 4O-2a des zweiten Abschnitts
effektiv mit der zweiten wählbaren "Durchlauf"-Klemme
4O-2c desselben verbinden und den Strom 14 der Quelle 48 zu dem in dem Kondensator 30 integrierten Gesamtstrom
addieren. Da der Strom 14 durch den Sensor 50 gesteuert wird, wird die zeitliche Änderung der Integrationsspannung
Vx an dem Bus 32 aufgrund des überwachten
Lastparameters verändert, um festzulegen, zu welcher Zeit nach jedem Leitungsspannungsnulldurchgang die Gatterschaltung
24 betätigt wird, um die Leistungsschalteinrichtung 14 über die Einrichtung 22 einzuschalten.
Ebenso wird das Erkennen eines unerwünschten Zustande durch den Sensor 50 oder der Verlust an synchronisierter
Phasenrastung bei den Wechselstromleitungsspannungsnulldurchgängen
den Ausgang der Einrichtung 24 sperren und die Schalteinrichtung 14 ausschalten, und zwar wieder
über die Einrichtung 22. Zu dieser Zeit bewirkt die Einrichtung 42 außerdem, daß die Schalteinrichtung 40 für
einen erneuten Start des Schaltungsbetriebes konfiguriert wird, wenn und falls der Fehlerzustand beseitigt
ist.
Bevor die Arbeitsweise der Schaltung 10 ausführlicher beschrieben wird, wird auf Fig. 2 Bezug genommen, die eine
gegenwärtig bevorzugte Schaltungsausführungsform 10'
zeigt, welche in Fig. 1 als Blockschaltbild dargestellt ist.
Beim Schließen des Hauptschalters S bleibt die Schaltung 10' im wesentlichen außer Betrieb, bis ihr die Betriebsspannungen
+V und +V1 durch die Stromversorgungseinrichtung 37 geliefert werden. Das erfolgt während
der ersten mehreren Quellenwellenformhalbperioden positiver Polarität, wenn die Leitung-Li-Spannung an dem
Schaltungseingang 10c positiv ist und der Stromversor-
gungsgleichrichter 60 leitet. Ladung wird dem Stromversorgungsfilterkondensator
62 zugeführt, welcher auf eine maximale Spannung aufgeladen wird, die durch die Z-Spannung
einer parallelen Z-Diode 64 festgelegt wird; der Ladestrom wird durch einen Reihenstrombegrenzungswiderstand
66 begrenzt. Die Spannung der Z-Diode 64 wird so gewählt, daß sich das höchste erforderliche Schaltungsbetriebspotential
+V ergibt. Ein mit drei Klemmen versehener Spannungsregler 68 wird auf bekannte Weise benutzt,
um ein gut geregeltes, niedrigeres zweites Betriebspotential +V zu liefern. Die Spannung +V wird auf
ein drittes Schaltungsbetriebspotential +Va durch eine Reihendiodenschaltung 69 reduziert.
Die Spannung an der Quelle 11 erscheint außerdem zwischen
den Eingangsklemmen 20a und 20b des Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises. Jede Klemme ist über einen Reihenstrombegrenzungswiderstand
70a bzw. 70b mit zwei Schutzschaltungen verbunden, die Dioden 72a, 72b bzw. 74a, 74b
enthalten, um zu verhindern, daß die Spannung an dem zugeordneten ersten, invertierenden Eingang 76a oder dem
zweiten, nichtinvertierenden Pluseingang 76b eines dritten Komparators 76 mit Bezug auf das gemeinsame Schaltungspotential
wesentlich mehr negativgeht oder wesentlich mehr positivgeht. Der nichtinvertierende Eingang
76b ist über eine Rückkopplungsschaltung 78, die einen Rückkopplungswiderstand 78a in Parallelschaltung mit
einem Rückkopplungskondensator 78b enthält, mit dem Ausgang 76c des dritten Komparators 76 verbunden. Der Ausgang
76c des dritten Komparators ist direkt mit einem ersten Eingang 78a eines Exklusiv-ODER-Gatters 78 verbunden.
Eine Zeitverzögerungsschaltung 80 ist zwischen den Komparatorausgang 76c und das gemeinsame Potential
geschaltet, wobei ein Verzögerungswiderstand 80a zwischen
den ersten Gattereingang 78a und einen zweiten Gattereingang 78b und ein Verzögerungskondensator 80b
zwischen den Gattereingang 78b und das gemeinsame Schaltungspotential
geschaltet sind, Der Ausgang 78c des Gatters 78 liefert eine Signalspannung V , die einen positivgehenden
H-Impuls 20' (vgl. Fig. 1b) für jeden Leitungsspannungsnulldurchgang
ergibt, z.B. zu den Zeiten t_-t1n, wie es für den Absolutwert der Quellenspannungs-IV11j-Wellenform
in Fig. 1a dargestellt ist. Die Breite T jedes Impulses 2O1 wird durch die Zeitverzögerungskenndaten
der Schaltung 80 bestimmt; jeder dieser Impulse ist relativ schmal, wobei die in Fig. 1b gezeigten
Impulse aus Darstellungsgründen in ihrer zeitlichen Dauer etwas übertrieben dargestellt sind. Die 1-Nulldur
chgangsimpulswellenform V wird an einem Hilfsausgang 2Oe des Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises 20
abgegeben. Die Nulldurchgangsimpulse werden außerdem an den Referenzfrequenzeingang 82a des PLL-Schaltkreises
82 angelegt, wie sie durch üblicherweise erhältliche PLL-Schaltkreise in Form von integrierten Schaltungen geliefert
werden. Der PLL-Schaltkreis 82 erzeugt in Verbindung mit einer Freilauffrequenzeinstellkapazität 82b
und verschiedenen ohmschen Elementen 82c-82e eine Leitungsspannungssynchronisationswellenform
an einem ersten Ausgang 82f, die das Doppelte der Leitungsspannungsfrequenz
(d.h. 2fT) ist und über eine Kapazität 84 an einen zweiten Ausgang 2Od des PLL-Schaltkreises angelegt wird.
Erst wenn die Freilauffrequenz auf den Leitungsspannungsnul!durchgängen
eingerastet ist, wird ein LOCK-Ausgang 82g auf einen 1-Pegel erhöht. Das Signal an dem LOCK-Ausgang
82g wird durch eine Tiefpaßfiltereinrichtung 86 tiefpaßgefiltert, die aus einem Reihenwiderstand 86a zwischen
dem Ausgang 82g und dem ersten Ausgang 20c sowie aus einer Filterkapazität 86b besteht, welche zwischen
den Ausgang 20c und das gemeinsame Schaltungspotential geschaltet ist. Betriebseinzelheiten dieses Teils der
Schaltung sind ausführlicher in einer weiteren deutschen Patentanmeldung der Anmelderin beschrieben, für die die
Priorität der US-Patentanmeldung, Serial No. 432 000,
vom 1. Oktober 1982, in Anspruch genommen worden ist. Zu
Erläuterungszwecken ist es ausreichend zu verstehen, daß
die Spannung an dem LOCK-Ausgang 20c auf einen 1-Pegel zu einer gewissen Zeit tT erhöht wird, nachdem die NuIldurchgangsimpulse
20' der Wellenformen V und V^ zum er-
Z 3-
sten Mal an den Ausgängen 2Oe bzw. 2Od erschienen sind, was durch die gestrichelte Vorderflanke 20" der LOCK-Wellenform
in Fig. 1b dargestellt ist, die nach mehreren Nulldurchgangsimpulsen auftritt, z.B. nach dem Auftreten von
zwei Impulsen 20a und 20'b.
Das LOCK-Signal an dem Ausgang 20c ist daher auf einem
O-Pegel bei dem Anlauf der Schaltung und wird durch die
Wirkung des Inverters 58 als ein 1-Pegel-LOCK-Signal an
den Rücksetzeingang R des D-Flipflops 42' der Start/Durchlauf-Einrichtung
42 angelegt. Das hat zur Folge, daß der komplementäre Ausgang Q des Flipflops 42' auf einem hohen,
1-Pegel gehalten wird, bis zumindest die Vorderflanke 20'
des LOCK-Signals auftritt.
Auf den 1-Pegel an dem Q-Ausgang des Start/Durchlauf-Flipflops 42' hin ist die Spannung an der Klemme 48-1 der
vierten Stromquelle auf einem Η-Pegel und ergibt einen Strom (über einen Basiswiderstand 89) ausreichender Grösse,
um den Schalttransistor 40-2' in die Sättigung zu steuern. Daher erfüllt der Transistor 40-2· elektronisch
die Funktion des zweiten Schaltabschnitts 40-2 und verbindet die gemeinsame Schaltklemme 40-2a des zweiten Abschnitts
(d.h. an dem Kollektor des Transistors) mit dem gemeinsamen Potential an der ersten wählbaren Klemme
4O-2b (d.h. an der Emitterklemme desselben); der Ausgangsstrom der Stromquelle 48, der durch den Kollektorstrom
eines Quellentransistors 48' geliefert wird, wird daher (durch Sättigung des Transistors 40-2' und Betreiben
der Reihendiode 90 in Sperrichtung) von dem Bus 32
- vs -
beim Schaltungsanlauf effektiv getrennt. Der hohe 1-Pegel
an dem Komplementärausgang Q des Flipflops 42' wird außerdem
an die Eingangsklemme 46a der dritten Stromquelle 46
angelegt. Der Transistor 46' der dritten Stromquelle empfängt eine Basisansteuerung über eine Basisvorspannschaltung
92, die aus einem Reihenwiderstand 92a und einem Parallelwiderstand 92b in Reihe mit einer Temperaturkompensationsdiode
92c besteht; der Quellenstrom 13 wird durch den Gesamtwiderstand 94 eingestellt, welcher aus
einem variablen Widerstand 94a und einem festen Widerstand 94b besteht, die in Reihe zwischen die Emitterelektrode
des Transistors 46' der dritten Stromquelle und Massepotential
geschaltet sind. Der dritte Quellenstrom 13 fließt in die Ausgangssenkenklemme 46b der dritten Stromquelle.
Gleichzeitig wird der 1-Pegel an dem Ausgang Q außerdem über einen Basiswiderstand 96 angelegt, um einen
PNP-Transistor 97 zu sperren, der das dritte Betriebspotential +Va an seiner Emitterelektrode empfängt und dessen
Kollektorelektrode mit dem Eingang 38a der zweiten Stromquelle verbunden ist. Die dritte Stromquelle 46 muß
daher ihren Strom 13 aus der Einrichtung 44 aufnehmen,
was im folgenden noch näher beschrieben ist.
Gleichzeitig wird das 1-LOCK-Signal durch einen zweiten
Inverter 98 erneut invertiert, um ein niedriges, O-Signal
an dem Dateneingang D des Flipflops 24' der Gatterschaltung
24 zu erzeugen. Alle Nulldurchgangsimpulse, die an
dem Nulldurchgangsspannung-V -Ausgang 2Oe oder dem PLL-Schaltkreis-Ausgang
2Od geliefert werden (und an einem Lastwiderstand 100 erscheinen), werden durch Dioden 102a
und 102b ODER-verknüpft und ergeben einen 1-Pegel an einem
Widerstand 104 an dem Rücksetzeingang R des Flipflops 24', was zusätzlich zu dem O-Pegel an dem Dateneingang
D gewährleistet, daß der komplementäre Ausgang Q des Flipflops 24' auf einem hohen, 1-Pegel an dem Ausgang
22b-2 ist und daß der Ausgang Q des Flipflops auf einem
niedrigen, O-Pegel an dem Ausgang 22b-1 ist, was die
Ein- und Ausschalteinrichtung 22 veranlaßt, die Leistungsschalteinrichtung 14 im ausgeschalteten Zustand
zu halten.
Es können zwar viele Ausgestaltungen der Ein- und Ausschalteinrichtung
22 benutzt werden, in der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform enthält die Einrichtung
22 jedoch einen ersten und einen zweiten Steuertransistor 106a, 106b, deren Emitterelektroden mit dem
gemeinsamen Schaltungspotential und deren Basiselektroden mit den Eingängen 22b-1 bzw. 22b-2 über Vorspannwiderstände
108a bzw. 108b verbunden sind. Die Kollektorelektrode
des Transistors 106a ist über einen Widerstand 110 mit der Basiselektrode eines PNP-Stromquellentransistors
112 verbunden, dessen Emitterelektrode über einen Stromeinstellwiderstand 114 mit dem Betriebspotential +V verbunden ist. Zusätzliche Basisschaltungskomponenten,
zu denen Dioden 116a und 116b und ein Parallelwiderstand 118 gehören, sind zwischen das
Betriebspotential +V1 und die Basiselektrode des Transistors
112 geschaltet. Die Kollektorelektrode des Transistors 112 ist in Parallelschaltung mit der Kollektorelektrode
des Schalttransistors 106b mit der Basiselektrode eines Transistors 120 verbunden. Da die
Kollektorelektrode mit dem Betriebspotential +V verbunden ist und die Basiselektrode Ansteuerstrom aus
dem Transistor 112 empfängt, arbeitet der Transistor 120 als Emitterfolger und liefert einen Einschaltstrom
von seiner Emitterelektrode zu dem Ausgang 120a und von da aus zu dem Steuereingang 14c der Leistungsschalteinrichtung.
Ein Widerstand 122 ist zwischen den Ausgang 22a und das gemeinsame Potential geschaltet,
um eine Emitterfolgerlast für die Vorrichtung 120 zu
bilden. Die Anode einer Ausschaltdiode 124 ist mit dem
Ausgang 22a verbunden, und ihre Katode ist mit der Kollektorelektrode des Ausschalttransistors 106b verbunden,
um eine schnelle Verringerung der Größe der Steuerspannung Vc zu erleichtern und die Leistungsschalteinrichtung
14 schnell auszuschalten, wenn der Eingang 22b-2 auf einem hohen Pegel ist. Ein Kondensator 123 wird durch
die Stromquelle aufgeladen, die den Transistor 112 enthält, und ist durch den Emitterfolgertransistor 120 gepuffert,
um den "Einschalt"- Eingangsstrom der Leistungsschalteinrichtung zu steuern.
Der anfängliche hohe, 1-Pegel an dem komplementären Q-Ausgang
des Start/Durchlauf-Flipflops 42' in Verknüpfung mit
dem niedrigen Pegel an dem Ausgang des Inverters 98 dient zum (1) Halten des D-Eingangs des Flipflops 24' auf einem
niedrigen Pegel, wenn die Diode 99 leitet und den Effekt eines Integrators 126 überwindet (der einen Reihenwiderstand
126a zwischen dem Betriebspotential+V und dem Dateneingang
D des Flipflops 24' und einen Integrationskondensator 126b zwischen dem Dateneingang D und dem gemeinsamen
Schaltungspotential hat), und (2) Betreiben einer Diode 130 in Durchlaßrichtung und liefert eine Spannung an dem
Schaltungseingang 44a an der Verbindung der Widerstände 132a und 132b in Reihe mit der Diode 130. Wenn der Eingang
44a an einer Spannung liegt, die kleiner als das Potential +V„ ist, ist ein PNP-Transistor 44' gesättigt, was einen
Kurzschluß an dem Kondensator 45a und einen Spannungsabfall an der Vorwärtsvorspannungsreihendiode 44c und dem Widerstand
45b ergibt, wenn der PLL-Schaltkreis noch nicht eingerastet ist. Weil der Transistor 97 gesperrt ist, liefert
der Transistor 44· jeden Strom, der durch die dritte
Stromquelle 46 aufgenommen wird, und der Eingang 38a der
zweiten Stromquelle ist nur einen Basis-Emitter-Dioden-Spannungsabfall
unter dem Betriebspotential +V , und der PNP-Transistor 38" der zweiten Stromquelle ist in dem
Sperrzustand; daher fließt der Strom 12 durch den R2-Widerstand
54 und ist am Anfang auf dem Bus 32 nicht verfügbar .
Die Ströme 12 und 14 sind beim anfänglichen Anlauf nicht
verfügbar; der einzige Strom, der verfügbar ist, ist der Strom 11 aus der ersten Stromquelle 36. Diese Stromquelle
enthält einen PNP-Stromquellentransistor 36", dessen Emitterelektrode in Reihe mit einem variablen
Widerstand 138a und einem festen Widerstand 138 mit der Betriebspotentialquelle +V verbunden ist und dessen Basiselektrode
mit derselben Betriebspotentialquelle über eine Temperaturkompensationsdiode 140 und einen ersten Vorspann
widerstand 142a verbunden ist, wobei die Basiselektrode außerdem über einen zweiten Vorspannwiderstand 142b mit
dem gemeinsamen Schaltungspotential verbunden ist. Die Anode einer Z-Diode 144 ist mit dem gemeinsamen Schaltungs
potential verbunden, wogegen die Katode der Z-Diode sowohl mit der Kollektorelektrode des Stromquellentransistors
36' als auch mit dem Ausgang 36a der ersten Stromquelle verbunden ist, der seinerseits mit dem Bus 32 und mit
dem Integratorkondensator 30 sowie mit dem Eingang 26b des ersten Komparators 26 verbunden ist. Sobald das Betriebspotential
+V verfügbar ist, beginnt daher die erste Stromquelle 36, den ersten Strom 11 zu liefern, welcher
die Integrationskapazität 30 linear auf einen Maximalwert der Sägezahnspannung V auflädt, der gleich der Z-Spannung
der Diode 144 ist.
Die Spannung VT an der Integrationskapazität 30 wird über
einen Eingangswiderstand 150 an den nichtinvertierenden Eingang 26b1 des Operationsverstärkers 26' angelegt.
Der Eingang 26b1 ist über einen Rückkopplungswiderstand
152 mit dem Operationsverstärkerausgang 26c1 verbunden,
welcher seinerseits mit dem Ausgang 26a des ersten Komparators verbunden ist, der die Taktsignale an den Takteingang
C des Flipflops 24' anlegt, was im folgenden noch näher erläutert ist. Der invertierende Eingang 26a1 des
Operationsverstärkers ist mit dem Komparatorreferenzspannung-VR-Eingang
26c verbunden, welcher die Referenzspannung V- aus der Referenzspannungseinrichtung 28 empfängt.
Die Referenzspannung der Einrichtung 28 erscheint an der Verbindungsstelle eines Referenzspannungsteilers, welcher
einen ersten und einen zweiten Widerstand 154a, 154b enthält, die zwischen das Betriebspotential +V und das
gemeinsame Schaltungspotential geschaltet sind, und einen Initialisierungskondensator 156 in Parallelschaltung
zu dem Teilerwiderstand 154a.
Die vierte (zweite variable) Stromquelle 48 enthält wie oben beschrieben die Diode 90, den Stromquellentransistor
48" und den Emitterwiderstand 56. Die Basiselektrode des Transistors 48' wird durch eine Schaltung vorgespannt,
die einen ersten Widerstand 150 enthält, der mit dem Stromquellensteuereingang 48a verbunden ist, welcher auf
Änderungen in dem Ausgangssignal des Sensors 50 ansprechen muß, der den gewählten Parameter des Lastwiderstands
12 überwacht. In der dargestellten Ausführungsform ist
die Lastwiderstandstemperatur der gewählte abgefühlte Parameter, weshalb der Sensor ein Thermistor 50' in unmittelbarer
Nähe des Lastwiderstands ist. Der Thermistor 50* ist zwischen die gemeinsame Schaltungspotentialklemme
1Od und die Sensoreingangsklemme 10e geschaltet. Zum Umwandeln des Sensorwiderstands, der sich entsprechend
Änderungen der Temperatur der Last 12 verändert, wird eine
Einrichtung 155 benutzt. Die Einrichtung 155 enthält
einen Operationsverstärker 156/ der einen ersten, invertierenden Minuseingang 156a hat, welcher mit der Sensorklemme
1Oe und außerdem mit dem gemeinsamen Schaltungspotential über einen Widerstand 158 verbunden ist. Der andere,
nichtinvertierende Pluseingang 156b des Operationsverstärkers 156 empfängt ein im wesentlichen konstantes
Referenzpotential V1 an dem Ausgangsschaltungspunkt eines
Referenzspannungsteilers 160, der einen ersten Widerstand 160a hat, welcher zwischen das Betriebspotential +V und
den Eingang 156 geschaltet ist, und einen zweiten Widerstand 160b, der zwischen den Eingang 156b und das gemeinsame
Schaltungspotential geschaltet ist. Der Operationsverstärkerausgang 156c ist mit dem Steuereingang 48a der
vierten Stromquelle und außerdem über einen Rückkopplungswiderstand 162 und eine Rückkopplungskapazität 164 mit
dem Operationsverstärkereingang 156a verbunden, an welchem die lasttemperaturabhängige Spannung V erscheint. Zum Erleichtern
des Einsteilens des Temperaturarbeitspunktes, der durch den Operationsverstärkerausgang 156c zu steuern ist,
wird die lasttemperaturabhängige Spannung V. variabel gemacht, und zwar durch die Verbindung einer variablen Widerstandsschaltung
mit dem Eingang 156a und dem Betriebspotential +V. Diese Widerstandsschaltung 166 enthält einen
ersten festen Widerstand 166a, der zwischen den Eingang 156a und eine Schaltungshilfsklemme 10f geschaltet ist, und
einen zweiten festen Widerstand 166b, der zwischen die Schaltungshilfsklemme 10g und das Betriebspotential +V
geschaltet ist. Ein variabler Temperatureinstellwiderstand 1661 ist zwischen die Klemmen 10f und 10g geschaltet und
typisch außerhalb der Schaltung 10 angeordnet, insbesondere wenn die Schaltung 10 als integrierte Schaltung ausgebildet
ist. Die Spannung an dem Ausgang 156c ist die Steuerspannung für die vierte Stromquelle, so daß der Strom
14 durch den Temperatureinstellwiderstand 1661 (und die
diesem zugeordneten Widerstände 166a und 166b) in Verbindung mit dem Widerstand des Thermistors 50' eingestellt
werden kann.
Die steuernde Wirkung der Spannung an dem Verstärkerausgang 156c an der vierten Stromquelle wird außerdem durch
eine Vorspannschaltung 168 der vierten Stromquelle begrenzt/ die ein erstes Widerstandselement 168a enthält,
das zwischen die Schaltungshilfsklemmen 10h und 10i geschaltet
ist, ein zweites Widerstandselement 168b, das zwischen die Klemme 1Oi und die Potentialquelle +V geschaltet
ist, eine Filterkapazität 168c, die an die beiden in Reihe geschalteten Widerstände 168 und 168b angeschlossen
ist, und eine Diode 168d, deren Anode mit der Klemme 10h und deren Katode mit der Basiselektrode des
Stromquellentransistors 48' verbunden ist. Ein variabler Widerstand 1681 ist zwischen die Klemmen 10h und 10i geschaltet
(und ebenfalls typisch außerhalb der als integrierte Schaltung ausgebildeten Schaltung 10 angeordnet),
und zwar zum Steuern des Vorspannungsstroms, der dem Quellentransistor 48' geliefert wird, und daher zum Begrenzen
des maximalen Leistungswertes des Lastwiderstands, wenn ein Thermistorsensor 50' zur Lasttemperatursteuerung
(und deshalb zur Leistungssteuerung) benutzt wird.
Der Strom 14, der durch die Lasttemperaturveränderungen
im wesentlichen linear gesteuert wird, ergibt die Spannung V3 an dem Eingang 52b des zweiten Komparators 52. Der
Eingang 52b ist über einen Eingangswiderstand 170 mit dem nichtinvertierenden Pluseingang 52b1 eines Komparators 56'
verbunden, dessen invertierender Minuseingang 52a1 mit dem
Eingang 52a des zweiten Komparators 52 verbunden ist. Ein Rückkopplungswiderstand 172 ist zwischen den Eingang 52b1
und den Ausgang 52c' geschaltet, der selbst mit dem Aus-
gang 52c des zweiten Komparators verbunden ist. Der Ausgang
52c ist mit der Anode einer Diode 174 verbunden, deren Katode mit dem Dateneingang D des Start/Durchlauf
-Flipflops 42' verbunden ist. Dieser Eingang ist außerdem mit der Katode einer weiteren Diode 176 verbunden,
deren Anode mit dem Ausgang Q des Flipflops und über einen Widerstand 178 mit Massepotential verbunden
ist. Die Diode 174 und die Haltediode 176 bilden zusammen mit dem Widerstand 178 eine ODER - Gatterschaltung mit
zwei Eingängen, welche den Dateneingang D des Start/Durchlauf -Flipflops mit der positiveren der Spannungen an
dem Ausgang Q des Flipflops oder an dem Ausgang 52c des zweiten Komparators versorgt.
Im Betrieb und gemäß sämtlichen Figuren und insbesondere gemäß den Fig. 1a, 1d empfängt die Schaltung 10 oder 10'
bis zu der ersten Quellenwellenformhalbperiode positiver Polarität keinen Betriebsstrom. Der Nulldurchgangs- und
PLL-Schaltkreis 20 beginnt daher mit dem Erzeugen der positiven Impulse 20· erst, wenn die Stromversorgungseinrichtung
37 in der Lage ist-, Betriebspotential zu liefern. Der PLL-Schaltkreis 82 wird auf die Leitungsspannungsnulldurchgänge
erst mehrere Nulldurchgänge nach der Stromzufuhr zu der Schaltung eingerastet. Während diesen
wenigen anfänglichen Quellenwellenformhalbperioden, die als Beispiel durch die Halbsinuswellenform 200 des Absolutwerts
der Halbperiodenspannung J V111 der Quelle 11
dargestellt sind (Fig. 1a), und zwar zwischen der Zeit t_ und der Zeit t1, wird ein positivgehender 1-Impuls 20'a
zur Zeit t erzeugt und ist an dem Ausgang 2Oe verfügbar. Das Gatterflipflop 24' empfängt einen 1-Pegel an seinem
Rücksetzeingang R und hält die Leistungsschalteinrichtung 14 in dem nichtleitenden Zustand. Gleichzeitig empfängt
der Rücksetzeinrichtungstransistor 34' einen ausreichenden
-3A-
Basisstrom über den Reihenwiderstand 35, um eine niedrige
Impedanz von dem Bus 32 zum gemeinsamen Potential zu erzeugen. Wenn der Impuls 20'a (Fig. 1b) auf den O-Pegel
zurückkehrt, löst die Rücksetzeinrichtung 34' den Bus
aus, und die im wesentlichen den Wert null aufweisende Busspannung VT beginnt, linear anzusteigen, wenn der
Integrationskondensator 30 durch den Strom 11 der ersten Stromquelle 36 aufgeladen wird. Wie erwähnt ist die
Einrastspannung an dem Einrichtungsausgang 20c noch auf einem O-Pegel, was einen 1-Pegel an dem Rücksetzeingang
R des Flipflops 42' ergibt, der die zweite und die vierte Stromquelle sperrt, so daß der Integrationskondensator
30 weder den Strom 12 noch den Strom 14 empfängt. Demgemäß
steigt die Integrationsspannung VT linear aufwärts
an, und zwar nur aufgrund des Stroms 11; die Sägezahnspannung 205a (Fig. 1c) hat eine ausreichend niedrige
zeitliche Änderung, was durch die Einstellung des variablen Widerstand 138a der ersten Stromquelle festgelegt
wird, so daß die Spannungsrampe 205a den Wert 210 der Referenzspannung V zur Zeit t1 am Ende der besonderen
Quellenwellenformhalbperiode nicht erreicht. Zur Zeit t.
ist der Absolutwert der Spannung der Quelle 11 wieder
null, und es wird ein nächster Nulldurchgangsimpuls 20'b erzeugt. Auf diesen Impuls hin bewirkt die Rücksetzeinrichtung
34 das schnelle Entladen des Integrationskondensators 30 und zieht die Integrationsspannung V zurück
auf den im wesentlichen null betragenden Spannungswert. Daher empfängt das Gatterflipflop 24' keinen Impuls an
dem Takteingang C und wird nicht freigegeben, und die Leistungsschalteinrichtung 14 bildet keinen Pfad für das
Fließen eines Laststroms IT durch die Last 12. Die vorstehend
angegebene Folge wird für alle Quellenwellenformhalbperioden wiederholt, bis der PLL-Schaltkreis bei
den Leitungsspannungsnulldurchgängen eingerastet, d.h.
mit diesen synchronisiert ist. Zu Erläuterungszwecken wird angenommen, daß das während der Quellenwellenformhalbperiode
200a zwischen der Zeit t1 und der Zeit t_
erfolgt, wobei die LOCK-Spannung an dem Ausgang 20c des PLL-Schaltkreises auf den 1-Pegel ansteigt, was durch die
ansteigende Flanke 20" in Fig. 1b dargestellt ist, und
zwar zu einer Zeit tL nach der Anfangszeit t* der Halbperiode.
Während dieser Quellenwellenformhalbperiode 200a des Betriebes wird die Spannung des Busses 32 zur Zeit t1 auf
im wesentlichen null Volt durch die Einrichtung 34 rückgesetzt, wie es oben beschrieben worden ist, und kurz danach
wird die Zeit t1 dadurch ausgelöst. Die Busintegrationsspannung
V1 steigt wieder mit der niedrigsten zeitlichen
Änderung in dem Teil 205a1 im wesentlichen linear an, und zwar nur auf den Empfang des Stroms 11 der ersten
Stromquelle hin. Der Strom 32 des Busses ändert sich nicht, wenn sich der Pegel des Einrastausganges 20c zur Zeit tL
ändert. Zu dieser Zeit ist die Spannung an dem Ausgang 20c auf einen 1-Pegel angestiegen, was einen O-Pegel an dem
Rücksetzeingang R des Start/Durchlauf-Flipflops 42' ergibt, der dessen Ausgänge auslöst, und außerdem einen 1-Pegel an
dem Ausgang des Inverters 98, der den Dateneingang D des Gatterflipflops 24" auslöst (dessen Spannung sich durch die
Wirkung der Integratorschaltung 126 auf einen 1-Pegel auflädt) . Da der Komplementärausgang Q des Start/Durchlauf-Flipflops 42' auf einem 1-Pegel bleibt, bleibt der Rücksetztransistor
40-2' gesättigt, wodurch die 14-Stromquelle gesperrt
wird, wogegen der Transistor 44' gesättigt bleibt, wodurch die 14-Stromquelle gesperrt wird. Deshalb steigt
die Integrationsbusspannung V1 wieder mit derselben langsamen
zeitlichen Änderung in dem Teil 205a1 an und erreicht niemals die Linie 210 der Referenzspannung Vn vor dem
Rücksetzen zur Zeit t2, so daß die Leistungsschalteinrichtung
-2B-
14 während dieser Halbperiode der Quellenwellenform nicht
freigegeben wird.
Bei dem ersten Nulldurchgang nach dem Auftreten des LOCK-Signals, d.h. bis zur Zeit t~, werden die Impulse 20' an
den beiden Ausgängen 2Oe und 2Od des Nulldurchgangsund PLL-Schaltkreises 20 zusammen mit dem LOCK-Signal benutzt,
um die Schaltung für den Laststromfluß in der "Start"-Betriebsart vorzubereiten. Der Nulldurchgangsimpuls
20' wird durch die Diode 102a übertragen und setzt das
Gatterflipflop 24' zurück/ während außerdem gleichzeitig
ein Taktimpuls an den Takteingang C des Start/Durchlauf-Flipflops 42' angelegt wird (dessen Rücksetzeingang R nun
ausgelöst wird, und zwar aufgrund des Erreichens des Einrastzustandes) . Selbst wenn die Lasttemperatur unter der
Temperatur ist, die durch den variablen Widerstand 166'
eingestellt ist, und ein ausreichendes Potential an dem Eingang 48' der vierten Stromquelle vorhanden ist, um den
Transistor 48' zu veranlassen, etwas Strom 14 zu liefern,
ist der Transistor 40-2' gesättigt und verhindert, daß der
Strom 14 dem Bus 32 zugeführt wird. Der Stromfluß durch den Transistor 48" der vierten Stromquelle bewirkt jedoch, daß
die Spannung V3 kleiner ist als das Betriebspotential Va, welches wegen des nichtleitenden Zustands des Transistors
38* die Spannung V2 an dem Eingang 52a des zweiten Komparators ist. Der Ausgang 52c des zweiten Komparators und
deshalb der Dateneingang D des Flipflops 42'-sind auf einem O-Pegel, wodurch das Start/Durchlauf-Flipflop in dem Rücksetz
zustand gehalten wird, und zwar trotz des Vorhandenseins eines gültigen Taktimpulses an seinem Takteingang C
und des Auslösens des Rücksetzeingangs R desselben. Der hohe, 1-Pegel an dem komplementären Ausgang Q des Flipflops
42' hat bereits die dritte Stromquelle 46 eingeschaltet, aber, da der Transistor 44" aufgrund der rückwärtsvorgespannten
Diode 130 aus dem Sättigungszustand in den Sperr-
- 27 -
zustand geschaltet hat, beginnt der Kondensator 45a, sich über den R1-Widerstand 45b langsam aufzuladen, und der
Strom 13' beginnt, mit einer kleinen Anfangsgröße zu fliessen.
Das hat zur Folge, daß die Spannung an dem Eingang 38a, d.h. die Basisspannung des Transistors 38' der zweiten
Stromquelle beginnt, von der Spannung +V aus linear
abzusinken, und zwar mit einer zeitlichen Änderung, die durch den Widerstandswert R1 des einstellbaren Widerstands
4 5b und die Kapazität C2 des Kondensators 45a festgelegt ist. Wenn die Steuerspannung V2' im wesentlichen linear
absinkt, steigt der Strom 12 der zweiten Quelle an, und zwar beginnend nach dem Rücksetzimpuls 20", endet zur Zeit
t2, und die Rücksetzeinrichtung 34 wird gesperrt. Der linear
ansteigende Strom 12 wird zu dem konstanten Strom addiert, um den Kondensator 30 aufzuladen, was bewirkt,
daß die Integratorspannung V mit einer schnelleren Geschwindigkeit ansteigt, was durch den Teil 205b der Spannung
V gezeigt ist. Der Teil 205b hat somit eine größere Steigung oder zeitliche Änderung als die Steigung des
Teils 205a. Der größere Strom (11+12) wird durch Einstellen
der variablen Widerstände 45b und 94a eingestellt, damit der Teil 205b der Integrationsspannung V den Wert
210 der Referenzspannung V7, des ersten Komparators zu einer
gewissen Zeit kurz vor der Zeit t_ erreicht, zu der die HalbSchwingung 200b endet. Zu dieser Zeit, zum Beispiel
zu der Zeit (t_-Ti), ändert die normalerweise niedrige
Spannung an dem Ausgang 26a des ersten Komparators sich prompt auf einen hohen, 1-Pegel und ergibt einen
Übergang mit ansteigender Flanke an dem Takteingang C des Gatterflipflops 24'. Da der Dateneingang D nun im wesentlichen
auf den 1-Pegel angestiegen ist, wird der Ausgang Q des Gatterflipflops freigegeben, und der Ausgang Q
wird gesperrt, was einen 1-Pegel an dem Einrichtungseingang 22b-1 und einen O-Pegel an dem Einrichtungseingang
2 2b-2 ergibt. Das bewirkt, daß die Ein- und Ausschalteinrichtung 22 die Leistungsschalteinrichtung 14 für das
Leiten des Laststroms I1. durch die ohmsche Last 12 für
XJ
das kurze Zeitintervall T1 unmittelbar vor dem Nulldurchgang
zur Zeit t3 freigibt. Zur Zeit t_ erscheint ein weiterer
Impuls 20* mit der sehr kurzen Impulsbreite T . Das Gatterflipflop wird rückgesetzt, wodurch der Ausgang
Q desselben wieder auf den O-Pegel und der Ausgang Q auf
den 1-Pegel gebracht wird, damit die Einrichtung 22 das Freigabeansteuersignal an der Leistungsschalteinrichtung
14 beseitigt und die Leistungsschalteinrichtung 14 ausschaltet, d.h. in den nichtleitenden Zustand bringt, so
daß der Stromfluß durch den Lastwiderstand 12 gesperrt wird. Die ohmsche Last empfängt daher am Anfang einen
Laststromimpuls 215a (Fig. 1d) mit der sehr kurzen Dauer
Die Rampen- oder Sägezahnzeitkonstante für die zweite Stromquelle 38, die durch die Kapazität C2 und den Widerstand
R1 eingestellt ist, ist ausreichend lang, so daß mehrere Quellenwellenforinhalbperioden erforderlich sind,
bevor die Größe des Stroms 12 ausreicht, um die Spannung V2 auf denselben Wert wie die sensorgesteuerte Spannung
V3 an dem anderen Eingang des zweiten Komparators 52 zu verringern. Während diesen mehreren Perioden nimmt die
Größe des Stroms 12 allmählich zu (mit einer großen Zeitkonstante,
was durch eine gestrichelte Linie 212 dargestellt ist, welche die Spitzen der Teile 205 der interpretierten
Spannung VT verbindet), so daß, wenn die langsam
ansteigende Größe des Stroms 12 zu dem konstanten Strom 11 addiert wird, die Steigung der Rampenteile 205,
z.B. der Teile 205b-205f, allmählich zunimmt und bewirkt, daß die Leistungsschalteinrichtungseingangsspannung V
für zunehmend größere Zeitintervalle 215a-215e vorhanden
ist. Nach dem Rücksetzen durch den Impuls 20' zur Zeit t3 steigt daher der Teil 205c der integrierten Spannung
mit einer größeren zeitlichen Änderung als der zeitlichen Änderung des vorherigen Teils 205b an, und zwar we-
gen des größeren Stroms 12 der zweiten Stromquelle, und
bewirkt, daß die Linie 210 der Referenzspannung Vn zu
einer früheren Zeit erreicht wird, z.B. zur Zeit (t.-T2), als zu der Zeit, zu der der Teil 205b·die Linie 210 der
Referenzspannung durchquert hat. Deshalb empfängt während der Quellenwellenformhalbperiode 200c die Leistungsschalteinrichtung
14 einen Steuerspannungsfreigabeimpuls 215b und liefert einen Stromimpuls der Dauer 12, die größer
ist als die Dauer T1 des Stromimpulses 215a während der vorangehenden Halbperiode. Ebenso ergibt während anschliessender
Halbperioden 20Od, 20Oe und 20Of die zunehmende Größe des Stroms 12 der zweiten Stromquelle zunehmende
Größen der Steigung der Teile 205d, 205e bzw. 205f der integrierten Spannung V , was bewirkt, daß jeder dieser
Teile von dem Rücksetzwert null aus ansteigt und die Linie 210 der Referenzspannung Vn mit zunehmend größeren
JK
Zeiten vor der Zeit, z.B. tc, t, und t_, erreicht, zu der
die betreffende Wellenformhalbperiode endet. Deshalb nehmen die Zeitintervalle T3, T4 und T5, während welchen
die Leistungsschalteinrichtung 14 freigegeben ist und der Laststrom IT fließt, wie die Laststromimpulse 215c,
J_l
215d bzw. 215e zu. Zu Darstellungszwecken ist angenommen
worden, daß der zunehmende Strom 12 der zweiten Stromquelle einen Laststromimpuls 215e von ausreichender Dauer in
dem Intervall zwischen der Zeit tc und der Zeit t_, er-
D /
gibt, so daß am Beginn der nächsten Quellenwellenformhalbperiode 200g die Spannung V2 an dem zweiten Komparatoreingang
52a im wesentlichen gleich der Spannung V3 an dem zweiten Eingang 52b des zweiten !Comparators ist und
bewirkt, daß der Ausgang 52c des zweiten Komparators seinen Zustand ändert und einen hohen, 1-Pegel an der Diode
174 und dem Dateneingang D des Gatters 42' ergibt.
Zu dieser Zeit, z.B. zu der Zeit t_, wird das Gatterflipflop
24' wieder rückgesetzt, und zwar ebenso wie die zweite und die vierte Stromquelle mittels der Transistoren 34'
- 30 -
und 40-2·. Der Impuls 20' bildet außerdem einen richtigen
Taktimpuls an dem Takteingang C des Start/Durchlauf-Flipflops 42', das nun einen 1-Pegel an seinem Dateneingang D
hat, und zwar aufgrund der Zustandsänderung des Ausgangs 52' des zweiten Komparators wegen der Spannung V2, die wenigstens
gleich der, wenn nicht gar kleiner als die Größe der Spannung V3 wird. Der 1-Pegel an dem Eingang D des Flipflops 42' wird so durchgetaktet, um den Ausgang Q auf einen
1-Pegel zu setzen und den komplementären Ausgang Q auf einen O-Pegel rückzusetzen. Der letztgenannte Vorgang
sperrt gleichzeitig die Stromquelleneinrichtungen 44 und 46, bringt den Transistor 97 in den gesättigten Zustand,
um den Transistor 38' der zweiten Stromquelle in den Sperrzustand zu bringen, und bringt den Transistor 40-2' aus
der Sättigung. Der 1-Pegel an dem Ausgang Q des Flipflops 42' hält über die Diode 176 den Dateneingang D desselben
auf dem 1-Pegel, wodurch die Betriebsart der Schaltung von "Start" auf "Durchlauf" geändert wird. Das Flipflop 42'
bleibt in dem "Durchlauf"-Zustand, bis entweder die Stromzufuhr der Schaltung 10 abgeschaltet wird oder ein 1-Pegel
an dem Rücksetzeingang R des Flipflops 42' erscheint, falls der PLL-Schaltkreis die synchronisierende Einrastung
mit den Leitungsspannungsfrequenznulldurchgängen verliert. Die zweite Anlaufstromquelle 38 wird daher gesperrt, und
der zweite Strom 12 hört zu fließen auf. Das Sperren des Transistors 40-2' beseitigt jedoch die niedrige Impedanz
an der Anode der Diode 90 und gestattet das Addieren des zweiten variablen Quellenstroms 14 zu dem Integrationsbus
32, damit die Steigung der Teile 205g usw. der integrierten Spannung durch den Sensor 50' gesteuert werden kann.
Die Verzögerung nach jedem Nulldurchgang, d.h. die Zeit, zu der die Leistungsschalteinrichtung 14 freigegeben wird,
um einen Stromfluß in der Last 12 zu gestatten, wird daher durch den Quellenstrom 14 festgelegt, der zu dem
Steuerfehlerspannung-V3-Signal proportional ist, welches
aufgrund des tatsächlichen Lastparameters, der überwacht
wird, geliefert wird. Der mittlere Laststrom I1. ist während
des "Start"-Anfangszeitintervalls allmählich gesteigert worden, um die Vorrichtungen 16 der Leistungsschalteinrichtung
14 daran zu hindern, Spitzenströme zu leiten, die wesentlich größer sind als der normale Laststrom
in dem "Durchlauf"-Zustand.
In der "Durchlauf"-Betriebsart wird die Basisreferenzspan
nung der Stromquelle 48 an dem Eingang 48a durch den Sensor 50' und dessen zugeordnete Brückenverstärkereinrichtung
155 geliefert. In dem dargestellten Beispiel ist der Thermistor 50' Teil einer Brückenschaltung (zusammen mit
den Widerständen 160a und 160b, 166a und 166b, 166' und 158). Wenn die Lastwiderstandstemperatur auf dem gewünschten
Temperaturwert ist, ist die Spannung V. an dem ersten Eingang 156a des Verstärkers im wesentlichen gleich der
Spannung V1 an dem zweiten Eingang 156b des Verstärkers. Der Verstärkerausgang 156c ist auf einem gewünschten Pegel,
und durch die Einstellung des variablen Widerstands 168' legt dieser die Spannung unter dem Betriebspotential
V an der Basiselektrode des Transistors 48' der vierten
a
Stromquelle fest. Die Basiselektrodenspannung legt ihrerseits den Strom in dem Emitterwiderstand R3 und deshalb
den Quellenausgangsstrom 14 fest, der auf dem Integrationsbus 32 addiert wird. Bei der gewünschten Widerstandsbetriebstemperatur
lädt dieser Strom 14, der zu dem festen Strom 11 aus der ersten Stromquelle 36 addiert
wird, die Integrationskapazität 30 mit einer linearen Geschwindigkeit auf, was die Integrationsspannung VT mit
dem gewünschten linearen Teil 205g nach der Beendigung des Nulldurchgangsimpulses 20' in dem Intervall von der
Zeit t_ bis zu der Zeit to während der Quellenwellenform-
/ O
halbperiode 200g ergibt. Das führt zu dem linear ansteigenden Teil 205g, der die Referenzspannungslinie 210 zu
der Zeit (t„-T,J durchquert, zu welcher Zeit der Auso
U
gang 26a des ersten Komparators seinen Zustand ändert und
den 1-Pegel an dem Dateneingang D des Gatterflipflops 24'
durch die Einrichtung 22 taktet und die Leistungsschalteinrichtung 14 einschaltet, um den Beginn des Stromimpulses
215f freizugeben. Der Impuls 215f endet mit dem nächsten
Nulldurchgangsimpuls 20' zur Zeit tfi am Ende der betreffenden
Quellenwellenformhalbperiode. Der Laststrom fließt daher für das gesamte Zeitintervall TD, welches das Zeitintervall
ist, das erforderlich ist, um einen Strom zu liefern, der ausreicht, um den Lastwiderstand auf der gewünschten
Temperatur zu halten. Die Startzeit an der Vorderflanke 215f des Laststromimpulses kann in jeder Richtung
verändert werden, was durch Pfeile A in Fig. 1d angegeben ist, und zwar auf Lastwiderstandtemperaturänderungen hin,
um die Lastströme und so die Lasttemperatur für jede Einstellung der Lasttemperatureinstelleinrichtung 166' zu
steuern.
Wenn die Lasttemperatur aufgrund eines vorübergehend angestiegenen
Lastwiderstands, einer kleineren Leitungsspannung od.dgl. abnimmt, nimmt der Thermistorwiderstand zu, und
die überwachte Spannung V. nimmt zu, was zu einer Verringerung der Spannung an dem Steuereingang 48a der vierten
Stromquelle führt. Aufgrund dessen wird die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 48" der vierten Stromquelle
verringert, und die Spannung an dem Widerstand R3 wird vergrößert, wodurch der Strom 14 vergrößert wird. Dadurch
wird der Gesamtstrom vergrößert, der der Integrierkapazität 30 zugeführt wird, und die Steigung des linear
ansteigenden Teils der integrierten Spannung V1, z.B. des
Teils 205h (Fig. 1c), wird größer, so daß die Spannung V3.
die Linie 210 der Referenzspannung V mit einer kleineren
Verzögerung nach dem zugeordneten Nulldurchgang erreicht (z.B. dem Nulldurchgang zur Zeit tg für die zugeordnete
Quellenwellenformhalbperiode, z.B. 200h). Der Laststromimpuls 215g beginnt nun zu einer Zeit (tg-T ), wobei die
Stromimpulsvorderflanke 215g1 bälder in der Halbperiode
als die Vorderflanke 215f des Stromimpulses 215f auftritt,
wenn die Last auf dem gewünschten Parameterwert ist. Das größere Laststromleitungszeitintervall TQ des Impulses
215g nimmt mit der Lastverlustleistung und deshalb mit
der Lasttemperatur zu. Zusätzliche Stromimpulse mit einer Dauer, die größer ist als die Dauer Tn für den gewünschten
Parameterwert, werden während zusätzlicher Quellenwellenformhalbperioden
auftreten (nicht dargestellt), wobei die Impulsdauer mit zunehmender Lasttemperatur allmählich abnimmt,
bis die Lasttemperatur auf den gewünschten Wert angestiegen ist. Bei dem gewünschten Wert ist der Widerstand
des Thermistorsensors 50" so, daß die Brücke abgeglichen ist, und die Steuerspannung an dem Eingang 48a der vierten
Stromquelle kehrt zu dem Wert zurück, bei dem die Stromimpulse 215f mit der gewünschten Impulsbreite T erzeugt
werden. Die maximale Dauer der größeren Stromimpulse 215g
kann durch Verändern des Widerstands 168' eingestellt werden oder aber dieser variable Widerstand 168' und die ihm
zugeordneten festen Widerstände 168a und 168b können durch einen einzelnen festen Widerstand ersetzt werden, der einen
festen Grenzwert für die Spannung festlegt, bei dem die Basiselektrode des Transistors 48' der vierten Stromquelle
durch die Sensorverstärkerausgangsspannung unter das Betriebspotential +Va gezogen werden kann. Das ergibt einen
maximalen Grenzwert für die phasenmäßige Vorverlegung der Leitungsperiode T der Impulse 215 und legt den maximalen
Nennstrom für die Vorrichtungen 16 der Leistungsschalteinrichtung 14 in der normalen "Durchlauf"-Betriebsart fest.
In dem entgegengesetzten Fall, in welchem die Temperatur der ohmschen Last 12 ansteigt, nimmt der Widerstandswert
des Temperaturüberwachungssensorthermistors 13' ab und
bewirkt eine Abnahme des Wertes der Spannung V. , um eine Zunahme der Spannung an dem Steuereingang 48a der vierten
Stromquelle zu bewirken. Aufgrund dessen steigt die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 48' der vierten
Stromquelle an, was eine niedrigere Spannung an dem Wider-
stand 56 ergibt und den Ausgangsstrom 14 der vierten
Stromquelle verringert. Der Gesamtstrom, der dem Integrationskondensator
30 zugeführt wird, nimmt ab, und die kleinere Steigung des Teils 205i der integrierten Spannung
V wird erzielt. Das ergibt eine größere Zeit nach dem Nulldurchgangsimpuls (z.B. dem Impuls 20' zur Zeit
tg), mit dem ein besonderes Quellenwellenformhalbperiodenintervall
beginnt, z.B. das Intervall von der Zeit tg bis zur Zeit t* Q für die Wellenformhalbperiode 20Oi, so daß
der Teil 205i der integrierten Spannung die Referenzspannungslinie 21Oi erst zu einer späteren Zeit als in dem
Fall des gewünschten Lastwiderstands erreicht. Der positivgehende Übergang des ersten !Comparators, der die Freigabeflanke
an dem Gatterflipfloptakteingang C bildet, erfolgt zu einer späteren Zeit, z.B. zur Zeit (t1Q-T ), in dem
Halbperiodenintervall, wodurch die Leistungsschalteinrichtung 14 während dieser Halbperiode später freigegeben wird
und einen Laststrom-IT-Leitungsimpuls 215h mit etwas kürzerer
Dauer liefert, z.B. mit der Dauer Tn · Der Stromimpuls
beginnt daher an der Vorderflanke 215h1, die während
der Quellenwellenformhalbperiode später auftritt als die Vorderflanke 215f aufgrund des Arbeitens der Last bei ihrem
gewünschten Parameterwert. Das verkürzte Stromleitungsintervall T reduziert die Verlustleistung der Last und
deshalb die Lasttemperatur; zusätzliche Perioden (nicht dargestellt) mit verkürzten Stromleitungsimpulsen 215h treten
auf, wobei die Breite der Impulse allmählich zunimmt, wenn die Lasttemperatur abnimmt, bis die gewünschte Stromleitungsimpulsbreite
TD erzielt ist, wenn die Last zu dem gewünschten
Temperaturwert zurückkehrt. Auf die vorstehend beschriebene Weise wird der überwachte Lastparameter, z.B. die Lasttemperatur,
in der "Durchlauf"-Betriebsart gesteuert.
Wie oben erwähnt ist beim Ausschalten und anschließenden Einschalten
der Schaltung oder bei einem Verlust der Quellenwellenformnulldurchgangssynchronisationseinrastung
der LOCK-Ausgang 20c des PLL-Schaltkreises 20 wieder auf dem 1-Pegel,
was bewirkt, daß die Schaltung 10 wieder in die "Start"-Betriebsart
eintritt, nachdem die Leitungsspannungswellenformsynchronisationseinrastung wieder erreicht worden ist,
und daß Stromimpulse 215a-215e zunehmender Dauer auftreten, bevor die "Durchlauf"-Betriebsart wieder hergestellt werden
kann.
Claims (28)
1 River Road
Schenectady, N.Y./U.S.A.
Schenectady, N.Y./U.S.A.
Patentansprüche
, 1.1 Schaltung zur Phasensteuerung sowohl des Anlauf- als
auch des normalen Betriebsstromflusses von einer Wechselstromquelle
(11) zu einer Last (12), gekennzeichnet durch: eine Leistungsschalteinrichtung (14) zum wahlweisen Freigeben
und Sperren einer Verbindung der Quelle (11) mit der Last (12) auf einen ersten bzw. zweiten Status eines Steuersignals
hin;
eine Einrichtung (20) zum Erzeugen wenigstens eines Signals, das einen Übergang in einer gewählten Richtung hat,
der im wesentlichen jeweils bei mehreren aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Quellensignalform auftritt,
und außerdem zum Erzeugen eines Einrastsignals nur dann, wenn der gewählte Übergang des einen Signals im wesentlichen
bei jedem der aufeinanderfolgenden Quellensignalwellenformnulldurchgänge
auftritt; eine Einrichtung (30, 34) zum Erzeugen eines Sägezahnsignals,
das mit einer ersten Größe auf den gewählten Übergang jedes einen Signals hin beginnt und eine zweite Größe,
die über der ersten Größe liegt, durch das Auftreten des gewählten Übergangs des nächsten folgenden einen Signals
erreicht;
eine Einrichtung (24) zum Erzeugen des ersten Steuersignalstatus, wenn die Augenblicksgröße des Sägezahnsignals
eine vorbestimmte Größe übersteigt, und zum anschließenden Erzeugen des zweiten Steuersignalstatus
bei dem gewählten übergang des nächsten folgenden einen Signals;
eine erste Einrichtung (36, 38), die auf das Vorhandensein des Einrastsignals hin die Steigung des Sägezahnsignals
so steuert, daß dessen zweite Größe über mehrere Zeitintervalle jeweils zwischen aufeinanderfolgenden gewählten
übergängen des einen Impulssignals von einer Grösse#
die unter der vorbestimmten Größe liegt, auf eine Grösse gesteigert wird, die über der vorbestimmten Größe
liegt, um die Leistungsschalteinrichtung (14) zu veranlassen, einen Anlauflaststromfluß freizugeben, der von einer Anfangsgröße,
die im wesentlichen null ist, auf eine Größe ansteigt, die über der gewünschten normalen Betriebsgröße
liegt;
eine zweite Einrichtung (48, 50), die einen gewählten Parameter der Last (12) überwacht, um die Steigung des Sägezahnsignals
so zu steuern, daß die zweite Größe entsprechend dem abgefühlten Lastparameter verändert wird;
und
eine Schalteinrichtung (40) zum Freigeben der ersten Einrichtung (36, 38) zum Steuern der Sägezahnsignalsteigung,
bis der abgefühlte Lastparameter sich einem vorgewählten Wert nähert, um dann die Steuerung der Sägezahnsignalsteigung
auf die zweite Einrichtung zum Steuern der Dauer des Stromflusses während jeder anschließenden Quellenwellenformperiode
umzuschalten, damit der Laststromfluß den vorgewählten Wert des abgefühlten Lastparameters im wesentlichen
aufrechterhält.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahnsignalerzeugungseinrichtung enthält: ein In-
tegrationselement (30), an welchem das Sägezahnsignal
durch Integration der Summe sämtlicher Quellensignale, die an ihm anliegen, gebildet wird; eine erste Signalquelleneinrichtung
(36) zum Erzeugen eines ersten Quellensignals an dem Integrationselement (30); und eine
Einrichtung (34) zum Rücksetzen der Größe des Signals an dem Integrationselement (30) auf die erste Größe bei
jedem gewählten Übergang.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahnsignalerzeugungseinrichtung (30, 34) die
Sägezahnsignalgröße auf eine im wesentlichen konstante erste Größe bei dem Auftreten des gewählten Übergangs
rücksetzt und daß die erste Quelle (36) ein Signal im wesentlichen konstanter Größe liefert.
4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Quellensignal eine Größe hat, die nicht
ausreicht, um die zweite Größe des Sägezahnsignals so zu erhöhen, daß sie die vorbestimmte Größe übersteigt, bevor
das Rücksetzen des Integrationselementsignals erfolgt.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Integrationselement (30) eine Integrationskapazität
ist.
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalquelle (36) eine Quelle im wesentlichen
konstanten Stroms (11) ist.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Rücksetzeinrichtung (34) eine Schaltvorrichtung enthält, die einen Eingang und einen Stromkreis
mit gesteuerter Leitung hat, der an das Integrationselement
(30) angeschlossen ist und bei jedem Auftreten des gewähl-
ten Übergangs des einen Signals an dem Eingang in einen leitenden Zustand gesteuert wird.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Steuersignalstatuserzeugungseinrichtung (24) enthält: eine Einrichtung (28) zum Erzeugen
eines ersten Zustands, wenn das integrierte Signal kleiner als die vorbestimmte Größe ist, und zum Erzeugen eines
zweiten Zustands, wenn das integrierte Signal größer als die vorbestimmte Größe ist; und eine Einrichtung zum Erzeugen
des die Verbindung freigebenden ersten Status und des die Verbindung sperrenden zweiten Status des Steuersignals
auf den ersten bzw. zweiten Zustand hin.
9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Zustandserzeugungseinrichtung enthält: eine Einrichtung
(28) zum Erzeugen eines Referenzsignals der vorbestimmten Größe; und eine Einrichtung (26) zum Vergleichen
der Referenzsignalgröße mit der Augenblicksgröße des Sägezahnsignals, um den ersten und den zweiten Zustand zu erzeugen,
wenn die Sägezahnsignalgröße kleiner bzw. größer als die Referenzsignalgröße ist.
10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die das Steuersignal steuernde Einrichtung (22) eine Einrichtung
enthält zum Steuern der Ein- oder der Ausschaltcharakteristik der Leistungsschalteinrichtung (14).
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (36, 38) enthält:
eine Einrichtung (38), die auf wenigstens das Einras tsignal hin und nur dann, wenn das Einrastsignal vorhanden
ist, ein zweites Quellensignal mit im wesentlichen
monoton ansteigender Größe an das Integrationselement (30) über die mehreren Zeitintervalle anlegt.
12. Schaltung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch
eine Einrichtung zum Trennen des zweiten Quellensignals von dem Integrationselement (30) auf die Schalteinrichtungsschaltsteuerung
der Sägezahnsignalsteigung an der zweiten Einrichtung hin.
13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß das Integrationselement (30) eine Integrationskapazität ist; und daß die zweite Signalerzeugungseinrichtung
(38) eine Einrichtung ist zum Erzeugen eines variablen Stroms, dessen Größe über den mehreren Zeitintervallen
zunimmt.
14. Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet,
daß die den variablen Strom erzeugende Einrichtung enthält: eine spannungsgesteuerte Stromquelle (38), die einen
Steuereingang (38a) und einen Ausgang hat, an welchem ein gesteuerter zweiter Strom (12) entsprechend der Größe
der Spannung an dem Eingang erscheint; und eine Einrichtung (44) zum Anlegen einer Spannung (V21) an den Steuereingang
(38a), die eine Größe hat, welche ausreicht, damit die zweite Stromquelle (38) einen Strom, der im wesentlichen
die Größe null hat, zumindest vor dem Auftreten des Einrastsignals liefert, und zum anschließenden Ändern
der Steuereingangsspannung in derartiger Richtung, daß der zweite Strom an dem Ausgang der gesteuerten Quelle an
dem Integrationselement (30) im wesentlichen monoton ansteigt.
15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuereingangsspannungerzeugungseinrichtung (44)
enthält: ein Zeitsteuernetzwerk (44c, 45a, 45b), das mehrere Elemente hat, die die Stromquellensteuereingangsspannung
erzeugen, wenn ein dritter Strom (13) durch das Netzwerk fließt; eine Einrichtung (46) zum Erzeugen
eines im wesentlichen konstanten dritten Stromflusses durch das Netzwerk erst nach dem Erzeugen des
Einrastsignals; und eine Einrichtung (45a) , die in Zusammenwirkung
mit dem Netzwerk gewährleistet, daß die Stromquellensteuereingangsspannung eine Größe hat, die
einen Fluß des zweiten Stroms vor dem Freigeben der dritten Stromquelle durch das Einrastsignal verhindert.
16. Schaltung nach einem Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Einrichtung (36, 38) so eingestellt ist, daß sie die Größe des Anlauflaststroms derart
steuert, daß dieser eine vorbestimmte maximale Größe nie übersteigt.
17. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 16, dadurch
gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung (48, 50) enthält: eine Einrichtung (48) zum Erzeugen eines vierten
Stroms (14) variabler Größe zumindest auf die Größe des abgefühlten Lastparameters hin; und eine Einrichtung (40-2)
zum Sperren und Freigeben der Zufuhr des vierten Stroms (14) zu der Integrationseinrichtung (30), wenn die erste
Einrichtung (36, 38) freigegeben bzw. gesperrt ist, nach dem Auftreten des Einrastsignals.
18. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Stromquelle (48) eine spannungsgesteuerte
Stromquelle ist, die einen Steuereingang (48a) und einen Ausgang hat, an welchem der vierte Strom (14) mit einer
Größe entsprechend der Spannung an dem Steuereingang geliefert wird; und weiter dadurch gekennzeichnet, daß eine
Sensoreinrichtung (50) vorgesehen ist zum überwachen
der Größe des gewählten Lastparameters, um ein Sensorausgangssignal zu erzeugen; und eine Einrichtung (155)
zum Umwandeln des Sensorausgangssignals in ein Spannungssignal an dem Steuereingang (48a) der vierten Stromquelle
(48) .
19. Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet,
daß die Last (12) eine ohmsche Last ist und daß der abgefühlte Lastparameter die Temperatur der Last (12) ist.
20. Schaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor (50) enthält: eine Abfühleinrichtung (50*)
an der Last (12) zum Bilden eines Sensorwiderstands, dessen Größe sich raLt der Lastwiderstandstemperatur verändert;
und daß die Umwandlungseinrichtung (155) eine Brückenverstärkerschaltung zum Umwandeln der Sensorwiderstandsgröße
in die Größe der Spannung an dem Steuereingang (48a) der vierten Stromquelle (48) enthält.
21. Schaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet,
daß die Brückenverstärkerschaltung (155) eine Einrichtung (166) enthält zum Einstellen der Eingangsspannung an der
vierten Stromquelle (48) auf einen vorbestimmten nominellen Wert entsprechend dem tatsächlichen Sensorwjderstand
bei einer vorbestimmten Temperatur.
22. Schaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 21, gekennzeichnet
durch eine Einrichtung (166') zum Einstellen
der maximalen Augenblicksgröße des vierten Stroms (14), um eine maximale normale Laststromgröße festzulegen.
23. Schaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 22, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (36, 38) ent-
hält: eine Einrichtung (38), die wenigstens auf das Einrastsignal hin und nur wenn das Einrastsignal vorhanden
ist ein zweites Quellensignal,dessen Größe über den mehreren Zeitintervallen im wesentlichen monoton
zunimmt, an das Integrationselement (30) anlegt.
24. Schaltung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schalteinrichtung (40) enthält: eine erste Einrichtung (54) zum Erzeugen eines ersten Signals entsprechend
der Größe des zweiten Quellenstroms (12), eine Einrichtung (56) zum Erzeugen eines zweiten Signals entsprechend
dem abgefühlten Lastparameter; eine Einrichtung (52) zum Vergleichen des ersten und des zweiten erzeugten
Signals zum Erzeugen des ersten bzw. zweiten Zustands, wenn das erste erzeugte Signal größer bzw. kleiner als
das dem abgefühlten Lastparameter entsprechende zweite erzeugte Signal ist; und eine Einrichtung (42) , die auf den
ersten und den zweiten Zustand der Vergleichseinrichtung (52) hin die erste Einrichtung (42) freigibt bzw. sperrt
und die zweite Einrichtung sperrt bzw. freigibt, um die Sägezahnsignalsteigung zu steuern.
25. Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalerzeugungseinrichtung enthält: eine
Einrichtung zum Erzeugen einer Spannung im wesentlichen nur auf die sich verändernde Größe des zweiten Stroms
(12) hin; daß die zweite Signalserzeugungseinrichtung enthält:
eine Einrichtung zum Erzeugen einer Spannung im wesentlichen nur auf die sich verändernde Größe des vierten
Stroms (14) entsprechend dem abgefühlten Lastparameter hin; und daß die Vergleichseinrichtung (26) enthält: einen
Spannungskomparator (26), der einen ersten und einen zweiten Eingang (26b, 26c) hat, die die erste bzw. zweite
erzeugte Spannung (V_, Vn) empfangen, und einen Ausgang
χ κ
(26a), der ein Signal abgibt, das den ersten und den
zweiten Zustand in Abhängigkeit von der Relativgröße der an die Komparatoreingänge (26b, 26c) angelegten
Spannungen hat.
26. Schaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (24) ein Flipfloplogikelement
enthält, das wenigstens durch das Komparatorausgangssignal gesteuert wird.
27. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß die das wenigstens eine Signal und
das Einrastsignal erzeugende Einrichtung (20) enthält: eine Einrichtung zum Erkennen der Nulldurchgänge der
Quellensignalwellenform, um die übergänge gewählter Richtung
des einen Signals zu erzeugen, und einen PLL-Schaltkreis (82), der die Übergänge des Ausgangssignals der
Nulldurchgangsdetektoreinrichtung empfängt, um an einem PLL-Schaltkreis-Ausgang das eine Signal zu erzeugen, das
übergänge in der gewünschten Richtung hat, und um außerdem das Einrastsignal zu erzeugen, wenn die PLL-Schaltkreis-Ausgangssignalübergänge
im wesentlichen bei jedem aufeinanderfolgenden Nulldurchgang der Quellensignalwellenform
auftreten.
28. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsschalteinrichtung (14)
wenigstens einen IG-Transistor (16a-1, 16a-2) enthält.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/584,705 US4580088A (en) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | Soft-starting phase-control circuit for low voltage load |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3506019A1 true DE3506019A1 (de) | 1985-09-05 |
Family
ID=24338475
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19853506019 Withdrawn DE3506019A1 (de) | 1984-02-29 | 1985-02-21 | Phasensteuerschaltung |
Country Status (9)
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US (1) | US4580088A (de) |
JP (1) | JPS60209824A (de) |
BE (1) | BE901839A (de) |
BR (1) | BR8500957A (de) |
CA (1) | CA1228118A (de) |
DE (1) | DE3506019A1 (de) |
FR (1) | FR2560463A1 (de) |
GB (1) | GB2155256A (de) |
NL (1) | NL8500563A (de) |
Families Citing this family (25)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4675777A (en) * | 1984-12-13 | 1987-06-23 | General Electric Company | Temperature-responsive circuit for load control apparatus |
GB2188798B (en) * | 1986-03-20 | 1990-04-04 | Sanyo Electric Co | Power controller for an electrical load |
CA1288811C (en) * | 1986-07-08 | 1991-09-10 | Kosta Pelonis | Ac power control |
US4929872A (en) * | 1988-01-11 | 1990-05-29 | Eastman Kodak Company | Light bulb socket soft start and power interrupt assembly |
JPH05257545A (ja) * | 1992-03-16 | 1993-10-08 | Minolta Camera Co Ltd | ヒータ駆動装置 |
GB2283586A (en) * | 1993-10-26 | 1995-05-10 | Brenda Olliver | A battery and lamp economising circuit for hazard warning devices |
US5847555A (en) * | 1995-08-01 | 1998-12-08 | Lewis; Dennis E. | Source voltage sensitive load controller |
GB2312301B (en) * | 1996-04-19 | 2000-05-10 | Gec Alsthom Ltd | Control arrangement for a multilevel convertor |
US5680038A (en) * | 1996-06-20 | 1997-10-21 | Lsi Logic Corporation | High-swing cascode current mirror |
DE19839617A1 (de) * | 1998-08-31 | 2000-03-09 | Siemens Ag | Schutzeinrichtung für Niederspannungsnetze |
US6420685B1 (en) * | 2000-12-20 | 2002-07-16 | Eastman Kodak Company | Control of electrical heater to reduce flicker |
KR20050089889A (ko) * | 2003-01-28 | 2005-09-08 | 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 물리적 동작 파라미터 감지용 집적 센서를 갖는 집적 회로장치와 이러한 장치를 갖는 전자 시스템의 테스트 방법 및이를 포함하는 전자 장치 |
US6982528B2 (en) * | 2003-11-12 | 2006-01-03 | Lutron Electronics Co., Inc. | Thermal protection for lamp ballasts |
US7675250B2 (en) * | 2003-11-12 | 2010-03-09 | Lutron Electronics Co., Inc. | Thermal protection for lamp ballasts |
US7046014B2 (en) * | 2004-02-27 | 2006-05-16 | Broadcom Corporation | ATE measurement technique for comparator threshold voltage |
US20090189444A1 (en) * | 2008-01-25 | 2009-07-30 | Donald Miles Currie | Power supply system and ramp strategy |
US11870334B2 (en) | 2009-11-25 | 2024-01-09 | Lutron Technology Company Llc | Load control device for high-efficiency loads |
US8698408B2 (en) | 2009-11-25 | 2014-04-15 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire dimmer switch for low-power loads |
US8957662B2 (en) | 2009-11-25 | 2015-02-17 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device for high-efficiency loads |
US8729814B2 (en) * | 2009-11-25 | 2014-05-20 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire analog FET-based dimmer switch |
US8988050B2 (en) | 2009-11-25 | 2015-03-24 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device for high-efficiency loads |
US8664881B2 (en) | 2009-11-25 | 2014-03-04 | Lutron Electronics Co., Inc. | Two-wire dimmer switch for low-power loads |
US9160224B2 (en) | 2009-11-25 | 2015-10-13 | Lutron Electronics Co., Inc. | Load control device for high-efficiency loads |
US9462660B2 (en) | 2013-02-26 | 2016-10-04 | Lutron Electronics Co., Inc. | Controlling an electronic dimming ballast during low temperature or low mercury conditions |
FR3092444B1 (fr) * | 2019-01-31 | 2021-04-30 | Legrand France | Dispositif domotique de commande électronique à deux fils |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL284981A (de) * | 1961-11-02 | |||
US3389328A (en) * | 1966-08-22 | 1968-06-18 | Honeywell Inc | Control apparatus with soft start |
JPS607907B2 (ja) * | 1977-07-25 | 1985-02-27 | ソニー株式会社 | スイツチングレギユレータ |
US4396869A (en) * | 1979-03-05 | 1983-08-02 | Leviton Manufacturing Company, Inc. | Time responsive variable voltage power supply |
US4311956A (en) * | 1980-06-19 | 1982-01-19 | Pitney Bowes Inc. | Zero crossing phase fired controller |
-
1984
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-
1985
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BR8500957A (pt) | 1985-10-22 |
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