CN2800640Y - 切换式控制装置 - Google Patents

Abstract

一种切换式控制装置应用于一次侧控制电源供应器，包括：模块产生器产生数字模块码，振荡器具有可编程电容，依据数字模块的输出决定切换频率，电压波形检测器通过多次取样变压器电压信号，产生电压反馈信号与放电时间信号。电流波形检测器与积分器通过积分平均电流信号与放电时间产生电流反馈信号，积分电流波形信号与时间信号产生平均电流信号。电压回路误差放大器与电流回路误差放大器放大电压反馈信号与电流反馈信号。振荡器依据电流回路误差放大器的输出，产生时间信号与脉冲信号。脉冲信号决定切换信号切换频率。脉冲宽度调制器依据脉冲信号与电压回路误差放大器的输出产生切换信号，用于切换功率开关与稳定调整电源供应器的输出。

Description

切换式控制装置

技术领域

本实用新型涉及一种使用于电源供应器的控制电路，特别是一种关于切换模式电源供应器的切换式控制装置。

背景技术

各种电源供应器已经广泛地使用在提供电压与电流的稳定调整。基于符合安规(safety)的考虑，一离线式(off-line)的电源供应器必须在它的一次侧与二次侧之间提供电气隔离(galvanic isolation)。既然如此，一切换式控制装置配置在电源供应器的一次侧，一光耦合器(optical-coupler)与二次侧稳压调整器(secondary-side regulator)必须用于稳定调整输出电压和/或输出电流。为了节省零件数目与去除二次侧反馈电路的需要，一次侧控制技术已经相继被提出，例如1981年11月24日公告的美国专利US 4,302,803号。然而，上述的先前技术无法同时满足精确的输出电压与输出电流。

发明内容

本实用新型的主要目的是在电源供应器的一次侧提供一切换式控制装置，在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，用于得到精确的输出电压与最大输出电流。再者，本实用新型进一步提出跳频的特性，用于延长切换信号的切换频率的频谱(spectrum)而降低电磁干扰。因此，可以达到降低电源供应器的体积与成本。

一种切换式控制装置应用于一变压器一次侧控制的电源供应器，包含一切换功率开关，通过一电流感测装置，用于切换该变压器。其中该变压器的一次侧端连接到电源供应器的输入电压。一电流感测装置通过该切换功率开关连接到该变压器，用于感测该变压器的一次侧电流。一切换信号连接到该切换功率开关，用于切换该功率开关来得到稳定调整电源供应器的输出电压与最大输出电流。一控制器连接到该切换功率开关的控制端与该变压器的一辅助绕组(auxiliary winding)，在该切换信号的截止时间(off time)的这段期间，通过多次取样一电压信号与变压器的一放电时间，用于输出一电压反馈信号与一放电时间信号。该控制器又连接到该电流感测装置，接收该放电时间信号与该变压器一次侧的一电流信号，用于输出一电流反馈信号。因此，该控制器依据该电压反馈信号来产生该切换信号，并且该控制器依据该电流反馈信号来控制该切换信号的切换频率。

该控制器包含一电压波形检测器，连接到该变压器，通过该变压器的辅助绕组接收该电压信号，通过多次取样该电压信号，用于输出该电压反馈信号与一放电时间信号。该电压波形检测器通过电阻性的分压器连接到该变压器的该辅助绕组。该放电时间信号表示变压器的放电时间，同时也代表二次侧切换电流的放电时间。一电流波形检测器连接到该电流感测装置，通过该电流感测装置接收该变压器一次侧的该电流信号，通过测量该电流信号来产生一电流波形信号。其中该电流波形信号依据该变压器的一次侧切换电流而产生出来。一积分器连接到该电流波形检测器与该电压波形检测器，通过该电流波形检测器接收该电流波形信号，通过该电压波形检测器接收该放电时间信号，通过积分一平均电流信号与该放电时间信号而产生该电流反馈信号，该积分器积分该电流波形信号与一时间信号的脉冲宽度(pulse width)而产生该平均电流信号，该电流波形信号系通过电流感测装置来测量变压器一次侧的该电流信号所产生出来。

一电压回路误差放大器由第一运算放大器与第一参考电压所组成，该电压回路误差放大器连接到该电压波形检测器，接收该电压反馈信号用于放大该电压反馈信号与提供回路增益(loop gain)，其目的是用于输出电压控制。一电流回路误差放大器由第二运算放大器与第二参考电压所组成，该电流回路误差放大器连接到该积分器，接收该电流反馈信号用于放大该电流反馈信号与提供回路增益，其目的是用于输出电流控制。

一振荡器(oscillator)连接到该电流回路误差放大器，接收该电流回路误差放大器的输出进而产生一脉冲信号、该时间信号与一斜坡信号(ramp signal)，该脉冲信号用于决定该切换信号的切换频率。一加法器连接到该电流感测装置与该振荡器，通过该电流感测装置接收该电流信号，通过该振荡器接收该斜坡信号，用于产生一斜率信号(slope signal)。一峰值电流限制器(peak-current limiter)连接到电流感测装置，接收该电流信号，用于限制变压器一次侧的该电流信号的最大值。一电压回路比较器连接到该加法器与该电压回路误差放大器，接收该斜率信号与放大后的该电压反馈信号，用于电压控制。一脉冲宽度调制器连接到该振荡器、该峰值电流限制器与该电压回路比较器，接收该脉冲信号、该峰值电流限制器的输出与该电压回路误差放大器的输出，用于输出该切换信号，输出电压因此可以达到稳定调整的效果。该电流回路误差放大器的输出连接到该振荡器，用于控制该振荡器输出的脉冲信号，以调整该切换信号的切换频率，电源供应器的输出电流因此可以得到良好的控制。

一可编程的电流源(programmable current source)连接到电压波形检测器的输入端，用于作温度补偿。该可编程的电流源接收该控制器的温度产生一可编程的电流，用于补偿电源供应器在输出电压上的温度变化(temperaturedeviation)。一模块产生器产生一数字模块码。一第一可编程的电容(firstprogrammable capacitor)连接到该振荡器与该模块产生器，可依据该数字模块码的输出用于调变切换频率。该切换频率的频谱得以延长，因此可降低电源供应器的电磁干扰。一第二可编程的电容(second programmable capacitor)连接到该积分器与该模块产生器，可用于将该积分器的时间常数与该切换信号的切换频率产生正比例的关系。该第一可编程的电容与该第二可编程的电容的电容值由该数字模块码所控制。

应用本实用新型提供的切换式控制装置，在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，可以得到精确的输出电压与最大输出电流，同时能延长切换信号的切换频率的频谱(spectrum)而降低电磁干扰。因此，达到了降低电源供应器的体积与成本的效果。

下面结合附图和实施例对本实用新型进行详细说明。

附图说明

图1是电源供应器具有切换式控制装置的电路方块图；

图2是图1所示的电源供应器与切换式控制装置的主要波形；

图3是根据本实用新型的较佳实施例的控制器；

图4是根据本实用新型的较佳实施例的电压波形检测器；

图5是根据本实用新型的较佳实施例的振荡器；

图6是根据本实用新型的较佳实施例的电流波形检测器；

图7是根据本实用新型的较佳实施例的积分器；

图8是根据本实用新型的脉冲宽度调制器的电路图；

图9是根据本实用新型的加法器的电路图；

图10是根据本实用新型的可编程的电流源的电路图；

图11是根据本实用新型的较佳实施例的模块产生器；及

图12是根据本实用新型的较佳实施例的可编程的电容。

其中，附图标记：

10变压器                       20晶体管

30电流感测装置                 31电容

32电容                         40整流器

45电容                         50电阻

51电阻                         60整流器

65电容                         70控制器

71运算放大器                   72运算放大器

73比较器                       74比较器

79与非门逻辑电路               80可编程的电流源

81双载子晶体管                 82双载子晶体管

83电阻                         84p型晶体管

85p型晶体管                    86p型晶体管

87n型晶体管                    88n型晶体管

100电压波形检测器              110电容

111电容                        115电容

121开关                        122开关

123开关                        124开关

125开关                        130二极管

131二极管                      135电流源

150运算放大器                  151运算放大器

155比较器                      156临界电压

161反相器                      162反相器

163与非门逻辑电路              164与门逻辑电路

165与门逻辑电路                166与门逻辑电路

170D型触发器                   171D型触发器

180电流源                      181晶体管

182电容                        190取样脉冲产生器

200振荡器                      201运算放大器

202运算放大器                  205比较器

210电阻                        211电阻

215电容                        216电容

230开关                        231开关

232开关                        233开关

234开关                        250晶体管

251晶体管                      252晶体管

253晶体管                      254晶体管

255晶体管                      259晶体管

260反相器

300电流波形检测器              310比较器

320电流源                      330开关

340开关                        350开关

361电容                        362电容

400积分器                      410运算放大器

411运算放大器                  420晶体管

421晶体管                      422晶体管

423晶体管                      424晶体管

425晶体管                      450电阻

452电阻                        460开关

461开关                        462开关

464开关                        466开关

468开关                        471电容

472电容                        473电容

474电容

500脉冲宽度调制器        511与非门逻辑电路

512反相器                515D型触发器

518反相器                519与门逻辑电路

520消隐电路              521反相器

522反相器                523与非门逻辑电路

525电流源                526晶体管

527电容

600加法器                610运算放大器

611运算放大器            620晶体管

621晶体管                622晶体管

650电阻                  651电阻

900模块产生器            910第一可编程的电容

930第二可编程的电容      951频率产生器

952异或门逻辑电路        971缓存器

972缓存器                975缓存器

具体实施方式

图1为一电源供应器。电源供应器包含一变压器10，该变压器10具有辅助绕组N_A、一次侧绕组N_P与二次侧绕组N_S。一切换功率开关20，用于切换流过该变压器10一次侧绕组N_P之电流，该变压器10一次侧绕组N_P连接到该电源供应器的输入电压V_IN。一电流感测装置30通过该切换功率开关20连接到该变压器10，用于感测该变压器10的一次侧电流。一切换信号V_PWM连接到该切换功率开关20的控制端，用于控制该切换功率开关20的切换动作，进而于变压器10二次侧绕组N_S端得到稳定调整电源供应器的输出电压V_O与最大输出电流I_O。一控制器70连接到该切换功率开关20的控制端、该变压器10之辅助绕组N_A与该电流感测装置30，该电流感测装置30如同一电流感测电阻，该控制器70产生该切换信号V_PWM。

图2为图1所示的电源供应器的各种信号波形。当切换信号V_PWM为导通(逻辑上为高电平)，于是产生一次侧切换电流I_P。一次侧切换峰值电流I_P1可以由下式得到：

$I_{P1}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}---\left(1\right)$

其中L_P为变压器10的一次侧绕组N_P的电感值；T_ON为该切换信号V_PWM的导通时间(on-time)。

一旦切换信号V_PWM为截止(逻辑上为低电平)，此时变压器10的储能将会传送到变压器10的二次侧，并且通过二极管整流器40到电源供应器的输出端，于是产生二次侧切换电流I_S。二次侧切换峰值电流I_S1可以表示成：

$L_{S1}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}\×T_{\mathrm{DS}}---\left(2\right)$

其中V_O为电源供应器的输出电压；V_F为二极管整流器40的顺向压降(forward voltage drop)；L_S为变压器10的二次侧绕组N_S的电感值；T_DS为变压器10的放电时间，也可以表示为二次侧切换电流I_S的放电时间。

同时，在变压器10的辅助绕组N_A上产生一电压信号V_AUX，该电压信号V_AUX的一电压电平V_AUX1表示成：

$V_{\mathrm{AUX}1}=\frac{T_{\mathrm{NA}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(V_O+V_F)---\left(3\right)$

其中T_NA与T_NS分别为该变压器10的辅助绕组N_A与二次侧绕组NS的绕组匝数。

当二次侧切换电流I_S下降到零时，辅助绕组N_A所产生的电压信号V_AUX开始减少。这也表示变压器10的储能在这瞬间完全地释放出来。因此，在方程式(2)的放电时间T_DS可以由该切换信号V_PWM的下降边缘(falling edge)到电压信号V_AUX开始下降的转角处(corner)测量到，如图2所示。一次侧切换电流I_P的峰值电流I_P1与变压器10的绕组匝数可以用于决定二次侧切换电流I_S的峰值电流I_S1。二次侧切换电流I_S的峰值电流I_S1可以表示成：

$I_{S1}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×I_{P1}---\left(4\right)$

其中T_NP为该变压器10的一次侧绕组N_P的绕组匝数。

如图1所示，该控制器70包含电源供应端(supply terminal)VCC、接地端(ground terminal)GND、侦测端(detection terminal)DET、输出端(outputterminal)OUT、感测端(sense terminal)CS与电压补偿端(voltage-compensationterminal)COMV。电源供应端VCC与接地端GND用于提供该控制器70的电源。一电阻50与51串联形成一分压器(voltage divider)，两个电阻分别连接于变压器10的辅助绕组N_A与接地参考电平之间。该控制器70的侦测端DET连接到电阻50与电阻51的连接处。在侦测端DET产生一电压V_DET可以得到：

$V_{\mathrm{DET}}=\frac{R_{51}}{R_{50}+R_{51}}\×V_{\mathrm{AUX}}---\left(5\right)$

其中R₅₀与R₅₁为电阻50与51的电阻值。

电压信号V_AUX经由整流器60进一步对电容65进行充电，用于提供电源给控制器70的电源供应端VCC。切换功率开关20的源极(source)通过电流感测装置30连接到接地端参考电平，并利用电流感测装置30用于转换一次侧切换电流I_P成为一电流信号V_CS。控制器70的感测端CS连接到电流感测装置30，用于侦测该电流信号V_CS。

该控制器70的输出端OUT产生该切换信号V_PWM，用于控制该切换功率开关20的切换动作，进而于变压器10二次侧绕组N_S端得到稳定调整电源供应器的输出电压V_O与最大输出电流I_O。补偿网络连接到该控制器70的电压补偿端COMV，系作为电压回路频率补偿。该补偿网络可以使用一个电容如电容31连接到接地端参考电平。另一补偿网络连接到该控制器70的电流补偿端COMI，系作为电流回路频率补偿。该补偿网络也可以使用一个电容如电容32连接到接地端参考电平。

在该切换信号V_PWM的截止时间的这段期间，控制器70通过该变压器10的辅助绕组N_A多次取样一电压信号V_AUX与该变压器10的一放电时间T_DS，是在内部电路中输出一电压反馈信号V_V；在该切换信号的导通时间的这段期间，控制器70通过该电流感测装置测量该变压器的一电流信号V_CS，并于内部电路中输出一电流反馈信号V_I。其中该切换信号接收该电压反馈信号V_V与该电流反馈信号V_I而产生出来。

该控制器70依据该电压反馈信号V_V来产生该切换信号V_PWM，并且依据该电流反馈信号V_I来控制该切换信号V_PWM的切换频率。

图3为根据本实用新型的较佳实施例的控制器70。参考图1和图3所示，在侦测端DET，该控制器70包含一电压波形检测器100。该电压波形检测器100通过电阻性的分压器(50、51)连接到该变压器10的该辅助绕组N_A，通过该变压器10的该辅助绕组N_A接收该电压信号V_DET。电压波形检测器100通过多次取样该电压信号V_DET而产生该电压反馈信号V_V与一放电时间信号S_DS，该放电时间信号S_DS表示二次侧切换电流I_S的放电时间T_DS。在感测端CS，控制器70包含一电流波形检测器300。该电流波形检测器300连接到该电流感测装置30，通过该电流感测装置30接收该变压器10一次侧的该电流信号V_CS。该电流波形检测器300通过测量该电流信号V_CS来输出一电流波形信号V_W。也就是说，该电流波形信号V_W依据该变压器10的一次侧切换电流I_P而产生出来。一积分器400连接到该电流波形检测器300与该电压波形检测器100，通过该电流波形检测器300接收该电流波形信号V_W，通过该电压波形检测器100接收该放电时间信号S_DS。该积分器400通过积分一平均电流信号与该放电时间信号S_DS而产生该电流反馈信号V_I，该积分器400并且积分该电流波形信号V_W与一时间信号T_X的脉冲宽度而产生该平均电流信号。一电压回路误差放大器由该运算放大器71与该参考电压V_REF1所组成，该电压回路误差放大器连接到该电压波形检测器100，接收该电压反馈信号V_V用于放大该电压反馈信号V_V与提供回路增益，用于输出电压控制。一电流回路误差放大器由该运算放大器72与该参考电压V_REF2所组成，该电流回路误差放大器连接到该积分器400，接收该电流反馈信号V_I用于放大该电流反馈信号V_I与提供回路增益，用于输出电流控制。

一振荡器200连接到该电流回路误差放大器，接收该电流回路误差放大器的输出进而产生一脉冲信号PLS、该时间信号T_X与一斜坡信号(ramp signal)。该脉冲信号PLS用于初始化该切换信号V_PWM与决定该切换信号V_PWM的切换频率，该时间信号T_X的脉冲宽度与该切换信号V_PWM的切换频率成比例的关系。一加法器600，连接到该电流感测装置30与该振荡器200，通过该电流感测装置30接收该电流信号V_CS，通过该振荡器200接收该斜坡信号RMP，通过变压器10一次侧的电流信号V_CS与斜坡信号RMP的相加用于输出一斜率信号(slope signal)V_SLP，该斜率信号V_SLP的作用是对电压回路形成斜率补偿(slopecompensation)。一峰值电流限制器由一比较器74与一参考电压V_REF3所组成，该比较器74的正端输入由该参考电压V_REF3所提供，该比较器74的负端输入连接到该感测端CS，接收该电流信号V_CS，用于限制变压器10一次侧切换峰值电流I_P1。该峰值电流限制器的输入端连接到感测端CS，可用于侦测变压器10一次侧的该电流信号V_CS，并且达成周期性的(cycle-by-cycle)电流限制。一电压回路比较器73连接到该加法器600与该电压回路误差放大器，接收该斜率信号V_SLP与放大后的该电压反馈信号V_V，用于电压控制。

运算放大器71与运算放大器72皆具有传导(trans-conductance)输出的特性。运算放大器71的输出连接到电压补偿端COMV与比较器73的正端输入。运算放大器72的输出连接到电流补偿端COMI。比较器73的负端输入连接到加法器600的输出。该加法器600通过变压器10一次侧的电流信号V_CS与斜坡信号RMP的相加而产生斜率信号V_SLP，加法器600的作用是对电压回路形成斜率补偿(slope compensation)。

一脉冲宽度调制器500连接到该振荡器200，并通过与非门逻辑电路79连接到该峰值电流限制器与该电压回路比较器73，接收该脉冲信号PLS、该峰值电流限制器的输出与该电压回路误差放大器的输出，用于输出该切换信号V_PWM，输出电压因此可以达到稳定调整的效果。该电流回路误差放大器的输出连接到该振荡器200，用于控制该切换信号V_PWM的切换频率，电源供应器的输出电流因此可以得到良好的控制。

如图1和图3所示，由变压器10一次侧切换电流I_P的侦测到切换信号V_PWM的切换频率的控制，这条路径形成电流控制回路，并依据参考电压V_REF2的电平来控制二次侧切换电流I_S的平均值。如图2所示的信号波形，电源供应器的输出电流I_O为二次侧切换电流I_S平均值。输出电流I_O可以表示成：

$I_O=I_S\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{2T}---\left(6\right)$

其中T为切换信号的切换周期，与振荡器的时间常数成比例的关系。电源供应器的输出电流I_O因此可以得到稳定调整的特性。

电流波形检测器300侦测变压器一次侧的电流信号V_CS并产生电流波形信号V_W。积分器400通过积分平均电流信号V_AV与放电时间T_DS又产生电流反馈信号V_I。积分电流波形信号V_W与时间信号T_X的脉冲宽度产生平均电流信号V_AV。电流反馈信号V_I因此可以设计成：

$V_I=V_{\mathrm{AV}}\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{T_{I2}}---\left(7\right)$

$V_{\mathrm{AV}}=\frac{V_W}{2}\×\frac{T_{\mathrm{XP}}}{T_{I1}}---\left(8\right)$

其中电流波形信号V_W表示成：

$V_W=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_{S1}---\left(9\right)$

其中T_I1与T_I2为积分器400的时间常数；T_XP为时间信号T_X的脉冲宽度，并且与切换信号V_PWM的切换周期成比例的关系(T_XP＝αT)。由方程式(6)到(9)可以看出，电流反馈信号V_I可以重新写成：

$V_I=\frac{\mathrm{\α}{T}^2}{T_{I1}\×T_{I2}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O---\left(10\right)$

我们可以发现到，电流反馈信号V_I正比于电源供应器的输出电流I_O。当输出电流I_O增加时，电流反馈信号V_I增加，但电流反馈信号V_I的最大值通过电流控制回路的稳定调整而被限制在参考电压V_REF2的数值。在电流控制回路的反馈控制之下，切换信号V_PWM的切换频率依据最大输出电流I_O(max)的增加而降低，反之亦然。最大输出电流I_O(max)可以得到：

$I_{O\left(\max \right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×V_{\mathrm{REF}2}}{1+(G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×\frac{R_S}{K})}---\left(11\right)$

其中K为常数，等于[(T_I1×T_I2)/(αT²)]；G_A为电流回路误差放大器的增益；G_SW为切换电路的增益。当电流控制回路的回路增益很高(G_A×G_SW＞＞1)时，最大输出电流I_O(max)得以简化为：

$I_{O\left(\max \right)}=K\×\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{V_{\mathrm{REF}2}}{R_S}---\left(12\right)$

电源供应器的最大输出电流I_O(max)依据参考电压V_REF2的数值因而得到稳定调整成固定电流。

此外，由电压信号V_AUX取样到切换信号V_PWM的脉冲宽度调变，这条路径形成电压控制回路，并依据参考电压V_REF1的数值来控制电压信号V_AUX的振幅值(magnitude)。该电压信号V_AUX与输出电压V_O有比例上的关系，如方程式(3)所示。该电压信号V_AUX又经过适当的衰减得到电压V_DET，如方程式(5)所示。电压波形检测器100通过多次取样电压V_DET而产生电压反馈信号V_V。该电压反馈信号V_V的电平通过电压控制回路的调整，并且依据参考电压V_REF1的数值而得到控制。电压回路误差放大器与脉冲宽度调制器对于电压控制回路提供回路增益。因此，输出电压V_O可以简化为：

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{51}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}}\×V_{\mathrm{REF}1})-V_F---\left(13\right)$

电压波形检测器100多次取样电压信号V_AUX。在二次侧切换电流I_S放电到零之前，该电压信号V_AUX立即被进行取样与测量。因此，二次侧切换电流I_S的改变并不会影响输出二极管的顺向压降V_F的数值。然而，当温度产生变化时，顺向压降V_F也随之改变。一可编程的电流源80连接到该电压波形检测器100的输入端，用于温度补偿。该可编程的电流源80接收该控制器70的温度，用于输出一可编程的电流I_T。该可编程的电流I_T结合电阻50与51产生电压V_T，用于补偿顺向压降V_F的温度变化。

$V_T=I_T\×\frac{R_{50}\×R_{51}}{R_{50}+R_{51}}---\left(14\right)$

参照方程式(13)与(14)可以发现，电阻R₅₀与R₅₁的比例决定输出电压V_O。电阻R₅₀与R₅₁的电阻值决定温度系数(temperature coefficient)，用于补偿顺向压降V_F。由于可编程的电流源80，方程式(13)可以重新写成：

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{51}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}})\×(V_{\mathrm{REF}1}+V_T)-V_F---\left(15\right)$

再者，为了产生跳频的特性来延展该切换信号V_PWM的切换频率的频谱，用于降低电源供应器的电磁干扰，一模块产生器900用于产生一数字模块码P_N··P₁。一第一可编程的电容910连接到该振荡器200与该模块产生器900，依据该数字模块码P_N··P₁的输出用于调变该切换信号V_PWM的切换频率。一第二可编程的电容930连接到该积分器400与该模块产生器900，用于使该积分器400的时间常数与切换频率产生正比例的关系。该数字模块码P_N··P₁控制该第一可编程的电容910与该第二可编程的电容930的电容值。

本实用新型的主要目的是在电源供应器的一次侧提供一切换式控制装置，在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，用于得到精确的输出电压与最大输出电流。再者，本实用新型进一步提出跳频的特性，用于延长切换信号的切换频率的频谱而降低电磁干扰。因此，可以达到降低电源供应器的体积与成本。

图4为根据本实用新型的较佳实施例的电压波形检测器100。一取样脉冲产生器(sample-pulse generator)190产生取样脉冲信号用于多次取样。一临界信号信号(threshold voltage)156加上电压信号V_AUX，因而产生电平位移反射信号(level-shift reflected signal)。第一信号产生器(first signal generator)包含D型触发器171、两个与门逻辑电路165与166，用于产生第一取样信号(first samplesignal)V_SP1与第二取样信号(second sample signal)V_SP2。第二信号产生器(secondsignal generator)包含D型触发器170、与非门逻辑电路163、与门逻辑电路164与比较器155，用于产生放电时间信号S_DS。

一时间延迟电路(time-delay circuit)包含反相器162、电流源180、晶体管181与电容182，当切换信号V_PWM为禁能状态(disable)时用于产生延迟时间T_d。反相器161的输入是由切换信号V_PWM所提供，反相器161的输出连接到反相器162的输入，同时也连接到与门逻辑电路164的第一端输入与D型触发器170的频率输入(clock-input)。反相器162的输出可导通或截止(on/off)晶体管181。电容182与晶体管181并联连接，该电流源180对电容182充电。因此，电流源180的电流与电容182的电容值决定时间延迟电路的延迟时间T_d，而电容182为时间延迟电路的输出。D型触发器170的D输入上拉(pull high)到供应电压V_CC。D型触发器170的输出连接于与门逻辑电路164的第二端输入。该与门逻辑电路164输出放电时间信号S_DS。当切换信号V_PWM为禁能状态，放电时间信号S_DS因此为致能状态(enable)。该与非门逻辑电路163的输出连接于D型触发器170的重置输入(reset-input)。与非门逻辑电路163的输入连接到时间延迟电路的输出与比较器155的输出。比较器155的负端输入由电平位移反射信号所提供。比较器155的正端输入由电压反馈信号V_V所提供。因此，在延迟时间T_d之后，一旦电平位移反射信号低于电压反馈信号V_V，放电时间信号S_DS为禁能状态。此外，只要切换信号V_PWM为致能状态，放电时间信号S_DS也为禁能状态。

取样脉冲产生器190产生的取样脉冲信号施加于D型触发器171的频率输入、与门逻辑电路165与166的第三端输入。D型触发器171的D输入与反向输出端连接在一起而形成除2计数器(divide-by-two counter)。D型触发器171的输出与反向输出分别连接于与门逻辑电路165与166的第二端输入。与门逻辑电路165与166的第一端输入由放电时间信号S_DS所提供。与门逻辑电路165与166的第四端输入连接到时间延迟电路的输出。因此，依据取样脉冲信号的输出而产生出第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2。此外，在放电时间信号S_DS的致能状态周期的这段期间，第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2交替地产生出来。然而，在放电时间信号S_DS的一开始插入延迟时间T_d，用于禁止产生第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2。在延迟时间T_d的的这段期间，第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2因此为禁能状态。

第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2经由侦测端DET与电阻性分压器用于交替地取样电压信号V_AUX。第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2控制开关121与开关122，用于分别地得到跨于第一电容110与第二电容111的第一维持电压(first hold voltage)与第二维持电压(second hold voltage)。开关123系与第一电容110并联连接，用于将第一电容110放电。开关124系与第二电容111并联连接，用于将第二电容111放电。一缓冲放大器(buffer amplifier)包含运算放大器150与151、二极管130、二极管131与电流源135，用于产生维持电压。运算放大器150与151的正端输入分别地连接到第一电容110与第二电容111，运算放大器150与151的负端输入连接到缓冲放大器的输出。二极管130连接由运算放大器150的输出到缓冲放大器的输出。二极管131系由运算放大器151的输出连接到缓冲放大器的输出。因此，由第一维持电压与第二维持电压的较高电压来得到一维持信号。该电流源135用于结束动作。开关125周期性地导通到第一输出电容115的维持电压，用于产生电压反馈信号V_V。开关125通过脉冲信号PLS来产生导通或截止的切换动作。在延迟时间T_d之后，第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2开始产生第一维持电压与第二维持电压，如此可消除电压信号V_AUX的突波干扰(spike interference)。当切换信号V_PWM是禁能状态，并且切换功率开关20是截止的，此时将会产生电压信号V_AUX的电压突波。

如图1、图2和图4所示，当二次侧切换电流I_S放电到零，电压信号V_AUX开始下降，通过比较器155的侦测使放电时间信号S_DS为禁能状态。放电时间信号S_DS的脉冲宽度因而与二次侧切换电流I_S的放电时间T_DS成正比例的关系。同时，依据放电时间信号S_DS为禁能状态，而第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2为禁能状态，并且多次取样是停止的。此时，在缓冲放大器的输出产生维持电压，表示终止电压(end voltage)。终止电压因而与电压信号V_AUX成正比例的关系，在二次侧切换电流I_S下降到零之前，电压信号V_AUX被取样。维持电压的获得是取第一维持电压与第二维持电压的较高电压，并且当电压信号V_AUX开始减少时，将忽略被取样的电压。

图5为根据本实用新型的较佳实施例的振荡器200。振荡运算放大器201、振荡电阻210与振荡晶体管250组成第一电压转电流转换器(first V-to-Iconverter)。该第一电压转电流转换器依据电流回路误差放大器的输出电压V_COMI而产生参考电流I₂₅₀。通过反馈回路控制(feedback loop control)，电流回路误差放大器的输出电压V_COMI将依参考电压V_REF2作稳定调整。数个晶体管如251、252、253、254、255与259组成电流镜(current mirror)，依据参考电流I₂₅₀用于产生一第一振荡充电电流(oscillator charge current)I₂₅₃、一振荡放电电流(oscillator discharge current)I₂₅₅与一时间电流(timing current)I₂₅₉。晶体管253的漏极产生该第一振荡充电电流I₂₅₃。晶体管255的漏极产生该振荡放电电流I₂₅₅。晶体管259的漏极产生该时间电流I₂₅₉。第一振荡开关230连接于晶体管253的漏极与第一振荡电容215之间，第二振荡开关231连接于晶体管255的漏极与第一振荡电容215之间。

斜坡信号(ramp signal)RMP由第一振荡电容215所获得。第一振荡比较器205的正端输入连接到第一振荡电容215。第一振荡比较器205输出脉冲信号PLS，该脉冲信号PLS决定切换频率。第三振荡开关232的第一端点由高临界值电压(high threshold voltage)V_H所提供。第四振荡开关233的第一端点由低临界值电压(low threshold voltage)V_L所提供。第三振荡开关232的第二端点与第四振荡开关233的第二端点连接于第一振荡比较器205的负端输入。振荡反相器260的输入连接于第一振荡比较器205的输出，用于产生脉冲信号PLS，振荡反相器260输出反相脉冲信号/PLS。脉冲信号PLS用于导通或截止第二振荡开关231与第四振荡开关233。反相脉冲信号/PLS控制第一振荡开关230与第三振荡开关232的导通或截止。如图3所示，第一可编程的电容910与第一振荡电容215并联连接，依据数字模块P_N··P₁的信号用于调变切换频率。振荡电阻210的电阻值R₂₁₀、第一振荡电容215的电容值C₂₁₅与第一可编程的电容910的电容值C₉₁₀决定切换频率的切换周期T。

$T=\frac{(C_{215}+C_{910})\×V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}2}/R_{210}}=R_{210}\×(C_{215}+C_{910})\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}2}}---\left(16\right)$

其中V_OSC＝V_H-V_L。第一可编程的电容910的电容值C₉₁₀依据数字模块P_N··P₁的变化而随之改变。

转折电阻211与日寸间电流I₂₅₉在转折电阻211上产生转折电压(trip-pointvoltage)，该转折电压连接到第二振荡比较器202的正端输入。定电流源I_R对第二振荡电容216充电，该第二振荡电容216连接到第二振荡比较器202的负端输入。第五振荡开关234与第二振荡电容216并联连接，依据脉冲信号PLS用于将第二振荡电容216放电。第二振荡比较器202产生时间信号T_X。第二振荡电容216与第一振荡电容215成比例的关系。因此，时间信号T_X与切换频率的切换周期T成比例的关系。

图6为本实用新型的较佳实施例的电流波形检测器300。一峰值侦测器(peak detector)包含比较器310、电流源320、开关330、开关340与第三电容361。取样电流信号V_CS的峰值用于产生峰值电流信号(peak-current signal)。比较器310的正端输入由电流信号V_CS所提供。比较器310的负端输入连接到第三电容361。开关330连接于电流源320与第三电容361之间。比较器310的输出用于导通或截止开关330。开关340与第三电容361并联连接，用于将第三电容361放电。开关350周期性地导通到第二输出电容362的峰值电流信号，用于产生电流波形信号V_W。开关350通过脉冲信号PLS来进行导通或截止的动作。

图7为本实用新型的较佳实施例的积分器400。第二个电压转电流转换器(second V-to-I converter)包含运算放大器411、电阻452、晶体管423、424与425。运算放大器411的正端输入由电流波形信号V_W所提供。运算放大器411的负端输入连接到电阻452。运算放大器411的输出驱动晶体管425的栅极。晶体管425的源极连接到电阻452。该第二个电压转电流转换器经由晶体管425的漏极，依据电流波形信号V_W来产生第一积分充电电流I₄₂₅。晶体管423与424形成具有比例2∶1的电流镜。第一积分充电电流I₄₂₅经由晶体管424的漏极驱动电流镜，用于产生可编程的充电电流I_W。该可编程的充电电流I_W可以表示成：

$I_W=\frac{1}{R_{452}}\×\frac{V_W}{2}---\left(17\right)$

其中R₄₅₂为电阻452的电阻值。

第一时间电容473用于产生第一积分信号(first-integrated signal)。第一开关464连接于晶体管424的漏极与第一时间电容473之间。第一开关464通过时间信号T_X来进行导通或截止的动作。第二开关468与第一时间电容473并联连接，用于将第一时间电容473放电。第三开关466周期性地取样得到第二时间电容474的第一积分信号，用于产生平均电流信号V_AV。脉冲信号PLS控制第三开关466的导通与截止。因此，跨于第二时间电容474两端可以获得平均电流信号V_AV：

$V_{\mathrm{AV}}=\frac{1}{R_{452}\×C_{473}}\×\frac{V_W}{2}\×T_{\mathrm{XP}}---\left(18\right)$

第三电压转电流转换器(third V-to-I converter)包含运算放大器410、电阻450、晶体管420、421与422。运算放大器410的正端输入由平均电流信号V_AV所提供。运算放大器410的负端输入连接到电阻450。运算放大器410的输出驱动晶体管420的栅极。晶体管420的源极连接到电阻450。该第三电压转电流转换器经由晶体管420的漏极，依据平均电流信号V_AV产生第二积分充电电流I₄₂₀。晶体管421与422形成电流镜。第二积分充电电流I₄₂₀经由晶体管422的漏极驱动电流镜，用于产生可编程的充电电流I_PRG。该可编程的充电电流I_PRG可以表示成：

$I_{\mathrm{PRG}}=\frac{V_{\mathrm{AV}}}{R_{450}}---\left(19\right)$

其中R₄₅₀为电阻450的电阻值。

第三时间电容471用于产生第二积分信号(integrated signal)。第四开关460连接于晶体管422的漏极与第三时间电容471之间，该第四开关460通过放电时间信号S_DS来进行导通与截止的动作。第五开关462与第三时间电容471并联连接，用于将第三时间电容471放电。在积分器400的C_X端，第二可编程的电容930系与第三时间电容471并联连接，可用于将积分器400的时间常数与切换频率产生正比例的关系。第二可编程的电容930的电容值C₉₃₀依据数字模块P_N··P₁的变化也随之改变。第六开关461周期性地取样到第四输出电容472的积分信号，用于产生电流反馈信号V_I。脉冲信号PLS控制第六开关461的导通与截止。因此，跨于第四输出电容472两端的电流反馈信号V_I可以得到：

$V_I=\frac{V_{\mathrm{AV}}}{R_{450}\×(C_{471}+C_{930})}\×T_{\mathrm{DS}}---\left(20\right)$

根据方程式(4)-(9)与(16)，电流反馈信号V_I与电源供应器的二次侧切换电流I_S与输出电流I_O成比例的关系。因此，方程式(10)可以重新写成：

$V_I=m\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O---\left(21\right)$

其中m为固定值，可以由下式决定：

$m=\frac{\mathrm{\α}\×{[R_{210}\×(C_{215}+C_{910})]}^2}{[R_{452}\×C_{473}]\×[R_{450}\×(C_{471}+C_{930})]}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}2}}---\left(22\right)$

电阻450与452的电阻值R₄₅₀与R₄₅₂两者系与振荡电阻210的电阻值R₂₁₀成比例的关系。第三时间电容471与第一时间电容473的电容值C₄₇₁与C₄₇₃以及第二可编程的电容930的电容值C₉₃₀三者与第一振荡电容215的电容值C₂₁₅与第一可编程的电容910的电容值C₉₁₀两者成比例的关系。因此，电流反馈信号V_I正比于电源供应器的输出电流I_O。

图8为本实用新型的脉冲宽度调制器500的电路图。脉冲宽度调制器500包含与非门逻辑电路511、D型触发器515、与门逻辑电路519、消隐电路(blanking circuit)520与反相器512和518。D型触发器515的D输入上拉到供应电压V_CC。脉冲信号PLS驱动反相器512的输入。反相器512的输出连接到D型触发器515的频率输入，用于使切换信号V_PWM为致能状态。D型触发器515的输出连接到与门逻辑电路519的第一端输入，与门逻辑电路519的第二端输入连接到反相器512的输出。与门逻辑电路519输出此切换信号V_PWM用于切换电源供应器。D型触发器515的重置输入连接到与非门逻辑电路511的输出。与非门逻辑电路511的第一端输入由重置信号(reset signal)RST所提供，用于一个周期又一个周期使切换信号V_PWM为禁能状态。与非门逻辑电路511的第二端输入连接到消隐电路520的输出，一旦切换信号V_PWM是致能状态，用于确保切换信号V_PWM的最小导通时间(minimum on-time)。切换信号V_PWM的最小导通时间将确保最小放电时间T_DS，这将保证一个适当的多次取样，在电压波形检测器100内用于取样电压信号V_AUX。放电时间T_DS与切换信号V_PWM的导通时间T_ON成比例的关系。参考方程式(1)、(2)、(4)与二次侧电感值L_S＝(T_NS/T_NP)²×L_P，放电时间T_DS可以表示成：

$T_{\mathrm{DS}}=\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_O+V_F}\right)\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×T_{\mathrm{ON}}---\left(23\right)$

消隐电路520的输入由切换信号V_PWM所提供。当切换信号V_PWM是致能状态，消隐电路520将产生消隐信号(blanking signal)V_BLK来禁止D型触发器515的重置。消隐电路520进一步包含与非门逻辑电路523、电流源525、电容527、晶体管526与反相器521和522。切换信号V_PWM供应反相器521的输入与与非门逻辑电路523的第一端输入。电流源525系对电容527充电。晶体管526与电容527系为并联连接。反相器521的输出控制晶体管526的导通与截止。反相器522的输入连接到电容527。反相器522的输出连接到与非门逻辑电路523的第二端输入。与非门逻辑电路523的输出端输出消隐信号V_BLK。电流源525的电流与电容527的电容值决定消隐信号V_BLK的脉冲宽度。反相器518的输入连接到与非门逻辑电路523的输出。反相器518的输出产生清除信号(clear signal)CLR，用于控制开关123,124,340与462的导通与截止。

图9为本实用新型的加法器600的电路图。一运算放大器610、晶体管620、621、622与电阻650组成第四个电压转电流转换器(fourth V-to-I converter)，依据斜坡信号RMP的输出用于产生电流I₆₂₂。运算放大器611的正端输入由电流信号V_CS所提供，该运算放大器611的反相输入与输出连接在一起，用于建立运算放大器611，其作用如同缓冲器(buffer)。晶体管622的漏极经由电阻651连接于运算放大器611的输出，在晶体管622的漏极产生斜率信号(slopesignal)V_SLP。该斜率信号V_SLP因而与斜坡信号RMP以及电流信号V_CS成比例的关系。

图10为本实用新型的可编程的电流源80的电路图。可编程的电流源80依据温度变化的程度产生可编程的电流I_T。可编程的电流产生器80包含两个双载子晶体管81与82、三个p镜(p-mirror)晶体管84、85、与86，两个n镜(n-mirror)晶体管87与88，还有电阻83。可编程的电流I_T可以写成：

$I_T=N_M\×\frac{k\×T_{\mathrm{emp}}}{q}\×\frac{\ln \left(r\right)}{R_T}---\left(24\right)$

其中R_T为电阻83的电阻值；N_M＝M₁×M₂；M₁为晶体管85与86的几何比值(geometrical ratio)；M₂为晶体管87与88的几何比值；k为波兹曼常数(Boltzmann’s constant)；q为电子电荷的大小；r为双载子晶体管81与82的射极面积比值(emitter area ratio)；T_emp为晶体管温度。

图11为本实用新型的较佳实施例的模块产生器900。一频率产生器951产生频率信号(clock signal)CK。数个缓存器971、972与975，以及异或门逻辑电路952组成线性位移缓存器(linear shift register)，依据频率信号CK用于产生线性码(linear code)。异或门逻辑电路952的输入决定线性位移缓存器的多项式(polynomials)，并且决定线性位移缓存器的输出。该数字模块码(digital patterncode)P_N··P₁会采用源自于线性码的部分来进行最佳化的应用。

结合图3，图12为本实用新型的较佳实施例的可编程的电容，例如第一可编程的电容910与第二可编程的电容930。可编程的电容包含并联连接的切换式电容装置，电容C₁，C₂，··，C_n与开关S₁，S₂，··，S_n形成切换式电容装置。开关S₁与电容C₁为串联连接，开关S₂与电容C₂为串联连接，开关S_n与电容C_n为串联连接。数字模块码P_N··P₁控制开关S₁，S₂，··，S_n的导通与截止，因此改变可编程的电容的电容值。

本实用新型的主要目的是在电源供应器的一次侧提供一切换式控制装置，在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，用于得到精确的输出电压与最大输出电流。再者，本实用新型进一步提出跳频的特性，用于延长切换信号的切换频率的频谱而降低电磁干扰。因此，可以达到降低电源供应器的体积与成本。

当然，本实用新型还可有其它多种实施例，在不背离本实用新型精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本实用新型作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本实用新型所附的权利要求的保护范围。

Claims (12)

1.一种切换式控制装置，连接于一变压器，控制切换该变压器提供一直流电力输出，其特征在于，包括：

一切换功率开关，连接于该变压器，并切换开变压器；

一控制器，连接于该切换功率开关的一控制端及该变压器的一辅助绕组，从该辅助绕组取得一电压信号与该变压器的一放电时间，并输出一切换信号到该控制端；

该控制器在该切换信号的截止期间多次取样该电压信号与该放电时间产生一电压反馈信号，并依据该电压反馈信号产生该切换信号。

2.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于，在该控制器中具有一电压波形检测器，该电压波形检测器包括有：

一取样脉冲产生器，产生取样脉冲信号；

一临界信号，与该电压信号结合产生一电平位移反射信号；

一第一信号产生器，连接到该取样脉冲产生器，依据取样脉冲信号产生第一取样信号与第二取样信号，其中该第一取样信号与该第二取样信号控制切换开关交替地动作以进行取样该电压信号；

一时间延迟电路，接收该切换信号并产生一延迟时间；

一第二信号产生器，连接于该时间延迟电路、该临界信号及该第一信号产生器，依据该延迟时间、电平位移反射信号用于产生该放电时间信号；

一第一电容与一第二电容，通过切换开关交替动作取样该电压信号，分别取得一第一维持电压与一第二维持电压；

一缓冲放大器，连接于该第一电容与该第二电容，由该第一维持电压与该第二维持电压的较高电压来产生一维持信号；及

一第一输出电容，连接于该缓冲放大器，通过取样该维持信号用于输出该电压反馈信号。

3.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该电压波形检测器，连接该辅助绕组，取样该电压信号产生终止电压得到该电压反馈信号。

4.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于，该切换式控制装置，连接于该变压器的一次侧，还包括一电流感测装置，该电流感测装置，连接到该切换功率开关的另一输出端，通过该切换功率开关的切换动作，感测一电流信号；

该切换功率开关的一输出端连接于该变压器的一次侧的一端，该变压器的一次侧的另一端连接到一输入电压；

该控制器在该切换信号的截止期间，依据该电压信号产生一电压反馈信号，并于该切换信号的导通期间，积分该电流信号产生一电流反馈信号，该电压反馈信号用于调整该切换信号，该电流反馈信号用于调整该切换信号的切换频率。

5.根据权利要求4所述的切换式控制装置，其特征在于，该控制器包括有：

一电压波形检测器，通过电阻性的分压器连接到该变压器的该辅助绕组，通过该辅助绕组接收该电压信号，通过多次取样该电压信号而产生该电压反馈信号与一放电时间信号，该放电时间信号表示该变压器的放电时间；

一可程序的电流源，连接于该电压波形检测器的输入端，接收该控制器的温度，输出一可程序的电流，作为该控制器的温度补偿；

一电流波形侦测器，连接到该电流感测装置，通过该电流感测装置取得该电流信号，通过测量该电流信号来输出一电流波形信号；

一积分器，连接到该电流波形侦测器与该电压波形检测器，通过该电流波形侦测器接收该电流波形信号，通过该电压波形检测器接收该放电时间信号，积分该电流波形信号与该放电时间信号，输出该电流反馈信号，同时该积分器的时间常数与该切换信号的切换周期具有成正比例的关系；

一电流回路误差放大器，连接到该积分器，接收该电流反馈信号用于放大该电流反馈信号，作为电流控制；

一振荡器，连接到该电流回路误差放大器，接收经过放大的该电流反馈信号，产生一脉冲信号、一时间信号与一斜坡信号；

一模块产生器，产生一数字模块码；

一第一可程序的电容，连接到该振荡器与该模块产生器，依据该数字模块码调整电容值，调变该切换信号的切换频率；

一第二可程序的电容，连接到该积分器与该模块产生器，依据该数字模块码调整电容值，使该积分器的时间常数与该切换信号的切换频率产生正比例的关系；

一电压回路误差放大器，连接到该电压波形检测器，接收该电压反馈信号，放大该电压反馈信号；

一加法器，连接到该电流感测装置与该振荡器，通过该电流感测装置接收该电流信号，通过该振荡器接收该斜坡信号，产生一斜率信号；

一峰值电流限制器，连接到该电流感测装置，接收该电流信号，限制该电流信号的最大值；

一电压回路比较器，连接到该加法器与该电压回路误差放大器，接收该斜率信号与放大后的该电压反馈信号，作为电压控制；及

一脉冲宽度调制器，连接到该振荡器并通过一与非门逻辑电路连接该峰值电流限制器与该电压回路比较器，依据该脉冲信号、该峰值电流限制器的输出与该电压回路比较器的输出，来控制该切换信号的脉冲宽度。

6.根据权利要求5所述的切换式控制装置，其特征在于，该电压波形检测器包括：

一取样脉冲产生器，用于产生取样脉冲信号；

一临界电压，其中该临界电压加上该电压信号来产生一电平位移反射信号；

一第一信号产生器，连接到该取样脉冲产生器，依据取样脉冲信号用于产生第一取样信号与第二取样信号，其中该第一取样信号与该第二取样信号用于控制切换开关交替地动作以进行取样该电压信号；

一时间延迟电路，接收该切换信号并产生一延迟时间；

一第二信号产生器，连接于该时间延迟电路、该临界信号及该第一信号产生器，依据该延迟时间、电平位移反射信号来产生该放电时间信号；

一第一电容与一第二电容，通过切换开关交替动作取样该电压信号，分别取得一第一维持电压与一第二维持电压；

一缓冲放大器，连接于该第一电容与该第二电容，由该第一维持电压与该第二维持电压的较高电压来产生一维持信号；及

一第一输出电容，连接于该缓冲放大器，通过取样该维持信号用于输出该电压反馈信号。

7.根据权利要求5所述的切换式控制装置，其特征在于，该电压波形检测器，连接该辅助绕组，取样该电压信号产生终止电压得到该电压反馈信号。

8.根据权利要求5所述的切换式控制装置，其特征在于，该模块产生器包括：

一频率产生器，用于产生频率信号；及

一线性位移缓存器，连接于该频率产生器，依据该频率信号用于产生该数字模块码。

9.根据权利要求5所述的切换式控制装置，其特征在于，该振荡器包括：

一第一电压转电流转换器，用于产生一第一振荡充电电流、一振荡放电电流及一时间电流，包含一振荡运算放大器、一振荡电阻与一振荡晶体管；

一第一振荡电容；

一第一振荡开关，其中该第一振荡开关的第一端点由该振荡充电电流所提供，并且该第一振荡开关的第二端点连接到该第一振荡电容；

一第二振荡开关，其中该第二振荡开关的第一端点连接到该第一振荡电容，并且该第二振荡开关的第二端点由该振荡放电电流所驱动；

一第一振荡比较器，具有一正端输入连接到该第一振荡电容，其中该第一振荡比较器产生该脉冲信号；

一第三振荡开关，具有第一端点由高临界信号所供给，并且第二端点连接到该第一振荡比较器的负端输入；

一第四振荡开关，具有第一端点由低临界信号所供给，并且第二端点连接到该第一振荡比较器的该负端输入；

一第二振荡电容；

一第五振荡开关，并联连接该第二振荡电容；

一第二振荡比较器，通过一负端输入连接到该第二振荡电容及一正端输入连接到一转折电阻以取得一转折电压，以输出该时间信号；

一振荡反相器，具有一输入端连接到该第一振荡比较器的输出端，用于产生脉冲信号，该振荡反相器输出反相脉冲信号；

该脉冲信号导通或截止该第二振荡开关与该第四振荡开关，其中该反相脉冲信号导通或截止该第一振荡开关与该第三振荡开关。

10.根据权利要求5所述的切换式控制装置，其特征在于，该电流波形侦测器包括：

一峰值侦测器，通过测量该电流信号的峰值用于产生峰值电流信号；

一第三电容，维持该峰值电流信号；

一第二输出电容，产生该电流波形信号；及

一开关，导通该峰值电流信号到该第二输出电容，其中该开关通过该脉冲信号来进行导通或截止。

11.根据权利要求5所述的切换式控制装置，其特征在于，该积分器包括：

一第二电压转电流转换器，接收并依据该电流波形信号而产生一第一积分充电电流；

一第一开关，连接于第二电压转电流转换器，受该时间信号控制其导通或截止；

一第一时间电容，连接到该第一开关，通过该第一开关的导通或截止进而取得该第一积分充电电流，产生一第一积分信号输出；

一第二开关，并联连接于该第一时间电容，放电该第一时间电容；

一第二时间电容，通过一第三开关来取样该第一积分信号以产生一平均电流信号；

一第二电压转电流转换器，连接于该第二时间电容，接收该平均电流信号用于产生一第二积分充电电流；

一第四开关，连接于第三电压转电流转换器，受该放电时间信号控制其导通或截止；

一第三时间电容，连接到该第四开关，通过该第四开关的导通或截止进而取得该第二积分充电电流，产生一第二积分信号输出；

一第五开关，并联连接于该第三时间电容，放电该第三时间电容；及

一第四输出电容，通过一第六开关来取样该第二积分信号以产生该电流反馈信号。

12.根据权利要求4所述的切换式控制装置，其特征在于，该切换信号在致能状态具有一确保该放电时间的最小值的最小导通时间。

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