DE3506019A1 - Phasensteuerschaltung - Google Patents

Description

General Electric Company -40-

Phasensteuerschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Laststromsteuerschaltungsanordnung und betrifft insbesondere eine neue Phasensteuerschaltung zum Betreiben einer ohmschen Last niedrigerer Spannung an einer höheren Leitungs- oder Netzwechselspannung, insbesondere wenn die Last in der Lage ist, bei Beginn des Betriebes Einschaltströme zu ziehen, die viel größer sind als ihr normaler Betriebsstrom.

Es ist häufig erwünscht, eine Last niedrigerer Spannung an einer Quelle periodischer Wellenform zu betreiben, die eine höhere Spannung hat. Typisch können solche Lasten als Heiz- oder Beleuchtungselemente benutzt und aus Materialien, wie beispielsweise VJoIfram und dgl., hergestellt werden, die einen großen Temperaturkoeffizient des Widerstands haben. Bislang wird durch die Verwendung einer Phasensteuerschaltungsanordnung zum Steuern der Größe des Laststroms durch Schalten der Last an das Netz oder die Leitung zu einer bestimmten Zeit nach dem Beginn jeder Netzwellenfonrhalbperiode und Gestatten des

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Fließens des Laststroms für den übrigen Teil dieser Quellenwellenformhalbperiode eine relativ hohe Beanspruchung auf die mit der Last in Reihe geschalteten Schaltvorrichtungen ausgeübt, und zwar wegen des relativ hohen Einschaltstroms, der durch die "kalte" Last aufgenommen wird. Es ist nicht ungewöhnlich, daß Einschaltströme den normalen Betriebsstrom um einen Faktor von 10 bis 15 übersteigen. Die Halbleiterschalter, die zum Steuern solcher Lasten benutzt werden, müssen daher bislang den Spitzenstrom statt des viel kleineren Betriebsstroms sicher handhaben können. Die Größe und die Kosten von solchen Halbleiterschaltvorrichtungen sind beträchtlich größer als die einer Halbleitervorrichtung, die so gewählt wird, daß sie nur etwas mehr als den normalen Betriebsstrom der Last handhaben muß, um einen ausreichenden Sicherheitsspielraum zu gewährleisten. Dieses Problem ist von besonderer Bedeutung, wenn nichtregenerative Schaltvorrichtungen, wie beispielsweise Leistungsfeldeffekttransistoren (FETs) oder Isolierschichtransistoren (IGTs), statt regenerativer Vorrichtungen benutzt werden, da die nichtregenerativen Vorrichtungen auf zerstörerische Weise aus dem gewünschten Sättigungsbetriebsgebiet gebracht oder in Zustände unerwünschten Sperrens (Latch-up) gelangen können, wenn ihre Nenndaten nicht so gewählt sind, daß sie den Anlaufspitzenstrom der Last handhaben können.

Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine Schaltung zu schaffen, die nicht nur die Schaltvorrichtungsspitzenströme von Lasten begrenzt, welche Einschaltströme haben, die potentiell um eine Größenordnung oder mehr größer sind als der normale Betriebsstrom, sondern auch eine Sanftanlaufschaltung darstellt, die außerdem einen Lastparameter steuert, z.B. die Lastleistung od. dgl., um maximalen Schutz der Schaltungsschaltvorrichtungen zu gewährleisten, deren Nenndaten so gewählt

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sind/ daß eine Laststeuereinrichtung mit niedrigeren Kosten erzielt wird.

Gemäß der Erfindung enthält eine Sanftanlaufphasensteuerschaltung zum Steuern sowohl des Einschaltstromflusses bei kalter Last als auch des normalen Betriebsstromflusses in einer Last, bei der es sich um eine ohmsche Last handeln kann, deren Temperaturkoeffizient des Widerstands von null verschieden ist, und die eine Lastspannung erfordert, welche niedriger ist als die durch eine Wechse!stromquelle in Reihenschaltung mit der Last und der Steuerschaltung gelieferte Spannung, Leistungsschalteinrichtungen zum wahlweisen Freigeben und Sperren der Verbindung zwischen der Quelle und der Last auf Ein- und Ausschaltzustände eines Steuersignals hin, das an dem Ausgang einer Gatterschaltung abgegeben wird. Die Gatterschaltung liefert einen Einschaltzustand zu einer Zeit nach jedem Nulldurchgang, die variabel ist, und zwar entweder entsprechend einem abgefühlten Lastparameter, wenn die Last in dem normalen Betriebszustand ist, oder entsprechend einer gewählten Anlauffolge jedesmal dann, wenn die Last zum erstenmal mit Strom versorgt wird (entweder absichtlich oder auf die Rückkehr von einem erkannten Fehlerzustand hin), um den Einschaltstrom auf ein relativ niedriges Vielfaches des normalen Betriebsstroms zu begrenzen. Die Anlauffolge der Lasteinschaltzustände ergibt sich durch die Freigabesignale aus der Gatterschaltung, welche diese durch Vergleich eines Referenzwertes mit der Augenblicksgröße eines Sägezahnsignals liefert, das selbst bei jedem Leitungsspannungsnulldurchgang beendet und wieder gestartet wird. Erst dann, wenn ein PLL (phase-locked loop)-Schaltkreis mit den Leitungsspannungsnulldurchgängen synchronisiert worden ist, kann die Gatterschaltung in den Einschaltzustand gesteuert werden. Die exakte Zeit, zu der das Sägezahnsignal den

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Referenzwert erreicht, wird durch Integration der Summe der Ausgangssignale von Stromquellen gesteuert, die unter mehreren Stromquellen ausgewählt worden sind.

In einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform ist eine Stromquelle, die einen Strom im wesentlichen konstanter Größe liefert, immer an den Summierbus angeschlossen, um ein Sägezahnsignal zu liefern, welches aufgrund nur der ersten Quelle niemals den Referenzwert vor der Beendigung des Sägezahnsignals bei einem als nächsten folgenden Leitungsspannungsnulldurchgang erreichen wird. Eine zweite Stromquelle, die einen Strom variabler Größe liefert, wird durch eine Start/Durchlauf-Einrichtung gesteuert; diese Einrichtung ist in einer ersten oder "Start"-Konfiguration bei Beginn des Laststroms, um die zweite Stromquelle zu veranlassen, dem Summierbus eine zusätzliche, langsam ansteigende Stromrampe zuzuführen, so daß dieser Sägezahnstrom, wenn er zu dem ersten Strom addiert wird, allmählich die Zeit phasenmäßig vorverlegt, zu der jeder Einschaltzustand beginnt, um auf diese Weise den Stromfluß zu der "kalten" Last langsam zu steigern und den Einschaltlaststrom auf einen relativ niedrigen Wert zu begrenzen. Wenn die Last einen relativ "normalen" Betriebszustand erreicht hat, wird die Start/Durchlauf-Einrichtung in einen weiteren oder "Durchlauf"-Zustand versetzt, damit der gewünschte Lastparameter zum Steuern des Ausgangssignals der weiteren Stromquelle abgefühlt werden kann, die einen Strom gesteuerter Größe liefert, der zu dem Strom der ersten Quelle addiert wird, um die Steigung des Sägezahnsignals einzustellen und die Laststromeinschaltzeit entsprechend dem abgefühlten tatsächlichen Lastparameterzustand zu steuern.

Die Erfindung schafft also eine Sanftanlaufphasensteuer-

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schaltung zum Steuern eines Parameters einer Last, die einen großen Temperaturkoeffizient des Widerstands hat, und zum Minimieren des Stroms, der unter Einschaltanlaufbedingungen zu der kalten Last fließen kann.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Sanftan-

laufphasensteuerschaltung nach der Erfindung für ohmsehe Lasten niedriger Spannung,

die Fig. 1a-1d eine zeitkoordinierte Schar von Wellenformen, die an verschiedenen Punkten in der Schaltung nach den Fig. 1 und 2 auftreten, und

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer gegenwärtig

bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Sanftanlaufphasensteuerschaltung für ohmsche Lasten niedriger Spannung.

Gemäß der Darstellung in Fig. 1 wird eine Sanftanlaufphasensteuerschaltung 10 benutzt, um den Fluß eines Laststroms I_T von einer Wechselstromquelle 11 über einen Last-

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widerstand 12, der zwischen die QueIlenIeitungsklemmen L1 und L2 geschaltet ist, mittels einer Leistungsschalteinrichtung 14 zu steuern, wenn ein Hauptbetriebsschalter S geschlossen ist. Die Last 12, die einen normalen Widerstand B- hat, ist typisch eine ohmsche Last, die aus einem Wolframelement od.dgl. besteht und an einer mittleren Lastspannung V_T betrieben wird, welche kleiner als

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die verkettete Spannung (im folgenden der Einfachheit halber auch als Leitungsspannung bezeichnet) der Wechsel-

stromquelle 11 oder im wesentlichen gleich derselben ist. Eine Klemme der Last 12 ist mit einer ersten Klemme 10a der Steuerschaltung und über diese mit einer ersten Klemme 14a einer Leistungsschalteinrichtung 14 verbunden, wogegen die Leitungsklemme L2, die am weitesten davon entfernt ist/ mit einer zweiten Klemme 10b der Steuerschaltung und über diese mit einer zweiten Klemme 1 4b der Leistungsschalteinrichtung 14 verbunden ist. Die erste Leitungsklemme L1 zwischen der Quelle 11 und der Last 12 ist mit einer dritten Steuerschaltungsklemme 10c und mit einem Eingang 20a eines Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises 20 verbunden, der einen weiteren Eingang 20b hat, welcher mit der zweiten Klemme 10b und mit der Leitungsklemme L2 verbunden ist. Die Leistungsschalteinrichtung 14, die mit dem übrigen Teil der Schaltung 10 in einer einzigen integrierten Schaltung bei Bedarf integriert sein kann, um einen ausreichend kleinen Spitzenlaststrom zu handhaben (oder ein gesonderter Leistungsschaltmodul für größere Lastströme sein kann), schließt den Stromkreis für den Laststrom I₁. zwischen den Klemmen 14a und 14b und deshalb zwischen den Schaltungsklemmen 10a und 10b in Abhängigkeit von dem Zustand einer Steuerspannung V_,, die an einem Steuereingang 14c anliegt, mit Bezug auf ein gemeinsames Schaltungspotential an einer Klemme 14d.

Die Leistungsschalteinrichtung 14 kann aus wenigstens einer Leistungsschaltvorrichtung bestehen, wie beispielsweise dem ersten und dem zweiten Isolierschichttransistor (ICTs) 16a-1 bzw. 16a-2 (Fig. 2), deren Kollektorelektroden an die Leistungsschalteinrichtungsklemmen 14a und 14b angeschlossen sind, deren Gateelektroden gemeinsam an den Schalteinrichtungseingang 14c angeschlossen sind und deren Emitterelektroden gemeinsam an die gemeinsame Schalteinrichtungsklemme 1Od und an die Klemme 14d des gemeinsamen Schaltungspotentials angeschlossen sind. Die Lei-

stungsschalteinrichtung 14 kann geeignete Rückwärtsleitungseinrichtungen enthalten, wie beispielsweise die entgegengesetzt gepolten Dioden 16b-1 und 16b-2, welche an die Kollektor-Emitter-Übergänge der zugeordneten IGTs 16a-1 bzw. 16a-2 angeschlossen sind. Eine der Schaltvorrichtungen 16 wird bei einem 1-"Ein"-Zustand der Steuerspannung V während jeder Quellenwellenformhalbperiode in den leitenden Zustand gesteuert, der bei einem O-"Aus"-Zustand der Steuerspannung V , welcher am Ende dieser Quellenwellenformhalbperiode auftritt, beendet wird. Das tatsächliche Steuersignal zum Einschalten und Ausschalten der Leistungsschalteinrichtung 14 wird an dem Ausgang 22a einer Ein- und Ausschalteinrichtung 22 entsprechend dem Logikzustand eines Signals an einem Eingang 22b derselben geliefert. Dieses Signal wird an der Ausgangsklemme O einer Gatterschaltung 24 abgenommen.

Die Gatterschaltung 24, die ein Daten-D-Flipflop enthält, empfängt ein Logiksignal an einem Daten-D-Eingang von einem ersten Ausgang 20c des Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises, wobei dieser Ausgang auf einem ersten Pegel, z.B. einem Η-Pegel, nur dann ist, wenn der PLL-Schaltkreis auf der Wechselstromleitungsfrequenz f_T eingerastet ist. Ein Rücksetz-R-Eingang der Gatterschaltung 24 empfängt ein Signal V_f von einem zweiten Ausgang 2Od des PLL-Schaltkreises 20, der ein Leitungsspannungssynchronisiersignal mit einer Frequenz 2f_ abgibt, welche das Doppelte der Leitungsfrequenz f_T ist. Ein Takt-C-Eingang der Gatterschaltung 24 empfängt ein Signal von einem Ausgang 26a eines ersten !Comparators 26 aufgrund eines Vergleiches einer Spannung V_T an einem ersten, nichtinvertierenden Pluseingang 26b desselben mit einer Referenzspannung V_n an einem zweiten, invertierenden Minuseingang 26c des ersten !Comparators. Die Referenzspannung V_n wird durch eine Referenzspannungseinrichtung 28 geliefert.

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Die Spannung ν_χ ist eine integrierte oder rampenförmige (sägezahnform!ge) Spannung, die an einem Integrationskondensator 30 geliefert wird, dessen Kapazität die Größe C₁ hat und der zwischen die gemeinsame Schaltungsklemme und einen Integrationssignalbus 32 geschaltet ist. Die Integrationsbusspannung V_T wird bei jedem Nulldurchgang der verketteten Spannung (Leitungsspannung) durch eine Rücksetzeinrichtung 34 im wesentlichen auf die Größe null gebracht, die die Spannung V_f als Information über den Leitungsspannungsnulldurchgang für die Synchronisation (abgegeben an dem Ausgang 2Od des PLL-Schaltkreises) an einem Eingang 34a empfängt, um eine Verbindung niedriger Impedanz zwischen einem Rücksetzausgang 34b, der mit dem Bus 32 verbunden ist, und einem gemeinsamen Ausgang 34c, der mit der Klemme gemeinsamen Potentials der Phasensteuerschaltung 10 verbunden ist, herzustellen. Eine im wesentlichen lineare Sägezahnintegrationsspannung V_ mit einer von mehreren unterschiedlichen Steigungen wird erzielt, indem verschiedene Ströme aus mehreren Stromquellen summiert werden, um die Ladung auf dem Integrationskondensator 30 zu vergrößern, wenn der Integrationsbus 32 durch die Rücksetzeinrichtung 34 ausgelöst wird. Eine erste Stromquelle 36 liefert einen ersten, im wesentlichen konstanten Strom 11 (d.h. 11 =k, wobei k eine erste Konstante ist)bei einem Schaltungsbetriebspotential +V_, das immer dann vorhanden ist, wenn die Schaltung 10 durch Schließen des Hauptschalters S freigegeben ist. Das Betriebspotential für die gesamte Schaltung 10 wird durch eine Stromversorgungseinrichtung 37 geliefert (nicht in Fig. 1, aber in Fig. 2 dargestellt). Die Größe k des konstanten Stroms 11 wird speziell so festgelegt, daß keine ausreichende Ladung dem Integrationskondensator 30 zusätzlich zugeführt wird, um die Integration der Busspannung V-. zu bewirken, damit sie die Referenzspannung V„ erreicht, und zwar nur aufgrund des

κ.

Stroms 11 der ersten Stromquelle 36 während jeder Wellenformhalbperiode. Es muß daher zusätzlicher Strom dem In-

tegrationskondensator 30 zusätzlich zugeführt werden, d.h. zusätzlich zu dem Strom 11 der Quelle 36, um den Zustand des Signalpegels an dem Ausgang 26a des ersten Komparators 26 zu ändern. Dieser zusätzliche Strom wird am Anfang während des Anlaufteils des Betriebes durch eine zweite Stromquelle 38 geliefert, die einen Strom 12 abgibt. Der Strom 12 hat eine variable Größe, die durch die Größe einer Steuerspannung V2¹ gesteuert wird, welche an einem Steuereingang 38a anliegt. Der Ausgangsstrom 12 der zweiten (variablen) Stromquelle 38 wird dem Integrationsbus 32 über einen ersten Abschnitt 40-1 eines "Start/ Durchlauf"-Schaltnetzwerks 40 zugeführt. Somit wird der Strom 12 aus der zweiten Quelle 38 zu einer gemeinsamen Schaltklemme 40-1a des ersten Abschnitts geleitet, die wahlweise mit einer ersten wählbaren Schaltklemme 40-1b des ersten Abschnitts in dem "Starf-Zustand und mit einer zweiten wählbaren Schaltklemme 40-1c des ersten Abschnitts in dem "Durchlauf'-Zustand verbunden werden kann. Die Verbindung der gemeinsamen Klemme 40-1a mit der wählbaren Klemme 40-1b oder mit der wählbaren Klemme 40-1c erfolgt entsprechend dem Logikzustand eines 0-Ausgangssignals einer Start/Durchlauf-Einrichtung 42, die ebenfalls ein Daten-D-Flipflop-Logikelement enthalten kann.

Die tatsächliche Größe des variablen Stroms 12 wird wie oben erwähnt durch die Größe der Steuerspannung V2' gesteuert, die an den Stromquellensteuereingang 38a angelegt wird. Diese Steuerspannung V2' ist die Spannung an dem Eingang 38a aufgrund des Spannungsabfalls, und zwar unter dem Quellenbetriebspotential +V_Q, an einem Netzwerk 44 mit großer Zeitkonstante (das aus einem Zeitsteuerwiderstand 45b der Größe R1, einem Zeitsteuerkondensator 45a der Kapazität C2 und einer Diode 44c besteht) . Dieser Spannungsabfall ergibt sich aufgrund eines im wesentlichen konstanten Stroms 13 (I3=k', wobei k' eine zweite, von der ersten Konstante k der Strom-

quelle 36 verschiedene Konstante ist) einer dritten Quelle 46, die zwischen den Steuereingang 38a der zweiten Stromquelle und das gemeinsame Schaltungspotential geschaltet ist. Der Netzwerk 44/Schaltung 46-Strom 13 hat am Anfang ideal die Größe null, damit die Steuerspannung V2¹ nur einen Wert erreicht, welcher bewirkt, daß ein von null verschiedener Strom 12 von der Quelle 38 bis zur Leitungsfrequenzsynchronisation geliefert wird, d.h. bis ein 1-Pegel an dem Ausgang 20c eine gewisse Zeit nach dem "Anlaufen" der Schaltung durch Schließen des Hauptschalters S auftritt.

Eine vierte Stromquelle 48, die eine weitere gesteuerte Stromquelle ist, welche einen gesteuerten Strom 14 aufgrund der Größe eines Signals an ihrem Steuereingang 4 8a liefert, ist mit der gemeinsamen Klemme 40-2a des zweiten "Start/Durchlauf'-Schaltabschnitts 40-2 und in dem "Start"-Zustand mit der ersten wählbaren Schaltklemme 4O-2b des zweiten Abschnitts verbunden, die ihrerseits mit dem gemeinsamen Schaltungspotential verbunden ist. Daher wird in dem Startzustand der Strom 14 nicht zu dem Strom des Integrationsbusses 32, der den Integrationskondensator 30 auflädt, addiert. Der Strom 14 aus der Quelle 48 wird nur zu dem Gesamtstrom des Busses 32 addiert, wenn die zweite wählbare Schaltklemme 4O-2c des zweiten Abschnitts mit der Klemme 40-2a in dem "Durchlauf "-Zustand verbunden ist (wenn der Strom 12 aus der zweiten Quelle effektiv von einer Verbindung mit dem Bus getrennt ist). Die Größe des Stroms 14 aus der vierten Quelle wird durch eine Lastparametersensoreinrichtung bestimmt, die ein Signal an einen Schaltungshilfssteuereingang 10e mit Bezug auf die gemeinsame Schaltungsklemme 10d anlegt. Der Sensor 50 ist typisch nahe dem Lastwiderstand 12 angeordnet und überwacht einen ausgewählten Parameter, der zu steuern ist.

Ein zweiter Komparator 52 hat einen ersten, invertierenden Minuseingang 52a, der mit der Verbindung zwischen der zweiten Stromquelle 38 und einem Widerstand 54 der Grösse R2 verbunden ist, welcher in Reihe damit mit der Systembetriebspotentialquelle +V- verbunden ist. Die Spannung V2 an dem Eingang 52a steht so in Beziehung zu dem Strom 12 der zweiten Quelle und ist durch die Gleichung V2=V_Q-R2xl2 gegeben. Ein zweiter, nichtinvertierender Pluseingang 52b des zweiten Komparators ist mit der Verbindung zwischen der vierten Stromquelle 48 und einem Widerstand 56 in Reihe mit dieser mit dem Schaltungsbetriebspotential verbunden. Der Widerstand 56 hat eine Widerstandsgröße R3, so daß die Spannung V3, die an dem Eingang 52b anliegt, in Beziehung zu der Größe des Stroms 14 steht, d.h. V3=V_Q-R3xI4.

Der Vergleich der Spannungen V2 und V3 bestimmt den Logikzustand eines Ausgangs 52c des zweiten Komparators aufgrund der Beziehung von R2xI2 und R3xI4, was eine Information, d.h. einen Logikpegel an dem Daten-D-Eingang der Start/Durchlauf-Einrichtung 42 ergibt; dieser Datenpegel ändert sich, wenn der "Anlauf"-Sägezahnstrom im wesentlichen gleich dem "Durchlauf"-Sägezahnstrom ist, und nimmt so die Schaltung aus der "Anlauf-Betriebsart und versetzt sie in die "Durchlauf"-Betriebsart. Ein Takteingang C der Einrichtung 42 empfängt die Leitungssynchronisationsspannungs-V_f-Wellenform von dem PLL-Schaltkreis-Ausgang 2Od, wogegen ein Inverter 58 benutzt wird, um das Einrastsignal LOCK an dem ersten Ausgang 20c des PLL-Schaltkreises zu invertieren und ein nicht-eingerastet-Signal LOCK an den Rücksetzeingang R der Start/ Durchlauf-Einrichtung 42 anzulegen. Nur wenn sowohl (1) der PLL-Schaltkreis der Schaltung 10 in Synchronismus mit den Leitungsspannungsnulldurchgängen eingerastet ist als auch (2) die "Start"-Anfangsperiode des Betriebes abgeschlossen ist, wird daher der Ausgang der Einrichtung

42 die gemeinsame Schaltklemme 4O-2a des zweiten Abschnitts effektiv mit der zweiten wählbaren "Durchlauf"-Klemme 4O-2c desselben verbinden und den Strom 14 der Quelle 48 zu dem in dem Kondensator 30 integrierten Gesamtstrom addieren. Da der Strom 14 durch den Sensor 50 gesteuert wird, wird die zeitliche Änderung der Integrationsspannung V_x an dem Bus 32 aufgrund des überwachten Lastparameters verändert, um festzulegen, zu welcher Zeit nach jedem Leitungsspannungsnulldurchgang die Gatterschaltung 24 betätigt wird, um die Leistungsschalteinrichtung 14 über die Einrichtung 22 einzuschalten. Ebenso wird das Erkennen eines unerwünschten Zustande durch den Sensor 50 oder der Verlust an synchronisierter Phasenrastung bei den Wechselstromleitungsspannungsnulldurchgängen den Ausgang der Einrichtung 24 sperren und die Schalteinrichtung 14 ausschalten, und zwar wieder über die Einrichtung 22. Zu dieser Zeit bewirkt die Einrichtung 42 außerdem, daß die Schalteinrichtung 40 für einen erneuten Start des Schaltungsbetriebes konfiguriert wird, wenn und falls der Fehlerzustand beseitigt ist.

Bevor die Arbeitsweise der Schaltung 10 ausführlicher beschrieben wird, wird auf Fig. 2 Bezug genommen, die eine gegenwärtig bevorzugte Schaltungsausführungsform 10' zeigt, welche in Fig. 1 als Blockschaltbild dargestellt ist.

Beim Schließen des Hauptschalters S bleibt die Schaltung 10' im wesentlichen außer Betrieb, bis ihr die Betriebsspannungen +V und +V¹ durch die Stromversorgungseinrichtung 37 geliefert werden. Das erfolgt während der ersten mehreren Quellenwellenformhalbperioden positiver Polarität, wenn die Leitung-Li-Spannung an dem Schaltungseingang 10c positiv ist und der Stromversor-

gungsgleichrichter 60 leitet. Ladung wird dem Stromversorgungsfilterkondensator 62 zugeführt, welcher auf eine maximale Spannung aufgeladen wird, die durch die Z-Spannung einer parallelen Z-Diode 64 festgelegt wird; der Ladestrom wird durch einen Reihenstrombegrenzungswiderstand 66 begrenzt. Die Spannung der Z-Diode 64 wird so gewählt, daß sich das höchste erforderliche Schaltungsbetriebspotential +V ergibt. Ein mit drei Klemmen versehener Spannungsregler 68 wird auf bekannte Weise benutzt, um ein gut geregeltes, niedrigeres zweites Betriebspotential +V zu liefern. Die Spannung +V wird auf ein drittes Schaltungsbetriebspotential +Va durch eine Reihendiodenschaltung 69 reduziert.

Die Spannung an der Quelle 11 erscheint außerdem zwischen den Eingangsklemmen 20a und 20b des Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises. Jede Klemme ist über einen Reihenstrombegrenzungswiderstand 70a bzw. 70b mit zwei Schutzschaltungen verbunden, die Dioden 72a, 72b bzw. 74a, 74b enthalten, um zu verhindern, daß die Spannung an dem zugeordneten ersten, invertierenden Eingang 76a oder dem zweiten, nichtinvertierenden Pluseingang 76b eines dritten Komparators 76 mit Bezug auf das gemeinsame Schaltungspotential wesentlich mehr negativgeht oder wesentlich mehr positivgeht. Der nichtinvertierende Eingang 76b ist über eine Rückkopplungsschaltung 78, die einen Rückkopplungswiderstand 78a in Parallelschaltung mit einem Rückkopplungskondensator 78b enthält, mit dem Ausgang 76c des dritten Komparators 76 verbunden. Der Ausgang 76c des dritten Komparators ist direkt mit einem ersten Eingang 78a eines Exklusiv-ODER-Gatters 78 verbunden. Eine Zeitverzögerungsschaltung 80 ist zwischen den Komparatorausgang 76c und das gemeinsame Potential geschaltet, wobei ein Verzögerungswiderstand 80a zwischen den ersten Gattereingang 78a und einen zweiten Gattereingang 78b und ein Verzögerungskondensator 80b

zwischen den Gattereingang 78b und das gemeinsame Schaltungspotential geschaltet sind, Der Ausgang 78c des Gatters 78 liefert eine Signalspannung V , die einen positivgehenden H-Impuls 20' (vgl. Fig. 1b) für jeden Leitungsspannungsnulldurchgang ergibt, z.B. zu den Zeiten t_-t_1n, wie es für den Absolutwert der Quellenspannungs-IV11j-Wellenform in Fig. 1a dargestellt ist. Die Breite T jedes Impulses 2O¹ wird durch die Zeitverzögerungskenndaten der Schaltung 80 bestimmt; jeder dieser Impulse ist relativ schmal, wobei die in Fig. 1b gezeigten Impulse aus Darstellungsgründen in ihrer zeitlichen Dauer etwas übertrieben dargestellt sind. Die 1-Nulldur chgangsimpulswellenform V wird an einem Hilfsausgang 2Oe des Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreises 20 abgegeben. Die Nulldurchgangsimpulse werden außerdem an den Referenzfrequenzeingang 82a des PLL-Schaltkreises 82 angelegt, wie sie durch üblicherweise erhältliche PLL-Schaltkreise in Form von integrierten Schaltungen geliefert werden. Der PLL-Schaltkreis 82 erzeugt in Verbindung mit einer Freilauffrequenzeinstellkapazität 82b und verschiedenen ohmschen Elementen 82c-82e eine Leitungsspannungssynchronisationswellenform an einem ersten Ausgang 82f, die das Doppelte der Leitungsspannungsfrequenz (d.h. 2f_T) ist und über eine Kapazität 84 an einen zweiten Ausgang 2Od des PLL-Schaltkreises angelegt wird. Erst wenn die Freilauffrequenz auf den Leitungsspannungsnul!durchgängen eingerastet ist, wird ein LOCK-Ausgang 82g auf einen 1-Pegel erhöht. Das Signal an dem LOCK-Ausgang 82g wird durch eine Tiefpaßfiltereinrichtung 86 tiefpaßgefiltert, die aus einem Reihenwiderstand 86a zwischen dem Ausgang 82g und dem ersten Ausgang 20c sowie aus einer Filterkapazität 86b besteht, welche zwischen den Ausgang 20c und das gemeinsame Schaltungspotential geschaltet ist. Betriebseinzelheiten dieses Teils der Schaltung sind ausführlicher in einer weiteren deutschen Patentanmeldung der Anmelderin beschrieben, für die die

Priorität der US-Patentanmeldung, Serial No. 432 000, vom 1. Oktober 1982, in Anspruch genommen worden ist. Zu Erläuterungszwecken ist es ausreichend zu verstehen, daß die Spannung an dem LOCK-Ausgang 20c auf einen 1-Pegel zu einer gewissen Zeit t_T erhöht wird, nachdem die NuIldurchgangsimpulse 20' der Wellenformen V und V^ zum er-

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sten Mal an den Ausgängen 2Oe bzw. 2Od erschienen sind, was durch die gestrichelte Vorderflanke 20" der LOCK-Wellenform in Fig. 1b dargestellt ist, die nach mehreren Nulldurchgangsimpulsen auftritt, z.B. nach dem Auftreten von zwei Impulsen 20a und 20'b.

Das LOCK-Signal an dem Ausgang 20c ist daher auf einem O-Pegel bei dem Anlauf der Schaltung und wird durch die Wirkung des Inverters 58 als ein 1-Pegel-LOCK-Signal an den Rücksetzeingang R des D-Flipflops 42' der Start/Durchlauf-Einrichtung 42 angelegt. Das hat zur Folge, daß der komplementäre Ausgang Q des Flipflops 42' auf einem hohen, 1-Pegel gehalten wird, bis zumindest die Vorderflanke 20' des LOCK-Signals auftritt.

Auf den 1-Pegel an dem Q-Ausgang des Start/Durchlauf-Flipflops 42' hin ist die Spannung an der Klemme 48-1 der vierten Stromquelle auf einem Η-Pegel und ergibt einen Strom (über einen Basiswiderstand 89) ausreichender Grösse, um den Schalttransistor 40-2' in die Sättigung zu steuern. Daher erfüllt der Transistor 40-2· elektronisch die Funktion des zweiten Schaltabschnitts 40-2 und verbindet die gemeinsame Schaltklemme 40-2a des zweiten Abschnitts (d.h. an dem Kollektor des Transistors) mit dem gemeinsamen Potential an der ersten wählbaren Klemme 4O-2b (d.h. an der Emitterklemme desselben); der Ausgangsstrom der Stromquelle 48, der durch den Kollektorstrom eines Quellentransistors 48' geliefert wird, wird daher (durch Sättigung des Transistors 40-2' und Betreiben der Reihendiode 90 in Sperrichtung) von dem Bus 32

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beim Schaltungsanlauf effektiv getrennt. Der hohe 1-Pegel an dem Komplementärausgang Q des Flipflops 42' wird außerdem an die Eingangsklemme 46a der dritten Stromquelle 46 angelegt. Der Transistor 46' der dritten Stromquelle empfängt eine Basisansteuerung über eine Basisvorspannschaltung 92, die aus einem Reihenwiderstand 92a und einem Parallelwiderstand 92b in Reihe mit einer Temperaturkompensationsdiode 92c besteht; der Quellenstrom 13 wird durch den Gesamtwiderstand 94 eingestellt, welcher aus einem variablen Widerstand 94a und einem festen Widerstand 94b besteht, die in Reihe zwischen die Emitterelektrode des Transistors 46' der dritten Stromquelle und Massepotential geschaltet sind. Der dritte Quellenstrom 13 fließt in die Ausgangssenkenklemme 46b der dritten Stromquelle. Gleichzeitig wird der 1-Pegel an dem Ausgang Q außerdem über einen Basiswiderstand 96 angelegt, um einen PNP-Transistor 97 zu sperren, der das dritte Betriebspotential +Va an seiner Emitterelektrode empfängt und dessen Kollektorelektrode mit dem Eingang 38a der zweiten Stromquelle verbunden ist. Die dritte Stromquelle 46 muß daher ihren Strom 13 aus der Einrichtung 44 aufnehmen, was im folgenden noch näher beschrieben ist.

Gleichzeitig wird das 1-LOCK-Signal durch einen zweiten Inverter 98 erneut invertiert, um ein niedriges, O-Signal an dem Dateneingang D des Flipflops 24' der Gatterschaltung 24 zu erzeugen. Alle Nulldurchgangsimpulse, die an dem Nulldurchgangsspannung-V -Ausgang 2Oe oder dem PLL-Schaltkreis-Ausgang 2Od geliefert werden (und an einem Lastwiderstand 100 erscheinen), werden durch Dioden 102a und 102b ODER-verknüpft und ergeben einen 1-Pegel an einem Widerstand 104 an dem Rücksetzeingang R des Flipflops 24', was zusätzlich zu dem O-Pegel an dem Dateneingang D gewährleistet, daß der komplementäre Ausgang Q des Flipflops 24' auf einem hohen, 1-Pegel an dem Ausgang 22b-2 ist und daß der Ausgang Q des Flipflops auf einem

niedrigen, O-Pegel an dem Ausgang 22b-1 ist, was die Ein- und Ausschalteinrichtung 22 veranlaßt, die Leistungsschalteinrichtung 14 im ausgeschalteten Zustand zu halten.

Es können zwar viele Ausgestaltungen der Ein- und Ausschalteinrichtung 22 benutzt werden, in der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform enthält die Einrichtung 22 jedoch einen ersten und einen zweiten Steuertransistor 106a, 106b, deren Emitterelektroden mit dem gemeinsamen Schaltungspotential und deren Basiselektroden mit den Eingängen 22b-1 bzw. 22b-2 über Vorspannwiderstände 108a bzw. 108b verbunden sind. Die Kollektorelektrode des Transistors 106a ist über einen Widerstand 110 mit der Basiselektrode eines PNP-Stromquellentransistors 112 verbunden, dessen Emitterelektrode über einen Stromeinstellwiderstand 114 mit dem Betriebspotential +V verbunden ist. Zusätzliche Basisschaltungskomponenten, zu denen Dioden 116a und 116b und ein Parallelwiderstand 118 gehören, sind zwischen das Betriebspotential +V¹ und die Basiselektrode des Transistors 112 geschaltet. Die Kollektorelektrode des Transistors 112 ist in Parallelschaltung mit der Kollektorelektrode des Schalttransistors 106b mit der Basiselektrode eines Transistors 120 verbunden. Da die Kollektorelektrode mit dem Betriebspotential +V verbunden ist und die Basiselektrode Ansteuerstrom aus dem Transistor 112 empfängt, arbeitet der Transistor 120 als Emitterfolger und liefert einen Einschaltstrom von seiner Emitterelektrode zu dem Ausgang 120a und von da aus zu dem Steuereingang 14c der Leistungsschalteinrichtung. Ein Widerstand 122 ist zwischen den Ausgang 22a und das gemeinsame Potential geschaltet,

um eine Emitterfolgerlast für die Vorrichtung 120 zu bilden. Die Anode einer Ausschaltdiode 124 ist mit dem Ausgang 22a verbunden, und ihre Katode ist mit der Kollektorelektrode des Ausschalttransistors 106b verbunden, um eine schnelle Verringerung der Größe der Steuerspannung V_c zu erleichtern und die Leistungsschalteinrichtung 14 schnell auszuschalten, wenn der Eingang 22b-2 auf einem hohen Pegel ist. Ein Kondensator 123 wird durch die Stromquelle aufgeladen, die den Transistor 112 enthält, und ist durch den Emitterfolgertransistor 120 gepuffert, um den "Einschalt"- Eingangsstrom der Leistungsschalteinrichtung zu steuern.

Der anfängliche hohe, 1-Pegel an dem komplementären Q-Ausgang des Start/Durchlauf-Flipflops 42' in Verknüpfung mit dem niedrigen Pegel an dem Ausgang des Inverters 98 dient zum (1) Halten des D-Eingangs des Flipflops 24' auf einem niedrigen Pegel, wenn die Diode 99 leitet und den Effekt eines Integrators 126 überwindet (der einen Reihenwiderstand 126a zwischen dem Betriebspotential+V und dem Dateneingang D des Flipflops 24' und einen Integrationskondensator 126b zwischen dem Dateneingang D und dem gemeinsamen Schaltungspotential hat), und (2) Betreiben einer Diode 130 in Durchlaßrichtung und liefert eine Spannung an dem Schaltungseingang 44a an der Verbindung der Widerstände 132a und 132b in Reihe mit der Diode 130. Wenn der Eingang 44a an einer Spannung liegt, die kleiner als das Potential +V„ ist, ist ein PNP-Transistor 44' gesättigt, was einen Kurzschluß an dem Kondensator 45a und einen Spannungsabfall an der Vorwärtsvorspannungsreihendiode 44c und dem Widerstand 45b ergibt, wenn der PLL-Schaltkreis noch nicht eingerastet ist. Weil der Transistor 97 gesperrt ist, liefert der Transistor 44· jeden Strom, der durch die dritte Stromquelle 46 aufgenommen wird, und der Eingang 38a der

zweiten Stromquelle ist nur einen Basis-Emitter-Dioden-Spannungsabfall unter dem Betriebspotential +V , und der PNP-Transistor 38" der zweiten Stromquelle ist in dem Sperrzustand; daher fließt der Strom 12 durch den R2-Widerstand 54 und ist am Anfang auf dem Bus 32 nicht verfügbar .

Die Ströme 12 und 14 sind beim anfänglichen Anlauf nicht verfügbar; der einzige Strom, der verfügbar ist, ist der Strom 11 aus der ersten Stromquelle 36. Diese Stromquelle enthält einen PNP-Stromquellentransistor 36", dessen Emitterelektrode in Reihe mit einem variablen Widerstand 138a und einem festen Widerstand 138 mit der Betriebspotentialquelle +V verbunden ist und dessen Basiselektrode mit derselben Betriebspotentialquelle über eine Temperaturkompensationsdiode 140 und einen ersten Vorspann widerstand 142a verbunden ist, wobei die Basiselektrode außerdem über einen zweiten Vorspannwiderstand 142b mit dem gemeinsamen Schaltungspotential verbunden ist. Die Anode einer Z-Diode 144 ist mit dem gemeinsamen Schaltungs potential verbunden, wogegen die Katode der Z-Diode sowohl mit der Kollektorelektrode des Stromquellentransistors 36' als auch mit dem Ausgang 36a der ersten Stromquelle verbunden ist, der seinerseits mit dem Bus 32 und mit dem Integratorkondensator 30 sowie mit dem Eingang 26b des ersten Komparators 26 verbunden ist. Sobald das Betriebspotential +V verfügbar ist, beginnt daher die erste Stromquelle 36, den ersten Strom 11 zu liefern, welcher die Integrationskapazität 30 linear auf einen Maximalwert der Sägezahnspannung V auflädt, der gleich der Z-Spannung der Diode 144 ist.

Die Spannung V_T an der Integrationskapazität 30 wird über

einen Eingangswiderstand 150 an den nichtinvertierenden Eingang 26b¹ des Operationsverstärkers 26' angelegt. Der Eingang 26b¹ ist über einen Rückkopplungswiderstand 152 mit dem Operationsverstärkerausgang 26c¹ verbunden, welcher seinerseits mit dem Ausgang 26a des ersten Komparators verbunden ist, der die Taktsignale an den Takteingang C des Flipflops 24' anlegt, was im folgenden noch näher erläutert ist. Der invertierende Eingang 26a¹ des Operationsverstärkers ist mit dem Komparatorreferenzspannung-V_R-Eingang 26c verbunden, welcher die Referenzspannung V- aus der Referenzspannungseinrichtung 28 empfängt. Die Referenzspannung der Einrichtung 28 erscheint an der Verbindungsstelle eines Referenzspannungsteilers, welcher einen ersten und einen zweiten Widerstand 154a, 154b enthält, die zwischen das Betriebspotential +V und das gemeinsame Schaltungspotential geschaltet sind, und einen Initialisierungskondensator 156 in Parallelschaltung zu dem Teilerwiderstand 154a.

Die vierte (zweite variable) Stromquelle 48 enthält wie oben beschrieben die Diode 90, den Stromquellentransistor 48" und den Emitterwiderstand 56. Die Basiselektrode des Transistors 48' wird durch eine Schaltung vorgespannt, die einen ersten Widerstand 150 enthält, der mit dem Stromquellensteuereingang 48a verbunden ist, welcher auf Änderungen in dem Ausgangssignal des Sensors 50 ansprechen muß, der den gewählten Parameter des Lastwiderstands 12 überwacht. In der dargestellten Ausführungsform ist die Lastwiderstandstemperatur der gewählte abgefühlte Parameter, weshalb der Sensor ein Thermistor 50' in unmittelbarer Nähe des Lastwiderstands ist. Der Thermistor 50* ist zwischen die gemeinsame Schaltungspotentialklemme 1Od und die Sensoreingangsklemme 10e geschaltet. Zum Umwandeln des Sensorwiderstands, der sich entsprechend Änderungen der Temperatur der Last 12 verändert, wird eine

Einrichtung 155 benutzt. Die Einrichtung 155 enthält einen Operationsverstärker 156/ der einen ersten, invertierenden Minuseingang 156a hat, welcher mit der Sensorklemme 1Oe und außerdem mit dem gemeinsamen Schaltungspotential über einen Widerstand 158 verbunden ist. Der andere, nichtinvertierende Pluseingang 156b des Operationsverstärkers 156 empfängt ein im wesentlichen konstantes Referenzpotential V₁ an dem Ausgangsschaltungspunkt eines Referenzspannungsteilers 160, der einen ersten Widerstand 160a hat, welcher zwischen das Betriebspotential +V und den Eingang 156 geschaltet ist, und einen zweiten Widerstand 160b, der zwischen den Eingang 156b und das gemeinsame Schaltungspotential geschaltet ist. Der Operationsverstärkerausgang 156c ist mit dem Steuereingang 48a der vierten Stromquelle und außerdem über einen Rückkopplungswiderstand 162 und eine Rückkopplungskapazität 164 mit dem Operationsverstärkereingang 156a verbunden, an welchem die lasttemperaturabhängige Spannung V erscheint. Zum Erleichtern des Einsteilens des Temperaturarbeitspunktes, der durch den Operationsverstärkerausgang 156c zu steuern ist, wird die lasttemperaturabhängige Spannung V. variabel gemacht, und zwar durch die Verbindung einer variablen Widerstandsschaltung mit dem Eingang 156a und dem Betriebspotential +V. Diese Widerstandsschaltung 166 enthält einen ersten festen Widerstand 166a, der zwischen den Eingang 156a und eine Schaltungshilfsklemme 10f geschaltet ist, und einen zweiten festen Widerstand 166b, der zwischen die Schaltungshilfsklemme 10g und das Betriebspotential +V geschaltet ist. Ein variabler Temperatureinstellwiderstand 166¹ ist zwischen die Klemmen 10f und 10g geschaltet und typisch außerhalb der Schaltung 10 angeordnet, insbesondere wenn die Schaltung 10 als integrierte Schaltung ausgebildet ist. Die Spannung an dem Ausgang 156c ist die Steuerspannung für die vierte Stromquelle, so daß der Strom 14 durch den Temperatureinstellwiderstand 166¹ (und die

diesem zugeordneten Widerstände 166a und 166b) in Verbindung mit dem Widerstand des Thermistors 50' eingestellt werden kann.

Die steuernde Wirkung der Spannung an dem Verstärkerausgang 156c an der vierten Stromquelle wird außerdem durch eine Vorspannschaltung 168 der vierten Stromquelle begrenzt/ die ein erstes Widerstandselement 168a enthält, das zwischen die Schaltungshilfsklemmen 10h und 10i geschaltet ist, ein zweites Widerstandselement 168b, das zwischen die Klemme 1Oi und die Potentialquelle +V geschaltet ist, eine Filterkapazität 168c, die an die beiden in Reihe geschalteten Widerstände 168 und 168b angeschlossen ist, und eine Diode 168d, deren Anode mit der Klemme 10h und deren Katode mit der Basiselektrode des Stromquellentransistors 48' verbunden ist. Ein variabler Widerstand 168¹ ist zwischen die Klemmen 10h und 10i geschaltet (und ebenfalls typisch außerhalb der als integrierte Schaltung ausgebildeten Schaltung 10 angeordnet), und zwar zum Steuern des Vorspannungsstroms, der dem Quellentransistor 48' geliefert wird, und daher zum Begrenzen des maximalen Leistungswertes des Lastwiderstands, wenn ein Thermistorsensor 50' zur Lasttemperatursteuerung (und deshalb zur Leistungssteuerung) benutzt wird.

Der Strom 14, der durch die Lasttemperaturveränderungen im wesentlichen linear gesteuert wird, ergibt die Spannung V3 an dem Eingang 52b des zweiten Komparators 52. Der Eingang 52b ist über einen Eingangswiderstand 170 mit dem nichtinvertierenden Pluseingang 52b¹ eines Komparators 56' verbunden, dessen invertierender Minuseingang 52a¹ mit dem Eingang 52a des zweiten Komparators 52 verbunden ist. Ein Rückkopplungswiderstand 172 ist zwischen den Eingang 52b¹ und den Ausgang 52c' geschaltet, der selbst mit dem Aus-

gang 52c des zweiten Komparators verbunden ist. Der Ausgang 52c ist mit der Anode einer Diode 174 verbunden, deren Katode mit dem Dateneingang D des Start/Durchlauf -Flipflops 42' verbunden ist. Dieser Eingang ist außerdem mit der Katode einer weiteren Diode 176 verbunden, deren Anode mit dem Ausgang Q des Flipflops und über einen Widerstand 178 mit Massepotential verbunden ist. Die Diode 174 und die Haltediode 176 bilden zusammen mit dem Widerstand 178 eine ODER - Gatterschaltung mit zwei Eingängen, welche den Dateneingang D des Start/Durchlauf -Flipflops mit der positiveren der Spannungen an dem Ausgang Q des Flipflops oder an dem Ausgang 52c des zweiten Komparators versorgt.

Im Betrieb und gemäß sämtlichen Figuren und insbesondere gemäß den Fig. 1a, 1d empfängt die Schaltung 10 oder 10' bis zu der ersten Quellenwellenformhalbperiode positiver Polarität keinen Betriebsstrom. Der Nulldurchgangs- und PLL-Schaltkreis 20 beginnt daher mit dem Erzeugen der positiven Impulse 20· erst, wenn die Stromversorgungseinrichtung 37 in der Lage ist-, Betriebspotential zu liefern. Der PLL-Schaltkreis 82 wird auf die Leitungsspannungsnulldurchgänge erst mehrere Nulldurchgänge nach der Stromzufuhr zu der Schaltung eingerastet. Während diesen wenigen anfänglichen Quellenwellenformhalbperioden, die als Beispiel durch die Halbsinuswellenform 200 des Absolutwerts der Halbperiodenspannung J V111 der Quelle 11 dargestellt sind (Fig. 1a), und zwar zwischen der Zeit t_ und der Zeit t₁, wird ein positivgehender 1-Impuls 20'a zur Zeit t erzeugt und ist an dem Ausgang 2Oe verfügbar. Das Gatterflipflop 24' empfängt einen 1-Pegel an seinem Rücksetzeingang R und hält die Leistungsschalteinrichtung 14 in dem nichtleitenden Zustand. Gleichzeitig empfängt der Rücksetzeinrichtungstransistor 34' einen ausreichenden

-3A-

Basisstrom über den Reihenwiderstand 35, um eine niedrige Impedanz von dem Bus 32 zum gemeinsamen Potential zu erzeugen. Wenn der Impuls 20'a (Fig. 1b) auf den O-Pegel zurückkehrt, löst die Rücksetzeinrichtung 34' den Bus aus, und die im wesentlichen den Wert null aufweisende Busspannung V_T beginnt, linear anzusteigen, wenn der Integrationskondensator 30 durch den Strom 11 der ersten Stromquelle 36 aufgeladen wird. Wie erwähnt ist die Einrastspannung an dem Einrichtungsausgang 20c noch auf einem O-Pegel, was einen 1-Pegel an dem Rücksetzeingang R des Flipflops 42' ergibt, der die zweite und die vierte Stromquelle sperrt, so daß der Integrationskondensator 30 weder den Strom 12 noch den Strom 14 empfängt. Demgemäß steigt die Integrationsspannung V_T linear aufwärts an, und zwar nur aufgrund des Stroms 11; die Sägezahnspannung 205a (Fig. 1c) hat eine ausreichend niedrige zeitliche Änderung, was durch die Einstellung des variablen Widerstand 138a der ersten Stromquelle festgelegt wird, so daß die Spannungsrampe 205a den Wert 210 der Referenzspannung V zur Zeit t₁ am Ende der besonderen Quellenwellenformhalbperiode nicht erreicht. Zur Zeit t. ist der Absolutwert der Spannung der Quelle 11 wieder null, und es wird ein nächster Nulldurchgangsimpuls 20'b erzeugt. Auf diesen Impuls hin bewirkt die Rücksetzeinrichtung 34 das schnelle Entladen des Integrationskondensators 30 und zieht die Integrationsspannung V zurück auf den im wesentlichen null betragenden Spannungswert. Daher empfängt das Gatterflipflop 24' keinen Impuls an dem Takteingang C und wird nicht freigegeben, und die Leistungsschalteinrichtung 14 bildet keinen Pfad für das Fließen eines Laststroms I_T durch die Last 12. Die vorstehend angegebene Folge wird für alle Quellenwellenformhalbperioden wiederholt, bis der PLL-Schaltkreis bei den Leitungsspannungsnulldurchgängen eingerastet, d.h.

mit diesen synchronisiert ist. Zu Erläuterungszwecken wird angenommen, daß das während der Quellenwellenformhalbperiode 200a zwischen der Zeit t₁ und der Zeit t_ erfolgt, wobei die LOCK-Spannung an dem Ausgang 20c des PLL-Schaltkreises auf den 1-Pegel ansteigt, was durch die ansteigende Flanke 20" in Fig. 1b dargestellt ist, und zwar zu einer Zeit t_L nach der Anfangszeit t* der Halbperiode.

Während dieser Quellenwellenformhalbperiode 200a des Betriebes wird die Spannung des Busses 32 zur Zeit t₁ auf im wesentlichen null Volt durch die Einrichtung 34 rückgesetzt, wie es oben beschrieben worden ist, und kurz danach wird die Zeit t₁ dadurch ausgelöst. Die Busintegrationsspannung V₁ steigt wieder mit der niedrigsten zeitlichen Änderung in dem Teil 205a¹ im wesentlichen linear an, und zwar nur auf den Empfang des Stroms 11 der ersten Stromquelle hin. Der Strom 32 des Busses ändert sich nicht, wenn sich der Pegel des Einrastausganges 20c zur Zeit t_L ändert. Zu dieser Zeit ist die Spannung an dem Ausgang 20c auf einen 1-Pegel angestiegen, was einen O-Pegel an dem Rücksetzeingang R des Start/Durchlauf-Flipflops 42' ergibt, der dessen Ausgänge auslöst, und außerdem einen 1-Pegel an dem Ausgang des Inverters 98, der den Dateneingang D des Gatterflipflops 24" auslöst (dessen Spannung sich durch die Wirkung der Integratorschaltung 126 auf einen 1-Pegel auflädt) . Da der Komplementärausgang Q des Start/Durchlauf-Flipflops 42' auf einem 1-Pegel bleibt, bleibt der Rücksetztransistor 40-2' gesättigt, wodurch die 14-Stromquelle gesperrt wird, wogegen der Transistor 44' gesättigt bleibt, wodurch die 14-Stromquelle gesperrt wird. Deshalb steigt die Integrationsbusspannung V₁ wieder mit derselben langsamen zeitlichen Änderung in dem Teil 205a¹ an und erreicht niemals die Linie 210 der Referenzspannung V_n vor dem

Rücksetzen zur Zeit t₂, so daß die Leistungsschalteinrichtung

-2B-

14 während dieser Halbperiode der Quellenwellenform nicht freigegeben wird.

Bei dem ersten Nulldurchgang nach dem Auftreten des LOCK-Signals, d.h. bis zur Zeit t~, werden die Impulse 20' an den beiden Ausgängen 2Oe und 2Od des Nulldurchgangsund PLL-Schaltkreises 20 zusammen mit dem LOCK-Signal benutzt, um die Schaltung für den Laststromfluß in der "Start"-Betriebsart vorzubereiten. Der Nulldurchgangsimpuls 20' wird durch die Diode 102a übertragen und setzt das Gatterflipflop 24' zurück/ während außerdem gleichzeitig ein Taktimpuls an den Takteingang C des Start/Durchlauf-Flipflops 42' angelegt wird (dessen Rücksetzeingang R nun ausgelöst wird, und zwar aufgrund des Erreichens des Einrastzustandes) . Selbst wenn die Lasttemperatur unter der Temperatur ist, die durch den variablen Widerstand 166' eingestellt ist, und ein ausreichendes Potential an dem Eingang 48' der vierten Stromquelle vorhanden ist, um den Transistor 48' zu veranlassen, etwas Strom 14 zu liefern, ist der Transistor 40-2' gesättigt und verhindert, daß der Strom 14 dem Bus 32 zugeführt wird. Der Stromfluß durch den Transistor 48" der vierten Stromquelle bewirkt jedoch, daß die Spannung V3 kleiner ist als das Betriebspotential Va, welches wegen des nichtleitenden Zustands des Transistors 38* die Spannung V2 an dem Eingang 52a des zweiten Komparators ist. Der Ausgang 52c des zweiten Komparators und deshalb der Dateneingang D des Flipflops 42'-sind auf einem O-Pegel, wodurch das Start/Durchlauf-Flipflop in dem Rücksetz zustand gehalten wird, und zwar trotz des Vorhandenseins eines gültigen Taktimpulses an seinem Takteingang C und des Auslösens des Rücksetzeingangs R desselben. Der hohe, 1-Pegel an dem komplementären Ausgang Q des Flipflops 42' hat bereits die dritte Stromquelle 46 eingeschaltet, aber, da der Transistor 44" aufgrund der rückwärtsvorgespannten Diode 130 aus dem Sättigungszustand in den Sperr-

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zustand geschaltet hat, beginnt der Kondensator 45a, sich über den R1-Widerstand 45b langsam aufzuladen, und der Strom 13' beginnt, mit einer kleinen Anfangsgröße zu fliessen. Das hat zur Folge, daß die Spannung an dem Eingang 38a, d.h. die Basisspannung des Transistors 38' der zweiten Stromquelle beginnt, von der Spannung +V aus linear

abzusinken, und zwar mit einer zeitlichen Änderung, die durch den Widerstandswert R1 des einstellbaren Widerstands 4 5b und die Kapazität C2 des Kondensators 45a festgelegt ist. Wenn die Steuerspannung V2' im wesentlichen linear absinkt, steigt der Strom 12 der zweiten Quelle an, und zwar beginnend nach dem Rücksetzimpuls 20", endet zur Zeit t₂, und die Rücksetzeinrichtung 34 wird gesperrt. Der linear ansteigende Strom 12 wird zu dem konstanten Strom addiert, um den Kondensator 30 aufzuladen, was bewirkt, daß die Integratorspannung V mit einer schnelleren Geschwindigkeit ansteigt, was durch den Teil 205b der Spannung V gezeigt ist. Der Teil 205b hat somit eine größere Steigung oder zeitliche Änderung als die Steigung des Teils 205a. Der größere Strom (11+12) wird durch Einstellen der variablen Widerstände 45b und 94a eingestellt, damit der Teil 205b der Integrationsspannung V den Wert 210 der Referenzspannung V₇, des ersten Komparators zu einer gewissen Zeit kurz vor der Zeit t_ erreicht, zu der die HalbSchwingung 200b endet. Zu dieser Zeit, zum Beispiel zu der Zeit (t_-Ti), ändert die normalerweise niedrige Spannung an dem Ausgang 26a des ersten Komparators sich prompt auf einen hohen, 1-Pegel und ergibt einen Übergang mit ansteigender Flanke an dem Takteingang C des Gatterflipflops 24'. Da der Dateneingang D nun im wesentlichen auf den 1-Pegel angestiegen ist, wird der Ausgang Q des Gatterflipflops freigegeben, und der Ausgang Q wird gesperrt, was einen 1-Pegel an dem Einrichtungseingang 22b-1 und einen O-Pegel an dem Einrichtungseingang 2 2b-2 ergibt. Das bewirkt, daß die Ein- und Ausschalteinrichtung 22 die Leistungsschalteinrichtung 14 für das Leiten des Laststroms I₁. durch die ohmsche Last 12 für

XJ

das kurze Zeitintervall T₁ unmittelbar vor dem Nulldurchgang zur Zeit t₃ freigibt. Zur Zeit t_ erscheint ein weiterer Impuls 20* mit der sehr kurzen Impulsbreite T . Das Gatterflipflop wird rückgesetzt, wodurch der Ausgang Q desselben wieder auf den O-Pegel und der Ausgang Q auf den 1-Pegel gebracht wird, damit die Einrichtung 22 das Freigabeansteuersignal an der Leistungsschalteinrichtung 14 beseitigt und die Leistungsschalteinrichtung 14 ausschaltet, d.h. in den nichtleitenden Zustand bringt, so daß der Stromfluß durch den Lastwiderstand 12 gesperrt wird. Die ohmsche Last empfängt daher am Anfang einen Laststromimpuls 215a (Fig. 1d) mit der sehr kurzen Dauer

Die Rampen- oder Sägezahnzeitkonstante für die zweite Stromquelle 38, die durch die Kapazität C2 und den Widerstand R1 eingestellt ist, ist ausreichend lang, so daß mehrere Quellenwellenforinhalbperioden erforderlich sind, bevor die Größe des Stroms 12 ausreicht, um die Spannung V2 auf denselben Wert wie die sensorgesteuerte Spannung V3 an dem anderen Eingang des zweiten Komparators 52 zu verringern. Während diesen mehreren Perioden nimmt die Größe des Stroms 12 allmählich zu (mit einer großen Zeitkonstante, was durch eine gestrichelte Linie 212 dargestellt ist, welche die Spitzen der Teile 205 der interpretierten Spannung V_T verbindet), so daß, wenn die langsam ansteigende Größe des Stroms 12 zu dem konstanten Strom 11 addiert wird, die Steigung der Rampenteile 205, z.B. der Teile 205b-205f, allmählich zunimmt und bewirkt, daß die Leistungsschalteinrichtungseingangsspannung V für zunehmend größere Zeitintervalle 215a-215e vorhanden ist. Nach dem Rücksetzen durch den Impuls 20' zur Zeit t₃ steigt daher der Teil 205c der integrierten Spannung mit einer größeren zeitlichen Änderung als der zeitlichen Änderung des vorherigen Teils 205b an, und zwar we-

gen des größeren Stroms 12 der zweiten Stromquelle, und bewirkt, daß die Linie 210 der Referenzspannung V_n zu einer früheren Zeit erreicht wird, z.B. zur Zeit (t.-T2), als zu der Zeit, zu der der Teil 205b·die Linie 210 der Referenzspannung durchquert hat. Deshalb empfängt während der Quellenwellenformhalbperiode 200c die Leistungsschalteinrichtung 14 einen Steuerspannungsfreigabeimpuls 215b und liefert einen Stromimpuls der Dauer 12, die größer ist als die Dauer T1 des Stromimpulses 215a während der vorangehenden Halbperiode. Ebenso ergibt während anschliessender Halbperioden 20Od, 20Oe und 20Of die zunehmende Größe des Stroms 12 der zweiten Stromquelle zunehmende Größen der Steigung der Teile 205d, 205e bzw. 205f der integrierten Spannung V , was bewirkt, daß jeder dieser Teile von dem Rücksetzwert null aus ansteigt und die Linie 210 der Referenzspannung V_n mit zunehmend größeren

JK

Zeiten vor der Zeit, z.B. t_c, t, und t_, erreicht, zu der die betreffende Wellenformhalbperiode endet. Deshalb nehmen die Zeitintervalle T3, T4 und T5, während welchen die Leistungsschalteinrichtung 14 freigegeben ist und der Laststrom I_T fließt, wie die Laststromimpulse 215c,

J_l

215d bzw. 215e zu. Zu Darstellungszwecken ist angenommen worden, daß der zunehmende Strom 12 der zweiten Stromquelle einen Laststromimpuls 215e von ausreichender Dauer in dem Intervall zwischen der Zeit t_c und der Zeit t_, er-

D /

gibt, so daß am Beginn der nächsten Quellenwellenformhalbperiode 200g die Spannung V2 an dem zweiten Komparatoreingang 52a im wesentlichen gleich der Spannung V3 an dem zweiten Eingang 52b des zweiten !Comparators ist und bewirkt, daß der Ausgang 52c des zweiten Komparators seinen Zustand ändert und einen hohen, 1-Pegel an der Diode 174 und dem Dateneingang D des Gatters 42' ergibt.

Zu dieser Zeit, z.B. zu der Zeit t_, wird das Gatterflipflop 24' wieder rückgesetzt, und zwar ebenso wie die zweite und die vierte Stromquelle mittels der Transistoren 34'

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und 40-2·. Der Impuls 20' bildet außerdem einen richtigen Taktimpuls an dem Takteingang C des Start/Durchlauf-Flipflops 42', das nun einen 1-Pegel an seinem Dateneingang D hat, und zwar aufgrund der Zustandsänderung des Ausgangs 52' des zweiten Komparators wegen der Spannung V2, die wenigstens gleich der, wenn nicht gar kleiner als die Größe der Spannung V3 wird. Der 1-Pegel an dem Eingang D des Flipflops 42' wird so durchgetaktet, um den Ausgang Q auf einen 1-Pegel zu setzen und den komplementären Ausgang Q auf einen O-Pegel rückzusetzen. Der letztgenannte Vorgang sperrt gleichzeitig die Stromquelleneinrichtungen 44 und 46, bringt den Transistor 97 in den gesättigten Zustand, um den Transistor 38' der zweiten Stromquelle in den Sperrzustand zu bringen, und bringt den Transistor 40-2' aus der Sättigung. Der 1-Pegel an dem Ausgang Q des Flipflops 42' hält über die Diode 176 den Dateneingang D desselben auf dem 1-Pegel, wodurch die Betriebsart der Schaltung von "Start" auf "Durchlauf" geändert wird. Das Flipflop 42' bleibt in dem "Durchlauf"-Zustand, bis entweder die Stromzufuhr der Schaltung 10 abgeschaltet wird oder ein 1-Pegel an dem Rücksetzeingang R des Flipflops 42' erscheint, falls der PLL-Schaltkreis die synchronisierende Einrastung mit den Leitungsspannungsfrequenznulldurchgängen verliert. Die zweite Anlaufstromquelle 38 wird daher gesperrt, und der zweite Strom 12 hört zu fließen auf. Das Sperren des Transistors 40-2' beseitigt jedoch die niedrige Impedanz an der Anode der Diode 90 und gestattet das Addieren des zweiten variablen Quellenstroms 14 zu dem Integrationsbus 32, damit die Steigung der Teile 205g usw. der integrierten Spannung durch den Sensor 50' gesteuert werden kann. Die Verzögerung nach jedem Nulldurchgang, d.h. die Zeit, zu der die Leistungsschalteinrichtung 14 freigegeben wird, um einen Stromfluß in der Last 12 zu gestatten, wird daher durch den Quellenstrom 14 festgelegt, der zu dem Steuerfehlerspannung-V3-Signal proportional ist, welches aufgrund des tatsächlichen Lastparameters, der überwacht

wird, geliefert wird. Der mittlere Laststrom I₁. ist während des "Start"-Anfangszeitintervalls allmählich gesteigert worden, um die Vorrichtungen 16 der Leistungsschalteinrichtung 14 daran zu hindern, Spitzenströme zu leiten, die wesentlich größer sind als der normale Laststrom in dem "Durchlauf"-Zustand.

In der "Durchlauf"-Betriebsart wird die Basisreferenzspan nung der Stromquelle 48 an dem Eingang 48a durch den Sensor 50' und dessen zugeordnete Brückenverstärkereinrichtung 155 geliefert. In dem dargestellten Beispiel ist der Thermistor 50' Teil einer Brückenschaltung (zusammen mit den Widerständen 160a und 160b, 166a und 166b, 166' und 158). Wenn die Lastwiderstandstemperatur auf dem gewünschten Temperaturwert ist, ist die Spannung V. an dem ersten Eingang 156a des Verstärkers im wesentlichen gleich der Spannung V1 an dem zweiten Eingang 156b des Verstärkers. Der Verstärkerausgang 156c ist auf einem gewünschten Pegel, und durch die Einstellung des variablen Widerstands 168' legt dieser die Spannung unter dem Betriebspotential

V an der Basiselektrode des Transistors 48' der vierten a

Stromquelle fest. Die Basiselektrodenspannung legt ihrerseits den Strom in dem Emitterwiderstand R3 und deshalb den Quellenausgangsstrom 14 fest, der auf dem Integrationsbus 32 addiert wird. Bei der gewünschten Widerstandsbetriebstemperatur lädt dieser Strom 14, der zu dem festen Strom 11 aus der ersten Stromquelle 36 addiert wird, die Integrationskapazität 30 mit einer linearen Geschwindigkeit auf, was die Integrationsspannung V_T mit dem gewünschten linearen Teil 205g nach der Beendigung des Nulldurchgangsimpulses 20' in dem Intervall von der Zeit t_ bis zu der Zeit t_o während der Quellenwellenform-

/ O

halbperiode 200g ergibt. Das führt zu dem linear ansteigenden Teil 205g, der die Referenzspannungslinie 210 zu

der Zeit (t„-T,J durchquert, zu welcher Zeit der Auso U

gang 26a des ersten Komparators seinen Zustand ändert und

den 1-Pegel an dem Dateneingang D des Gatterflipflops 24' durch die Einrichtung 22 taktet und die Leistungsschalteinrichtung 14 einschaltet, um den Beginn des Stromimpulses 215f freizugeben. Der Impuls 215f endet mit dem nächsten Nulldurchgangsimpuls 20' zur Zeit t_fi am Ende der betreffenden Quellenwellenformhalbperiode. Der Laststrom fließt daher für das gesamte Zeitintervall T_D, welches das Zeitintervall ist, das erforderlich ist, um einen Strom zu liefern, der ausreicht, um den Lastwiderstand auf der gewünschten Temperatur zu halten. Die Startzeit an der Vorderflanke 215f des Laststromimpulses kann in jeder Richtung verändert werden, was durch Pfeile A in Fig. 1d angegeben ist, und zwar auf Lastwiderstandtemperaturänderungen hin, um die Lastströme und so die Lasttemperatur für jede Einstellung der Lasttemperatureinstelleinrichtung 166' zu steuern.

Wenn die Lasttemperatur aufgrund eines vorübergehend angestiegenen Lastwiderstands, einer kleineren Leitungsspannung od.dgl. abnimmt, nimmt der Thermistorwiderstand zu, und die überwachte Spannung V. nimmt zu, was zu einer Verringerung der Spannung an dem Steuereingang 48a der vierten Stromquelle führt. Aufgrund dessen wird die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 48" der vierten Stromquelle verringert, und die Spannung an dem Widerstand R3 wird vergrößert, wodurch der Strom 14 vergrößert wird. Dadurch wird der Gesamtstrom vergrößert, der der Integrierkapazität 30 zugeführt wird, und die Steigung des linear ansteigenden Teils der integrierten Spannung V₁, z.B. des Teils 205h (Fig. 1c), wird größer, so daß die Spannung V₃. die Linie 210 der Referenzspannung V mit einer kleineren Verzögerung nach dem zugeordneten Nulldurchgang erreicht (z.B. dem Nulldurchgang zur Zeit t_g für die zugeordnete Quellenwellenformhalbperiode, z.B. 200h). Der Laststromimpuls 215g beginnt nun zu einer Zeit (tg-T ), wobei die Stromimpulsvorderflanke 215g¹ bälder in der Halbperiode als die Vorderflanke 215f des Stromimpulses 215f auftritt,

wenn die Last auf dem gewünschten Parameterwert ist. Das größere Laststromleitungszeitintervall T_Q des Impulses 215g nimmt mit der Lastverlustleistung und deshalb mit der Lasttemperatur zu. Zusätzliche Stromimpulse mit einer Dauer, die größer ist als die Dauer T_n für den gewünschten Parameterwert, werden während zusätzlicher Quellenwellenformhalbperioden auftreten (nicht dargestellt), wobei die Impulsdauer mit zunehmender Lasttemperatur allmählich abnimmt, bis die Lasttemperatur auf den gewünschten Wert angestiegen ist. Bei dem gewünschten Wert ist der Widerstand des Thermistorsensors 50" so, daß die Brücke abgeglichen ist, und die Steuerspannung an dem Eingang 48a der vierten Stromquelle kehrt zu dem Wert zurück, bei dem die Stromimpulse 215f mit der gewünschten Impulsbreite T erzeugt werden. Die maximale Dauer der größeren Stromimpulse 215g kann durch Verändern des Widerstands 168' eingestellt werden oder aber dieser variable Widerstand 168' und die ihm zugeordneten festen Widerstände 168a und 168b können durch einen einzelnen festen Widerstand ersetzt werden, der einen festen Grenzwert für die Spannung festlegt, bei dem die Basiselektrode des Transistors 48' der vierten Stromquelle durch die Sensorverstärkerausgangsspannung unter das Betriebspotential +Va gezogen werden kann. Das ergibt einen maximalen Grenzwert für die phasenmäßige Vorverlegung der Leitungsperiode T der Impulse 215 und legt den maximalen Nennstrom für die Vorrichtungen 16 der Leistungsschalteinrichtung 14 in der normalen "Durchlauf"-Betriebsart fest.

In dem entgegengesetzten Fall, in welchem die Temperatur der ohmschen Last 12 ansteigt, nimmt der Widerstandswert des Temperaturüberwachungssensorthermistors 13' ab und bewirkt eine Abnahme des Wertes der Spannung V. , um eine Zunahme der Spannung an dem Steuereingang 48a der vierten Stromquelle zu bewirken. Aufgrund dessen steigt die Spannung an der Basiselektrode des Transistors 48' der vierten Stromquelle an, was eine niedrigere Spannung an dem Wider-

stand 56 ergibt und den Ausgangsstrom 14 der vierten Stromquelle verringert. Der Gesamtstrom, der dem Integrationskondensator 30 zugeführt wird, nimmt ab, und die kleinere Steigung des Teils 205i der integrierten Spannung V wird erzielt. Das ergibt eine größere Zeit nach dem Nulldurchgangsimpuls (z.B. dem Impuls 20' zur Zeit tg), mit dem ein besonderes Quellenwellenformhalbperiodenintervall beginnt, z.B. das Intervall von der Zeit tg bis zur Zeit t* _Q für die Wellenformhalbperiode 20Oi, so daß der Teil 205i der integrierten Spannung die Referenzspannungslinie 21Oi erst zu einer späteren Zeit als in dem Fall des gewünschten Lastwiderstands erreicht. Der positivgehende Übergang des ersten !Comparators, der die Freigabeflanke an dem Gatterflipfloptakteingang C bildet, erfolgt zu einer späteren Zeit, z.B. zur Zeit (t_1Q-T ), in dem Halbperiodenintervall, wodurch die Leistungsschalteinrichtung 14 während dieser Halbperiode später freigegeben wird und einen Laststrom-I_T-Leitungsimpuls 215h mit etwas kürzerer Dauer liefert, z.B. mit der Dauer T_n · Der Stromimpuls beginnt daher an der Vorderflanke 215h¹, die während der Quellenwellenformhalbperiode später auftritt als die Vorderflanke 215f aufgrund des Arbeitens der Last bei ihrem gewünschten Parameterwert. Das verkürzte Stromleitungsintervall T reduziert die Verlustleistung der Last und deshalb die Lasttemperatur; zusätzliche Perioden (nicht dargestellt) mit verkürzten Stromleitungsimpulsen 215h treten auf, wobei die Breite der Impulse allmählich zunimmt, wenn die Lasttemperatur abnimmt, bis die gewünschte Stromleitungsimpulsbreite T_D erzielt ist, wenn die Last zu dem gewünschten Temperaturwert zurückkehrt. Auf die vorstehend beschriebene Weise wird der überwachte Lastparameter, z.B. die Lasttemperatur, in der "Durchlauf"-Betriebsart gesteuert.

Wie oben erwähnt ist beim Ausschalten und anschließenden Einschalten der Schaltung oder bei einem Verlust der Quellenwellenformnulldurchgangssynchronisationseinrastung der LOCK-Ausgang 20c des PLL-Schaltkreises 20 wieder auf dem 1-Pegel,

was bewirkt, daß die Schaltung 10 wieder in die "Start"-Betriebsart eintritt, nachdem die Leitungsspannungswellenformsynchronisationseinrastung wieder erreicht worden ist, und daß Stromimpulse 215a-215e zunehmender Dauer auftreten, bevor die "Durchlauf"-Betriebsart wieder hergestellt werden kann.

Claims (28)

1 River Road
Schenectady, N.Y./U.S.A.

Patentansprüche

, 1.1 Schaltung zur Phasensteuerung sowohl des Anlauf- als auch des normalen Betriebsstromflusses von einer Wechselstromquelle (11) zu einer Last (12), gekennzeichnet durch: eine Leistungsschalteinrichtung (14) zum wahlweisen Freigeben und Sperren einer Verbindung der Quelle (11) mit der Last (12) auf einen ersten bzw. zweiten Status eines Steuersignals hin;

eine Einrichtung (20) zum Erzeugen wenigstens eines Signals, das einen Übergang in einer gewählten Richtung hat, der im wesentlichen jeweils bei mehreren aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Quellensignalform auftritt, und außerdem zum Erzeugen eines Einrastsignals nur dann, wenn der gewählte Übergang des einen Signals im wesentlichen bei jedem der aufeinanderfolgenden Quellensignalwellenformnulldurchgänge auftritt; eine Einrichtung (30, 34) zum Erzeugen eines Sägezahnsignals, das mit einer ersten Größe auf den gewählten Übergang jedes einen Signals hin beginnt und eine zweite Größe, die über der ersten Größe liegt, durch das Auftreten des gewählten Übergangs des nächsten folgenden einen Signals erreicht;

eine Einrichtung (24) zum Erzeugen des ersten Steuersignalstatus, wenn die Augenblicksgröße des Sägezahnsignals eine vorbestimmte Größe übersteigt, und zum anschließenden Erzeugen des zweiten Steuersignalstatus bei dem gewählten übergang des nächsten folgenden einen Signals;

eine erste Einrichtung (36, 38), die auf das Vorhandensein des Einrastsignals hin die Steigung des Sägezahnsignals so steuert, daß dessen zweite Größe über mehrere Zeitintervalle jeweils zwischen aufeinanderfolgenden gewählten übergängen des einen Impulssignals von einer Grösse_# die unter der vorbestimmten Größe liegt, auf eine Grösse gesteigert wird, die über der vorbestimmten Größe liegt, um die Leistungsschalteinrichtung (14) zu veranlassen, einen Anlauflaststromfluß freizugeben, der von einer Anfangsgröße, die im wesentlichen null ist, auf eine Größe ansteigt, die über der gewünschten normalen Betriebsgröße liegt;

eine zweite Einrichtung (48, 50), die einen gewählten Parameter der Last (12) überwacht, um die Steigung des Sägezahnsignals so zu steuern, daß die zweite Größe entsprechend dem abgefühlten Lastparameter verändert wird; und

eine Schalteinrichtung (40) zum Freigeben der ersten Einrichtung (36, 38) zum Steuern der Sägezahnsignalsteigung, bis der abgefühlte Lastparameter sich einem vorgewählten Wert nähert, um dann die Steuerung der Sägezahnsignalsteigung auf die zweite Einrichtung zum Steuern der Dauer des Stromflusses während jeder anschließenden Quellenwellenformperiode umzuschalten, damit der Laststromfluß den vorgewählten Wert des abgefühlten Lastparameters im wesentlichen aufrechterhält.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahnsignalerzeugungseinrichtung enthält: ein In-

tegrationselement (30), an welchem das Sägezahnsignal durch Integration der Summe sämtlicher Quellensignale, die an ihm anliegen, gebildet wird; eine erste Signalquelleneinrichtung (36) zum Erzeugen eines ersten Quellensignals an dem Integrationselement (30); und eine Einrichtung (34) zum Rücksetzen der Größe des Signals an dem Integrationselement (30) auf die erste Größe bei jedem gewählten Übergang.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahnsignalerzeugungseinrichtung (30, 34) die Sägezahnsignalgröße auf eine im wesentlichen konstante erste Größe bei dem Auftreten des gewählten Übergangs rücksetzt und daß die erste Quelle (36) ein Signal im wesentlichen konstanter Größe liefert.

4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Quellensignal eine Größe hat, die nicht ausreicht, um die zweite Größe des Sägezahnsignals so zu erhöhen, daß sie die vorbestimmte Größe übersteigt, bevor das Rücksetzen des Integrationselementsignals erfolgt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Integrationselement (30) eine Integrationskapazität ist.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalquelle (36) eine Quelle im wesentlichen konstanten Stroms (11) ist.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücksetzeinrichtung (34) eine Schaltvorrichtung enthält, die einen Eingang und einen Stromkreis mit gesteuerter Leitung hat, der an das Integrationselement

(30) angeschlossen ist und bei jedem Auftreten des gewähl-

ten Übergangs des einen Signals an dem Eingang in einen leitenden Zustand gesteuert wird.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignalstatuserzeugungseinrichtung (24) enthält: eine Einrichtung (28) zum Erzeugen eines ersten Zustands, wenn das integrierte Signal kleiner als die vorbestimmte Größe ist, und zum Erzeugen eines zweiten Zustands, wenn das integrierte Signal größer als die vorbestimmte Größe ist; und eine Einrichtung zum Erzeugen des die Verbindung freigebenden ersten Status und des die Verbindung sperrenden zweiten Status des Steuersignals auf den ersten bzw. zweiten Zustand hin.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Zustandserzeugungseinrichtung enthält: eine Einrichtung (28) zum Erzeugen eines Referenzsignals der vorbestimmten Größe; und eine Einrichtung (26) zum Vergleichen der Referenzsignalgröße mit der Augenblicksgröße des Sägezahnsignals, um den ersten und den zweiten Zustand zu erzeugen, wenn die Sägezahnsignalgröße kleiner bzw. größer als die Referenzsignalgröße ist.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die das Steuersignal steuernde Einrichtung (22) eine Einrichtung enthält zum Steuern der Ein- oder der Ausschaltcharakteristik der Leistungsschalteinrichtung (14).

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (36, 38) enthält: eine Einrichtung (38), die auf wenigstens das Einras tsignal hin und nur dann, wenn das Einrastsignal vorhanden ist, ein zweites Quellensignal mit im wesentlichen

monoton ansteigender Größe an das Integrationselement (30) über die mehreren Zeitintervalle anlegt.

12. Schaltung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Trennen des zweiten Quellensignals von dem Integrationselement (30) auf die Schalteinrichtungsschaltsteuerung der Sägezahnsignalsteigung an der zweiten Einrichtung hin.

13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Integrationselement (30) eine Integrationskapazität ist; und daß die zweite Signalerzeugungseinrichtung (38) eine Einrichtung ist zum Erzeugen eines variablen Stroms, dessen Größe über den mehreren Zeitintervallen zunimmt.

14. Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die den variablen Strom erzeugende Einrichtung enthält: eine spannungsgesteuerte Stromquelle (38), die einen Steuereingang (38a) und einen Ausgang hat, an welchem ein gesteuerter zweiter Strom (12) entsprechend der Größe der Spannung an dem Eingang erscheint; und eine Einrichtung (44) zum Anlegen einer Spannung (V2¹) an den Steuereingang (38a), die eine Größe hat, welche ausreicht, damit die zweite Stromquelle (38) einen Strom, der im wesentlichen die Größe null hat, zumindest vor dem Auftreten des Einrastsignals liefert, und zum anschließenden Ändern der Steuereingangsspannung in derartiger Richtung, daß der zweite Strom an dem Ausgang der gesteuerten Quelle an dem Integrationselement (30) im wesentlichen monoton ansteigt.

15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereingangsspannungerzeugungseinrichtung (44)

enthält: ein Zeitsteuernetzwerk (44c, 45a, 45b), das mehrere Elemente hat, die die Stromquellensteuereingangsspannung erzeugen, wenn ein dritter Strom (13) durch das Netzwerk fließt; eine Einrichtung (46) zum Erzeugen eines im wesentlichen konstanten dritten Stromflusses durch das Netzwerk erst nach dem Erzeugen des Einrastsignals; und eine Einrichtung (45a) , die in Zusammenwirkung mit dem Netzwerk gewährleistet, daß die Stromquellensteuereingangsspannung eine Größe hat, die einen Fluß des zweiten Stroms vor dem Freigeben der dritten Stromquelle durch das Einrastsignal verhindert.

16. Schaltung nach einem Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (36, 38) so eingestellt ist, daß sie die Größe des Anlauflaststroms derart steuert, daß dieser eine vorbestimmte maximale Größe nie übersteigt.

17. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung (48, 50) enthält: eine Einrichtung (48) zum Erzeugen eines vierten Stroms (14) variabler Größe zumindest auf die Größe des abgefühlten Lastparameters hin; und eine Einrichtung (40-2) zum Sperren und Freigeben der Zufuhr des vierten Stroms (14) zu der Integrationseinrichtung (30), wenn die erste Einrichtung (36, 38) freigegeben bzw. gesperrt ist, nach dem Auftreten des Einrastsignals.

18. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Stromquelle (48) eine spannungsgesteuerte Stromquelle ist, die einen Steuereingang (48a) und einen Ausgang hat, an welchem der vierte Strom (14) mit einer Größe entsprechend der Spannung an dem Steuereingang geliefert wird; und weiter dadurch gekennzeichnet, daß eine

Sensoreinrichtung (50) vorgesehen ist zum überwachen der Größe des gewählten Lastparameters, um ein Sensorausgangssignal zu erzeugen; und eine Einrichtung (155) zum Umwandeln des Sensorausgangssignals in ein Spannungssignal an dem Steuereingang (48a) der vierten Stromquelle (48) .

19. Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (12) eine ohmsche Last ist und daß der abgefühlte Lastparameter die Temperatur der Last (12) ist.

20. Schaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor (50) enthält: eine Abfühleinrichtung (50*) an der Last (12) zum Bilden eines Sensorwiderstands, dessen Größe sich raLt der Lastwiderstandstemperatur verändert; und daß die Umwandlungseinrichtung (155) eine Brückenverstärkerschaltung zum Umwandeln der Sensorwiderstandsgröße in die Größe der Spannung an dem Steuereingang (48a) der vierten Stromquelle (48) enthält.

21. Schaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenverstärkerschaltung (155) eine Einrichtung (166) enthält zum Einstellen der Eingangsspannung an der vierten Stromquelle (48) auf einen vorbestimmten nominellen Wert entsprechend dem tatsächlichen Sensorwjderstand bei einer vorbestimmten Temperatur.

22. Schaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 21, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (166') zum Einstellen der maximalen Augenblicksgröße des vierten Stroms (14), um eine maximale normale Laststromgröße festzulegen.

23. Schaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (36, 38) ent-

hält: eine Einrichtung (38), die wenigstens auf das Einrastsignal hin und nur wenn das Einrastsignal vorhanden ist ein zweites Quellensignal,dessen Größe über den mehreren Zeitintervallen im wesentlichen monoton zunimmt, an das Integrationselement (30) anlegt.

24. Schaltung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung (40) enthält: eine erste Einrichtung (54) zum Erzeugen eines ersten Signals entsprechend der Größe des zweiten Quellenstroms (12), eine Einrichtung (56) zum Erzeugen eines zweiten Signals entsprechend dem abgefühlten Lastparameter; eine Einrichtung (52) zum Vergleichen des ersten und des zweiten erzeugten Signals zum Erzeugen des ersten bzw. zweiten Zustands, wenn das erste erzeugte Signal größer bzw. kleiner als das dem abgefühlten Lastparameter entsprechende zweite erzeugte Signal ist; und eine Einrichtung (42) , die auf den ersten und den zweiten Zustand der Vergleichseinrichtung (52) hin die erste Einrichtung (42) freigibt bzw. sperrt und die zweite Einrichtung sperrt bzw. freigibt, um die Sägezahnsignalsteigung zu steuern.

25. Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalerzeugungseinrichtung enthält: eine Einrichtung zum Erzeugen einer Spannung im wesentlichen nur auf die sich verändernde Größe des zweiten Stroms

(12) hin; daß die zweite Signalserzeugungseinrichtung enthält: eine Einrichtung zum Erzeugen einer Spannung im wesentlichen nur auf die sich verändernde Größe des vierten Stroms (14) entsprechend dem abgefühlten Lastparameter hin; und daß die Vergleichseinrichtung (26) enthält: einen Spannungskomparator (26), der einen ersten und einen zweiten Eingang (26b, 26c) hat, die die erste bzw. zweite erzeugte Spannung (V_, V_n) empfangen, und einen Ausgang

χ κ

(26a), der ein Signal abgibt, das den ersten und den zweiten Zustand in Abhängigkeit von der Relativgröße der an die Komparatoreingänge (26b, 26c) angelegten Spannungen hat.

26. Schaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (24) ein Flipfloplogikelement enthält, das wenigstens durch das Komparatorausgangssignal gesteuert wird.

27. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß die das wenigstens eine Signal und das Einrastsignal erzeugende Einrichtung (20) enthält: eine Einrichtung zum Erkennen der Nulldurchgänge der Quellensignalwellenform, um die übergänge gewählter Richtung des einen Signals zu erzeugen, und einen PLL-Schaltkreis (82), der die Übergänge des Ausgangssignals der Nulldurchgangsdetektoreinrichtung empfängt, um an einem PLL-Schaltkreis-Ausgang das eine Signal zu erzeugen, das übergänge in der gewünschten Richtung hat, und um außerdem das Einrastsignal zu erzeugen, wenn die PLL-Schaltkreis-Ausgangssignalübergänge im wesentlichen bei jedem aufeinanderfolgenden Nulldurchgang der Quellensignalwellenform auftreten.

28. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsschalteinrichtung (14) wenigstens einen IG-Transistor (16a-1, 16a-2) enthält.