CN205081703U - 用于控制功率级的功率晶体管的设备和转换器系统 - Google Patents

Abstract

本公开提供了一种用于控制功率级的功率晶体管的设备和转换器系统，更特别地针对一种初级侧控制高功率因数准谐振转换器。该转换器将AC电源线路输入转换成DC输出以对负载(一般是一串LED)供电，并且可与切相调光器兼容。功率输入被馈送到由电力开关控制的变压器。该功率开关被具有整形电路的控制器驱动。该整形电路使用电流发生器、开关电阻器和电容器来产生参考电压信号。该控制器基于电压参考信号来驱动电力开关，从而导致在变压器的初级绕组中的正弦输入电流，导致用于该转换器的高功率因数和低的总谐波失真。

Description

用于控制功率级的功率晶体管的设备和转换器系统

技术领域

本公开涉及转换器，并且更特别地涉及用于准谐振AC/DC反激式转换器的控制装置。

背景技术

转换器且特别是用于灯泡替换的基于LED的灯的离线驱动器常常被期望具有大于0.9的功率因数、低的总谐波失真(THD)和安全隔离。同时，由于成本原因，期望在不关闭反馈环路的情况下调整对于适当LED驱动所需的输出DC电流。此外，与调光器的兼容性对于LED驱动器而言变得越来越重要，尤其是对于基于切相技术的调光器。

高功率因数(高PF)反激式转换器能够用简单且廉价的功率级来满足功率因数和隔离规范。在高PF反激式转换器中，不存在被直接地连接到输入整流器电桥的能量储存电容器，因而使得施加于功率级的电压是经过整流的正弦波。为了实现高PF，输入电流跟踪输入电压，因此引起时间相关的输入至输出电力潮流。结果，输出电流包含频率是干线频率两倍的大AC分量。

准谐振反激式转换器使电力开关导通与变压器退磁(即次级电流已变成零)的时刻同步，正常地在适当延迟之后。这允许导通在退磁之后的漏极电压振荡(ringing)的波谷上发生，常常称为“波谷切换”。最常见的情况是，使用峰值电流模式控制，因此通过电流感测信号达到由调整输出电压或电流的控制环路所编程的值，来确定电力开关的关断。

在反激式转换器中，输入电流是初级电流的平均值，该电流仅在电力开关的ON时间期间流动，导致由对应于电力开关的OFF时间的空隙分隔开的一系列三角形。此“斩波”促使初级电流的平均值低于峰值的一半，且取决于三角形的标记占空比(mark-spaceratio)。结果，输入电流不再与峰值的包络成比例且不同于包络，包络是正弦曲线的，而输入电流并非是正弦曲线。虽然保持了类似正弦曲线形状，但输入电流是失真的。此失真正弦输入电流导致反激式转换器不能实现低THD或单位功率因数。

图1示出了根据现有技术的高功率因数(高PF)反激式转换器30。高PF反激式转换器30从具有电压V_ac(θ)的AC电源线路供电，并包括输入桥式整流器34，该输入桥式整流器34具有接收电压V_ac(θ)的输入端32、连接到地的第一输出端以及第二输出端，所述整流器被配置成在第二输出端处产生经过整流的正弦电压V_in(θ)＝V_PK|sinθ|，且从电源线路吸取的电流是类似正弦曲线的。

在初级侧，反激式转换器30还包括电容器C_in以及分压器R_a-R_b，所述电容器C_in充当高频平滑滤波器，跨桥式整流器34的输出端子连接，负端被接地。反激式转换器30具有变压器36，初级绕组L_p被连接到电容器C_in的正端子，以及辅助绕组L_aux被耦合到电阻器RZCD。电力开关M的漏极端子被连接到初级绕组L_p，且其源极端子经由感测电阻器Rs被接地。流过电力开关M的电流(即当M开启时流过初级绕组L_p的电流)可以作为跨过感测电阻器Rs的正压降。转换器的初级侧还包括对初级绕组L_p的漏电感进行钳位的钳位电路37。

在次级侧，变压器36包括次级绕组Ls，次级绕组Ls一端被连接到次级接地，并且另一端被连接到二极管D的阳极，该二极管D的阴极被连接到电容器C_out的正极板，该电容器C_out的负极板被连接到次级接地。

反激式转换器30跨过电容器C_out在其输出端子处生成DC电压V_out，该电容器C_out将对负载40进行供电，负载40在图1中是一串高亮度LED。

反激式转换器具有分压器块42，该分压器块42具有接收信号B(θ)的第一输入端以及接收信号A(θ)的第二输入端，该A(θ)是跨过电容器C_in感测到的瞬时经过整流的线电压的一部分并通过电阻分压器R_a-R_b而被引入到引脚MULT。将用Kp来表示分压器比Rb/(Ra+Rb)。

电容器C_T被假设为足够大，以使得信号B(θ)的AC分量(线路频率f_L的两倍)相对于其DC分量B₀而言至少大致上是可忽略的。

分压器块42的输出是经过整流的正弦波乘以DC电平(于是仍然是振幅取决于rms线路电压的经过整流的正弦波)与控制电压B₀的振幅相除；这将是用于峰值初级电流的参考电压Vcs_REF(θ)。

信号Vcs_REF(θ)被馈送到脉宽调制比较器44的反相输入端，脉宽调制比较器44在其非反相输入端处接收跨过感测电阻器Rs感测到的电压Vcs(t,θ)。电压Vcs(t,θ)与当开关M导通时流过初级绕组L_p和电力开关M的瞬时电流I_p(t,θ)成比例。假设电力开关M最初是导通的，流过初级绕组L_p的电流将斜坡向上(rampup)，并且因此跨传感器电阻器Rs的电压将斜坡向上。当Vcs(t,θ)等于Vcs_REF(θ)时，PWM比较器44将SR触发器46重置，这将使电力开关M关断。因此，被整形为经过整流的正弦波的分压器42的输出确定初级绕组L_p的电流的峰值。结果，初级绕组电流的峰值将以经过整流的正弦波为包络。

在电力开关M已被关断之后，储存在初级绕组L_p中的能量通过磁耦合而被传递至次级绕组Ls，并且然后被转出到输出电容器C_out和负载40直至次级绕组Ls被完全退磁为止。当次级绕组Ls被退磁时，二极管D打开且漏极节点变成浮置的，其固定在V_in(θ)+V_R，在次级绕组Ls和二极管D进行导电时，V_R是跨过初级绕组看到的反射电压。漏极节点处的电压将由于开始与初级绕组L_p谐振的其寄生电容而趋向于最后通过阻尼振荡(ringing)而达到瞬时线电压V_in(θ)。在变压器36的退磁之后的快速漏极电压下降通过辅助绕组L_aux和电阻器R_ZCD而被耦合到控制器的引脚ZCD。过零检测器(ZCD)块48每当其检测到下降沿达到阈值以下时释放脉冲，并且此脉冲设置SR触发器46并驱动电力开关M导通，进而开始新的开关周期。

ZCD块58与SR触发器46的设定输入端之间的OR门50允许STARTER块52的输出端发起开关周期。STARTER块在ZCD块48的输入端上没有可用信号时输出通电的信号，并在ZCD块48的输入端上的信号由于任何原因而丢失的情况下防止转换器被卡住。

ZCD块48还生成FW信号，所述FW信号在变压器的退磁期间为高电平，如图2中所示，并且被控制回路56用来生成B(θ)信号。

假设θ∈(0,π)，根据正在考虑中的控制方案，初级电流的峰值包络由下式给出：

I_pkp(θ)＝I_p(T_ON,θ)＝I_PKpsinθ(1)

值得注意的是，这种方案导致电力开关M的恒定导通时间T_ON：

$T_{ON}=Lp\frac{I_{PKp}sin\mathrm{\θ}}{V_{PK}sin\mathrm{\θ}}=Lp\frac{I_{PKp}}{V_{PK}}$

为了简单起见，将认为电力开关M的关断时间T_OFF(θ)与电流在次级侧周期的时间T_FW(θ)是一致的。换言之，在跨电力开关M的电压振荡(刚好在T_FW(θ)之后开始，因为次级绕组L_s中的电流已经达到零)直至达到振荡的波谷的时间间隔T_R将被忽略。只要T_R<<T_OFF(θ)，这是可接受的。

因此，由下式给出开关时间T(θ)：

T(θ)＝T_ON+T_FW(θ)

考虑跨过初级绕组L_p的伏秒平衡，可以写出：

$T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=T_{ON}\frac{V_{PK}sin\mathrm{\&theta;}}{V_R}$

其中，V_R是在时间间隔T_FW(θ)中跨过变压器36的初级绕组L_p所看到的反射电压，即输出电压V_out乘以初级与次级匝数比n＝N_p/N_s：

V_R＝n(V_out+V_F)

其中，V_F是次级二极管D上的正向压降。因此：

T(θ)＝T_ON(1+K_vsinθ)

其中K_v＝V_PK/V_R.

通过对在开关周期内对初级绕组L_p中的电流I_p(t,θ)求平均，来得到至转换器30的输入电流I_in。电流I_p(t,θ)是图2的右侧的一系列灰色三角形，因此得到：

$I_{in}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{1}{2}{I}_{pkp}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\frac{T_{ON}}{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=\frac{1}{2}{I}_{PKp}\frac{sin\mathrm{\&theta;}}{1+K_{v}sin\mathrm{\&theta;}}$

此等式示出输入电流I_in并非纯正弦波：此电流仅仅对于K_v＝0而言是正弦曲线的；当K_v≠0时，虽然保持类似于正弦曲线的形状，但输入电流失真，K_v越高，失真越高。由于K_v不能是零(其将要求反射电压趋向于无穷大)，所以现有技术QR控制方案即使在理想情况下也不允许输入电流的零总谐波失真(THD)和反激式转换器中的单位功率因数。

图3示出了输入电流的THD和功率因数对比K_v的曲线图。

利用这种控制方法获得的经过调整的DC输出电流值是：

$I_{out}=\frac{{\mathrm{nK}}_D}{2{\mathrm{RsG}}_M{R}_T}$

其中K_D是分压器块42的增益且G_M是产生电流I_CH(θ)的电流发生器54的跨导。

此等式示出利用仅使用在其初级侧可用的量的图1的控制方法，DC输出电流I_out仅取决于外部用户可选择参数(n,Rs)和内部固定参数(G_M,R_T,K_D)，并不取决于输出电压V_out，也不取决于rms输入电压V_in或开关频率f_SW(θ)＝1/T(θ)。

该控制方法使得反激式转换器30充当电流源。因此，即使有斩波AC输入电压——其在通过切相壁式调光器(例如，如图5中所示的前沿和后沿调光器)来操作转换器的情况下发生——转换器也迫使预置DC输出电流流到负载。

然而，在那种情况下将期望根据调光器点火角(1-α)来减小调整设定点以与调光器兼容：α越高，电流设定点应越低。这可以通过如图4中所示地修改图1中的电路56来实现。在调光器比较器60中将感测到的输入电压与阈值电压V_th相比较，并且如果感测到的输入电压保持在阈值以下达到比T_ML更长的时间，则假设丢失线路电压(因为调光器打开)且EN信号变为低。这使电力开关M的状态固定，并使得产生电流I_CH(θ)的电流发生器54和放电电阻器R_T两者断开连接。这样，跨C_T的电压被固定在输入电流达到零的时刻的值。

延迟T_ML防止当线电压被斩波时电路在线电压的过零附近被不适当地激活。还请注意，此延迟是单向的：在所感测的电压超过阈值电压V_th时，使能信号EN立即变为高。

可以将停止电容器C_T的充电/放电活动的净效果视为放电电阻器R_T的平均增加，从而导致与调光器的点火角成反比的预置输出电流I_out的减小：

$I_{out}=\frac{{\mathrm{nK}}_D}{2{\mathrm{RsG}}_M{R}_T}(1-\mathrm{\&alpha;}).$

现实世界调光器通常具有在10-20％和80-90％的点火角，并且因此如果使用图4中所示的控制方案，则最小/最大输出电流设定点可以分别地在10-20％和80-90％的范围内。换言之，图4中所示的控制方法不能满足图6中所示的调光器的典型期望特性。

实用新型内容

本公开的一个实施例是具有正弦输入电流以便实现低的总谐波失真和高功率因数的准谐振反激式转换器。

本公开的一个实施例针对一种控制机构，其使得能够实现高功率因数(高PF)准谐振(QR)反激式转换器，其使用能够理想地从输入源吸取正弦电流的、仅使用在其初级侧可用的量的峰值电流模式控制，并具有对于切相壁式调光器的优化兼容性。

本实用新型的一个实施例是一种用于控制功率级的功率晶体管的设备。该设备包括：具有第一输入端、第二输入端和输出端的分压器，该分压器被配置成产生电压参考信号；第一电流发生器，被配置成产生输出电流；整形器电路，被配置成基于第一电流发生器的输出电流向分压器的第一输入端输出第一信号；偏置电路，被耦合到第一电流发生器并被配置成向分压器的第二输入端输出第二信号；以及驱动器电路，具有被配置成接收参考信号的第一输入端以及被配置成驱动功率晶体管的输出端。

附图说明

图1示出了根据现有技术的初级侧控制(primary-controlled)高PFQR反激式转换器的示意性。

图2示出了正常操作期间的图1中的电路的波形。

图3示出了针对不同Kv值而利用图1的电路获得的输入电流的总谐波失真和功率因数的曲线图。

图4示出了根据现有技术对图1中的点线框中的电路的修改，以便根据调光器点火角α来减小调整设定点。

图5示出了具有前沿和后沿调光器的典型输入电压波形。

图6示出了使用基于切相技术的调光器时的典型期望输出LED电流特性。

图7示出了根据本公开的一个实施例的初级侧控制高PFQR反激式转换器的原理示意图。

图8示出了正常操作期间的图7中的电路的关键波形。图9示出了用于图7的电路的具有调光检测器的替换电压参考电路。

图10示出了图9中的电路的主要波形。

图11示出了用于图9的电路的详细调光电路。

图12示出了265Vac下针对图7中的电路的仿真结果。

图13示出了90Vac下针对图7中的电路的仿真结果。

图14示出了根据一个实施例的现有技术方法与本公开之间的仿真结果比较。

图15示出了对于I_out输出电流的在现有技术方法与本公开之间的仿真结果比较。

图16示出了点火角(1-α)＝0.2下针对图9中的已修改电路的仿真结果。

图17示出了对于调光曲线的在现有技术方法与本公开之间的仿真结果比较。

图18示出了用以生成信号A(θ)的替换实施例。

图19示出了用以生成信号B(θ)的替换实施例。

图20示出了具有线电压前馈的图7电路的替换实施例。

具体实施方式

图7示出了根据本公开的一个实施例的高PFQR反激式转换器100。在初级侧，QR反激式转换器100包括：控制器102；桥式整流器104，具有被耦合到提供AC电压V_ac的AC电源线路的输入端106；输入电容器C_in；被耦合到桥式整流器104的分压器R_a-R_b、变压器108的初级绕组L_p和辅助绕组L_aux；被耦合到变压器108并由控制器102控制的电力开关M；被耦合到电力开关M和控制器102的感测电阻器R_s；被耦合到辅助绕组L_aux的电阻器R_ZCD；以及跨过初级绕组L_p连接的钳位电路109。

在转换器100的次级侧，变压器108的次级绕组L_s一端被连接到次级接地且另一端被连接到二极管D的阳极，该二极管D的阴极被连接到电容器C_aux的正极板，该电容器C_aux的负极板被连接到次级接地。转换器100提供向负载100供电的输出电压Vout，负载100在图7中是一组LED，但是也可以由转换器100对其它负载进行供应。

控制器102具有参考电压电路116，该参考电压电路116被配置成产生参考电压V_CSREF并包括偏置电路118和整形器电路120。控制器102还包括驱动器电路121，该驱动器电路121具有PWM比较器122、SR触发器124、OR门126以及被配置成驱动电力开关M的驱动器127。PWM比较器122包括接收参考电压V_CSREF的反相输入端、接收来自感测电阻器R_s的感测电压V_CS的非反相输入端、以及向触发器124的重置输入端R提供重置信号的输出端。触发器124还包括被耦合到OR门126的输出端的设定输入端S，以及被耦合到驱动器127的输入端的输出端。OR门126还具有被耦合到启动器128块和ZCD块130的各自输出端的第一输入端和第二输入端。当ZCD块130检测到下降沿达到阈值以下时，或者当启动器块128产生如上文所讨论的开始信号时，OR门126向SR触发器的设定输入端S提供设定信号。

参考电压电路116具有偏置电路118和整形器电路120。整形器电路120具有第一电流发生器140、被耦合到第一电流发生器140的输出端的电阻器R_t1、将电阻器R_t1可开关地耦合到接地的开关132以及耦合在电流发生器140的输出端与接地之间的电容器C_t1。第一电流发生器140具有被耦合到电源端子Vcc的输入端和经由引脚MULT被耦合到分压器R_a-R_b的控制端子，并产生电流I_CH1(θ)。开关132被触发器124的输出Q控制，并因而在电力开关M导通时将电容器C_t1与开关电阻器R_t1并联连接。

偏置电路118包括第二电流发生器142，所述第二电流发生器142具有被耦合到电源端子Vcc的输入端、被耦合到第一电流发生器140的输出端的控制端子以及输出端，第二电流发生器在所该输出端处产生电流I_CH(θ)。第二开关电阻器R_t通过开关134可以开关地耦合到第二电路发生器142的输出端，开关134被配置成在由ZCD块130提供的信号FW的控制下，将电阻器R_t连接到第二电流发生器142。当电流在次级绕组Ls中流动时，信号FW为高。另一开关144被耦合到第二电流发生器142的输出端，并且被配置成当SCD块130处于信号的控制下时将第二电流发生器142的输出端接地，信号是信号FW的反向型式。

参考电压电路116还包括分压器块146，其具有接收来自整形器电路120的信号A(θ)的第一输入端、接收来自偏置电路118的信号B(θ)的第二输入端以及输出端，分压器在所述输出端处提供参考电压V_CSREF。

信号A(θ)由第一电流发生器140作用于开关电阻器R_t1和电容器C_t1上而生成。由电流发生器140产生的电流I_CH1(θ)与在分压器R_a-R_b处产生的经过整流的输入电压V_in成比例。

在SR触发器124的信号Q为高时，即在电力开关M的导通时间期间，使电阻器R_t1与电容器C_t1并联连接，并且在Q为低时，即在电力开关M的关断时间期间使其断开连接。跨过电容器C_t1产生的电压是A(θ)，并且被馈送到分压器块146的第一输入端。

可以将由电流发生器140提供的电流I_CH1(θ)表示为：

I_ch1(θ)＝g_m1K_p(V_PKsinθ)

其中，gm1是第一电流发生器140的电流对电压增益。

假设是T(θ)<<R_t1C_t1<<1/f_L。这样，跨过电容器C_t1的开关频率波纹是可忽略的，并且可以认为I_CH1(θ)在每个开关周期内是恒定的。

通过电荷平衡跨C_t1产生的A(θ)电压是：

$A\left(\mathrm{\&theta;}\right)=R_{t1}{I}_{ch1}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\frac{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=R_{t1}{g}_{m1}{K}_p\left(V_{PK}\sin \mathrm{\&theta;}\right)\frac{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}$

到分压器块146的另一输入信号B(θ)的生成与图1的B(θ)类似。可以将由第二电流发生器142提供并被用来生成B(θ)信号的电流I_CH(θ)表示为：

I_CH(θ)_＝G_MA(θ)

其中，G_M是第二电流发生器142的电流对电压增益。

现在考虑按照电荷平衡考虑C_T，可以得到跨过电容器C_T产生的电压B(θ)：

$B\left(\mathrm{\&theta;}\right)=G_M{R}_T{g}_{m1}{R}_{t1}{K}_p\left(V_{PK}sin\mathrm{\&theta;}\right)\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}$

假设电容器C_T足够大，以使得信号B(θ)的AC分量(频率为线频率f_L的两倍)相对于其DC分量B₀而言是可忽略的，则可以将该DC分量B₀写作：

$B_0=\stackrel{\&OverBar;}{B\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=\frac{1}{\mathrm{\&pi;}}{G}_M{R}_T{g}_{m1}{R}_{t1}{K}_p{V}_{PK}\underset{0}{\overset{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}}\sin \mathrm{\&theta;}\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}d\mathrm{\&theta;}=\frac{G_M{R}_T{g}_{m1}{R}_{t1}{K}_p{V}_{PK}{K}_V}{2}$

考虑针对变压器108的伏秒平衡，可以用以下关系式来表示时间T_ON(θ)的初级侧和时间T_FW(θ)的次级侧：

$\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=K_v\sin \mathrm{\&theta;}$

因此，电压参考Vcs_REF(θ)为：

${\mathrm{Vcs}}_{REF}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=K_D\frac{A\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{B\left(\mathrm{\&theta;}\right)}\&ap;K_D\frac{A\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{B_0}=K_D\frac{2}{G_M{R}_T{K}_v}\sin \mathrm{\&theta;}\frac{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}$

其中K_D是分压器块146的增益，并且其在维度上是电压。考虑到可以将峰值初级电流I_pkp(θ)表示为：

$I_{pkp}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{{\mathrm{Vcs}}_{REF}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{Rs}$

可以将输入电流表示为：

$I_{IN}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{1}{2}{I}_{PKP}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\frac{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}$

$I_{In}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{K_D}{G_M{R}_T{K}_V}sin\mathrm{\&theta;}\frac{1}{Rs}$

这在恒流初级测控制高PFQR反激式转换器100中导致正弦输入电流。

考虑到次级电流是初级电流的n＝Np/Ns倍，可以将峰值次级电流I_pks(θ)计算为：

$I_{pks}\left(\mathrm{\&theta;}\right)={\mathrm{nK}}_D\frac{2}{G_M{R}_T{K}_v}sin\mathrm{\&theta;}\frac{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}\frac{1}{R_S}.$

由于图8中所示的逐个周期的次级电流Is(t,θ)是图8中的左侧所示的一系列三角形，所以其在开关周期中的平均值为：

$I_o\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{1}{2}{I}_{pks}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=\frac{{\mathrm{nK}}_D}{G_M{R}_T{K}_v}\sin \mathrm{\&theta;}\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}\frac{1}{R_S}.$

DC输出电流I_out是线路半周期内的I_o(θ)的平均值：

$I_{out}=\stackrel{\&OverBar;}{I_o\left(\mathrm{\&theta;}\right)}=\frac{1}{\mathrm{\&pi;}}\underset{0}{\overset{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}}\frac{{\mathrm{nK}}_D}{G_M{R}_T{\mathrm{KvR}}_S}\sin \mathrm{\&theta;}\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}d\mathrm{\&theta;}.$

最后，平均输出电流是：

$I_{out}=\frac{{\mathrm{nK}}_D}{2G_M{R}_T{R}_S}\&CenterDot;$

前述表达式显示图7的电路具有DC输出电流Iout，DC输出电流Iout仅仅取决于外部用户可选择参数(n,Rs)和内部固定参数(G_M,R_T,K_D)，并且并不取决于输出电压V_out，也不取决于RMS输入电压V_in或开关频率f_SW(θ)＝1/T(θ)。

因此，可以得出结论图7的转换器100除了提供理想的单位功率因数和输入电流的零谐波失真之外，还仅使用在初级侧可用的量来提供经过调整的I_out。

图12和图13示出了图7的信号的仿真结果，V_in分别地是265VAC和90VAC，包括电路的A(θ)、B(θ)、I_out、I_in、V_CSREF以及THD。值得注意的是，输入电流的失真水平非常低(在V_in＝90Vac约为3.3％，在V_in＝265Vac约3.8％)，这是由于输入EMI滤波器和在控制器102以及桥式整流器104、变压器108和电力开关M两者中均考虑的非理想性而引起。

图8图示出图7的转换器100的若干波形。在左侧的是在开关周期标度上的波形，在右侧的是在线路周期标度上的波形。

在图14中示出了现有技术转换器30和目前公开转换器100之间在THD(左)和PF(右)方面的仿真结果比较。图15示出了输出电流调整方面的仿真结果比较。

图9是根据本公开的一个实施例的参考电压电路118′，并且当期望获得如图6中所示的调光曲线时可以作为图7的参考电压电路118的替代而被采用。参考电压电路118'包括图7的开关134、144、第二电流发生器142、电阻器R_T以及参考电压发生器118的电容器C_T。不同于图7的参考电压发生器118，参考电压电路118'包括具有比较器151、延迟块152以及AND门153的相角检测器150。比较器151具有接收来自调光器的感测输入电压的反相输入端、接收电压阈值V_th的非反相输入端、以及输出端，比较器在该输出端处基于感测的输入电压与电压阈值V_th的比较而产生信号α。延迟块152添加遮罩(mask)时间延迟T_MASK且AND门153输出信号α_MASK。

参考电压电路118'还包括调光电路154，该调光电路154包括调光电流发生器155、开关156以及增益块(G_DIM)157。从调光电流发生器155在B(θ)信号上添加额外电流I_dim。此电流I_dim与信号B(θ)成比例，并且如图10中所示，仅在调光器的关断时间的一部分期间(基本上只有当α_MASK信号为高且使开关156闭合时)添加。

参考电压电路118'还包括反相器158、159、开关160以及另一AND门161。反相器158被连接到AND门153的输出端与开关160的控制端子之间，并且从而基于由相角检测电路150输出的α_MASK信号的反相型式来控制开关160。反相器159被连接在AND门161的输出端与开关144的控制端子之间。AND门161具有第一输入端和第二输入端，他们分别连接到提供FW信号的ZCD块130的输出端和提供α_MASK信号的反相型式的反相器158的输出端。AND门161的输出端还被连接到开关134的控制端子，因此AND门161打开开关134、144其中一个开关，同时闭合开关134、144中的另一开关，并且反之亦然，这取决于由ZCD块130输出的FW信号和由逆变器158提供的α_MASK信号的反相型式。

在CT电容器上添加IDIM电流发生器155，因而根据调光器点火角来增加B(θ)信号，进而导致较低的DC输出电流。换言之，I_DIM电流发生器155基于调光器点或角来增加等效RT放电电阻器。

考虑C_T电荷平衡，可以得到等效放电电阻器：

$R_{Tequivalert}=R_T\&lsqb;\frac{R_{DN}}{R_{DIM}(1-{\mathrm{\&alpha;}}_{MASK})-R_T{\mathrm{\&alpha;}}_{MASK}}\&rsqb;$

因此DC输出电流是：

$I_{out}\&lsqb;{\mathrm{\&alpha;}}_{MASK}\&rsqb;=\frac{{\mathrm{nK}}_D}{2{\mathrm{RsG}}_M{R}_T}*\&lsqb;\frac{R_{DIM}(1-{\mathrm{\&alpha;}}_{MASK})-R_T{\mathrm{\&alpha;}}_{MASK}}{R_{DIM}}\&rsqb;$

其中并且T是线周期。

前述表达式示出DC输出电流取决于具有关系(具有高斜率)的调光器点火角，并且可以通过R_DIM电阻器来编程。由于T_MASK延迟时间，DC输出电流不改变直至调光器关断时间高于T_MASK。

图11示出了根据一个实施例的图9的调光电路154。I_DIM电流发生器155是使用控制晶体管162和电流镜实现的，该电流镜具有二极管连接的双极第一镜像晶体管163和各个基极被相互连接和各个发射极被连接到电源端子Vcc的双极第二镜像晶体管164。调光电路154还包括在电源端子Vcc与接地之间与控制晶体管162和第一镜像晶体管163串联连接的电阻器R_DIM和开关156。开关156被实现为NPN双极晶体管，其集电极被连接到电阻器R_DIM，其发射极被接地，并且其基极被连接到相角检测器150的输出端以接收α_MASK信号。增益块157是使用放大器165实现的，该放大器165的非反相输入端被连接成接收B(θ)信号，其反相输入端被连接到控制晶体管162的发射极与晶体管R_DIM之间的节点，并且其输出端被连接到控制晶体管162的基极。

图16示出了在图7的QR转换器中实现的图9的电路的仿真结果。在图17中示出了现有技术转换器30与用图9的电路修改的本公开转换器100之间在调光曲线(输出电流对比调光器点火角)方面的比较。

在图18中示出了整形器电路170的替换实施方式，其可以作为图7的整形器电路120的替代而用来生成A(θ)信号。图18的整形器电路170包括图7的电阻器R_t1、电容器C_t1以及开关132，并且还包括图7的电阻分压器R_a-R_b。整形器电路170还具有连接在电源端子Vcc与电阻器R_t1之间并被配置成供应电流I_ref1的电流发生器172。乘法器块174具有：第一输入端，被连接到在电流发生器172的输出端与电阻器R_t1之间的节点，并被配置成接收信号A1(θ)；第二输入端，被连接到分压器R_a-R_b的中点，并被配置成接收来自所述分压器R_a-R_b的信号A2(θ)；以及输出端，被配置成提供A(θ)信号。考虑C_t1电荷平衡，跨过电容器C_t1产生的A1(θ)电压是：

$I_{ref1}T\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{A1\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R_{t1}}{T}_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)$

其中，I_ref1是由电流发生器172产生的恒定电流。

考虑A2(θ)＝K_p(V_PKsinθ)，A(θ)信号得到：

$A\left(\mathrm{\&theta;}\right)=K_M{I}_{ref1}{R}_{t1}{K}_P{V}_{PK}\sin \mathrm{\&theta;}\frac{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}$

其中，K_M是乘法器块174的增益。将用于由图7的整形器电路120所产生的A(θ)信号的等式与用于由图18的整形器电路170产生的A(θ)信号的上述等式相比较可知，如果乘法器增益K_M是下式的话，则在图18中所示的实施方式等效于图7中所示的实施方式：

$K_M=\frac{g_{m1}}{I_{ref1}}$

图19中所示的是偏置电路180的替换实施方式，其可以代替图7的偏置电路118而用来生成B(θ)信号。偏置电路180具有被配置成接收A(θ)信号并产生信号A1(θ)的放大器182。可以将放大器182配置成接收来自图2的整形器电路120、图18的整形器电路170或鉴于上述讨论根据替换实施例的整形器电路的A(θ)信号。并且，可以用受控电流发生器140来实现放大器182，其在分压器R_a-R_b的中点处产生与输入电压V_in(θ)的一部分成比例的电流I_CH1(θ)，或者可以采用替换放大器。第一开关184被耦合在放大器182与电阻器R_t之间不能够被配置成基于由ZCD块130产生的FW信号而将放大器182连接到电阻器R_t。第二开关186被耦合在第一开关184与接地之间，并被配置成基于反相信号来将电阻器R_t接地。

可以通过考虑以下C_T电荷平衡来确定B(θ)电压：

$\frac{A_1\left(\mathrm{\&theta;}\right)-B\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R_T}{T}_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{B\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{R_T}T\left(\mathrm{\&theta;}\right).$

考虑到A₁(θ)＝KA(θ)，B(θ)信号是：

$B\left(\mathrm{\&theta;}\right)=KA\left(\mathrm{\&theta;}\right)\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}$

其中，K是放大器182的电压增益。

在图20中示出了控制器188的替换实施例，其可以代替图7的控制器而被用来控制电力开关M。控制器188与图7的控制器102相同，只是控制器188包括整形器电路189而不是整形器电路120。整形器电路189被配置成执行线电压前馈，以便消除信号B(θ)对输入电压V_in的依赖性。整形器电路189包括与在图7的整形器电路120中相同的开关132、电流发生器140、电阻器R_t1以及电容器C_t1。另外，整形器电路189包括前馈电路190，其包括峰值检测器192、次级分压器194以及乘法器196。峰值检测器192检测从分压器R_a-R_b的中点接收到的经过整流的输入电压的一部分的电压峰值，并提供表示该峰值的输出信号。次级分压器194从峰值检测器192接收输出信号，并产生前馈信号FF，前馈信号FF等于：

$FF=\frac{1}{{\left(K_P{V}_{PK}\right)}^2}\&CenterDot;$

乘法器196将来自次级分压器194的前馈信号FF与在电流发生器140与电容器C_t1之间的中间节点处产生的信号A(θ)相乘而产生信号A1(θ)：

$A_1\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{g_{m1}{R}_{t1}}{K_P{V}_{PK}}\sin \mathrm{\&theta;}\frac{T\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}$

然后，可以将用来生成B(θ)信号的由电流发生器142提供的电流I_CH(θ)表示为：

I_CH(θ)＝G_MA1(θ).

现在考虑C_T电荷平衡，可以得到跨过电容器C_T产生的电压B(θ)：

$B\left(\mathrm{\&theta;}\right)=G_M{R}_T\frac{g_{m1}{R}_{t1}}{K_P{V}_{PK}}sin\mathrm{\&theta;}\frac{T_{FW}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{T_{ON}\left(\mathrm{\&theta;}\right)}.$

最后，信号B(θ)的DC分量是：

$B_0=\frac{G_M{R}_T{g}_{m1}{R}_{t1}}{2K_P}\frac{1}{V_R}$

可以将上述各种实施例组合以提供进一步的实施例。可以根据上文的详细描述对实施例进行这些及其它改变。一般地，在以下权利要求中，不应将所使用的术语理解成使权利要求局限于在本说明书和权利要求中公开的特定实施例，而是应理解成包括所有可能实施例以及此类权利要求所享有的等价物的全部范围。因此，权利要求并不受本公开的限制。

Claims (20)

1.一种用于控制功率级的功率晶体管的设备，其特征在于，所述设备包括：

分压器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述分压器被配置成产生电压参考信号；

第一电流发生器，被配置成产生输出电流；

整形器电路，被配置成基于所述第一电流发生器的所述输出电流向所述分压器的所述第一输入端输出第一信号；

偏置电路，被配置成基于所述第一信号向所述分压器的所述第二输入端输出第二信号；以及

驱动器电路，具有被配置成接收所述电压参考信号的第一输入端以及被配置成驱动所述功率晶体管的输出端。

2.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述整形器电路包括：

电容器，被耦合在所述第一电流发生器与电源电压端子之间；以及

开关，被耦合在所述第一电流发生器与所述电源电压端子之间，所述开关被配置成当所述功率晶体管导通时将所述第一电流发生器耦合到所述电源电压端子。

3.根据权利要求2所述的设备，其特征在于，所述整形器电路包括：

电压输入端子，被配置成从所述功率级接收输入电压；以及

乘法器，具有被配置成接收基于所述第一电流发生器的所述输出电流来的第一电压的第一输入端、被耦合到所述电压输入端子的第二输入端和被耦合到所述分压器的所述第一输入端的输出端。

4.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述设备包括被配置成从所述功率级接收输入电压的电压输入端子，其中所述输出电流与所述电压输入端子处的所述输入电压成比例。

5.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述设备还包括：

相角检测电路，被配置成将输入电压与阈值电压相比较，并在调光器电压小于所述阈值电压时输出遮罩信号；以及

调光电流发生器，被配置成基于所述遮罩信号而增加所述第二信号。

6.根据权利要求5所述的设备，其特征在于，所述调光电流发生器被配置成输出与所述第二信号的电压成比例的调光电流。

7.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述偏置电路具有：

第二电流发生器，被配置成产生与所述第一信号成比例的电流；

第二电容器，耦合在所述分压器的所述第二输入端与电源电压端子之间；

第一开关，被配置成当所述第一开关导通时将所述第二电流发生器连接到所述第二电容器。

8.根据权利要求7所述的设备，其特征在于，所述偏置电路具有被配置成当所述第一开关关断时将所述第二电流发生器耦合到所述电源电压端子的第二开关。

9.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述偏置电路具有：

放大器，被配置成将所述第一信号放大并产生已放大信号；

电阻器，被耦合在所述放大器与所述分压器的所述第二输入端之间；

第一开关，被耦合在所述放大器与所述电阻器之间，并被配置成当所述第一开关导通时通过所述电阻器将所述放大器耦合到所述分压器的第二输入端；以及

第二开关，被耦合在所述电阻器与电源电压端子之间，并被配置成当所述第一开关关断时将所述分压器的所述第二输入端耦合到所述电源电压端子。

10.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述整形器电路包括：

电压前馈电路，具有：

输入节点，被配置成从所述功率级接收输入电压；

峰值检测器，被配置成检测所述输入电压的峰值；

次级分压器，被配置成接收所述峰值检测器的输出并基于检测到的所述输入电压的峰值而输出前馈信号；以及

乘法器，被配置成将所述前馈信号与基于所述电流发生器的所述输出电流的信号相乘，并向所述分压器的所述第一输入端提供所述第一信号。

11.一种用于控制功率级的功率晶体管的设备，其特征在于，所述设备包括：

分压器，具有第一输入端、第二输入端和输出端；

整形器电路，被配置成向所述分压器的所述第一输入端提供第一信号，所述整形器电路具有：

第一电流发生器，具有输出端，所述第一电流发生器被配置成在所述输出端产生输出电流；

第一电容器，被耦合在所述第一电流发生器的所述输出端与电压参考端子之间；

第一电阻器，被耦合到所述第一电流发生器；

第一开关，被配置成当所述第一开关导通时将所述第一电阻器与所述第一电容器并联耦合；以及

中间节点，被配置成基于所述电容器的电压向所述分压器的所述第一输入端提供所述第一信号；以及

偏置电路，被配置成向所述分压器的所述第二输入端提供第二信号，所述偏置电路具有：

电流源，被配置成产生与所述第一信号成比例的电流；以及

第二开关，被配置成当所述第二开关导通时将所述第二电流发生器的所述输出端耦合到所述分压器的所述第二输入端。

12.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述偏置电路具有：

第二电阻器，被耦合到所述分压器的所述第二输入端；以及

第三开关，被配置成当所述第二开关关断时将电流源耦合到所述电压参考端子。

13.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述整形器电路具有：

输入电压端子，被配置成接收输入电压；以及

乘法器，具有被耦合到所述第一电容器的第一输入端、被耦合到所述输入电压端子的第二输入端以及被耦合到所述分压器的所述第一输入端的输出端。

14.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述偏置电路包括：

相角检测电路，被配置成将输入电压与阈值电压相比较，并在调光器电压小于所述阈值电压时输出遮罩信号；以及

调光电流发生器，被配置成基于所述遮罩信号而增加所述第二信号。

15.根据权利要求14所述的设备，其特征在于，所述调光电流发生器被配置成输出与所述第二信号的电压成比例的调光电流。

16.一种转换器系统，其特征在于，所述转换器系统包括：

整流器，被配置成输出经过整流的电压；

变压器，具有被耦合到所述整流器的输出端的初级绕组；

功率晶体管，被耦合到所述变压器的所述初级绕组并被配置成控制所述变压器；

驱动器电路，被配置成控制所述功率晶体管并被配置成接收参考信号；

控制电路，具有：

分压器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述分压器被配置成在所述分压器的所述输出端处产生所述参考信号；

第一电流发生器，被配置成产生输出电流；

整形器电路，被配置成基于所述第一电流发生器的输出电流向所述分压器的所述第一输入端输出第一信号；以及

偏置电路，被配置成基于所述第一信号向所述分压器的所述第二输入端输出第二信号。

17.根据权利要求16所述的转换器系统，其特征在于，所述变压器包括次级绕组，所述系统还包括被耦合到所述变压器的所述次级绕组的至少一个发光二极管。

18.根据权利要求16所述的转换器系统，其特征在于，所述转换器系统包括被配置成基于所述经过整流的电压来提供降低电压的分压器，其中所述整形器电路包括：

乘法器，具有被配置成接收基于所述第一电流发生器的所述输出电流的第一电压的第一输入端、被耦合到所述分压器的第二输入端以及被耦合到所述分压器的所述第一输入端的输出端。

19.根据权利要求16所述的转换器系统，其特征在于，所述转换器系统包括被配置成基于所述经过整流的电压来提供降低电压的分压器，其中所述整形器电路包括：

电压前馈电路，具有：

峰值检测器，被配置成检测所述降低电压的峰值；

次级分压器，被配置成接收所述峰值检测器的输出并基于检测到的所述降低电压的所述峰值而输出前馈信号；以及

乘法器，被配置成将所述前馈信号与基于所述电流发生器的所述输出电流的信号相乘，并向所述分压器的所述第一输入端提供所述第一信号。

20.根据权利要求16所述的转换器系统，其特征在于，所述偏置电路具有：

相角检测电路，被配置成将输入电压与阈值电压相比较，并在调光器电压小于所述阈值电压时输出遮罩信号；以及

调光电流发生器，被配置成基于所述遮罩信号而增加所述第二信号。