DE2855376A1

DE2855376A1 - Variable leistungs- und temperaturregelanordnung

Info

Publication number: DE2855376A1
Application number: DE19782855376
Authority: DE
Inventors: Louis Maurice Sandler; Charles Egbert Scott; Walter Richardson Spofford
Original assignee: PR Mallory and Co Inc
Current assignee: Duracell Inc USA
Priority date: 1977-12-28
Filing date: 1978-12-21
Publication date: 1979-07-12
Also published as: MX146095A; AU4293378A; JPS5496687A; GB2011660A; NZ188672A; FR2414225A1; GB2011660B; CA1130397A

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. Veickmann, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke

DIPL₁-INCRA-WeICKMANn, Dipl.-Chem. S, H u b et Dr. Ing. H. Liska

DXIIIH 8000 MÜNCHEN 86, DEN «. _{|

POSTFACH 860820 ' '· ^U^?· '978

MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 9S 39 21/22

P.R. Mallory & Co. Inc.,
East Washington Street, Indianapolis, Indiana, V.St.A.

Variable Leistungs- und Temperaturregelanordnung

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Beschreibung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine variable, insbesondere zeitunabhängige Leistungs- und Temperaturregelanordnung für elektrische Geräte, beispielsweise für Mikrowellenofen mit einem Energie zur Erhitzung eines Mediums liefernden Magnetron und einem Hochspannungstransformator zur Erzeugung von Speisespannungen für das Magnetron.

Es sind verschiedene Arten von Regelanordnungen bekannt geworden, mittels denen ein Benutzer den ^iner Funktion des Gerätes zugeführten Leistungspegel und/oder die Temperatur, auf die ein Material durch das Gerät erhitzt oder abgekühlt werden soll, ändern kann. In den meisten dieser Regelan- ' Ordnungen wird ein Zeittaktmechanismus verwendet, um die Schaltzustände der Regelanordnung in verschiedenen Zeitintervallen festzulegen. Die Ausnutzung der Zeit als Maß für die Festlegung der Betriebsdauer einer bestimmten Funktion eines Gerätes sowie der Abschaltung dieser Funktion und das Anlaufen einer neuen Funktion ist in den meisten Fällen energieaufwendig und führt zu Betriebsungenauigkeiten. Darüber hinaus kann es in bestimmten Geräten wünschenswert sein, eine Materiallast bis zum Erreichen einer gewünschten Temperatur sehr langsam zu erhitzen oder abzukühlen. Ein Beispiel für ein Gerät, in dem solche Regelanordnungen speziell verwendbar sind, ist ein Mikrowellenofen.

Spezielle Formen bekannter Regelanordnungen, welche in Mikrowellenofen zur Änderung des einem Magnetron des Ofen zugeführten Leistungspegels und/oder der Temperatur, auf die die materielle Last (in diesem Fall Nahrungsmittel) erhitzt werden soll, sind in den US-PS'en 3 973 165, 4 001 536, 4 001 537, 4 012 617 und 4 023 004 beschrieben.

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In derartigen bekannten Regelanordnungen, welche es einem Benutzer eines Mikrowellenofens ermöglichen, eine gewünschte Temperatur auszuwählen, auf die eine materielle Last, wie beispielsweise Nahrungsmittel erhitzt werden sollen, können ein Thermistor-Sensorelement zur Erfassung der Temperatur in den Nahrungsmitteln sowie eine zugehörige Schaltung zur Feststellung und/oder zur Anzeige des Erreichens einer gewünschten Temperatur der Nahrungsmittel verwendet werden. Die meisten Temperatursensorschaltungen dieser Art können jedoch lediglich eine Temperatur feststellen. Möchte also der Benutzer beispielsweise wissen, ob die Temperatur der Nahrungsmittel in einem Bereich einer gewünschten vorgegebenen Temperatur, beispielsweise in einem Bereich von etwa 2,8⁰C (5°F) liegt, so ist die Realisierung einer solchen Maßnahme mit bekannten Temperatursensorschaltungen nicht möglich. In bekannten Regelanordnungen, welche dem Benutzer eines Mikrowellenofens die Auswahl eines gewünschten, dem Magnetron des Ofens zuzuführenden Leistungspegel ermöglichen, enthält eine variable Spannungsquelle gewöhnlich einen Oszillator mit variabler Schwingperiode, welche eine Funktion der Mittel zur Auswahl des gewünschten Leistungspegels ist. Der variablen Spannungsquelle ist gewöhnlich ein Kreis zur Erfassung des· Spitzenwertes der Leitungswechselspannung vorgesehen, um sicherzustellen, daß einem Hochspannungstransformator für das Magnetron Spannung im Spitzenwert der Wechselspannung zugeführt wird. Die meisten der bekannten variablen Spannungsquellen liefern eine Spannung mit dem gewünschten Pegel für das Magnetron und schalten dieses vollständig ab, wenn entweder eine bestimmte Zeitperiode abgelaufen oder eine gewünschte Temperatur erreicht ist. Bei einem Mikrowellenofen ist es jedoch oft erwünscht, daß er die Nahrungsmittel nach dem Kochen warmhält, bis der Benutzer die Nahrungsmittel entweder entnimmt oder den Ofen neu programmiert.

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Die meisten bekannten Spitzendetektorschaltungen hängen sehr empfindlich von den Werten der Schaltungskomponenten ab und/oder erfordern komplexe logische Schaltungen zur Steuerung des Ein- und Ausschalten des Magnetrons/ weil sie nicht vollständig sicherstellen können, daß alle wirksamen Signale in den Spannungsspitzen geliefert werden. Die meisten Regelanordnungen der oben beschriebenen Art enthalten bei Verwendung in einem Mikrowellenofen eine Schaltung zur Ansteuerung des Ofenmagnetrons als Funktion der Signale von der variablen Spannungsquelle. Diese Treiberschaltungen enthalten gewöhnlich wenigstens einen Triac sowie Kreise zur Steuerung des Steuerelektrodenstroms für die An- und Abschaltung des Triac. Typischerweise wird in derartigen bekannten Triac-Treiberschaltungen ein Schalter verwendet, welqher zur Regelung des Steuerelektrodenstroms in Serie mit der Steuerelektrode des Triac liegt. Dieser Schalter müssen daher im offenen oder geschlossenen Zustand die volle Spannung der Steuerelektroden-Stromquelle führen, wodurch sie sehr aufwendig und damit teuer werden.

Aufgrund der oben erläuterten Nachteile bekannter variabler Leistungs- und/oder Temperaturregelanordnungen sind diese sehr aufwendig und weit weniger zuverlässig, als sie sein könnten. Durch Verbesserung des Aufbaus dieser bekannten Anordnungen könnten der Aufwand und damit die Kosten weitgehend reduziert werden, während gleichzeitig die Zuverlässigkeit und die Funktionsweise verbessert würden.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine einfache zeitunabhängige variable Leistungs- und Temperaturregelanordnung zur Verwendung in Geräten, wie beispielsweise Mikrowellenöfen, anzugeben, welche eine variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung sowie eine Triac-Treiberschaltung enthält.

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Zur Lösung dieser Aufgabe ist eine variable, insbesondere zeitunabhängige Leistungs- und Temperaturregelanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch folgende Merkmale gekennzeichnet:

Eine variable Temperatursensorschaltung zur Auswahl und Erfassung wenigstens einer Temperatur aus einer Vielzahl von Temperaturen im Medium und durch eine von der variablen Temperatursensorschaltung angesteuerte variable Spannungsquelle zur Auswahl wenigstens einer Nutzungsfaktorperiode bzw. eines Leistungspegels aus einer Vielzahl von Nutzungsfaktorperioden bzw. Leistungspegeln für eine Gerätefunktion, beispielsweise für die An- und Abschaltung des Magnetrons eines Mikrowellenofens, wodurch die Temperatur im Medium geregelt wird.

Die vorstehend definierte variable Leistungs- und Temperaturregelanordnung enthält dabei generell eine variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung, in welcher ein Thermistorsensor in Verbindung mit einer Schaltung zur Linearisierung von dessen Charakteristik in bezug auf Änderungen in der erfaßten Temperatur für eine Vielzahl von Temperaturen, einen Oszillator zur Erzeugung verschiedener Leistungspegel für ein Magnetron eines Mikrowellenofens sowohl als Funktion wenigstens einer von einem Benutzer gewählten Temperatur als auch der erfaßten Temperatur sowie eine Schaltung zur Zuführung von Energie bzw. Leistung zum Magnetron im Spitzenwert einer Halbperiode einer Wechselspannung. Darüber hinaus enthält die Regelanordnung eine Schaltung zur Steuerung eines Gleichstroms für die An- und Abschaltung eines Triacs zur Ansteuerung der durch das Magnetron gebildeten Last.

Bei der erfindungsgemäßen variablen Leistungs- und Temperaturregelanordnung kann unter anderem der Benutzer eines Gerätes, wie beispielsweise eines Mikrowellenofens bestimmte Temperaturen und Leistungspegel aus einer Vielzahl von Temperaturen und Leistungspegeln auswählen, wobei dem Magnetron des Mikro-

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wellenofens Leistung im Spitzenwert der Wechselspannung zugeführt wird, sowohl eine Temperatur unterhalb einer gewünschten Temperatur und die gewünschte Temperatur erfaßt und angezeigt werden können und wobei eine materielle Last auf die gewünschte Temperatur erhitzt und danach warmgehalten wird, bis der Benutzer entweder die materielle Last entnimmt oder den Ofen neu programmiert. Das Regelsystem verbraucht dabei insbesondere auch weniger Energie und ist weniger aufwendig.

Die variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung enthält insbesondere eine variable Temperatursensorschaltung, welche wenigstens zwei Temperaturen erfassen kann, eine Spitzendetektorschaltung zur Sicherung der Zuführung von Leistung für eine Gerätefunktion im Scheitelwert einer Wechselspannung-, welche eine wenig aufwendige Logik benötigt und hinsichtlich der Werte von Schaltungskomponenten unkritisch ist, sowie eine sowohl von der variablen Temperatursensorschaltung als auch von der Spitzendetektorschaltung angesteuerte variable Spannungsquelle mit einem Oszillator mit fester Periode, welcher es einem Benutzer eines Mikrowellenofens ermöglicht, verschiedene Leistungspegel zum Kochen von Nahrungsmitteln und zum Warmhalten der Nahrungsmittel nach Erreichen einer gewünschten Temperatur auszuwählen. Das Warmhalten erfolgte dabei so lange, bis der Benutzer die Nahrungsmittel entweder entnimmt oder den Ofen neu programmiert.

In- Weiterbildung der Erfindung ist eine einfache Triac-Treiberschaltung vorgesehen, welche einen Steuerelektrodenstrom von der Steuerelektrode des Triacs ableitet und damit den Triac abschaltet, wodurch wenig aufwendige Schaltungskomponenten verwendbar werden und die Regelung der den Steuerelektrodenstrom für den Triac liefernden Quelle vereinfacht wird.

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens .sind im einzelnen in UnteranSprüchen gekennzeichnet.

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Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in Fig. 1a und 1b der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.

In den Fig. 1a und 1b, welche die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeigen, werden für bekannte Schaltungskomponenten konventionelle Symbole verwendet. Zur Erläuterung der Erfindung wird die bevorzugte Ausführungsform anhand ihrer Verwendung in einem Mikrowellenofen beschrieben. Es ist jedoch darauf hinzuweisen, daß das im folgenden im einzelnen erläuterte, der Erfindung zugrundeliegende Prinzip und/oder Teilmerkmale des erfindungsgemäßen Prinzips zur Regelung andersartiger Geräte ausnutzbar sind, welche eine auf wenigstens einem Leistungspegel· betreibbare Einrichtung zur Erhöhung oder Erniedrigung der.. Temper atur eines Mediums sowie eine Einrichtung zur Erfassung einer vorgebbaren Temperatur im Medium aufweisen.

Die Fig. 1a und 1b zeigen im einzelnen eine variable Leistungs- und Temperaturregelanordnung 1 zur Regelung einer Last 3, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel durch ein Magnetron eines Mikrowellenofens gebildet wird, das im eingeschalteten Zustand ein Medium in einer Koch-, Brat oder Backkammer des Ofens erhitzt. Eine (nicht dargestellte) Wechselspannungsquelle, welche beispielsweise eine Wechselspannung von 120 V bei 60 Hz liefert, kann direkt oder indirekt über in Mikrowellenöfen konventionell vorhandene Hilfsschaltungen und Hilfsschalter an Eingangsleitungen L₁ und L~ der Regelanordnung 1 angeschaltet werden. An diese Leitungen L₁ und L₂ ist eine Netz-getrennte Niederspannungs-Wechselquelle 7 angeschaltet, welche durch einen Transformator T mit einer Primärwicklung 2, einer Sekundärwicklung 3 und einer Mittelanzap&ing 5 an der Sekundärwicklung 3 gebildet wird. An diese Niederspannungs-Wechselquelle 7 ist eine variable Leistungs- und

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Temperaturregelschaltung 110 angeschaltet. Ein Anschluß der Sekundärwicklung 3 des Transformators T ist an die Anode einer Diode 6 angeschaltet, während deren anderer Anschluß an die Anode einer Diode 4 angeschaltet ist, wobei die beiden Dioden einen Vollweggleichrichter für die von der Niederspannungs-Wechselquelle 7 gelieferte Wechselspannung bilden. Die Kathoden der Dioden 4 und 6 sind gemeinsam über einen Widerstand 8 an einen Kondensator 10 angekoppelt, wodurch das gleichgerichtete Signal gefiltert wird, so daß ein relativ glattes Wechselspannungssignal entsteht. Die Kombination der Dioden 4 und 6, des Widerstandes 8 und des Kondensators 10 bilden in konventioneller Weise eine Gleichspannungsquelle 9. Parallel zum Kondensator 10 liegen ein Widerstand 12 und eine Zenerdiode 13, wobei die Zener-Diode 13 durch den Widerstand 12 zur Erzeugung einer geregelten Gleichspannung entsprechend vorgespannt ist. Der Mittelabgriff 5 der Sekundärwicklung 3 bildet einen Referenzpunkt für die Gleichspannungen, d.h., er kann in der Regelschaltung 110 als äquivalenter Erdpotentialpunkt betrachtet werden.

In einem Mikrowellenofen enthält die Last 3 zusätzlich zu dem im einzelnen nicht dargestellten Magnetron einen ebenfalls nicht dargestellten Hochspannungstransformator, welcher die Leitungswechselspannungen auf Werte herauftransformiert, die für den Betrieb des Magnetrons erforderlich sind. Der Hochspannungstransformator wird im "eingeschalteten" Zustand fast im Bereich der Kernsättigung betrieben, wobei sich der Kernfluß während jeder vollen Halbperiode der Leitungswechselspannung zwischen Warten -B MAX und +B MAX ändert. Beim Schalten des Hochspannungstransformators zwischen dem "eingeschalteten" und dem "ausgeschalteten" Zustand läuft der Kernfluß B vom Restwert an hoch, welcher nahe dem Wert Null liegt und kann sich dabei lediglich um + B MAX ändern, bevor

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die Sättigung erreicht wird. Tritt die Sättigung ein, so wird die Kerninduktivität des Transformators sehr klein, wobei der durch die Primärwicklung fließende Strom scharf ansteigt und lediglich durch Widerstände in der Wechselspannungsleitung und der Primärwicklung des Hochspannungstransformators begrenzt wird. Diese hohen Ströme, welche als lautes dumpfes Geräusch störend hörbar sind, können die zugehörige Steuerschaltung und/oder Gebläseschalter zerstören. Um sicherzustellen, daß die Kernsättigung des Hochspannungstransformators während der anfänglichen Einschaltung der Last 3 nicht auftritt, ist es zweckmäßig, der über den Transformator angekoppelten Last 3 Leistung etwa in der Mitte einer Halbperiode der Leitungswechselspannung zuzuführen, wodurch eine effektive Flußänderung von + B MAX erzeugt und die Transformatorsattigung vermieden wird. Zur Realisierung dieses Ergebnisses kann jede Polarität der anfänglichen Halbperiode der Leitungswechselspannung ausgenutzt werden. Diese Maßnahme wird in vielen Mikrowellenöfen angewendet, um eine Kernsättigung zu vermeiden, wenn das über den Transformator angekoppelte Magnetron (Last 3) eingeschaltet wird. In konventionellen Schaltungen zur Realisierung dieser Funktion sind komplexe logische Anordnungen erforderlich, um sicherzustellen, daß die über den Transformator angekoppelte Last 3 lediglich in der Mitte einer Halbperiode wirksam geschaltet wird. Derartige Schaltungen sind darüber hinaus von den Werten der verschiedenen Schaltungskomponenten abhängig.

Um die Nachteile konventioneller Schaltungen, welche als Spitzenwertdetektoren oder Synchronisationsschaltungen bezeichnet werden können, enthält die variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 einen Spitzenwertdetektor 20,-welcher eine Scheitelwertzündung mit reduzierter Abhängigkeit von Änderungen der Werte der Schaltungskomponenten ermöglicht. Da dieser Spitzenwertdetektor 20 weiterhin ein "Fenster" im Bereich des Scheitelwertes jeder Halbwelle fest-

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legt, bei dem die Last 3 ohne Kernsättigung wirksam geschaltet werden kann, wird die Logik vereinfacht, welche zur Sicherstellung der Wirksamschaltung der Last 3 im richtigen Zeitpunkt, d.h., im Scheitelpunkt jeder Halbwelle der Leitungswechselspannung erforderlich ist. Der in Fig. 1a dargestellte Spitzenwertdetektor 20 enthält einen bipolaren Halbleiterschalter 28, welcher bei der in Rede stehenden Ausführungsform durch einen NPN-Transistor gebildet wird, dessen Emitter an den Mittelabgriff 5 des Transformators T, dessen Kollektor über einen Widerstand 26 an die geregelte Gleichspannung sowie einen Oszillator 80 angekoppelt ist, welcher einen Schaltungsteil zur Änderung der der Last 3 zugeführten Leistungsmenge enthält, und dessen Basis an die Parallelschaltung eines Widerstandes 24 und eines Kondensators 22 angeschaltet ist, die ihrerseits direkt an den Kathoden der einen Vollweggleichrichter bildenden Dioden 4 und 6 liegt. Der Spitzenwertdetektor 20 erfaßt den Scheitelwert jeder Halbperiode der Leitungswechselspannung.

Die Basis-Emitterstrecke des bipolaren Halbleiterschalters 28 wirkt in Verbindung mit wenigstens einer der Dioden 4 und 6 als Gleichrichter, welcher den Kondensator 20 auf den Spitzenwert der von der Niederspannungsquelle 7 gelieferten Spannung auflädt. Die Zeitkonstante des durch den Widerstand 24 und den Kondensator 22 gebildeten RC-Gliedes ist sehr groß. Wenn die Dioden 4 und 6 folgend auf einen Spitzenwert der Leitungswechselspannung nicht leiten, entlädt sich der Kondensator 22 daher sehr langsam. Sobald die von der Spannungsquelle gelieferte Wechselspannung die Spannung am Kondensator 22 übersteigt, leitet die Basis-Emitterstrecke des Schalters 28 erneut, wodurch der Kondensator 22 erneut auf die Spannung der Spannungsquelle 7 aufgeladen wird. Da-sich der Kondensator 22 von einem der Spannung der Spannungsquelle 7 gleichen Wert langsam entlädt, liegt der Punkt, in dem die Wechselspannung von der Spannungsquelle 7 die Spannung am Kondensator 22 übersteigt, sehr nahe beim Spitzenwert der Leitungswechselspannung. Die Basis-Emitterstrecke des

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Schalters 28 leitet nicht mehr, wenn die Spannung der Spannungsquelle 7 nach Erreichen ihres Spitzenwertes schneller abnimmt, als sich der Kondensator 22 entlädt. Auch dabei wird die Basis-Emitterstrecke des Schalters 28 aufgrund der langsamen Entladung des Kondensators 22 sehr nahe beim Spitzenwert der Leitungsgleichspannung gesperrt. In einer kurzen Zeit vor, während und nach dem Spitzenwert der Leitungswechselspannung fließt daher ein den Kondensator 22 erneut aufladender Stromimpuls über die Basis des bipolaren Halbleiterschalters 28, wodurch gleichzeitig ein entsprechender Impuls über dessen Kollektor fließt, welcher groß genug ist, um den Schalter 28 in die Sättigung zu bringen. Damit entsteht ein "Zeitfenster", das unmittelbar vor dem Spitzenwert der Leitungswechselspannung beginnt und unmittelbar nach diesem Spitzenwert endet, wodurch der Last 3 während dieses Zeitfensters in im folgenden noch genauer zu beschreibender Weise Leistung zugeführt wird. Zur Erzeugung dieses "Zeitfensters", während dessen Dauer der Last 3 Leistung zugeführt wird, muß die durch den Kondensator 22 und den Widerstand 24 gebildete RC-Zeitkonstante wesentlich größer als die Periode der Leistungswechselspannung sein. Solange diese Bedingung realisiert ist, sind die speziellen Werte der Komponenten des Spitzenwertdetektors 20 hinsichtlich der Wirksamschaltung der Last 3 ■ im Scheitelwert der Leitungswechselspannung unkritisch.

Gemäß Fig. 1a ist in der variablen Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 ein variabler Temperatursensorkreis 30 zur Erfassung wenigstens zweier Temperaturen in dem durch die Last 3 erhitzten Medium enthalten. Dieser Temperatürsensorkreis enthält einen Zweig 37, durch den die gewünschten zu erfassenden Temperaturen ausgewählt werden können, sowie Detektorstufen 40 und 50 für die beiden erfaßten Temperaturen. Der variable Temperatursensorkreis 30 erfaßt die Temperatur im Medium, wobei er ein Signal an einem Ausgang 41 der Detektorstufe 40 liefert, wenn die zu erfassende Temperatur etwa

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2,8°C (5°F) unter der durch den Wählkreis 37 gewählten Temperatur liegt (Wert T ,.) . Weiterhin liefert der variable

sp-5

Temperatursensorkreis 30 ein Signal an einen Ausgang 51 der Detektorstufe 50, wenn die erfaßte Temperatur die durch den Wählzweig 37 gewählte Temperatur erreicht (Wert T ).

sp

Der variable Temperatursensorkreis 30 enthält als Temperatursensorelement einen Thermistor 35, welcher in Serie zu einem Linearisierungswiderstand 38 und einem Widerstand 36 liegt, welcher die Einstellung des Ruhestroms im Thermistor 35 unterstützt. Im Effekt stellt der variable Temperatursensorkreis 30 die Temperatur T des Thermistors 35 fest, wenn dieser innerhalb des durch die Last 3 zu erhitzenden Mediums angeordnet ist. Der variable Temperatursensorkreis 30 enthält weiterhin ein Potentiometer 32, das an die geregelte Gleichspannung angeschlossen ist. Dieses Potentiometer 32 bildet zusammen mit seinem Schieber 33 den Zweig 3 7 zur Auswahl einer durch den Thermistor 35 zu erfassenden gewünschten Sollwerttemperatur T . Ein Widerstand 34 ist mit einem Anschluß an einen den Widerstand 36 mit dem Linearisierungswiderstand 38 verbindenden Knoten J1 und mit dem anderen Anschluß an den Schieber 33 des Potentiometers 3 2 angeschlossen. Widerstände 42, 48, 52 und 58 bilden ein an der geregelten Gleichspannung liegendes Spannungsteilernetzwerk. Eine erste konventionelle Spannungsvergleichsstufe 50 besitzt einen mit einem Minuszeichen bezeichneten negativen Eingang, der an den Knoten J1 angeschaltet ist, einen mit einem Pluszeichen bezeichneten positiven Eingang, der über einen Widerstand 56 an einen die Widerstände 48 und 58 verbindenden Knoten J3 angeschaltet ist, sowie einen Ausgang 51, wobei am Knoten J3 eine Bezugsschwellspannung V3 steht. Eine zweite konventionelle Spannungsvergleichsstufe 40 besitzt einen mit einem Minuszeichen bezeichneten negativen Eingang, der an den Knoten J1 angeschaltet ist, einen mit einem Pluszeichen versehenen positiven Eingang, der über einen Widerstand 46 an einen die Widerstände 42 und 48 verbundenen Knoten J2 angeschaltet ist, sowie einen Ausgang 41,

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wobei am Knoten J2 eine Bezugsschwellspannung V2 steht. Die Bezugsschwellspannungen V3 und V2 werden durch die Widerstände 42, 44, 46, 48, 54, 56 und 58 für die Sollwerttemperatur T und die Temperatur T _, welche etwa 2,8⁰C (5⁰F) unter der Sollwerttemperatur T liegt, mit einer einigen Grad Celsius (bzw. einigen Grad F) entsprechenden Hysterese eingestellt. Der variabel ausgebildete Widerstand 52 bildet ein Kalibrierungselement zur richtigen Einstellung der Bezugss'chwellspannung V3 und V2. Kondensatoren 45 und 55, welche zwischen den negativen Eingang und den positiven Eingang der Vergleichsstufe bzw. 50 geschaltet sind, verhindern, daß Störstrahlung von durch das Magnetron erzeugten Mikrowellensignalen die Bezugsschwellspannung V3 und V2 beeinflussen"! Der Widerstandswert des Widerstandes 34 soll wesentlich größer als der Widerstandswert des Potentiometers 32 sein, um die Belastung dieses Potentiometers 32 minimal zu halten. Die Spannungsvergleichsstufen 40 und 50 werden durch konventionelle Schaltkreise gebildet. Da in der variablen Leistungs- und Temperaturrege lanordnung 110 zwei zusätzliche Spannungsvergleichsstufen verwendet werden, erweist es sich als vorteilhaft, eine integrierte Schaltkreisanordnung zu verwenden, welche vier Spannungsvergleichsstufen enthält.. Dies kann beispielsweise eine vier Spannungsvergleichsstufen enthaltende integrierte Schaltkreisanordnung sein, welche von der Firma National Semiconductor mit der Typenbezeichnung LM139 vertrieben wird.

Eine grundlegende Analyse der Wirkungsweise des Temperatursensorkreises 30 findet sich in einer schwebenden US-Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen 841 524. Generell ist die Wirkungsweise dieses Kreises die folgende: Wenn die Temperatur T des Thermistors 35 gleich der Temperatur T ist, so ist die Spannung V1 am Knoten J1 gleich der Bezugsschwellspannung V3 für die Vergleichsstufe 50. Da die Referenzschwellspannung V3 konstant ist, vergleicht die Vergleichsstufe 50 kontinuierlich die Spannung V1 am Knoten J1 mit der Spannung V3.

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Wenn die Summe der durch die Widerstände 34 und 36 fließenden Ströme gleich dem durch den Thermistor 35 und den Linearisierungswiderstand 38 fließenden Strom ist, so ist V1 gleich V3. Für alle Werte der Sollwerttemperatur T , welche die Thermistor-Linearisierungsbedingung erfüllen, was bedeutet, daß sich der durch den Thermistor 35 fließende Strom linear mit der Temperatur T ändert, ist für T = T die Spannung V1 die gleiche, d.h.', es gilt V1 = V3. Wenn die Temperatur T des Thermistors 35 kleiner als die Temperatur T ist, so ist die Spannung V1 am Knoten J1 kleiner sp

als die Bezugsschwellspannung V3. Wenn die Temperatur T des Thermistors 35 gleich der Sollwerttemperatur minus 2,8°C (5°F) ist, d.h., wenn T=T - 5 Tst, dann ist die

P ^SP Spannung VV am Knoten J1 gleich der Bezugsschwellspannung V2 für die Vergleichsstufe 40. Da die Bezugsschwellspannung. V2 konstant ist, vergleicht wiederum die Vergleichsstufe 40 kontinuierlich die Spannung V1 am Knoten J1 mit der Span-.nung V2. Ist die Temperatur T des Thermistors 35 kleiner als T - 5, so ist die Spannung V1 am Knoten J1 kleiner als die Bezugsschwellspannung V2. Aufgrund der Tatsache, daß die Linearisierung des Thermistors 35 für Temperaturen eingestellt ist, für die T=T gilt, ist die Thermistorlinearisierung für Temperaturen T - 5 nicht vollständig genau. Die-

sp

ser Fehler kann durch Verwendung eines Strom-Spannungswandlers, d.h., eines Operationsverstärkers eliminiert werden, um die Spannung am Thermistor 35 so festliegen, daß sich eine linear mit der Temperatur T ändernde Spannung V1 ergibt. In den meisten Fällen ist jedoch der durch den variablen Temperatursensorkreis 30 in der dargestellten Form bedingte Fehler relativ klein.

Für Temperaturen T des Thermistors 35, welche kleiner als-T - (V1 ζ V2) sind, sind die Ausgangssignale an den Ausgängen 41 und 51 der Vergleichsstufen 40 und 50 beide gleich logisch Null. Für Temperaturen T des Thermistors 35 welche gleich oder größer als T₅ aber kleiner als die Sollwert-

- die Spannung V1

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temperatur T sind, ist die Spannung V1 gleich oder größer sp

als die Bezugsschwellspannung V2. Das Ausgangssignal am Ausgang 41 der Vergleichsstufe 40 ist daher gleich logisch Eins, während das Ausgangssignal am Ausgang 51 der Vergleichsstufe 50 gleich logisch Null bleibt. Für Temperaturen T des Thermistors 35, welche gleich oder größer als die Sollwerttemperatur T sind, ist die Spannung V1 gleich oder größer als die Schwellspannungen V2 und V3. Die Ausgangssignale an den Ausgängen 41 und 51 der Vergleichsstufen 40 und 50 sind daher gleich logisch Eins. Diese verschiedenen Signalzustände an den Ausgängen 41 und 51 der Vergleichsstufen 40 und 50, welche auch die Ausgangssignale des variablen Temperatursensorkreises 30 bilden, können zur An- und Abschaltung verschiedener Funktionen und/oder Schaltungen""ausgenutzt werden, wie dies im folgenden anhand der bevorzugten Ausführungsform der variablen Leistungs- und Temperaturregelanordnung 1 beschrieben wird.

Aus den obigen Erläuterungen zum variablen Temperatursensorkreis 30 folgt, daß dieser in seiner in Fig. 1a dargestellten Form für eine Solleinstellung des Potentiometers 32 zwei Temperaturen, d.h., die Temperaturen T und T _,. erfassen kann. In einer einfachsten Ausführungsform kann der variable Temperatursensorkreis 30 jedoch durch Weglassen der Vergleichsstufe 40, der Widerstände 42, 44 und 46 sowie der Kapazität 45 auch zur Erfassung lediglich einer Temperatur T verwendet werden. Eine derartige vereinfachte Ausführungsform des variablen Temperatursensorkreises 30 ist in der oben angegebenen schwebenden US-Patentanmeldung 841 524 beschrieben.

Gemäß Fig. 1a enthält die variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 eine vom variablen Temperatursensorkreis 30 angesteuerte Schaltung 60 zur Anzeige der Erfassung der-Sollwerttemperatur T und falls erwünscht der um etwa 2,8⁰C (5⁰F) unter der Sollwerttemperatur liegenden Temperatur T __ durch den Temperatursensorkreis 30. Wie in Fig. 1a dargestellt, enthält die bevorzugte Ausführungsform der Indikatorschaltung 60 eine lichtemittierende Diode 76 zur Anzeige der durch den

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Sensorkreis 30 erfaßten Temperaturen. Die Indikatorschaltung

60 enthält weiterhin eine konventionelle Vergleichsstufe 70 der oben beschriebenen Art, welche einen Teil der vier Vergleichsstufen enthaltenden integrierten Schaltkreisanordnung sein kann. Diese Vergleichsstufe 70 besitzt einen negativen und einen positiven Eingang, die ebenfalls mit einem Minuszeichen bzw. einem Pluszeichen versehen sind, sowie einen Ausgang 71, wobei an einem Knoten J4 eine Bezugsschwellspannung V4 steht, welche durch das Signal am Ausgang 51 der Vergleichsstufe 50 des Temperatursensorkreises 30 bestimmt wird. Die Indikatorschaltung 60 enthält weiterhin einen in der bevorzugten Ausführungsform als NPN-Transistor ausgebildeten bipolaren Halbleiterschalter 74, dessen Kollektor über einen Vorspannungswiderstand 114 an die Gleichspannungsquelle 9, dessen Emitter an die-Anode der lichtemittierenden Diode 76 und dessen Basis über einen Widerstand 72 an den Ausgang der Vergleichsstufe 70 sowie an die Anode einer Diode 65 angeschaltet ist. Die Kathode der Diode 75 ist an den Ausgang 41 der Vergleichsstufe 40 des Sensorkreises 30 angeschaltet. Die Vergleichsstufe 70 bildet zusammen mit einem Spannungsteilernetzwerk aus über einen Knoten J4 in Reihe geschalteten Widerständen 62 und 68 in Verbindung mit einem Kondensator 75, dessen einer Anschluß an den negativen Eingang der Vergleichsstufe 70 angeschaltet ist, sowie mit Widerständen 61, 64, 66, 72 und 78 einen freischwingenden Rechtecksignal-Oszillator 63, wenn die Temperatur T des Thermistors 35 kleiner als die durch den Wählzweig 37 eingestellte Sollwerttemperatur T (Ί < T ) ist. Für T^T ändert generell eine Mitkopplung vorn Ausgang 71 der Vergleichsstufe 70 über den Widerstand

61 οine Bezugsschwellspannung V4 am positiven Eingang der Vorgloichsstufe 70. Der Widerstand 78 lädt und entlädt den Kondensator 75 abwechselnd, bis dessen Spannung die Bezugs-" schwellspannung V4 durchläuft, wobei die Vergleichsstufe 70 dann ihren Schaltzustand ändert. Der mit einem Anschluß an den positiven Eingang der Vergleichsstufe 70 und mit dem anderen

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Anschluß an den Knoten J4 angeschaltete P7iderstand 66 kompensiert Ruhestromänderungen der Vergleichsstufe 70.

Ist die Temperatur T des Thermistors 35 kleiner als die Sollwerttemperatur T aber größer als der Wert T ,.

sp sp-5

(Sollwerttemperatur - etwa 2,8°C bzw. 5⁰F), d.h., ist T _₅ kleiner T kleiner T , so schaltet das Signal am Oszillatorausgang 71 der Vergleichsstufe 70 den bipolaren Halbleiterschalter 74 durch. Der über diesen Schalter 74 fließende Strom wird durch den Widerstand 114 begrenzt, wodurch der Schalter in die Sättigung gelangt. Die lichtemittierende Diode 76 wird damit durch das oszillierende Ausgangssignal am Ausgang 71 der Vergleichsstufe 70 angesteuert und leuchtet daher wiederholt auf.

Ist die Temperatur T des Thermistors 35 kleiner als die Sollwerttemperatur T minus etwa 2,8°C bzw. 5°F, d.h.,

sp

gleich dem Wert T _c (T <·' T _c) , so wird der bipolare ³ sp-5 ρ ^N sp-5 ' *

Halbleiterschalter 74 gesperrt, da seine Basisansteuerung durch die Diode 65 unterbrochen wird. Bei gesperrtem Schalter 74 ist die lichtemittierende Diode 76 ebenfalls abgeschaltet.

Ist die Sollwerttemperatur T kleiner als die Temperatur T des Thermistors 35, d.h. T < T , so reißt die Schwingung am Ausgang 71 der Vergleichsstufe 70 ab, wobei der Schalter 74 jedoch durchgesteuert bleibt. In diesem Fall ist die am positiven Eingang der Vergleichsstufe 70 stehende Spannung größer als die Spannung am Ausgang 71 der Vergleichsstufe 70, wodurch die Schwingung gelöscht wird. Die lichtemittierende Diode 76 ist damit konstant eingeschaltet, da der Schalter 74 einen konstanten Strom liefert.

Gemäß Fig. 1b enthält die variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 weiterhin eine variable Spannungsquelle 80, welche durch den variablen Temperatursensorkreis 30 und den Spitzendetektor 20 angesteuert wird. Diese Spannungsquelle 80 enthält einen Kreis 107 zur Auswahl mehrerer Spannungs-

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werte zur Ansteuerung der Last 3, welche jeweils durch eine Mittelwertbildung eines Oszillatorsignals mit einer konstanten Periode von 12 s definiert werden. Die Grundkomponente für die pulsbreitengesteuerte variable Spannungsquelle 80 bildet einen Oszillator 80', welcher eine Kapazität 82, Widerstände 81, 83 bis 89, 99 und 100, Dioden 96 bis 98, ein Potentiometer 108, zweiseitige Halbleiterschalter 93 bis 95 mit jeweils einem eine zweiseitige Signalübertragung zwischen Klemmen b und c steuernden digitalen Eingang, sowie eine Vergleichsstufe 90 enthält, die einen mit einem Pluszeichen bezeichneten positiven Eingang, einen mit einem Minuszeichen versehenen negativen Eingang sowie einen Ausgang 91 aufweist. Der durch einen Typ der oben erläuterten Art gebildete Schalter 93 arbeitet im Effekt als digitales Invertergatter, so daß er durch digitale logische Invertergatter konventioneller Art ersetzt werden kann. Die variable Spannungsquelle 80 enthält weiterhin einen zweiseitigen Halbleiterschalter der oben beschriebenen Art, welcher zusammen mit dem Spitzendetektor 20 sicherstellt, daß die der Last 3 durch die variable Spannungsquelle 80 zugeführte Spannung im Scheitelwert einer Halbperiode der Leitungswechselspannung zugeführt wird.

Die zweiseitigen Halbleiterschalter 92, 94 und 95 können durch konventionelle Schalter gebildet werden, welche Analogsignale steuern bzw. schalten können. In der in Fig. 1b dargestellten Ausführungsform werden die Schalter 92 bis 95 durch jeweils ein Übertragungsgatter gebildet. Wird eine logische Eins in den Digitaleingang a eingespeist, so schließt das Übertragungsgatter, wodurch ein Analogsignal zwischen den Klemmen b und c übertragen wird. Solange der digitale Eingang eine logische Null erhält, bleibt das Übertragungsgatter offen. Es hat sich als zweckmäßig erwiesen, eine integrierte Schaltkreisanordnung mit vier zweiseitigen Schaltern zu verwenden, welche beispielsweise von der Firma Motorola Semiconductor Products Inc. in Phoenix, Arizona, unter der Typenbezeichnung MC 14016 vertrieben

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wird. Die Vergleichsstufe 90 kann konventioneller Art sein
und ist vorzugsweise mit den Vergleichsstufen 40, 50 und 70 in einer vier Vergleichsstufen enthaltenden integrierten
Schaltkreisanordnung der oben beschriebenen Art enthalten.

Wie Fig. 1b zeigt, sind die digitalen Eingänge a der zweiseitigen Halbleiterschalter 93 und 95 an den Ausgang 51 der Vergleichsstufe 50 angeschaltet, so daß sie auf den Schaltzustand dieser Vergleichsstufe 50 ansprechen. Der digitale
Eingang a des Schalters 94 ist an die Klemme c des Schalters 93 angeschlossen und spricht daher auf den Schaltzustand dieses Schalters 93 an. Der digitale Eingang b_ des Schalters ist an den Kollektor des bipolaren Halbleiterschalters 28 des Spitzendetektors 20 angeschlossen und spricht daher auf den Signalzustand dieses Spitzendetektors 20 an. Der positive
Eingang der Vergleichsstufe 90 ist an einem Knoten J5 an
ein Spannungsteilernetzwerk angeschlossen, wodurch eine Bezugsschwellespannung V5 gebildet wird. Das durch die Widerstände 81 und 99 gebildete Spannungsteilernetzwerk liegt in bezug auf den Knoten J5 in Serie. Der Widerstand 83, welcher zwischen den Klemmen b und c des Schalters 92 liegt, bildet eine Mitkopplung. Der Widerstand 83 legt daher in Verbindung mit dem Schalter 92 und dem Spitzendetektor 20 den Wert der Bezugsschwellspannung V5 fest. Der negative Eingang der Vergleichsstufe 50 ist an den Kondensator 82 und die Klemmen c der Schalter 94 und 95 angeschlossen. Die Klemme b des Schalters 94 ist über einen Schieber 109 des Potentiometers 108
an die Parallelschaltung des in Serie zur Kathode der Diode 96 liegenden Widerstandes 86 und des in Serie zur Anode der Diode 97 liegenden Widerstandes 87 angeschaltet. Die Klemme b des Schalters 95 ist an die Parallelschaltung des Widerstandes 88 und des in Serie zur Kathode der Diode 98 liegenden Widerstandes 89 angeschaltet. Die Anoden der Dioden 96 und 98 sowie

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die Kathode der Diode 97 liegen gemeinsam am Ausgang 91 der Vergleichsstufe 90 sowie in Serie zu den Widerständen 84 und 85. Der Ausgang 91 der Vergleichsstufe 90, welcher den Ausgang des Oszillators 80' darstellt, ist über den Widerstand 100 an die Basis eines bipolaren Halbleiterschalters 120 angeschaltet, welcher in der dargestellten bevorzugten Ausführungsform durch einen NPN-Transistor zur Ansteuerung einer lichtemittierenden Diode 122 gebildet wird. Der Emitter des Schalters 120 ist an die Anode der Diode 122 angeschaltet, während sein Kollektor an einem Widerstand 118 liegt, welcher den Schalter 120 bei Wirksamschaltung durch die variable Spannungsquelle 80 in die Sättigung steuert, wodurch der in die Diode 122 fließende Strom begrenzt wird. Die lichtemittierende Diode 122 liefert zusammen mit einem bipolaren Halbleiterschalter 130, welcher bei der in Rede stehenden bevorzugten Ausführungsform durch einen NPN-Phototransistor gebildet wird, das Ausgangssignal zur Ansteuerung der Last 3, wenn die Diode 122 zur Durchschaltung des Transistors 130 ausreichend angesteuert wird. Die Last 3 wird daher immer dann wirksam geschaltet, wenn der Transistors 130 durchgesteuert ist. Die lichtemittierende Diode 122 und der Transistor 130 bilden in konventioneller Weise einen integrierten Optokoppler, wie er beispielsweise durch die Firma Texas Instruments, Inc. in Dallas, Texas unter der Typenbezeichnung TIL 112 vertrieben wird.

Um. einen Spannungspegel von 100 %, bei dem die Last 3 kontinuierlich eingeschaltet ist, zu realisieren, ist ein von der variablen Spannungsquelle 80 angesteuerter monostabiler Multivibrator 101 an die Basis des Schälters 120 angeschlossen, so daß dieser Schalter 120 kontinuierlich eingeschaltet ist. Der Multivibrator 101 enthält einen bipolaren Halbleiterschalter 102, welcher in der bevorzugten Ausführungsform durch einen NPN-Transistor gebildet wird, dessen Basis an einen Kondensator 106 und einen Widerstand 105, dessen Kollektor an

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einen Widerstand 104 und die Anode einer Diode 103 und dessen Emitter an den Mittelabgriff 5 des Niederspannungstransformators T angeschlossen ist. Der Kondensator 106 und der V7iderstand 105 dienen zusammen mit den Widerständen 84 und 85 der variablen Spannungsquelle 80 zur Einstellung einer RC-Zeitkonstante, welche die Impulsbreite am Kollektor des Schalters 102 steuert. Die Kathode der Diode 103 ist an die Basis des Schalters 1-20 angeschlossen, wodurch der Multivibrator 101 den Schalter 120 kontinuierlich im eingeschalteten Zustand halten kann, wobei die variable Spannungsquelle 80 auf einen Spannungswert von 100 % eingestellt ist.

Die variable Leistungs- und Temperaturregeianordnung 1 gemäß den Fig. 1a und 1b enthält weiterhin eine von der variablen Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 angesteuerte Triac-Treiberschaltung 140. Diese Triac-Treiberschaltung 140 schaltet die Last als Funktion der An- und Abschaltung des bipolaren Halbleiterschalters 130 ein und aus und steuert weiterhin den in die Steuerelektrode eines die Last 3 ein- und ausschaltenden Triacs 150 fließenden Gleichstroms.

Die Wechselspannung von der Wechselspannungsquelle wird zur Erzeugung einer Gleichspannung für die Triac-Treiberschaltung 114 über einen Widerstand 14, eine Diode 16 und einen Kondensator (Fig. 1b) gleichgerichtet und gefiltert. Der Kollektor des Schalters 130 ist an die Leitung L₂ der Regelanordnung 1 angeschaltet, während sein Emitter über einen Widerstand 124 an die oben erläuterte Gleichspannungsquelle und an die Triac-Treiberschaltung 140 angeschlossen ist. Die Basis des Schalters 130 liegt über einen Widerstand 126 an dessen Emitter.

Die Triac-Treiberschaltung 140 enthält einen bipolaren Halbleiterschalter 144, welcher bei der hier in Rede stehenden bevorzugten Ausführungsform durch einen PNP-Transistor gebildet wird, dessen Basis an den Emitter des bipolaren Halb-

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leiterschalters 130, dessen Emitter an die Leitung L₂ und dessen Kollektor über einen Widerstand 124 an die oben erläuterte Gleichspannungsquelle der Regelanordnung 1 und an eine Steuerelektrode G1 eines Triacs 148 angeschaltet ist. Eine Hauptelektrode MT2 des Triacs 148 ist über einen Widerstand 146 an die Last 3 angeschaltet, während eine Hauptelektrode MT1 dieses Triacs an eine Steuerelektrode G2 eines weiteren Triacs 150 angeschaltet ist. Eine Hauptelektrode MT2¹ des Triacs 150 ist an die Last 3 angeschaltet, während eine Hauptelektrode MTV an die Leitung L₂ angeschaltet ist. Ein durch einen Widerstand 152 und einen Kondensator 154 gebildetes RC-Seriennetzwerk liegt zwischen den Hauptelektroden des Triacs 150, um durch die Induktivität der Last 3 erzeugte Spannungsspitzen auszufiltern.

Die Einspeisung eines ausreichend großen Stroms in die Steuerelektrode eines Triacs schaltet diesen Triac durch, wodurch zwischen dessen Hauptelektroden ein Strom fließen kann. Bei Abschaltung des Steuerelektrodenstroms wird der Triac lediglich dann abgeschaltet, wenn der Strom zwischen den Hauptelektroden unter einen vorgegebenen Stromwert fällt, welcher den Triac in seinem durchgeschalteten Zustand hält. Die Triac-Treiberschaltung 140 arbeitet in Verbindung mit dem bipolaren Halbleiterschaltung 130 in der nachstehend beschriebenen Weise.

Wird der Schalter 130 durch die variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 durchgeschaltet, so wird der Schalter 144 aufgrund der Sättigung des Schalters 130 gesperrt. Bei gesperrtem Schalter 144 fließt Gleichstrom über den Widerstand 142 in die Steuerelektrode G1 des Triacs 148, der zu seiner Durchschaltung einen kleinen Steuerelektrodenstrom benötigt. Bei durchgeschaltetem Triac 148 kann ein Strom über die Last 3 und den Widerstand 46 in die Steuerelektrode G2 des Triacs 150 fließen. Damit wird dieser Triac 150 durchgeschaltet, so daß die Leitungswechselspannung an der Last 3 anliegen kann,

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wodurch diese wirksam geschaltet und der Triac 148 abgeschaltet wird.

Wird der Schalter 130 durch Ansteuerung durch die variable Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 gesperrt, so wird der Schalter 144 durch den über den Widerstand 124 fließenden Gleichstrom durchgeschaltet. Der durchgeschaltete Schalter 144 gelangt in die Sättigung, wodurch ein Nebenschluß für den über den Widerstand 142 in die Steuerelektrode G1 des Triacs 148 fließenden Gleichstroms entsteht. Der Triac 148 wird daher gesperrt, wenn der über seiner Hauptelektroden fließende Strom unter den Stromwert fällt, welcher den Triac 148 noch in seinem durchgeschalteten Zustand halten kann. Der Schalter 144 muß die Steuerelektrodenspannung des Triacs _ 148 unter dem Wert halten, bei dem der Steuerelektrodenstror; zu fließen beginnt. Für die Betriebsweise konventioneller Triac-Treiberschaltungen wird ein Schalter in Serie mit einer Gleichstromquelle und der Steuerelektrode des Triacs verwendet, welcher den Steuerelektrodenstrom ein- oder ausschaltet. Durch Ableitung des Steuerelektrodenstroms ist die hier in Rede stehende Triac-Treiberschaltung weniger kompliziert und benötigt weniger Schaltungskomponenten. Die Triac-Treiberschaltung 140 hält eine relativ konstante Last für den Kondensator 18 aufrecht. Wird die Last für den Kondensator abgeschaltet, wie dies in konventionellen Triac-Treiberschaltungen der Fall ist, so steigt die Gleichspannung am Kondensator 18 auf den Spitzenwert der Leitungswechselspannung an, wenn kein Klemmelement, wie beispielsweise eine &ier-Diode in die Schaltung eingeschaltet wird. Bei der hier beschriebenen Triac-Treiberschaltung 140 sind derartige zusätzliche Komponenten nicht erforderlich.

Nach der Erläuterung der erfindungsgemäßen variablen Leistungs- und Temperaturregelanordnung 1 sowie der Wirkungsweise wenigstens des Teils dieser Anordnung 1, welche in der variablen Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 nicht enthalten ist, wird im folgenden die Wirkungsweise der Lei-

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-r-

stungs- und Temperaturregelschaltung 110 beschrieben. Die im folgenden angegebene Theorie der Wirkungsweise ist dabei lediglich als eine mögliche Art der Beschreibung der Zusammenhänge zu betrachten.

Da die variable Leistungs- und Temperaturregelanordnung 1 zeitunabhängig arbeitet und eine unabhängige Wahl der Leistung und der Temperatur ermöglicht, ist sie konventionellen Anordnungen überlegen und energiesparend. Bei Verwendung zur Regelung eines Mikrowellenofens kann ein Benutzer einen gewünschten Leistungspegel aus mehreren möglichen Leistungspegeln für den Ofen auswählen, mit dem eine materielle Last, wie beispielsweise Nahrungsmittel aufgehetzt werden sollen und unabhängig davon aus mehreren Temperaturen eine gewünschte Temperatur auswählen,, auf welche die Nahrungsmittel für den gewünschten Kochvorgang aufgeheizt werden sollen. Ist die Temperatur der Nahrungsmittel gleich der gewünschten Temperatur minus etwa 2,8⁰C (5⁰F), so wird ein lichtemittierender Indikator kontinuierlich ein- und ausgeschaltet, bis die Temperatur der Nahrungsmittel gleich der gewünschten Temperatur ist. Dabei ist dann der lichtemittierende Indikator konstant eingeschaltet. Wenn die Temperatur der Nahrungsmittel gleich der gewünschten Temperatur ist, so reduziert die Regelanordnung 1 darüber hinaus automatisch den Leistungspegel des Ofens auf einen Minimalwert, um die Nahrungsmittel warm zu halten, bis der Benutzer die Nahrungsmittel zu entnehmen oder den Ofen in anderer Weise zu programmieren wünscht.

Gemäß den Fig. 1a und 1b wird in der variablen Leistungs- und Temperaturegelschaltung 110 eine gewünschte Sollwerttemperatur T , bis zu der eine materielle Last, wie beispielsweise Nahrungsmittel erhitzt werden sollen, durch den Verwender . des Gerätes durch den Wählzweig 37 des variablen Temperatursensorkreises 30 eingestellt. Die Temperatur der Nahrungsmittel wird durch den Thermistorsensor 35 erfaßt, welcher in der Nähe der Nahrungsmittel (gewöhnlich in deren Zentrum) angeordnet wird, so daß die Temperatur T des Thermistorsensors 35 die Temperatur der Nahrungsmittel wiedergibt. Gleichzeitig

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wird durch den Benutzer des Gerätes durch Änderung des weiteren Wählkreises 107 der variablen Spannungsquelle 80 der Temperaturwert T gewählt, wobei es sich um einen Leistungswert handelt, bei denen die Nahrungsmittel gekocht werden sollen. Wird der variablen Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 über die Niederspannungs-Wechselquelle 7 eine Leitungswechselspannung zugeführt, so legen die Temperatur T des Thermistors 35 und die Sollwerttemperatur T die folgenden Schaltzustände der Regelschaltung 110 fest:

Temperatur Signal am Signal am LED 76 Variable

Ausgang 41 Ausgang 51 Spannungs-

der Ver- der Ver- _ quelle 80

gleichsstufe gleichsstufe 40 50

T ζ T _₅ Logische Null Logische Null An Kochen.

abwech-^Tsp-5 < ^Tp < ^Tsp ^L°9ische Eins Logische Null _{selnd An/} Kochen

Aus T / T Logische Eins Logische Eins Aus Warm

Die Wirkungsweise der variablen Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 wird im folgenden für diese Schaltzustände beschrieben.

Solange die Temperatur T des Thermistors 35 gleich der Sollwerttemperatur minus etwa 2,8°C (5°F), d.h., gleich dem Wert T __ ist, ist die Spannung V1 am Knoten J1 kleiner als die Bezugsschwellspannungen V2 und V3 für die Vergleichsstufen 40 und 50. Für T < T _₅ sind daher die Ausgangssignale an den Ausgängen 41 und 51 der Vergleichsstufen 40 und 50 gleich logisch Null, wie dies in der obigen Tabelle angegeben ist. Wenn T kleiner T ^ ist, so schwingt der Oszillator 63

P Sp-D

der Indikatorschaltung 60 gemäß Fig. 1a frei. Die Basisanstsuerung des Schalters 74 wird jedoch aufgrund der Schaltzustände an den Ausgängen 41 und 51 der Vergleichsstufen 40 und 50 des variablen Temperatursensorkreises 30 durch die Diode 65 abgeleitet. Aufgrund der Ableitung der Basisansteuerung für den

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Schalter 74 ist die lichtemittierende Diode 76 abgeschaltet.

Da das einzige Ausgangssignal des variablen Temperatursensorkreises 30 (Fig. 1a), das auf die variable Spannungsquelle 80 nach Fig. 1b gekoppelt wird, das Signal am Ausgang 51 der Vergleichsstufe 50 ist, ändert die Spannungsquelle 80 lediglich dann ihren Schaltzustand von Kochen auf Warmhalten, wenn die Temperatur T des Thermistors 35 gleich oder größer als die Sollwerttemperatur T ist. Für T kleiner als T wird daher den digitalen Eingängen der zweiseitigen Schalter 93 und 95 eine logische Null zugeführt, wodurch diese Schalter offen sind. Gleichzeitig erhält der zweiseitige Schalter 94 über den Widerstand 116 ein Signal an seinem digitalen Eingang a, wodurch dieser Schalter geschlossen wird. In diesem Schaltzustand entlädt sich der Kondensator 82 über den Schalter 94, den unteren Teil 108a des Potentiometers 108, den Widerstand 87 und die Diode 97. Die Entladung des Kondensators 82 erfolgt für eine Zeit, welche der durch den Kondensator 82, den Widerstand 87 und den unteren Teil 108a des Potentiometers 108 gebildeten RC-Zeitkonstante proportional ist. Der Kondensator 82 lädt sich über die Diode 96, den Widerstand 86 und den oberen Teil 108b des Potentiometers 108 für eine Zeit auf, welche der durch den Widerstand 86, den oberen Teil 108b des Potentiometers 108 und die Kapazität 82 gebildeten RC-Zeitkonstante proportional ist. Die Gesamtperiode des Oszillators 80' ist daher proportional zu den durch den Kondensator 82, den Widerstand 86, den Widerstand 87 und das Potentiometer 108 gebildeten RC-Zeitkonstanten. Durch Verschieben des Schiebers 109 kann das Verhältnis der Ladezeit und der Entladezeit des Kondensators 82 variiert werden. Das minimale, durch den Schieber 109 einstellbare Verhältnis ergibt einenminimalen Nutzungsfaktor bzw. einen Leitungspegel von 30 %. Das maximale Verhältnis ergibt einen Nutzungsfaktor bzw. einen Leistungspegel von 100 %. Die am Knoten J5 für die Vergleichs-

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stufe 90 stehende Bezugsschwellspannung V5 wird durch die Widerstände 81 , 83 und 99 sowie den zweiseitigen Schalter 92 eingestellt. Der digitale Eingang a des zweiseitigen Schalters 92 ist an den Spitzendetektorkreis 20 (Fig. 1a) angeschaltet. Solange ein ins Negative laufende Impuls am Kollektor des Schalters 28 des Spitzendetektors 20 auftritt, ist der zweiseitige Schalter 92 geschlossen. Tritt jedoch am Kollektor des Schalters 28 ein ins Negative gehender Impuls auf, was im Scheitelwert einer Halbperiode der Wechselspannung der Fall ist, so öffnet der auf den digitalen Eingang a des Schalters 92 gegebene Impuls diesen Schalter für einen kurzen Moment. Ist der Schalter 92 geschlossen, wenn die Spannung am Kondensator 82 die Bezugsschwellspannung V5 durchläuft, so ändert sich die Spannung am Kondensator 82 nicht schnell genug, .um die Bezugsschwellspannung V5 zu durchlaufen, wenn der Scheitelwert in einer Halbperiode das nächste Mal auftritt. Ist der Schalter 92 nicht offen, so kann der Oszillator 80' daher seinen Betriebszustand nicht ändern. Durchläuft die Spannung des Kondensators 82 die Bezugsschwellspannung V5 in der Nähe des Scheitelwertes der Halbwelle der Wechselspannung, so steuert das Signal am Ausgang 91 der Vergleichsstufe 90 den Schalter 120 an, wodurch dieser in die Sättigung gesteuert wird und die lichtemittierende Diode 122 erregt. Bei erregter lichtemittierender Diode 122 schaltet die Triac-Treiberschaltung 140 die Last 3 wirksam. Die Last wild, daher anfänglich nur im Scheitelwert der Leitungswechselspannung wirksam geschaltet.

Ist die Temperatur T des Thermistors 35 gleich der Sollwerttemperatur minus etwa 2,8°C (5°F), d.h., gleich dem Wert

T rf so ist die am Knoten J1 stehende Spannung V1 gleich sp—D

der Bezugsschwellwertspannung V2 für die Vergleichsstufe 40," aber kleiner als die.Bezugsschwellspannung V3. Am Ausgang 41 der Vergleichsstufe 40 steht daher eine logische Eins, während am Ausgang 51 der Vergleichsstufe.50 die logische Null stehen bleibt. Da sich das Signal am Ausgang 51 der

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J5

Vergleichsstufe 50 nicht geändert hat, tritt auch keine Änderung in der Betriebsweise der variablen Spannungsquelle 80 auf, wenn die Temperatur T zwischen den Werten T ,- und

ρ sp-5

T_sp liegt.

Ist das Signal am Ausgang 41 der Vergleichsstufe 40 der Indikatorschaltung 60 gleich logisch Eins, so wird das Signal am Ausgang 71 der Vergleichsstufe 70 durch den Schalter 74 gepuffert. Der über den Schalter 74 fließende Strom wird durch den Widerstand 114 begrenzt, so daß der durchgeschaltete Schalter 74 in die Sättigung gesteuert wird. In diesem Betriebszustand wird die lichtemittierende Diode 76 abwechselnd ein- und ausgeschaltet. ~~

Ist die Temperatur T . des Thermistors 35 gleich der Sollwerttemperatur T ,so ist die am Knoten J1 stehende Spannung VI gleich der Bezugsschwellspannung V3 für die Vergleichsstufe. 50 und größer als die Bezugsschwellspannung V2 für die Vergleichsstufe 40. Für Temperaturen T kleiner T führen die Ausgänge 41 und 51 der Vergleichsstufen 40 und 50 eine logische Eins. In diesem stabilen Betriebszustand ist die am Knoten J4 der Indikatorschaltung 16 stehende Referenzschwellspannung V4 größer als die Spannung am Ausgang 71 der Vergleichsstufe 70, wodurch die Schwingungen des Oszillators 63 der Indikatorschaltung 60 abreißen. Der Schalter 74 bleibt jedoch durchgesteuert, so daß die lichtemittierende Diode konstant eingeschaltet bleibt.

Da sich der Signalzustand am Ausgang 51 der Vergleichsstufe nunmehr von einer logischen Null auf eine logische Eins geändert hat, tritt für T / T eine resultierende Änderung

sp ^ ρ

des Betriebszustandes der variablen Spannungsquelle 80 auf. Die logische Eins wird in die digitalen Eingänge a der zweiseitigen Schalter 93 und 95 eingespeist, wodurch diese Schalter

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geschlossen werden. Durch Schließen des Schalters 93 wird ein Signal in den digitalen Eingang a des zweiseitigen Schalters 94 eingespeist, wodurch dieser Schalter geöffnet wird. In diesem Betriebszustand entlädt sich der Kondensator 92 über den zweiseitigen Schalter 95 und den Widerstand 88 und lädt sich über den zweiseitigen Schalter 95, den Widerstand 89 und die Diode 98 auf. Da die Widerstandswerte der Widerstände 89 und 88 fest sind, ergibt die Aufladung und die Entladung des Kondensators 82 über diese Widerstände einen Nutzungsfaktor bzw. einen Leistungspegel von 35 %.

Erreicht die Temperatur T des Thermistors 35 die Sollwert-

i?
temperatur T ,so wird der durch die vardaole Spannungsquelle 80 in die Last 3 eingespeiste Energiepegel~automatisch auf einen Wert von 35 % begrenzt, wodurch die im Mikrowellenofen befindlichen Speisen warmgehalten werden. Solange T kleiner als T ist, hält die variable Spannungsquelle 80 den wärmenden Betrieb aufrecht. Sobald jedoch T kleiner als

T ist, wird der durch den Benutzer ausgewählte Pegel ersp

neut in die Last 3 eingespeist. Auf diese Weise ändert die variable Spannungsquelle 80 den Betrieb kontinuierlich von Kochbetrieb auf Warmhaltebetrieb und umgekehrt, bis der Benutzer die Nahrungsmittel entnimmt oder die Regelanordnung 110 in anderer Weise neu programmiert.

Die variable Spannungsquelle 80 kann im Effekt lediglich einen Nutzungsfaktor bzw. einen Leistungsfaktor von 99 % gewährleisten. Um den gewünschten Nutzungsfaktor von 100 % zu realisieren, ist der monostabile Multivibrator 101 in der variablen Leistungs- und Temperaturregelschaltung 110 vorgesehen. Bekannte Schaltungen zur Realisierung dieses zusätzlichen Wertes von 1 % zwecks Gewährleistung eines Leistungs pegels von 1ßß % enthalten aufwendigere Potentiometer mit Schaltkontakten, welche wirksam sind, wenn der Leistungspegel von 100 % gewählt wird. Die in der erfindungsgemäßen Anordnung vorgesehene Maßnahme zur Realisierung eines Lei-

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stungspegels von 100 % ist weniger aufwendig und benötigt weniger Schaltungskomponenten. Darüber hinaus steht dem Ofenbenutzer eine Steuerungsmöglichkeit zur Verfügung, welche kontinuierlicher als in einem Drehschalter vorgesehene Schalterelemente erscheint.

Der Multivibrator 101 liefert einen Impuls, welcher den Schalter 120 für eine kurze Zeit durchgeschaltet hält, nachdem am Ausgang 91 der Vergleichsstufe 90 zuerst eine Umschaltung auf eine logische Null stattgefunden hat, wodurch der Schalter 120 konstant durchgeschaltet bleibt, wenn der Wählzweig 107 auf einen Leistungswert von 100 % eingeschaltet ist. Bei allen Leistungspegel-Einstellungen des-Auswahlzweiges 107 überlagert der durch den monostabilen Multivibrator 101 gelieferte Impuls den durch den Oszillator 80' gelieferten normalen "Einschaltzeit"-Signal eine Verschiebung von etwa 1 % im Nutzungsfaktor bzw. im Leistungspegel. Für eine Einstellung des Leistungspegels auf 100 % gewährleistet daher der jOszillator 80' einen Nutzungsfaktor bzw. einen Leistungspegel von 99 %, wobei die restlichen 1 % durch den Multivibrator 101 geliefert werden. Für den minimalen Nutzungsfaktor bzw. Leistungspegel von 30 % trägt der Oszillator 80' 29 % bei, während der Multivibrator 101 1 % beiträgt. Arbeitet die variable Spannungsquelle 80 im Warmhaltebetrieb, so trägt der Multivibrator 101 1 % zu dem durch den Oszillator 80' gelieferten Leistungspegel von 35 % bei, woraus sich ein Warmhaltepegel von 36 % der vollen Leistung ergibt.

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Claims

Patentan Sprüche

1. Variable, insbesondere zeitunabhängige Leistungs- und Temperaturregelanordnung für elektrische Geräte, beispielsweise für Mikrowellenofen mit einem Energie zur Erhitzung eines Mediums liefernden Magnetron und einem Hochspannungstransformator zur Erzeugung von Spannungen für das Magnetron, gekennzeichnet durch eine variable Temperatursensorschaltung (30) zur Auswahl und Erfassung wenigstens einer Temperatur aus einer Vielzahl von Temperaturen im Medium und durch eine von der variablen Temperatursensorschaltung (30) angesteuerte variable Spannungsquelle (80) zur Auswahl wenigstens einer Nutzungsfaktorperiode bzw. eines Leistungspegels aus einer Vielzahl von Nutzungsfaktorperioden bzw-. Leistungspegeln für eine Gerätefunktion, beispielsweise für die An- und Abschaltung des Magnetrons eines Mikrowellenofens, wodurch die Temperatur im Medium geregelt wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine von der variablen Spannungsquelle (80) angesteuerte Schaltung (140) zur An- und Abschaltung des Magnetrons eines Mikrowellenofens.

3. Anordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der ausgewählte Leistungspegel für die Geräte-

. funktion bereitgestellt wird, bis die Temperatur im Medium gleich der ausgewählten Temperatur ist.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Spannungsquelle (80) wenigstens einen weiteren Leistungspegel für die Gerätefunktion liefert, wenn die Temperatur im Medium gleich der ausgewählten Temperatur ist.

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5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Temperatursensorschaltung

(30) wenigstens eine andere Temperatur in vorgegebenem Abstand von der ausgewählten Temperatur erfaßt.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperatursensorschaltung (30) zur Erfassung wenigstens zweier Temperaturen in einem Medium dient und einen einzigen Thermistorsensor (35) , einen Kreis (34, 36, 38) zur Linearisierung der Thermistorcharakteristik in einem Bereich von Thermistortemperaturen, einen einstellbaren Zweig (37) zur Auswahl einer gewünschten, aus dem Bereich von Thermistortemperatüren zu erfassenden Temperatur und einen über den Thermistor (35) angesteuerten Kre'is (40, 50) zur genauen Erfassung der aus gewählten gewünschten Temperatur sowie wenigstens einer anderen, in vorgegebenem Abstand von der ausgewählten gewünschten Temperatur liegenden Temperatur aufweist.

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kreis (40, 50) zur genauen Erfassung der ausgewählten gewünschten Temperatur sowie wenigstens einer anderen Temperatur eine erste Stufe (40) zum Vergleich einer ersten konstanten Bezugsspannung (V2) mit wenigstens einer anderen Spannung (V1), welche für jede gewünschte Temperatur im Bereich von Thermistortemperaturen einen einzigen vorgegebenen Wert besitzt, sowie eine zweite Stufe (50) zum Vergleich einer zweiten konstanten Bezugsspannung (V3) mit wenigstens einer anderen Spannung (V1) , welche für jeden Wert der anderen, im vorgegebenen Abstand von der ausgewählten gewünschten Temperatur liegenden Temperatur einen einzigen vorgegebenen Wert be-* sitzt. .

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1-bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der vorgegebenen Bezugs-

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Spannungen (V2, V3) und der anderen Spannungen (V1) unabhängig von dem einstellbaren Zweig (37) zur Auswahl der zu erfassenden gewünschten Temperatur sind.

9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Thermistortemperatur im Medium, welche gleich einer gewünschten Temperatur ist, erfaßt wird, wenn die andere Spannung (V1) mit einem einzigen vorgegebenen Wert für jede ausgewählte gewünschte Temperatur gleich der ersten konstanten Bezugsspannung (V2) ist, und daß eine Thermistortemperatur im Medium, welche gleich der anderen, in vorgegebenem Abstand von der ausgewählten gewünschten Temperatur liegenden Temperatur ist, erfaßt wird, wenn die andere Spannung (Vl) mit einem einzir gen vorgegebenen Wert für jede andere Temperatur gleich der zweiten konstanten Bezugsspannung (V3) ist.

10. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch eine Schaltung (80) zur Einstellung mehrerer Nutzungsfaktorperioden für eine Gerätefunktion mit einem Oszillator (80') zur Erzeugung eines Oszillatorsignals mit konstanter Periode, welcher eine Stufe (90) zum Vergleich wenigstens einer konstanten Bezugsspannung (V5) mit wenigstens einer weiteren Spannung, wobei der Oszillator (80') seinen Betriebszustand ändert, wenn die weitere Spannung gleich der Bezugsspannung (V5) ist, und durch einen an den Oszillator (80') angeschalteten Kreis (107) zur Auswahl einer gewünschten Nutzungsfaktorperiode und zur Festlegung einer Zeitspanne innerhalb der Periode des Oszillatorsignals , in der die weitere Spannung gleich der konstanten Bezugsspannung (V5) ist.

11. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, gekennzeichnet durch einen am Ende der gewünschten Nutζungsfaktor-Periode wirksam geschalteten Kreis (118, 120, 122) zur

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Aufrechterhaltung einer vorgegebenen Nutzungsfaktorperiode, wobei die Zeitspanne innerhalb der Periode des Oszillatorsignals, innerhalb derer die weitere Spannung gleich der Bezugsspannung (V5) ist, konstant ist.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, gekennzeichnet durch eine an einen Ausgang des Oszillators (80') gekoppelte Schaltung (101) zur Sicherstellung einer gewünschten maximalen Nutzungsfaktorperiode, welche einen Impuls kurzer Dauer liefert, wenn das Ausgangssignal des Oszillators (80') sich von einem hohen auf einen niedrigen Pegel ändert.

13. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeich- " net durch eine Schaltung (20) zur Zuführung des ausgewählten Leistungspegels für die Gerätefunktion im Scheitelwert einer Halbperiode einer Wechselspannung.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Spannungsquelle (80) durch die Schaltung (20) zur Zuführung des ausgewählten Leistungspegels für die Gerätefunktion im Scheitelwert einer Halbperiode einer Wechselspannung gesteuert ist.

15. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (20) zur Zuführung des ausgewählten Leistungspegels für die Gerätefunktion im Scheitelwert einer Halbperiode einer Wechselspannung als Spitzenwertdetektor mit einem Kondensator (22) ausgebildet ist, welcher sich auf eine Spannung auflädt, die gleich dem Scheitelwert der Halbperiode ist, wenn die Wechselspannung die Spannung am Kondensator (22) übersteigt, ' und welcher sich danach in einer Zeit, welche kleiner als eine Periode der Wechselspannung ist, entlädt, wobei der

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Spitzenwertdetektor (20) während der Auf- und Entladung des Kondensators (22) ein den Scheitelwert der Halbperiode anzeigendes Signal liefert, bis die Wechselspannung schneller abnimmt, als sich der Kondensator (22) entlädt.

16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzeige der Wechselspannung für eine Zeit ab unmittelbar vor bis unmittelbar nach dem Auftreten des Scheitelwertes der Halbperiode der Wechselspannung erfolgt.

17. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, gekennzeichnet durch eine von der variablen Temperatursensorschaltung (30) angesteuerte Indikatorschaltung (60) zur Anzeige der Gleichheit der Temperatur im Medium mit der ausgewählten Temperatur sowie z-ur Anzeige der anderen, in vorgegebener. Abstand von der ausgewählten Temperatur liegenden Temperatur .

18. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Indikatorschaltung (60) eine lichtemittierende Diode (76) enthält, welche ein- und ausgeschaltet wird, wenn die Temperatur im Medium gleich der anderen, in vorgegebenem Abstand von der ausgewählten Temperatur liegenden Temperatur ist, und konstant eingeschaltet ist, wenn die Temperatur im Medium gleich der ausgewählten Temperatur ist.

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