DE3026147A1

DE3026147A1 - Rueckstoss-netzteil

Info

Publication number: DE3026147A1
Application number: DE19803026147
Authority: DE
Inventors: Dennis W Gyma; John W Hyde
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1979-08-08
Filing date: 1980-07-10
Publication date: 1981-02-26
Also published as: DE3026147C2; GB2056131A; GB2056131B; JPS6126304B2; JPS5629464A; US4302802A

Description

Int. Az.: Case 1372 ο 8. Juli

Hewlett-Packard Company

RÜCKSTOSS-NETZTEIL

Rückstoß-Netzteile bestehen im wesentlichen aus einem Gleichrichter mit einem Filter zur Gewinnung einer ungeregelten Gleichspannung vom Netz oder einer anderen Wechselspannungsquelle, einem Schalter, mit dem die Gleichspannung an eine erste Induktivität gelegt werden kann, einer zweiten Induktivität, die mit der ersten magnetisch gekoppelt ist, sowie einer parallel zur zweiten Induktivität geschalteten Reihenschaltung aus einer Diode und einem Speicherkondensator. Die Ausgangsleistung wird dadurch entnommen, daß ein Verbraucher parallel zum Ausgangskondensator geschaltet wird. Wenn der Schalter geschlossen wird, fließt ein ansteigender Strom in der ersten Induktivität, während in der zweiten Induktivität infolge der entsprechend gepolten Diode kein Strom fließt. Wenn jedoch der Schalter geöffnet wird, geht der vom Gleichrichter an die erste Induktivität gelieferte Strom auf Null, und das durch den Strom in der ersten Induktivität erzeugte Magnetfeld beginnt zusammenzubrechen. Dadurch wird eine Spannung entgegengesetzter Polarität in der zweiten Induktivität erzeugt, so daß die Diode nunmehr Strom leitet, welcher den Kondensator auflädt.

Eine Methode zur Regelung der Ausgangsspannung besteht darin, den Schalter zu gleichmäßig beabstandeten Zeitpunkten zu schließen und die Länge der Intervalle zu steuern, während denen der Schalter geschlossen bleibt. Man spricht hier im allgemeinen von Konstantfrequenzbetrieb mit Regelung durch Impulsbreitenmodulation. Das Schließintervall für den Schalter wird beendet, wenn ein bei Schalterschließung gestartetes Rampensignal VR ein Wert erreicht, der dem eines Fehlersignals V^- entspricht, das proportional zur Differenz zwischen der Ist-Ausgangsspannung und der Soll-Ausgangs-

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spannung ist.

Es gibt jedoch eine systembedingte und unvermeidliche Verzögerungszeit T₁ zwischen dem Zeitpunkt, bei dem Rampensignal VR und Fehlersignal Vp gleich werden und dem Zeitpunkt, zu welchem der Schalter geöffnet werden kann. Während dieser Zeit "L steigt der Strom in der ersten Induktivität an, so daß, wenn der Schalter schließlich geöffnet wird, die im magnetischen Feld der ersten Induktivität gespeicherte Energie und somit die daraufhin dem Speicherkondensator zugeführte Ladung um einen bestimmten Betrag größer sind, als für die Versorgung des Verbrauchers erforderlich ist. Bei normaler Belastung bewirkt die dem Speicherkondensator so fälschlich zugeführte zusätzliche Ladung, daß der Regel verstärker die Fehlerspannung Vr erniedrigt. Dadurch wird das Schließintervall des Schalters verkürzt, und die übertragene Ladung wird auf den benötigten stationären Betrag reduziert. Sinkt die Belastung durch den Verbraucher, läßt sich der durch die Verzögerung T. entstehende Fehler noch solange durch Herabsetzen der Fehlerspannung V^ ausgleichen, bis diese Null erreicht. Danach ist keine weitere Verkürzung des Schließintervalls des Schalters möglich. Der Schalter bleibt dann nach jedem Schließen für die Minimalzeit Tj geschlossen. Da bei jeder Schalterschließung nun ein endlicher Ladungsbetrag übertragen wird, ist eine genaue Ausregelung des Systems im unbelasteten Zustand nicht erreichbar, da bei fehlender Belastung keinerlei Ladung übertragen werden dürfte. Soll ein solches System auch im unbelasteten Zustand arbeiten können, muß man zu einer Betriebsart mit konstanter Impulsbreite und variabler Frequenz übergehen. Dies ist oft unerwünscht, da es dabei schwieriger wird, die entstehende niedrigen Frequenzen herauszufiltern.

Der Erfindung gemäß Anspruch 1 liegt die Aufgabe zugrunde, ein Rückstoß-Netzteil zu schaffen, das mit konstanter Frequenz auch bei fehlender Belastung genau arbeitet.

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Eine Möglichkeit der Vermeidung einer fehlerhaften Energiezuführung zur ersten Induktivität ist erfindungsgemäß folgende: Wie in den bekannten Systemen wird der der ersten Induktivität ungeregelte Gleichspannung zuführende Schalter durch eine Schaltersteuerung auf einen bestimmten Teil des Impulses von einem Taktgeber hin, z.B. der Anstiegsflanke geschlossen, während der Schalter mittels der Schaltungssteuerung und eines Komparators zu einem Zeitpunkt geöffnet wird, der um T, nach überschreiten des Fehlersignals V^ durch das Rampensignal VR liegt. Erfindungsgemäß wird jedoch das Zeitintervall zwischen der Anstiegsflanke eines Taktimpulses und dem frühstmöglichen Zeitpunkt für die Schliessung des Schalters durch die Schaltersteuerung um T2 verzögert, wobei T₂ größer als T, ist.

Wenn das bei Beginn des Taktimpulses mit dem Anstieg beginnende Rampensignal durch Integration des unverzögerten Taktimpulses oder eines Äquivalentes abgeleitet wird, ist es nur notwendig, eine ausreichende Verzögerung einzuführen, um sicherzustellen, daß T₂ größer als T. ist. Wenn jedoch eine Regelung für den größten Teil des Lastbereiches erreicht wird durch Benutzung einer Stromrampe VRt proportional zum Strom durch die Primärwicklung des Transformators, hat eine Verzögerung T₂ zwischen der Anstiegsflanke eines Taktimpulses und dem möglichen Schließzeitpunkt des Schalters keinen Sinn, wenn T₂ größer als T. ist. Das kommt daher, daß die Schalter nicht geöffnet werden können, bevor die Stromrampe VR_T gleich der Fehlerspannung wird. Dies erfordert ein Stromfluß, der, wie bereits ausgeführt wurde, bei Leerlauf oder sehr kleinen Belastungen unerwünscht ist. Es ist daher erforderlich, eine Hilfsrampe VRn vorzusehen, die ähnlich dem in den bekannten Systemen benutzten Rampensignal ist, um eine Regelung bei jeder möglichen Belastung zu erreichen. Der Schalter kann geöffnet werden, wenn die Summe aus der Stromrampe VRj und der Hilfsrampe VR,. gleich der Fehlerspannung Vr- ist, oder er kann geöffnet werden, wenn eine der beiden Rampen gleich der

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Fehlerspannung wird.

In einer weiter unten vollständig beschriebenen Art und Weise eliminiert die zuletzt beschriebene Schaltung die Einführung einer endlichen Mindestfehlerenergie in das System bei Leerlauf und erlaubt die übertragene Energie allmählich von Null ansteigen zu lassen, wenn die Belastung ansteigt, wobei ein Betrieb bei konstanter Frequenz erhalten bleiben kann.

Vorteilhafte Ausführungsformen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigen

Figur 1 ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung;

Figur IA eine alternative Schaltung zu dem Teil in Figur 1, welches die Verzögerung T2 erzeugt;

Figur 2 eine Anzahl von Signal kurven zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Figur 1 für Leerlauf, niedrige Belastung und normale Belastung, wobei Kurve A die Taktimpulse,

Kurve B das Fehlersignal und das zusammengesetzte Rampensignal aus der Integration des Taktimpulses gemäß Kurve A und dem dazu addierten Rampensignal gemäß Kurve G₅ Kurve C die den Rückstelleingang eines D-Flipflops

zugeführte Spannung,

Kurve D die um T verzögerten Taktimpulse, Kurve E die Betriebsweise der Schalter,

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Kurve F den Strom in der ersten Induktivität, Kurve G das Rampensignal für die Stromerfassung und Kurve H den Strom durch die zweite Induktivität darstellen;

Figur 3 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung; und

Figur 4 eine Anzahl von Signalkurven zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung gemäß Figur 3 für Leerlauf, niedrige Belastung und normale Belastung, wobei Kurve A die Taktimpulse,

Kurve B das Fehlersignal, das durch Integration der Taktimpulse erzeugte Rampensignal gemäß Kurve A und das dem erfaßten Strom entsprechende Rampensignal, Kurve C die einem Eingang eines UND-Gliedes zuge

führte Spannung,
Kurve D die dem Rückstelleingang eines D-Flipflops

zugeführte Spannung,

Kurve E die um T₂ verzögerten Taktimpulse gemäß Kurve A,

Kurve F die Betriebsweise der Schalter, Kurve G den Strom durch die ersten Induktivität, Kurve H die dem anderen Eingang des UND-Gliedes zugeführte Spannung und

Kurve I den Strom durch die zweite Induktivität dar

stellen.

Im folgenden seien zunächst die nach dem Stand der Technik üblichen Komponenten des Netzteils gemäß Figur 1 beschrieben. Von einer Spannungsquelle 2, z.B. dem Netz gelieferte Wechselspannung wird einem Gleichrichter 4 zugeführt, welcher an seinem Ausgang eine ungeregelte Gleichspannung abgibt, die an einen Filterkondensator

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gelegt wird. Eine Schalteranordnung bestehend aus einer ersten Reihenschaltung aus einer Diode d, und einem Feldeffekttransistor F, sowie eine dazu parallelen zweiten Reihenschaltung aus einem Feldeffekttransistor Fp und einer Diode d„ liegen ebenfalls am Ausgang des Gleichrichters 4. Eine erste Induktivität L· sowie eine Stromerfassungsinduktivität L_s liegen in Reihe zwischen einem Verbindungspunkt J, zwischen Diode d., und Feldeffekttransistor F. und einem Verbindungspunkt J₂ zwischen der Diode d₂ und dem Feldeffekttransistor F₂-Eine Gleichrichterdiode R und ein Speicherkondensator C sind zueinander in Reihe parallel zu einer zweiten Induktivität L₂ geschaltet, die mit der ersten Induktivität L· magnetisch gekoppelt ist.

Ein Anschluß des Speicherkondensators C ist mit Masse verbunden. Parallel zum Speicherkondensator C ist ein Verbraucher R, geschaltet.

Die Leitung zwischen der Source-Elektrode S und der Drain-Elektrode D der Feldeffekttransistoren F. und F₂ wird durch eine Feldeffekttransistor-Ansteuerschaltung 10 gesteuert. In der speziell dargestellten Schaltung fließen Stromimpulse von der Ansteuerschaltung 10 durch Transformator-Primärwicklungen 12 und 14 und induzieren Spannungsinipulse in Sekundärwicklungen 16 und 18, welche jeweils zwischen die Gate-Elektrode G und die Source-Elektrode S der Feldeffekttransistoren F. bzw. F₂ geschaltet sind. Die in den Sekundärwicklungen 16 und 18 induzierten Spannungen laden die Gate-Kapazitäten der Feldeffekttransistoren F, und F₂ auf, so daß letztere in einem leitenden Zustand gehalten werden, bis die Gate-Kapazitäten durch einen Impuls entgegengesetzter Polarität entladen werden.

Wenn die Feldeffekttransistoren F- und F₂ leiten, fließt ein ansteigender Strom vom Plus-Anschluß des Filterkondensators 6 durch den Drain-Source-Pfad des Feldeffekttransistors F₂, die Induktivität l__s, die erste Induktivität L^ und den Drain-Source-Pfad des Feldeffekttransistors F₂. Während dieser Zeit wird in der zweiten Induktivität F₂ eine Spannung indiziert, jedoch fließt

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kein Strom zum Speicherskondensator C, da die Polarität der Gleichrichterdiode R dem entgegensteht. Auch fließt kein Strom durch die Dioden d, und d_?.

Bei Schaltungen nach dem Stand der Technik werden die Feldeffekttransistoren F₁ und F_? dadurch leitend gemacht, daß das Rechteck-Ausgangssignal eines Taktgebers 20 unmittelbar dem Takteingang CK eines D-Flipflops 22 zugeführt wird und sein Q-Ausgang mit der Ansteuerschaltung 10 verbunden wird. Erfindungsgemäß ist aus weiter unten erläuterten Gründen das Ausgangssignal des Taktgebers 20 um T~ verzögert, was durch den gestrichelten Block 23 angedeutet ist.

Die Abschaltung der Feldeffekttransistoren F, und F~ zum Zwecke des Haltens der Ausgangsspannung auf einem Sollwert geschieht folgendermaßen. Eine Spannung V,, die ein vorgegebener Bruchteil der Ist-Ausgangsspannung Vq des Netzteils ist, wird an einer Verbindungsstelle J₃ eines aus Widerständen 24 und 26 bestehenden Spannungsteilers entnommen, der zwischen dem nicht mit Masse verbundenen Anschluß des Verbrauchers R, und Masse liegt. Die Spannung V. wird dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers IL über einen Widerstand 28 zugeführt. Eine Referenzspannung ^vrep die von der Soll-Ausgangsspannung den gleichen Bruchteil darstellt wie V. von der Ist-Ausgangsspannung, wird von einer Spannungsquelle 30 an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers lh geliefert. Ein Kondensator 36 ist zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers IL geschaltet, so daß an dessen Ausgang eine Fehlerspannung Vr entsteht, die das Integral der Differenz'zwischen V, und V_Rrr darstellt. Die Fehlerspannung Vr wird dem nicht-invertierenden Eingang eines Komparators U~ über eine Leitung 38 zugeführt.

Ein Stromrampensignal mit einer Spannung VRj, das dem Anstieg des Stroms in der ersten Induktivität L· entspricht, wird dem invertierenden Eingang des Komparators Ug durch Ankopplung an eine

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Wicklung 50 zugeführt, die mit der Induktivität Ι_ς für die Stromerfassung magnetisch gekoppelt ist. Im einzelnen enthält die dargestellte Kopplungsschaltung die Reihenschaltung aus einer Diode d, und einem Widerstand 42 zwischen einem Anschluß der Wicklung 40 und Masse, mit der auch der andere Anschluß der Wicklung 40 verbunden ist. Ein Widerstand 44 ist zwischen den nicht mit Masse verbundenen Anschluß des Widerstandes 42 und den invertierenden Eingang des Komparators IL geschaltet. Bei dem bisher bekannten Schaltungen wird der Widerstand 44 nicht verwendet. Er dient zur Entkopplung, wenn die erfindungsgemäße Schaltung verwendet wird.

Der Ausgang des Komparators U₂ ist mit einem Eingang eines UND-Gliedes 46 verbunden, wobei konstruktionsbedingt eine Zeitverzögerung T, vorhanden ist, die durch den gestrichelten Block 47 angedeutet ist. Der Ausgang des UND-Gliedes 46 ist mit dem Rückstelleingang "R des D-Flipflops 22 verbunden. Wenn VR₁ kleiner als Vr ist, hat der Ausgang des Komparators U₂ einen hohen Pegel, so daß keine Wirkung auf das D-Flipflop 22 ausgeübt wird. Wenn jedoch VRx die Fehlerspannung V₁- überschreitet, wird das Signal am Ausgang des Komparators Up niedrig, und das D-Flipflopf 22 wird nach der Verzögerungszeit T. zurückgestellt. Das bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 10 einen Impuls solcher Polarität abgibt, daß die Gate-Kapazitäten der Feldeffekttransistoren F. und F₂ entladen werden und letztere nicht mehr leiten. Wenn dies geschieht, bricht der Strom durch die Induktivitäten L₁ und 1_ς zusammen. Die Stärken der den Induktivitäten L, und Ι_ς zugeordneten Magnetfelder entsprechen dem Wert des Stroms in dem Moment, wo die Feldeffekttransistoren F. und F₂ abgeschaltet werden. Wenn das Magnetfeld der Induktivität L^ zusammenzubrechen beginnt, induziert es eine Spannung in der zweiten Induktivität L₂, die in ihrer Polarität der vorhergehenden entgegengesetzt ist, so daß Strom durch die Gleichrichterdiode R in den Speicherkondensator C fließen kann. Die Spannung, auf die der Speicherkondensator C

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geladen wird, hängt von der Stärke des durch L, fließenden Stroms ab, wenn die Feldeffekttransistoren F₁ und F₂ abgeschaltet werden.

Die Impulse vom Taktgeber 20 werden dem anderen Eingang des UND-Gliedes 46 zugeführt. Von der Anstiegsflanke bis zur abfallenden Flanke der Taktimpulse wird der Eingang des UND-Gliedes 46, dem sie zugeführt werden, auf einem hohen Pegel gehalten, so daß der ^-Eingang des D-Flipflops 22 auf einem hohen Pegel ist, wenn das Ausgangssignal des Operationsverstärkers U, auf einem hohen Pegel ist. Die abfallenden Flanken der Taktimpulse erniedrigen das Ausgangssignal des UND-Gliedes 46 und das "R-Eingangssignal des D-Flipflops 22, so daß die Feldeffekttransistoren F. und F₂ aufhören zu leiten.

Wie jedoch bereits bemerkt wurde, gibt es eine systembedingte und unvermeidbare Verzögerungszeit T,, die schematisch durch das gestrichelte Rechteck 47 angedeutet ist, zwischen dem Zeitpunkt, wo VRj die Fehlerspannung Vr- überschreitet und dem Zeitpunkt, wo die Feldeffekttransistoren F, und F₂ tatsächlich abgeschaltet werden, so daß der Strom durch die erste Induktivität L₁ während der Zeitdauer T₁ weiter ansteigt, wodurch an den Speicherkondensator C eine unerwünschte kleine Energiemenge zusätzlich geliefert wird.

Wenngleich die Zeitverzögerung T₁ durch den gestrichelten Block dargestellt ist, kann sie an jedem Punkt zwischen den Eingängen des Komparators U₂ und dem Source/Drain-Pfad der Feldeffekttransistoren F₁ und F₂ lokalisiert sein. Wenn die Verbraucherlast groß ist, hat dies keinen Effekt von Belang auf die Ausgangsspannung. Wenn die Verbraucherlast jedoch Null oder sehr klein ist, kann der Effekt wesentlich sein.

Die benötigte Verzögerungszeit T₂ kann auf verschiedene Weisen erzeugt werden, z.B. wie in Figur 1A dargestellt ist. Dort ist die letzte Anzapfung 56 des Taktgebers 20 mit dem Takteingang des D-Flipflops 22 verbunden, während eine vorangehende Anzapfung

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58 mit dem Widerstand 48 verbunden ist.

Erfindungsgemäß wird eine genügend große zusätzliche Verzögerungszeit T₂ an einem zweckmäßigen Punkt in der Schaltung eingeführt, z.B. zwischen den Ausgängen des Taktgebers- 20 und dem Takteingang CK des D-Flipflops 22, wie durch den gestrichelten Block 23 dargestellt ist, derart, daß die Gesamtverzögerung zwischen dem Taktgeber 20 und dem Zeitpunkt, wo die Feldeffekttransistoren F. und F₂ eingeschaltet werden, größer ist als diese systembedingte Verzögerung T*. Wenn die Regelung mittels einer stromabhängigen Rampenspannung VRj erfolgen soll, ist weiterhin eine Einrichtung zur Erzeugung einer Hilfsrampenspannung VR^ vorgesehen, die von Null zum Zeitpunkt, wenn die Anstiegsflanke des Taktimpulses den Taktgeber 20 verläßt auf einen hohen Wert mehr als die Zeitdauer T₂ später ansteigt. In der speziellen dargestellten Schaltung wird die Hilfsrampenspannung durch Integration des Ausgangssignals des Taktgebers 20 integriert mittels einer Reihenschaltung aus einem Widerstand 48 und einem mit Masse verbundenen Kondensator In dieser speziellen Ausführungsform wird die Hilfsrampenspannung VR.ananen Verbindungspunkt J zwischen Widerstand 48 und Kondensator 50 zur stromabhängigen Rampenspannung VRr addiert, indem ein Entkopplungswiderstand 52 zwischen den Verbindungspunkt J und den invertierenden Ausgang des Komparators U₂ geschaltet wird.

In dieser Schaltung erreicht die Anstiegsflanke eines Taktimpulses den CK-Eingang des D-Flipflops 22 nicht vor Ablauf der Zeitdauer T₂ nach seinem Austritt aus dem Taktgeber 20. Während der Verzögerungszeit T₂ steigt die Hilfsrampenspannung VR_A langsam an, und eine Zeitspanne T, nach dem sie die Fehlerspannung V_F überschritten hat (Leerlauf angenommen), nimmt der "R-Eingang des D-Flipflops 22 einen niedrigen Pegel an und hindert die FeIdeffekttransistören F^ und F₂ daran eingeschaltet zu werden, auch wenn eine Anstiegsflanke eines Taktimpulses am CK-Eingang ankommt.

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Daher können F, und F₂ während dieser speziellen Taktperiode nicht eingeschaltet werden, wenn das genannte Obersteigen mehr als T₁ vor Ablauf der Verzögerungszeit T₂ geschieht. Wenn die Verbraucherlast ansteigt, steigt jedoch die Fehlerspannung V^. an, so daß die Hilfsrampenspannung VR,, erstere nicht übersteigt vor Ablauf einer Zeitdauer, die kürzer ist als T, vor dem Ende der Verzögerungsperiode T₂. Somit hat am Ende der Verzögerungsperiode, wenn die Anstiegsflanke eines Taktimpulses den CK-Eingang erreicht, der tiefe Spannungspegel, der am Ausgang des Komparators U₂ erzeugt wird, wenn Spannungsgleichheit erreicht ist, noch nicht den R-Eingang erreicht. Das führt dazu, daß das Ausgangssignal des Komparators U₂ hoch ist und bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 10 die Feldeffekttransistoren F. und F₂ einschaltet und Stromfluß durch die Induktivitäten L₁ und L<~ freigegeben wird. Wenn die am Ausgang des Komparators U₂ erzeugte niedrige Spannung schließlich den "R-Eingang erreicht, wird der Pegel am Ausgang Q niedrig, was bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 10 die Feldeffekttransistoren F₁ und F₂ und damit auch den Stromfluß in L₁ abschaltet. Der Strom kann in L₁ und L_s für eine Zeitdauer fließen, die gleich der Differenz zwischen dem Ablauf von T₁ und dem Erreichen von Vr durch VRn am Ende der Verzögerungsperiode ist.

Für größere Verbraucherlasten ist die Fehlerspannung V^ so groß, daß die Hilfsrampenspannung VR„ sie nicht erreichen kann. Die Ankunft einer Anstiegsflanke eines Taktimpulses am CK-Eingang des Flipflops 22 bewirkt daher, daß die Ansteuerschaltung 10 die Feldeffekttransistoren F₁ und F₂ einschaltet und den Stromfluß freigibt. In diesem Fall werden F₁ und F₂ nach Ablauf der Zeitspannung T₁ nach Erreichen von V_r durch VR₁ abgeschaltet.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Figur 1 unter Bezugnahme auf die Kurven A bis G der Figur 2 im einzelnen beschrieben. In Figur 2 gilt die linke Spalte von Kurven für

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stationäre Betriebsweise im Leerlauf, die mittlere Spalte für stationäre Betriebsweise bei Schwachlast und die rechte Spalte von Kurven für stationären Betrieb unter normaler Last. Bei der Erläuterung der Betriebsweise unter den verschiedenen Lastbedingungen sei angenommen, daß die Anstiegsflanke eines Impulses vom Taktgeber 20 zum Zeitpunkt tr. auftritt, daß der Kondensator 50 nicht geladen und daß diese Bedingung länger als eine Zeitspanne T. angedauert hat, so daß die Existenz einer Fehlerspannung Vr-Q bewirkt, daß das Ausgangssignal des Komparators U₂ und der "ΚΙ Ο Eingang des D-Flipflops 22 einen hohen Pegel haben.

Es sei nun der Leerlaufbetrieb betrachtet. Zum Zeitpunkt t_Q, wenn die Anstiegsflanke 60 eines Taktimpulses gemäß Kurve A den Taktgeber 20 verläßt, sind sowohl die Hilfsrampenspannung VR. als auch die den Strom darstellende Rampenspannung VRj auf dem Wert 0, was selbstverständlich kleiner als die Fehlerspannung V^- ist, so daß das Ausgangssignal des Komparators IL positiv ist. Die Integration des Taktimpulses gemäß Kurve A durch den Widerstand 48 und den Kondensator 50 ergibt die Hilfsrampenspannung VR» gemäß Kurve B. Wenn VR„ bei 62 in Kurve B größer wird als die durch die strichpunktierte Linie V™ dargestellte Fehlerspannung, fällt das Ausgangssignal des Komparators IL auf einen niedrigen Pegel ab, und eine Zeitspanne t, später geschieht das gleiche mit dem "R-Eingang des D-Flipflops 22, wie in Kurve C bei 64 dargestellt ist. Beim D-Flipflop 22 ist angenommen, daß es einen vorrangigen Rückstelleingang "R hat, so daß, wenn die Anstiegsflanke 66 des verzögerten Taktimpulses (Kurve D) am CK-Eingang des D-Flipflops 22 am Ende der Verzögerungszeit T₂ ankommt, der Ausgang Q auf einem niedrigen Pegel bleibt, wie bei 67 in Kurve E dargestellt ist, und die Ansteuerschaltung 10 daran hindert, die Feldeffekttransistoren F. und F₂ einzuschalten. Im Ergebnis fließt wie gewünscht kein Strom in L^ und L₅, wie in Kurve F dargestellt ist, und die den Strom anzeigende Rampenspannung VRj ist Null (Kurve G).

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Aus dem gleichen Grund fließt auch kein Strom in der zweiten Wicklung L₂, wie durch Kurve H dargestellt ist. Wenn die abfallende Flanke 68 des Taktimpulses gemäß Kurve A erscheint, fällt die Hilfsrampenspannung VR^ exponentiell ab, wie in Kurve B bei 70 gezeigt ist, und eine Zeitspanne T, später fällt sie bei 72 unter V™, und das Ausgangssignal des Komparators IL kehrt, wie bei 74 in Kurve C dargestellt, auf einen hohen Pegel zurück. Damit ist die Schaltung für den nächsten Taktimpuls bereit.

Bei Schwachlast (mittlere Spalte von Kurven in Figur 2) ist die in Kurve B dargestellte Fehlerspannung V_EL etwas größer als V_EQ, so daß die Hilfsrampenspannung VR^ sie nicht vor dem Zeitpunkt 67 überschreitet, welcher weniger als eine Zeitspanne T. vor dem Ende der Verzögerungszeit T₂ liegt. Die dem R-Eingang des D-Flipflops 22 zugeführte Spannung bleibt bis über das Ende der Verzögerungszeit hinaus auf einem hohen Pegel. Daher bewirkt sie, wenn die Anstiegsflanke 78 der Kurve D am CK-Eingang am tatsächlichen Ende der Verzögerungszeit erscheint, daß die Ansteuerschaltung 10 einen hohen Spannungspegel ausgibt, wie bei 80 in Kurve E dargestellt ist. Dadurch werden die Feldeffekttransistoren F. und F₂ eingeschaltet, so daß Strom durch L· und L_s fließt, wie in Kurve F bei 82 dargestellt ist und daß eine den Strom darstellende Rampenspannung VRt gemäß Kurve G erzeugt wird. Diese Rampenspannung wird zur Hilfsrampenspannung addiert, wie in Kurve B durch VR» + VRt dargestellt ist. Obwohl der Strom zur Bereitstellung der Ausgangsleistung notwendig ist, spielt die den Strom darstellende Rampenspannung VR_T keine Rolle, da sie keine Änderung des Ausgangssignals des Komparators IL bewirkt. Eine Zeitspanne T, nach dem Punkt 76 erreicht der am Ausgang von U₂ erzeugte niedrige Spannungspegel den "R-Eingang des D-Flipflops 22, wie in Kurve C bei 84 dargestellt ist, wodurch der Ausgang der Ansteuerschaltung 10 auf einen niedrigen Spannungspegel abfällt, wie in Kurve E bei 86 dargestellt ist, und F. und F₂ abgeschaltet werden. Dann beginnt Strom durch L₂ zu fließen, wie in Kurve A bei 88

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dargestellt ist:

Wenn die abfallende Flanke 90 des Taktimpulses gemäß Kurve A erscheint, beginnt die Hilfsrampenspannung bei 92 in Kurve B exponentiell abzufallen, und sie kreuzt die Fehlerspannung V^, bei 94. Das Ausgangssignal von U₂ kehrt zu einem hohen Pegel zurück, jedoch dauert es die Zeitspanne T,, bis dieser Spannungspegel den !-Eingang des D-FlipfTops 22 erreicht hat, wie in Kurve C bei 96 dargestellt ist. Die Schaltung ist nun für den nächsten Taktimpuls bereit.

Unter normalen Lastbedingungen (dargestellt durch die Kurven in der rechten Spalte der Figur 2) hat die Hilfsrampenspannung VR» keine genügend große Amplitude um die größere Fehlerspannung V™ zu erreichen, und hat somit keine Wirkung. Wenn die Anstiegsflanke 98 eines Taktimpulses gemäß Kurve D am CK-Eingang des D-Flipflops 22 ankommt, geht dessen Ausgang Q auf einen hohen Pegel und bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 10 einen hohen Pegel annimmt, wie bei 100 in Kurve E dargestellt ist, und somit die Feldeffekttransistoren F. und F₂ eingeschaltet werden. Strom beginnt durch L-i und L^ zu fließen, wie bei 102 in Kurve F dargestellt ist. Dadurch wird eine stromabhängige Rampenspannung VRj gemäß Kurve G erzeugt, welche zur Hilfsrampenspannung VR. addiert wird, wodurch die zusammengesetzte Rampenspannung VR» + VR gemäß Kurve B gebildet wird. Wenn diese die Fehlerspannung bei 104 kreuzt, fällt das Ausgangssignal des Komparators U₂ auf einen niedrigen Pegel und einer Zeitspanne T₁. später erreicht dieser niedrige Spannungspegel den R-Eingang des D-Flipflops 22, wie in Kurve C bei 106 dargestellt ist. Dies bewirkt, daß die Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung 10 abfällt, wie bei 108 in Kurve E dargestellt ist, und die Feldeffekttransistoren F., und F₂ abgeschaltet werden. Der Strom durch L^ bricht zusammen (Punkt 110 in Kurve F), und die stromabhängige Rampenspannung VRj gemäß Kurve G fällt auf Null, so daß die zusammengesetzte

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Rampenspannung VR_ft + VRj unter V_EN bei 112 fällt. Der Strom fließt nun in L₂ wie in Kurve H bei 114 dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Komparators U₂ erreicht wieder seinen hohen Pegel, und eine Zeitspanne T, später erreicht dieser hohe Spannungspegel den "R-Eingang des D-Flipflops 22, wie in Kurve C bei 116 dargestellt ist, so daß die Schaltung wieder für den nächsten Zyklus bereit ist. Die Tatsache, daß die Hilfsrampenspannung VR,, wie bei 118 in Kurve B auf ihrem Maximal pegel bleibt und wie bei 120 der abfallenden Flanke 122 der Kurve A folgend auf Null abfällt, hat keinen Effekt auf die Betriebsweise.

In der in Figur 3 dargestellten alternativen Schaltung sind die der Schaltung gemäß Figur 1 entsprechenden Bauelemente mit gleichen, jedoch gestrichenen Bezugszeichen versehen. Alle gegenüber Figur 1 unterschiedlichen Schaltungsteile befinden sich in dem durch die gestrichelte Linie 128 abgegrenzten Bereich.

Es werden zwei Komparatoren benutzt. Ein Komparator IU vergleicht die seinem Plus-Eingang zugeführte Fehlerspannung VV mit der seinem Minus-Eingang zugeführten, den Strom darstellenden Rampenspannung VR'j. Ein Komparator U₄ vergleicht die seinem Plus-Eingang zugeführte Fehlerspannung VV mit der seinem Minus-Eingang zugeführten Hilfsrampenspannung VR'n. Letztere kommt vom nicht mit Masse verbundenen Anschluß des Kondensators 50' sowie einem dazu parallel geschalteten Widerstand 130. Das Ausgangssignal des Komparators U₃ wird einem Eingang eines UND-Gliedes 132 zugeführt, dessen zweiten Eingang das Ausgangssignal des Komparators U- und dessen dritten Eingang das Ausgangssignal des Taktgebers 20' zugeführt werden. Der Ausgang des UND-Gliedes 132 ist mit dem "R-Eingang des D-Flipflops 22' verbunden. Systembedingte Verzögerungszeiten T₃ und T- die die Zeiten zwischen Spannungsgleichheit zwischen den Eingangssignalen der Komparatoren U₃ bzw. U₄ und entsprechenden Änderungen im Ausgangssignal der Ansteuervorrichtung 10' darstellen,

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können gleich oder verschieden groß sein, sind jedoch beide kleiner als TV,. Die Verbindung des Taktgebers 20' mit dem dritten Eingang des UND-Gliedes 132 dient dazu, das Leiten der Feldeffekttransistoren F¹, und F¹ρ am Ende jedes Taktimpulses zu unterbrechen falls sie nicht bereits vorher abgeschaltet worden waren.

Wenn die Fehlerspannung VV die dem Minus-Eingang des Komparators U₃ zugeführte stromabhängige Rampenspannung VR¹τ überschreitet, hat das Ausgangssignal von U₃ einen hohen Pegel, und wenn die Fehlerspannung VV die dem Minus-Eingang von U* zugeführte Hilfsrampenspannung VRV überschreitet, hat dessen Ausgangssignal einen hohen Pegel. Wenn beide einen hohen Pegel haben, sind das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 und der "R-Eingang des D-Flipflops 22' ebenfalls auf einem hohen Pegel. Wenn eine Anstiegsflanke eines Impulses vom Taktgeber 20' den CK-Eingang des D-Flipflops 22' erreicht, bewirkt das Ausgangssignal bei Q, daß die Ansteuerschaltung 10' die Feldeffekttransistoren F¹. und F'2 leitend macht, so daß Strom durch L¹, und LV fließen kann.

Wenn VR'j die Fehlerspannung V^ übersteigt, fällt das Ausgangssignal von U₃ auf einen niedrigen Pegel, und wenn VRV die Fehlerspannung VV übersteigt, fällt das Ausgangssignal von U, auf einen niedrigen Pegel. Die Ankunft einer oder beider dieser niedrigen Pegel an den entsprechenden Eingängen des UND-Gliedes 132 nach Zeitspannen T₃ bzw. T* bewirken, daß dessen Ausgangssignal einen niedrigen Pegel annimmt. Unter dieser Bedingung wird der Q-Ausgang des D-Flipflops 22' niedrig und bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 10' die Feldeffekttransistoren FV und FV sperrt, wodurch der Stromfluß durch LV₁ und LV unterbrochen wird.

Die Betriebsweise der Schaltung gemäß Figur 3 wird im folgenden im Detail! unter Bezugnahme auf die Kurven A bis G der Figur 4 erläutert, wo die linke Spalte von Kurven den Leerlaufbetrieb,

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die mittlere Spalte von Kurven den Schwachlastbetrieb und die rechte Spalte von Kurven den Normallastbetrieb repräsentieren. Bei der Erläuterung der Betriebsweise unter den verschiedenen Lastbedingungen ist jeweils angenommen, daß zum Zeitpunkt tg die Anstiegsflanke eines Impulses vom Taktgeber 20' erscheint, die in Kurve A dargestellt ist, daß der Kondensator 50' nicht geladen ist und daß diese Bedingung länger als eine Zeitspanne Τ, oder T, angedauert hat, so daß die Eingangssignale des UND-Gliedes 132 auf den hohen Spannungspegeln der Komparatoren U₃ bzw. IL sind, an die sie angeschlossen sind. Es sei wiederum zunächst der Leerlaufbetrieb betrachtet. Bei t_Q, wenn die Anstiegsflanke 134 eines Taktimpulses gemäß Kurve A am Ausgang des Taktgebers 20' erscheint, sind sowohl die Hilfsrampenspannung VR¹λ als auch die stromabhängige Rampenspannung VR¹τ auf dem Wert Null, was kleiner als VV ist, so daß die Ausgangssignale von Uo und U₄ sowie alle drei Eingangssignale sowie das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 sich auf einem hohen Pegel befinden. Die Integration des Taktimpulses gemäß Kurve A durch den Widerstand 48' und den Kondensator 50' ergibt eine Hilfsrampenspannung, die durch die Kurve VR¹. gemäß Kurve B dargestellt ist. Wenn VR¹, bei 136 die durch die strichpunktierte Linie VVq der Kurve B überschreitet, fällt das Ausgangssignal von U₄ auf einen niedrigen Pegel, und eine Zeitspanne T₄ später geschieht das gleiche mit der Eingangssignal des damit verbundenen UND-Gliedes 132, wie in Kurve C bei 138 dargestellt ist.

Dies bewirkt, daß das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 und das ^-Eingangssignal des D-Flipflops 22' einen niedrigen Pegel annehmen, wie in Kurve D bei 140 dargestellt ist. Wenn also die Anstiegsflanke 142 des um T₂ verzögerten Taktimpulses gemäß Kurve E den CK-Eingang des D-Flipflops 22' erreicht, bleibt sein Ausgang Q auf einem niedrigen Pegel und hindert die Ansteuerschal· tung 10 daran, die Feldeffekttransistoren F^ und F'₂ durchzuschalten, wie in Kurve F bei 143 dargestellt ist. Wie gewünscht

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fließt kein Strom in L'- und L¹ ς, wie in Kurve G dargestellt ist. Da kein Strom in L¹^ fließt, ist die stromabhängige Rampenspannung Null, so daß das Ausgangssignal von U₃ und das entsprechende Eingangssignal des UND-Gliedes T32 auf einem hohen Pegel sind, wie in Kurve H dargestellt ist. Wenn die abfallende Flanke 144 des Taktimpulses gemäß Kurve E erscheint, fällt VR'_A exponentiell ab. Wenn letztere Spannung bei T46 unter V'_EQ abgefallen ist, nimmt das Ausgangssignal von U₄ einen hohen Pegel an. Eine Zeitspanne T\ später (Punkt 148 in Kurve C und Punkt 150 in Kurve D) steigen das eine Eingangssignal sowie das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 wieder auf einen hohen Pegel, so daß die Schaltung wieder für den nächstfolgenden Zyklus bereit ist.

Unter Schwachlastbedingungen befindet sich die dem "R-Eingang des flipflops 22' zugeführte Spannung auf einem hohen Pegel, wenn am CK-Eingang die Anstiegsflanke 152 der Kurve E erscheint, so daß der Ausgang Q auf einen hohen Pegel geht und bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 10' eine Spannung abgibt, die die Feldeffekttransistoren F'. und F'p leitend macht, wie in Kurve F bei 154 dargestellt ist. Es fließt dann Strom durch L¹. und L'_s, wie irr Kurve G bei 156 dargestellt ist, so daß die Erzeugung der stromabhängigen Rampenspannung VR'j gemäß Kurve B beginnt. Kurz danach übersteigt die Hilfsrampenspannung VR'» die Fehlerspannung V'r·, bei 158, so daß das Ausgangssignal von U. auf einen niedrigen Pegel fällt. Eine Zeitspanne T₄ später kommt dieser niedrige Spannungspegel am entsprechenden Eingang des UND-Gliedes 132 an, wie in Kurve C bei dargestellt ist. Gleichzeitig fallen das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 und das "R-Eingangssignal des Flipflops 22' auf einen niedrigen Pegel, wie in Kurve D bei 162 dargestellt ist. Dies bewirkt, daß die Spannung des Q-Ausgangs des Flipflops 22' und das Ausgangssignal der Ansteuerschaltung 10' abfallen und die Feldeffekttransistoren f. und F¹2 gesperrt werden, wie in Kurve F bei 164 dargestellt ist. Der Stromfluß durch L¹j und L'_s wird dann unterbrochen, und die stromabhängige Rampenspannung VR¹ _Γ fällt

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auf Null ab. Nunmehr fließt Strom durch LV wie in Kurve I bei 165 dargestellt ist. Die stromabhängige Rampenspannung VR¹j hat keinerlei Wirkung, da sie die Fehlerspannung VV, mehr als (T\ - T~) später als VR'η kreuzt. Im Ergebnis bleiben die Ausgangssignale von U₃ und das entsprechende Eingangssignal des UND-Gliedes 132 auf einem hohen Pegel, wie in Kurve H dargestellt ist. Sobald jedoch die Hilfsrampenspannung VR'. unter die Fehlerspannung V^ absinkt (Punkt 166 in Kurve B) geht das Ausgangssignal von u\ auf einen hohen Pegel, und T. später steigt das entsprechende Eingangssignal des UND-Gliedes 132 auf einen hohen Pegel, wie in Kurve C bei 168 dargestellt ist. Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 geht auf einen hohen Pegel, und das gleiche geschieht mit dem "R-Eingangssignal des Flipflops 22', wie in Kurve D bei 170 dargestellt ist. Die Schaltung ist nun wieder bereit für den nächsten Zyklus.

Es ist ersichtlich, daß der Strom durch LV und LV zum Zeitpunkt der Anstiegsflanke 152 in Kurve E zu fließen beginnt und für die Zeitdauer T, weiterfließt, nachdem die Hilfsrampenspannung VRV die Fehlerspannung VVi am Punkt 158 der Kurve E gekreuzt hat.

Wenn die Fehlerspannung VV. niedriger ist, tritt die Spannungsgleichheit eher auf, und der Strom fließt eine kürzere Zeit. Wenn die Fehlerspannung VV. höher ist, tritt Spannungsgleichheit später auf, und der Strom fließt langer. Auf diese Weise erfolgt die gewünschte Regelung. Unter normalen Lastbedingungen (rechte Spalte von Kurven in Figur 4) ist die Hilfsrampenspannung VRV gemäß Kurve B nicht groß genug um die nunmehr größere Fehlerspannung VVm überschreiten zu können und hat somit keine Wirkung. Wenn die Anstiegsflanke eines verzögerten Taktimpulses gemäß Kurve E am CK-Eingang des Flipflops 22' ankommt, geht dessen Ausgang Q auf einen hohen Pegel und bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 10' eine bei 174 der Kurve F dargestellte Spannung abgibt, wodurch die Feldeffekttransistoren F^ und FV durchgeschaltet werden. Wie bei

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175 in Kurve G dargestellt, beginnt nun StromfluS durch U. und L¹ς, wodurch eine stromabhängige Rampenspannung VR¹τ gemäß Kurve B erzeugt wird. Wenn diese am Punkt 176 in Kurve B die Fehlerspannung V™ kreuzt, fällt das Ausgangssignal von IU auf einen niedrigen Pegel. Eine Zeitspanne T₃ später erreicht dieser niedrige Spannungspegel den entsprechenden Eingang des UND-Gliedes 132, wie in Kurve H bei 178 dargestellt ist, und bewirkt, daß dessen Ausgang ebenso abfällt. Das Eingangssignal am "R-Eingang des Flipflops 22' fällt ebenso ab, wie bei 180 in Kurve D dargestellt ist, und das gleiche geschieht mit dem Q-Ausgang, wodurch die Ansteuerschaltung 10' an ihrem Ausgang einen niedrigen Spannungspegel abgibt und die Feldeffekttransistoren F¹,. und F*2 gesperrt werden, wie bei 182 in Kurve F dargestellt ist. Wie sich aus Kurve G ergibt, fällt der Strom durch L¹ _t und L'_s auf Null ab, so daß VR¹j ebenfalls auf Null abfällt, wie sich aus Kurve B ergibt. Dies bewirkt, daß das Ausgangssiganl von U₃ wieder seinen hohen Spannungspegel annimmt. Die Zeitspanne T₃ später erreicht diese Spannung den entsprechenden Eingang des UND-Gliedes 132, wie in Kurve H bei 184 dargestellt ist. Da nun beide Eingangssignale auf einem hohen Spannungspegel sind, ist auch das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 auf einem hohen Pegel, und das gleiche gilt für den ■R-Eingang des Flipflops 22' (Punkt 186 in Kurve D). Die Schaltung ist nun für den nächsten Zyklus bereit. Es ist zu beachten, daß das dem UND-Glied 132 von U₄ zugeführte Eingangssignal auf einem hohen Pegel bleibt, da die Hilfsrampenspannung VR¹, die Fehlerspannaung V™ niemals kreuzt. Sobald der Strom in L¹, zu fließen aufhört, beginnt der Stromfluß in L¹^₅ wie in Kurve I bei 185 dargestellt ist.

Die Zeitverzögerung T₃, die unter normalen Lastbedingungen von Bedeutung ist, ist im dargestellten Beispiel kleiner als T₄. Beide könnten jedoch gleich T^ gemäß Figur 1 sein, solange sie kleiner als T^ sind. Zur Erleichterung des Verständnisses ist

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angenommen, daß die Verzögerungszeiten T₂, T₃ und T, konzentriert sind und an den dargestellten Positionen auftreten. T₃ und T. enthalten jedoch sowohl die Verzögerung im UND-Glied 132 als auch die Verzögerung zwischen einer Pegeländerung am "R-F.ingang des D-Flipflops 22' und dem Zeitpunkt, wo der neue Spannungspegel effektiv ist, wobei die Verzögerung bei Absenkung des Spannungspegels am Ausgang Q von größerem Interesse ist. Wie in der Schaltung gemäß Figur 1 repräsentiert die Verzögerung T₂ die Zeitdauer zwischen einer Zustandsänderung am Ausgang des Taktgebers 20' und dem Zeitpunkt bei dem dies den Zustand der Feldeffekttransistoren F' und F¹ ₂ beeinflußt.

Der Hauptunterschied zwischen den Schaltungen gemäß Figuren 1 und 3 besteht also darin, daß in der Schaltung gemäß Figur 1 die Hilfsrampenspannung VR,, und die stromabhängige Rampenspannung VR₁ addiert werden, bevor sie mit der Fehlerspannung Vr im Komparator U₂ verglichen werden, der den Zustand des R-Eingangs des D-Flipflops 22 steuert, während in der Schaltung gemäß Figur 3 die Rampenspannung getrennt mit der Fehlerspannung mittels der Komparatoren U₃ und U. verglichen werden, die das Ausgangssignal des UND-Gliedes 132 steuern, welches wiederum dem "R-Eingang des D-Flipflops 22" zugeführt wird.

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Leerseite

Claims

Int. Az.: Case 1372 Hewlett-Packard Company 8. JuIi 1980 PATENTANSPRÜCHE

1. Rückstoß-Netzteil mit Eingangsklemmen zur Gleichspannungszufühv_-/rung, einem Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung, Schaltvorrichtungen, die mit den Eingangsklemmen und der Primärwicklung in Reihe geschaltet sind, einem Speicherkondensator, einem Gleichrichter, der mit der Sekundärwicklung und dem Speicherkondensator verbunden ist und am Speicherkondensator bei jeder in der Sekundärwicklung auftretenden Wechselspannung eine Gleichspannung liefert, einem Impuls-Taktgeber, einer auf die Impulse vom Taktgeber ansprechende Einrichtung, die mit

einer vorgegebenen Verzögerung die Schaltvorrichtungen am Be- ,

ginn der Impulsintervalle schließt und sie an deren Ende oder {

früher öffnet, wenn sie gesperrt wird, einem Rampengenerator, der während jedes Taktimpulses eine von einem gegebenen Wert ansteigende Rampenspannung liefert, sowie einer Einrichtung zur Ableitung eines Fehlersignals entsprechend der Differenz zwischen der Ist-Spannung am Speicherkondensator und der dort gewünschten Soll-Spannung, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (48, 50, U₂) zum Sperren der Schließeinrichtung (10, 22) für die Schaltvorrichtungen (F^, F^) zu einem Zeitpunkt früher als die vorgegebene Verzögerungszeit nachdem das Rampensignal einen Wert erreicht hat, das dem Wert der Fehlerspannung entspricht.

2. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rampengenerator eine Integrationseinrichtung (48, 50) für die Taktimpulse aufweist.

3. Netzteil nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Rampengenerator eine Schaltung (40, d₃, 42) zur Ableitung eines Rampensignals aufweist, das proportional zum Strom durch

die Primärwicklung ist, sowie eine Addiereinrichtung (44, 52) ^

zum Addieren des letzteren Signals zum durch die Integrations-

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einrichtung erzeugten Rampensignal aufweist.

Netzteil nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (40¹, d₃', 42') zum Ableiten eines Rampensignals proportional zum Strom durch die Primärwicklung sowie durch eine zusätzliche Einrichtung (IL) zum Sperren der Schließeinrichtung für die Schaltvorrichtung mit einer Verzögerung, die kleiner als die vorgegebene Verzögerung ist, wenn das zum Strom proportionale Rampensignal ein Wert erreicht hat, der der Fehlerspannung entspricht.

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