CN1998130A - 用于同步机控制的相位角控制 - Google Patents

Abstract

一种用于多相同步机构的同步机构控制装置，包括一个相位检测传感器(32)和一个控制电路(30，130)。相位检测传感器(32)设置为提前90度。控制电路(30，130)包括相位检测电路、整流驱动器电路以及时间延迟电路(分别为38A－38C、50、40A－40C)。相位检测电路(38A－38C)与相位检测传感器(32)连接，并且配置为确定同步机(20)的电相位。整流驱动器电路(50)与相位检测电路(38A－38C)连接，并具有选择性且交替地对同步机(20)的整流进行控制的高端和低端输出。时间延迟电路(40A－40C)与相位检测传感器(32)、相位检测电路(38A－38C)以及整流驱动器电路(50)连接。时间延迟电路(40A－40C)根据一个可调整的设定点向整流驱动器电路(50)提供一个控制输出，设定点是通过与由相位检测电路(38A－38C)测量到的同步机(20)的速度相比较而得出。

Description

用于同步机控制的相位角控制

技术领域

本发明主要涉及一种用于控制电动机和发电机的设备及方法，并且尤其涉及一种用于控制一同步电机的改进的设备及方法，所述同步电机选择性地充当电动机和发电机。

背景技术

同步电动机也能用作同步发电机，因此，既充当同步电动机又充当发电机的设备被称为同步电机。通过导体穿过磁场的运动可以将机械能转化为电能。反过来也是成立的，其中将电能输入垂直于磁场的导线中，导致在导体中形成电流并产生机械力，从而产生了机械能。基本上，电动机是发电机的逆过程；所以简单地讲，同步电动机是将电能转化为机械能的同步电机，而同步发电机是将机械能转化为电能的同步电机。

交流发电机是将机械能转化为交变电流以产生电能的设备，因此是一个交流电(AC)发电机。在一些应用中，为了给电池充电或为了给直流负载提供电压和电流(即功率)，交流发电机的输出被整流成直流电。

一个典型的同步发电机或电动机，即同步机，包括组成磁路的电枢铁芯、气隙、磁极以及磁轭。同步机还包括组成电路的电枢绕组、励磁绕组、电刷以及滑环。此外，同步机还包括机架、机罩、轴承、电刷支撑物以及轴，这些部件共同提供机械的支撑。定子通常是固定的组件。定子包括一组以形成中空的圆柱体的方式排列的独立的电磁体，每个磁体的磁极朝向该组的中心。转子是旋转的电子组件，转子包括一组围绕圆柱体排列的、磁极朝向定子磁极的电磁体。转子位于定子的内部并且安装在电动机或发电机的轴上。

另一种类型的同步机，旋转磁场型的无刷式同步机，在定子中具有用于旋转磁场的电枢线圈，在转子中具有用于磁体的励磁线圈。一些同步机利用永磁体(PM)代替由电引入的磁体以产生转子的磁矩。永磁型的机器不需要集电环或滑动环，所以这样的永磁型机器从能源的消耗方面来讲是高效的。然而，永磁型机器通常生产费用高，并且排除了对磁场强度进行简单控制的可能性，当同步机处于变化的转速下既用作电动机又用作发电机、并且在每个模式下都处于总体控制时需要这种磁场强度的简单控制。而且，当不注意地受到极高的电流和极高温度的影响时永磁体并不是不变的。

其它类型的同步机，是真正的混合型同步机，包括具有转子位置触发的功率电子电流控制的开关式磁阻构造。转子位置可以通过测量或估计得到。转子位置触发的功率电子电流可以控制各种机器，典型已知为磁阻同步电机和与转子及定子的连接方式以及与定子电流模式有关的驱动设备。这样的磁阻同步机具有分布式的各向异性转子，转子由有/没有等效的鼠笼式绕组的、常规的或轴向的叠片组成，从而提供从6∶1到超过20∶1的高的凸极性(saliency)比率，高凸极性(saliency)比率导致了高转矩密度、低损耗、高功率因子以及快速的转矩速度瞬变(过程)。这些类型的混合同步机在控制上提供了足够的改进，然而，这些类型的混合同步机缺乏快速的响应以及在处理混合式汽车所需的大功率时存在困难。当处于用于制动的发电模式下时，这些类型的混合同步机还缺乏简单的电压控制方法。

现代的电机通常在直接启动的应用中以及在变速驱动器中用于功率电子式和数字控制时，具有较好的效率和相对合理的成本。对于直接启动的恒速应用由于损耗的成本变得越来越高，高效率的感应电动机和同步电动机正在以额外的活泼金属(例如：铜和铁)为代价进行生产。

存在具有高能量密度(～35J/cm³)的永磁体，而且已经将其应用于同步电动机，即无刷式电动机，从而通过正弦或双极矩形电流功率电子控制而产生高转矩密度、低损耗/转矩、高功率/电压比以及快速转矩和速度响应的驱动设备。然而，磁体相对高的成本、工作温度的限制(100-150℃)以及高瞬时转矩或短路情况下永磁体退磁的危险限制了这样的永磁电动机的应用。

感应电动机的矢量控制通过较低成本的粗糙的(rugged)电动机提供了几乎同等的快速动态特性，但是具有略微复杂和参数依赖的控制器和较高的电动机损耗以及静态功率转换容量。同样地，矢量控制的感应电动机广泛应用于需要宽的恒定功率(流量弱化)速度范围的锭子驱动器。在需要持续不变的大转矩、低速运转的应用场合，或者在高精度加工(例如锭子)的感应电动机驱动器中，高的鼠笼式转子损耗分别引起了严重的冷却和转子热变形问题。

具有分布式各向异性转子的磁阻同步电动机是由常规的或轴向的、具有/没有等效鼠笼式绕组的叠片结构组成，可以提供从大约6比1到超过20比1的高凸极性(saliency)比率，其中较高的值对应于较高的功率。这样的磁阻同步电动机具有相对高的转矩密度、低损耗/转矩、高功率因子、快速的转矩速度瞬变(过程)以及，对于倒相器-反馈的(无笼转子)应用在无转子电流存在时的简化的控制。这些机器的定子具有均匀的缝隙，具有集中的(一个齿宽或极距宽度的线圈(q＝1))通过单极的或双极的二级电流控制，或者具有分布式的(q＞＝2)多相位单或双绕组和正弦电流(转子位置触发)控制。这些类型的伪同步电动机(尤其步进电动机)缺乏上面提出的所有的原因，包括用于混合式汽车的大功率尺寸中的高热损耗、零到很低转速时的转矩控制差、位置控制困难尤其逆转时以及发电时电压控制困难。

因此期望提供一种电动机和发电机(即电机)连同可以通过独立于频率的线性电压对电动机的相位角进行控制的控制系统。还期望提供一种电动机和发电机控制系统，能够控制电动机的相位角以及零转速启动转矩和每个方向上的旋转，并且能够在一个三相功率的半周期内从电动机到发电机再到电动机来来回回地转换。还期望提供一种具有高转矩密度、低损耗/转矩、高功率/负载(kW/KVA)、快速转矩和速度动态、宽速度范围的操作、高效的磁场弱化(即恒定功率)、电动机耐久性、高精度和坚固性以及低电动机成本。还期望提供一种具有以同步电机作为主要驱动控制元件的混合式汽车。此外，期望提供一种具有相位角控制装置的发电机，相位角控制装置可以作为启动马达用以自动启动一个具有自动节流控制的内燃机，自动节流控制规定了针对相应的功率负载在最大燃料效率下的发动机转速。更进一步，期望提供一种平行连接的电机晶体管桥以增加驱动电流的最大值。

发明内容

一种具有一个三相定子和一个场转子的同步机，可以用作一种使用包含整流电路、相位检测电路以及相位延迟电路的控制系统的电动机或发电机。整流电路使用一个高压端和来自直流(DC)电源的一个低压端。相位检测电路用于确定定子通量矢量的相位以及转子旋转的方向，并且被设置到一个在转子位置之前的固定的超前位置。当机器用作电动机时，相位延迟电路利用一个控制电压直接地且线性地控制从最大提前到同步和延迟的整流的相位。相位延迟控制不依赖于定子频率。控制(例如定点)电压可用于控制转矩或转速。当整流达到同步位置时同步机既不是电动机也不是发电机。当外力或者控制电压的变化导致相位延迟从而推动整流相位超过同步位置达到一个预定的量时，整流终止而且机器变成发电机。作为发电机，可以控制输出电压用以为电池充电和/或为其它负载提供功率。这种从电动机到发电机的变化能以任意的定子频率和三相电源的一个周期的1/6到1/3一样快的发生。如果施加于同步机的外力反向或如果控制电压增加并导致相位延迟的减少，相位被提前到同步位置之前，同步机会再次在一个周期的1/6到1/3内变成电动机。

当用于混合式汽车时，四个这样的控制系统可用于车轮，第五个控制系统用于控制一个内燃机(ICE)而为电池充电。该内燃机控制系统也可能包括自动启动、转速控制以及关闭特性。对于汽车的加速，描述了该控制系统作为电子分速器和轮间的防滑机构的使用。对于减速或制动过程，描述了该控制系统通过对电池充电用于防滑(与防锁相反)再生制动车的使用。零转速启动转矩也可超过磁阻同步电动机和感应式电动机的转矩。

简单来讲，本发明包括一个用于多相同步机的同步机控制设备。该多相同步机具有一个励磁线圈、一个转子以及多相绕组。该控制设备包括一个相位检测传感器和一个控制电路。该相位检测传感器设置为相对于同步机的转子转速的方向电子地提前90°控制电路包括相位延迟电路、整流驱动电路以及时间延迟电路。相位检测电路与相位检测传感器连接，并且设定为不依赖频率确定同步机的电相位。相位检测电路至少在机器相对于电相位角同步工作、落后以及提前的时候进行检测。整流驱动电路与相位检测电路连接，并且具有与绕组连接的高端输出和与绕组连接的低端输出。只有当相位检测电路提供整流输出时，整流驱动电路选择性地且交替地控制高端和低端输出以控制同步机的整流。时间延迟电路与相位检测电路及整流驱动电路连接。时间延迟电路基于一个与由相位检测电路测得的机器的速度相比较而得到的可调的定点，向整流驱动电路提供控制输出。

附图说明

结合附图可以更好的理解以上概述和以下对本发明的优选实施例的详细描述。为了举例说明本发明，图中示出了当前优选的实施方式。然而，应该理解，本发明并不限于这些准确的安排和所示出的手段。

在图中：

图1是本发明的合并了相位角控制器的发电机系统的系统结构图；

图2A是根据图1中的相位角控制器的七个周期旋转一周的叶片型继电器和三个相位检测器的主视图；

图2B是图2A的光继电器的细节图；

图3A是本发明的五个周期旋转一周的另一种叶片型继电器的主视图；

图3B-3C是本发明的用于同步电动机和发电机的控制系统的控制电路的电路示意图；

图4是图2A的叶片型光继电器的时间表；

图5A-5E是本发明的用于相位角控制器的详细控制电路的电路示意图；

图6A-6E是用于应急发电机的详细控制电路的电路示意图；

图7A-7E是用于混合式汽车的发动机控制的详细控制电路的电路示意图；

图8A-8E是用于混合式汽车车轮控制的详细控制电路的电路示意图；

图9是用于四轮混合式汽车的集成在一起的四轮控制电路和差分控制电路的功能示意图；

图10是图9的控制电路的结构示意图；

图11是本发明的说明电子自动节流控制的V_RPM与V_KWLOAD与节流开口百分数的空间关系曲线图；

图12是优选实施例的用于节流控制的控制电路的详细的电原理图；

图13是使用图12的电路证明示例的表；

图14是优选实施例的用于控制同步机的旋转方向的控制电路的详细电原理图；

图15是图14的电路的真值表；

图16是优选实施例的用于通过数字式位置控制对同步机的旋转方向进行控制的控制电路的详细电原理图；

图17是图16的电路的真值表；

图18是用于数字位置控制的控制电路的详细电原理图；

图19是本发明的优选实施例的用于控制算法的控制电路的详细电原理图；

图20A是V_RLM相对时间相对误差的关系曲线图；

图20B是说明图19的控制算法的响应的绘出值的表；

图21是优选实施例的用于对在驱动同步机的过程中所使用的内燃机进行节流控制的控制电路的详细的电原理图；

图22是用于对速度和/或位置进行数字信号处理的控制电路的详细的电原理图；

图23是六晶体管整流电路的详细原理图和表；

图24是十二晶体管整流电路的详细原理图和表；以及

图25是用于二十四晶体管整流电路的详细原理图和表。

具体实施方式

以下描述中为了方便起见而使用的某些术语并不是限定性的。附图中引用词语“右”“左”“下”及“上”来表示方向。词语“内”和“外”分别表示朝向和离开所讨论物体和其指定的部分的几何中心。术语包括了以上特别提到的词语、其派生词及具有相似含义的词语。另外，权利要求和说明书的对应部分中使用的词语“一个”意味着“至少一个”。

I.一般描述：

详细参照附图，其中相同的附图标记始终表示相同的元素，图1中示出了一个典型的与本发明的相位角控制相结合的由内燃机驱动的发电装置10。由内燃机驱动的发电装置或总装置10包括一个内燃机或不过是具有伺服控制的汽化器节流阀14和输出轴16的内燃机12。内燃机12的输出轴16通过已知的方式与同步电动机/发电机或同步机20连接。如本领域已知的，同步机20包括一个定子、一个转子以及一个场绕组。同步电机20包括至少两个电极或一对，但是目前的同步机20优选地包括十四个电极或七对。如下面将更详细地描述的，同步机20与控制系统30连接。同步机20还包括一个与内燃机12的输出轴16连接的输入轴26。一个叶片型继电器24安装在同步机20的输入轴26上。一个速度和相位跳跃传感器32(图2A-2B)紧挨着安装在叶片型继电器24上，从而检测同步机20的以每分钟转数表示的速度(RPM)以及以电角度表示的相位跳跃(例如图4)。优选地，速度和相位跳跃传感器或仅仅跳跃传感器32包括三个光继电器32A、32B、32C，用于与叶片型继电器24协同对速度和跳跃数进行检测。光继电器32A-32C优选地安装在适当的支架33上，并设置为在与同步机20的转子旋转方向相反的方向上提前90°。

总装置10进一步包括至少一个蓄电池BT1、一个电压和电流传感器E11以及一个静变流器34。优选地，总装置10具有六个电池或六个蓄电池BT1-BT6。同步机20配置为类似于一个交流发电机，其中机械能可被转换成交流电形式的电能，交流电由通常包括在同步机20中或者集成在同步机20上的六个二极管52(图3C)进行整流，并且调整为用于为蓄电池BT1-BT6充电的直流电压。静变流器34将直流功率转化为具有交流波形的交流功率。例如，12伏或24伏的直流输入在一个给定的功率下可以变成120伏、60Hz的交流输出，其中交流输出可以是方波，准正弦波或者是真正的正弦波形式。

参考图2A-2B，示出了叶片型继电器24和具有间隔120°(电角度)的光继电器32A-32C的相位传感器32。这种特别的叶片型继电器24配置为具有与带有七对电极的同步机20相对应的七个叶片24a和七个间隙24b。尽管示出了具有七个叶片24a的叶片型继电器，但是如对本领域普通技术人员显而易见的，可以不脱离本发明而使用任意叶片数目和具有任意对应电极数目的同步机20。

如图示，叶片型继电器24具有叶片24a，叶片24a覆盖光继电器32A而留下光继电器32B-32C不覆盖或者说光继电器32B-32C在间隙24b中。当同步机20的轴26旋转时，叶片24a和间隙24b以一种方式选择性地覆盖或暴露光继电器32A-32C，这种方式与同步机20按照相位A-C的电活动的特定步数相对应。图4是一个表，示出了根据叶片型继电器24的旋转而激活或断开光继电器32A-32C的特定模式，其中1表示一个特定的光继电器32A-32C被激活，而0表示特定的光继电器32A-32C被断开。例如，在第一行中，步骤1，光继电器32A被断开(即光被阻断)而光继电器32B-32C被激活(即光没被阻断)，这种情况对应与图2A所示的排列，并且对应于图4第一行中的输入模式(即“011”)。当叶片型继电器24继续沿着逆时针方向旋转时，光继电器32A-32B都变成被特定的如图所示正覆盖光继电器32A的叶片24a覆盖，而光继电器32C将保持暴露在间隙24b中从而形成了图4中的下一行(即“001”)。然而，由于光继电器32A-32C的机械间隔以及叶片24a间和间隙24b间的间隔的原因，决不会出现所有3个光继电器32A-32C都暴露(111)或者所有3个光继电器32A-32C都被覆盖的情况。对本领域普通技术人员显而易见的，不脱离本发明的精神与范围，利用其它的探测器或检测设备比如霍尔效应传感器、感应传感器、电容传感器以及其它接近的传感器、编码器、电位计及类似的仪器，并且因此，使用其它这样的位置检测设备都是有可能的。

图3A示出了另一种五个周期旋转一周的叶片型光继电器24’，这种叶片型光继电器以与图2A-2B所示的叶片型光继电器完全相同的原理工作。本领域普通技术人员应该理解，这种叶片型光继电器24’是要与具有五对电机的同步机一起使用。显然，可以利用与同步机20的电极对数一致的任意叶片数目的叶片型继电器24，24’。

图3B-3C示出了本发明的用于控制同步机20的控制电路30的电路结构示意图。出于描述的目的，图3C中详细示出的同步机20是一个三角型缠绕的、具有一个外部激励的励磁线圈21的三相型同步机20。当然，不脱离本发明的主要发明范围，也可以利用具有其它缠绕方式以及其它相位数量的其它同步机20。

光继电器32A-32C为脉冲检测电路38A-38C提供输入，脉冲检测电路38A-38C能够检测脉冲的上升沿和下降沿，并能够在分别检测到一个上升沿和下降沿时提供一个具有预定宽度的短宽度的正脉冲作为输出。每个脉冲检测电路38A-38C的输出端连接到各自的时间延迟电路40A-40C。脉冲检测电路38A的输出(A相位)也作为一个输入施加到用于C相位的120°延迟电路40C。类似地，B相位脉冲检测器38B的输出向用于A相位的一个120°延迟电路42A提供一个输出，C相位脉冲检测器38C的输出向用于B相位的一个120°延迟电路42B提供一个输出。120°延迟电路42A-42C从各自的时间延迟电路40A-40C接收输入，同样是为了确定同步机是否相对电角度超前或落后。另外，脉冲检测电路38A-38C的输出通过或门合并，并基于以RPM表示的转速调节从而提供一个同样施加到时间延迟电路40A-40C的电压输出信号V_RPM。而且，一个定点电压V_RPMsetpoint被施加到用于三个相位A-C全部三个时间延迟电路40A-40C，在本例中定点电压V_RPMsetpoint来自于一个电压计POT1。因此，时间延迟电路40A-40C将一个实际的处理变量，转速V_RPM，与定点电压V_RPMsetpoint进行比较，并且基于误差和检测到的电位置，选择性地控制同步机20的整流。可以预期，定点电压V_RPMsetpoint可以出自任何可变的定点设备比如滑动电位计、旋转电位计，或者来自设备比如加速器踏板或计算机生成的定点所引起的可变阻抗。

时间延迟电路40A-40C的输出分别为D型触发器44A-44C提供时钟输入。一个滞后的一次启动脉冲46通过或门与时间延迟电路40A-40C的输出合并，用以从零或关闭位置“跳起”电路(即从一个停止状态移动到活动状态)。触发器44A-44C的D输入直接来自于光继电器32A-32C的输出。如本领域内已知的那样，当时钟输入从低转转变到高时，D型触发器44A-44C的输出将D输入移到输出。D型触发器44A-44C的输出被施加到三相桥驱动器集成电路(IC)U18的对应相位A-C的低端输入，三相桥驱动器集成电路(IC)是整流子电路50的一部分。整流子电路50包括三相驱动器集成电路U18、三个用于高端控制QAH-QCH的金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFETs)、三个用于低端控制QAL-QCL的功率MOSFETs以及三个自举电路51A-51C，如本领域内已知的每个自举电路分别用于一个相位。高端自举电路51A-51C为三相驱动器集成电路U18的输入AHS-CHS提供向上偏置的电压，从而在整流期间当高端MOSFETs的QAH-QCH为开而低端MOSFETs的QAL-QCL为关时，维持一个浮动的偏置电压。时间延迟电路40A-40C以一种类似的方式对从提前状态到同步状态的整流的相位进行控制。

三相桥驱动器集成电路U18是为驱动高端和低端三相MOSFET桥而特别设计的，三相MOSFET桥对三相电动机比如图3C中所示的缠绕式同步机20的整流进行控制。三相驱动器集成电路U18只有在同步机20作为电动机使用时才提供整流控制。三相驱动集成电路U18包括用于对每个相位进行高端控制的输入

、用于对每个相位进行低端控制的输入ALI-CLI以及失效输入DIS。当失效输入DIS为逻辑1(或高)时，所有向三相驱动器集成电路U18的输出被关闭，而所有的控制输入和ALI-CLI被忽略。三相驱动器集成电路U18还分别包括三个用于驱动高端MOSFETs的QAH-QCH的输出AHO-CHO和三个用于驱动低端MOSFETs的QAL-QCL的输出ALO-CLO。因为高端MOSFETs的QAH-QCH是与其各自的低端MOSFETs的QAL-QCL成对地起作用，所以有必要在三相驱动器集成电路U18中建立一个延迟接通时间，从而使特定的高端MOSFETs的QAH-QCH或低端MOSFETs的QAL-QCL只有在其它成对QAH-QCH和QAL-QCL完全关闭之后才开启以避免击穿或短路。而且，当三相驱动器集成电路U18收到低端开通(ON)输入ALI-CLI时，除非被对应的 上的“高电平”所屏蔽，其自动地(有一个延迟)开启对应的

。因此，如果三相驱动集成电路U18在 上收到高输入，其对应的输出被驱动为低电平而且不能被加在ALI上的低电平驱动成高电平。在低端MOSFET QAL断开之后高端MOSFETs QAH激活之前，必须经过一段可调的延迟时间，这是由于给定的MOSFET类型的固有的物理开启和关闭时间，以便于避免任何相位的绕组Z_L的低端和高端之间的短接。任何相位的绕组Z_L，的低端和高端之间的短接会导致极度的电流状态，这很可能损坏任意相位的MOSFETs对。

如图所示，高端输入 是由一个PWM控制器集成电路U17以及相关联的电路驱动的。该PWM控制器集成电路U17从电压定点V_RPMsetpoint和电流/电压传感器EI-1接收输入，从而以定点V_RPMsetpoint函数的形式提供脉冲宽度调制(PWM)。由于逻辑上位于三相驱动器集成电路U18的内部，当高端输入 为高电平时，对应的高端输出AHO-CHO被禁止。相应的低端输出ALO-CLO可以开启或关闭，但是当为高时不会有电流流向定子。施加于

的PWM频率在10kHz的量级上，而ALO-CLO频率会从接近零变化到小于1kHz的最大值。因此，当高端输入 被激活时阻止低端输入激活的外部逻辑并不是必须的。当然，如果使用另一种三相驱动器集成电路U18或三相驱动器电路，这样的控制逻辑可能会是必须的。三相桥驱动器，比如三相桥驱动集成电路U18，用于控制同步电动机并且通常只通过PWM进行控制。当然，如本领域普通技术人员显而易见的，不脱离本发明的主要发明范围，只使用分立元件、专用集成电路、特定用途集成电路(ASICs)、微型控制器以及类似电路的其它的电路实现方式也可以用于整流控制。

参考图3C，当同步机20作为发电机使用时(即作为电动机启动时，发动机发动)检测到的电流I_sense流向蓄电池BT1-BT6和/或负载。当这种情况发生时，来自40A-40C的相位延迟脉冲被延迟了120°超出了提前的90°(即落后了30°)。当120°延迟电路42A-42C确定同步机20落后了30°(电)，其输出经过或门施加到三相驱动器集成电路U18的失效输入端DIS。整流被终止，允许内燃机12驱动同步机20，因此这就产生了要存储到蓄电池BT1-BT6中的电功率。然而，如果发动机12只是很弱地打火一次而不能启动，转速达不到启动转速，相位延迟电路40A-40C确定同步机20工作于0-90°提前模式。于是，所述失效输入DIS被断开并且三相驱动器集成电路U18开始再一次整流，(即返回启动模式)。理论上讲，同步机20能够在三相频率的半个周期之内以一种由控制电路30所检测到的正在进行的方式在发电模式和电动机模式之间转换。

启动过程中，励磁绕组21由PWM控制处于100％的“开通”状态，直到获得预定频率，比如180个脉冲/秒，此后，随着频率(脉冲/秒)增加出现磁场弱化。与此同时，施于定子的PWM执行相反的控制，PWM从低百分率的“开通”开始在大约200个脉冲/秒处达到100％的“开通”状态，并且相位延迟电路40A-40C控制相位角以及在电动机模式和发电机模式之间的切换。特别地，从零起，在测量定子电流反馈以控制启动转矩达到最大值，以免烧坏MOSFETs的QAH-QCH和QAL-QCL的同时，控制以施加于励磁绕组21上的电压的最大PWM发动。一旦控制模式处于同步相位角控制，只有在下文中将会更详细描述的电动机控制过程中，10kHz的级别的PWM才会由一个定子电流控制电路58(图5D)选择性地、同时地用于PWM的高端输入。在此期间，反向电动势(反向EMF)可能也会，但不是必然，被施加于励磁绕组21的电压的PWM控制。

当同步机20不动，即零转速，所有高端AHO-CHO和低端ALO-CLO的输出不会自动地开始整流。光继电器32A-32C会在一个图3A和图4A所示的稳态中“醒来”，先前提前90°的脉冲也不再存在。所以，需要一个来自于延迟的一次启动脉冲发生器46(图3C)的“伪脉冲”以便于开始整流，从而强迫同步机20为了达到提前90°的平均值而自此以后被施加60°到120°的脉冲。这里把同步机看作象步进电动机那样从零转速启动可能是很便利的。向励磁绕组21相反地施加PWM控制直到同步机20达到速度。如本领域已知的那样，励磁绕组21的PWM构成磁场弱化因此减小了反向EMF。一旦达到速度，目标就是对相位角进行控制。然而，测量具有迅速变化的频率的相位角是非常困难的。所以，替代测量相位角的办法是不进行测量，而通过不依赖于频率的线性的电压对相位角进行控制。在这种方法中，以每个提前了90°的相位的延迟电路为基础，将相位角提前控制到一个特定位置。当从提前90°被延迟到0°时，相位是“准时的”。一般来讲，同步机20中的最大转矩出现在定子磁场的相位矢量比转子位置提前90°的时候。没有被延迟时，转子会跟随一次启动脉冲旋转，然后如图4所示增加60°达到提前120°。自此以后，当工作在电动机模式下达到最大转矩时，同步机20为达到提前90°的平均值而工作在60°到120°之间。

II.详细描述：

A.控制电路

图5A-5E示出了一个用于对整流子电路50(图3C)和上述的同步机20进行控制的详细的控制电路130。详细的控制电路130是相位角控制电路30(图1)的一种实现方式，不脱离本发明的主要发明范围，也可以利用其它的使用其它设计和/或其它元件的电路实现方式。图5A-5E示出了步进传感电路32A-32C(如这里所描述的光继电器)、脉冲检测电路38A-38C、时间延迟电路40A-40C、如图3A-3C更简化地示出的分别用于相位A-C中每个相位的120°延迟D型触发器电路42A-42C的详细实施例。

因此，下面关于A相位的描述同样可以等价地应用于B相位和C相位。图5A示出了一个具有一个输出的光继电器32A，该输出通过或门U20A施加到脉冲检测电路38A。脉冲检测电路38A包括一个边沿检测器集成电路U1和一个或门U4A。边沿检测器集成电路U1同时检测来自光继电器32A的输出脉冲的上升沿和下降沿。于是，当光继电器32A第一次被叶片24a`覆盖时以及光继电器32A刚刚从叶片24a`中露出时(图3A)，边沿检测器集成电路U1将向或门U4A施加一个短宽度脉冲。因此，五个叶片24a`型的叶片型继电器24’每旋转一周，或门U4A输出十个脉冲，即每个电周期两个脉冲。

时间延迟电路40A包括运算放大器(运放)U16A和U6A以及下降沿检测器集成电路U11A、微调电位计P1.1，P1.2、电荷泵浦集成电路U8、固态开关U7A、电阻器R66、电容器C8以及微调电位计P1.3。尽管可以如上面提到的那样，速度定点V_RPMsetpoint是通过将+VDC施加到在一个电位计P8上(图5D)得到，在不脱离本发明的精神的条件下，可以容易地替换为其它的可变的定点设备。

图5D示出了一次伪脉冲电路46。该一次伪脉冲电路46包括上升沿检测器U12B(图5D)和适当的定时组件，定时组件包括电阻器R121和R123以及电容器C36和C38。一次伪脉冲电路46主要在从离线条件下(即零速度或零转速)启动时或者由于整流已经终止逻辑还没有重置时，提供一个单稳输出。一次脉冲电路46在启动供能时也收到一个重置，连同其它各种可重置的元件一起比如包括D触发器和边沿检测器的集成电路以及其它类似元件。不脱离本发明，其它的装置或设备也可以用来重置各种可重置元件。

启动控制有四种基本的启动控制模式1-4，图5E中的励磁绕组21的PWM必须以一种特定的方式加上一个“睡眠模式”响应这四种模式。在“睡眠模式”中，除了确定蓄电池BT1-BT6完全充满而且没有足够的负载需要内燃机启动所需要的集成电路外，所有功率都关闭。励磁绕组21没有可用于工作的功率。如果电池电压下降，表示内燃机应该启动，功率恢复之后如下的模式就变得可操作了。

1.启动模式和启动

内燃机12通过一个大约0.40秒的启动脉冲启动，并保持100％的PWM的“开通”状态约0.1秒。然后，通过减少PWM“开通”状态时间的百分比实现磁场弱化。这种减少是基于频率的而且顾及了短启动脉冲期间可能达到的较高的启动转速。

参考图5D-5E以及图21，功率恢复后，双定时器集成电路U5向边沿检测集成电路U12B发出一个如由电位计P5所设置的持续时间为0.4秒的定时脉冲，边沿检测集成电路U12B向或门U21A-U21C发送一个一次启动脉冲，并且也通过终端g发送给电源电路板上的换流器/驱动器集成电路U35(未示出)。换流器/驱动器集成电路U35通过终端f向运放U3B发送一个0.4秒激活脉冲的“低”信号，运放U3B通过终端O控制磁场弱化从而调节脉冲宽度调节器(PWM)集成电路U32A(也在功率供应板上，未示出)。同样，其向PWM集成电路U32A发送一个“低”激活信号用于对磁场21的PWM，内燃机12开始启动。应用于运放U3B的电位计P7基于频率设置磁场弱化的起点，而电位计P13控制幅度，同样基于频率。其还向比较仪U1D发送一个“低”，从而一个激活信号通过终端G施加到PWM集成电路U32A上以取消启动时蓄电池电压的变化。如果内燃机12无法在这个定时的脉冲期间启动，启动模式继续但实际上没有继而发生启动。

2.启动模式，但没有启动

PMW达到零或0％的“开通”状态。这种情况可能在内燃机12冷却而且没有在第一次启动脉冲期间启动时发生，即，如果内燃机12未能在第一次脉冲时发动，启动中止约8秒钟，但处于启动模式中，然后再次通过场弱化进行启动大约0.4秒钟。这样重复直到内燃机启动，过程如下：

双定时器集成电路U5在最初的0.4秒脉冲时时间终止，该脉冲通过终端g施加到换流器/驱动器集成电路U35上从而终止启动，终端g变成低而导致终端f变成“高”如电位计P4所设置的那样大约持续6.0秒钟。终端f也经过f到电源板上的PWM集成电路U32A上的终端4关闭场PWM(0％开通)。终端f也变成“高”施加于或门U15D上从而也产生“高”施加到三相位驱动器集成电路U18上的禁止整流的禁止端。这种模式如由双定时器集成电路U5上的电位计P4所设置的那样持续六秒钟。于是，双定时器集成电路U5循环返回到启动模式并启动，并且反复循环直到内燃机12发动起来。在启动循环的过程中，用于SP V_RPM的电位计P8通过相位延迟将最大启动转速设置为3000RPM。当内燃机12启动起来并且转速超过3000RPM时，相位延迟比提前的90°超出了120°，并且120°电路42A-42C如前面描述的那样(42A-42C变到“设置”)使同步机20变成一个发电机并且磁场21的PWM变到充电模式。

3.充电模式

励磁绕组PWM控制充电过程中的充电电压。内燃机12发动并且120°延迟电路42A-42C变到“设置”装态，因此导致整流终止。或门U15C变成“高”施加于三相位驱动器集成电路U18上的禁止DIS，并且或门U15A变成“低”施加于终止启动模式的双定时器集成电路U5，并且“g”变成“低”而f变成“高”禁止比较仪U1D并且终端G变成零。F和I变成“高”施加于PWM集成电路U32A，激活PWM集成电路U32A以控制如由电源电路板上的电位计(未示出)所设置的蓄电池充电电压E。充电模式继续直到蓄电池BT1-BT6完全充电并且如由I-SEMSE所检测的有很小的负载或没有负载存在。于是，系统自动关闭并且返回到“睡眠”模式。然而，如果在低功率负载和低转速时发生了突然的负载增加，为防止机器停转，具有突然负载增加的充电模式开始。

4.具有突然负载增加的充电模式

当功率负载的突然增加发生时，用于充电电压的PWM被立即倒转以防止内燃机12停转。这将突然的负载增加从内燃机12转换到蓄电池BT1-BT6。同时，节流控制也被倒转，从而内燃机的功率负载的减小开启而不是关闭节流阀14。这允许内燃机12跳到一个较高的转速(几乎是一个阶跃的变化)，并且当转速增加到内燃机12能够产生适应突然的负载增加所需的功率时返回到正常控制。这种情况解释如下：

在低RPM情况下充电时随着突然的负载增加，由于内燃机12不能突然地跳到高转速以承担突然的负载增加，所以可能停转。为防止停转，运放U2C对测量到的转速和期望的转速的差进行放大，并且当超过如由P3所设定的预设的最大值时，运放U2C会通过终端F向PWM集成电路U32A的反相输入端发送一个与如由电位计P8所设置的误差成比例的信号，并减小磁场21的PWM。这减小了充电电压并将功率负载增加从内燃机12转换到蓄电池BT1-BT6。同时，其还向运放U2B的同相输入端发送一个信号，这个信号导致了节流阀14开启而不是内燃机12上的功率负载减少时通常所做的关闭。因此，如果没有负载，内燃机12跳到一个消除了误差的更高转速，并且运放U2C的输出返回到零且控制在较高RPM处返回到正常。

5.睡眠模式

当充电负载低的时候，意味着蓄电池BT1-BT6可能如图21中电位计P5对运放U1B所设置的那样被完全地充电，运放U1B的输出从一个低电位变为高电位并通过终端U施加到D型触发器U30B上，电源上的一个D型触发器没有示出。D型触发器U30B由来自终端W的整流脉冲定时，并且输入端“D”上的“高电位”被转换到输出端“Q”并会关闭P信道MOSFET UQ5(电源板未示出)。这从电源本身以及除了通过终端“E”和“K”与蓄电池BT1-BT6直接连接的电路之外的所有其它的电路中去除了功率，其它电路包括D触发器U30B和运放U3C。若蓄电池BT1-BT6下降到低于如由P1设定的某个值，就表示蓄电池BT1-BT6已经均衡终止并且没有完全充满，或意味着施加了一个负载而导致BT1-BT6的电压下降，运放U3C的输出将从“低”变到“高”。这中变化通过终端“V”传输到D型触发器U30B上的“重启”从而导致“Q”变成“低”，开启P-信道MOSFET UQ5以及恢复向电源和所有电路的供给的功率。随着双定时器集成电路U5的功率的恢复，启动模式NO.1会如上述的那样生效。

B.定子通量控制

图5E示出了上面详细描述的整流子电路50。图5D示出了定子电流控制电路58。定子电流控制电路58包括一个PWM控制器集成电路U17和一个运放U6D连同合适的配合的元件包括电阻器R130和R131、电容器C44、二极管D1以及微调电位计P6。从终端e(图21)检测到的定子电流I_SENSE通过电位计P6得以应用，电位计P6通过来自PWM控制器集成电路U17和运放U6D的PWM为三相驱动器集成电路U18(图5E)提供了最大定子电流的可调节性。基于施加在PWM控制器集成电路U17的+输入和-输入而得出的PWM，向PWM控制器集成电路U17的控制输出CA和CB选择性地发送脉冲，而且如果由电位计P8(图5D中SPV_RPM)要求的电流没有超过电位计P6在应用于高端输入

(图5E)时所确定的限度，则该脉冲输出信号通过二极管D1和电容器C44的作用而允许运放U6D将PWM保持在绝对零电压。因此，定子电流控制电路58并不会将PWM应用于高端MOSFET QAH-QCH，除非整流循环没有被中断而定子电流超过了如由电位计P8所设定的限度。结果是在正常的整流控制期间，为了选择性地减小定子电流或通过不中断的整流允许其工作在可以达到的最大值，跳过了高端整流的一些位置。定子电流的PWM控制与施加于励磁绕组21上的电压的PWM控制相结合，而不是代替，此外，由电位计P6设定的用于限制最大定子电流的电压，通过一个运放的帮助，除了限制定子电流之外，可以基于频率提供“软”启动。

C.控制算法推导：

下面描述了用于在多相位机器中不依赖于频率控制相位角的“控制算法”的推导。正如这里所使用的，“控制算法”用来表示转移函数或者为达到输出设备的期望的控制而在电路元件或微处理器或控制器中发生的控制操作(即一个物理的执行)，这种情况下的输出设备包括整流控制、磁场强度控制以及定子电流控制。但是，术语“控制算法”不应该以限定的方式解释。

作为用于开发控制算法的模型，选择了一个反映 $t=\frac{1}{4\mathrm{Freq}}$ 从0.344V_RPM到6.0V_RPM的小于1％曲线(算法，t’)。为了说明的目的，这里使用了一个常规的三相(3相)同步机的控制，比如具有通过直流励磁的绕线转子的同步机20。不脱离本发明可以利用其它的不使用三角缠绕定子的多相电动机，包括永磁体和其它的配置形式，以及对于转子包括永磁体和具有多相位和频率的绕线转子，包括但不是必须的，叠加于直流励磁之上。

尽管这种相位控制的方法可能是“开环的”，在这里该方法被描述成“闭环”控制。同样地，该控制算法能用于控制下列变量中的任何一个和全部：位置、角速度(表示为RPM)、转矩以及加速度。所有这些变量，或者称为“过程变量”，可以通过表示为线性电压而进行控制，该线性电压与同样表示为电压的定点进行比较。过程变量是由传感器或输入所测量或估计的值。两种电压，过程变量和定点，无论转速、转矩或加速度等等在理论上都应该具有相同的比例。例如，这里，0-5VDC表示0-5000RPM。明显地，不脱离本发明也可以使用其它的比例。例如，在位置控制的情况下，可能希望使用数字的比例。在线性位置的情况下，可以使用线性比例比如“刻蚀玻璃(etched glass)”或其它本领域内已知的方法。在转动的情况下，可能使用光数字编码器或分解器。只有定点和位置需要是数字的。V_RPM可以直接来自引起位置变化的伺服。在任何情况下，只有定点和一个过程之间的数字差异(±)不得不转化为模拟信号而用作定点电压(SP V_RPM)。当SP V_RPM不是零时，会导致伺服V_RPM旋转

从而将数字差异减小到零。尽管模拟信号用于说明本发明的许多优选实施例，也可以用数字信号处理器(DSP)和/或微处理器代替。

V_RPM和SP V_RPM之间的差异可以由一个差分电压放大器(例如作为差分装置应用的运放)测量。如果过程V_RPM和SP V_RPM之间的差异为零，在比例之上的任意一点，定子磁通量矢量和转子磁通量矢量之间的相位角为0°且不依赖于频率。如果该差异，例如为200mV且SP V_RPM较高，定子磁通量矢量比转子磁通量矢量提前90°。任何比200mV大的差异不会产生比90°更大的提前。如果差异小于200mV，90°的提前减小(延迟)到0°，这种情况时两个电压是相等的。由于0°和90°之间的相位角只依赖于代表频率的V_RPM比例上的任意一点处的差异，因此相位控制不依赖于频率。于是，这一循环的比例区为200mV。这个比例区是可调的，并且所用的方法会在下文中描述。如果整个范围V_RPM为5VDC，该比例区表示成百分比就是[0.200/5×100]或者4％。增益是比例区的倒数，所以这就相当于结果为25。不仅比例区是可调的，而且5VDC的范围也是可调的。应该在这里提及并在下文中解释的是，SP V_RPM可以是固定的或者可以经来自其它变量的叠加而变化。在本领域中，这有时称为“级联控制”。而且，在零转速时有两件事需要考虑：(i)没有反向EMF，与(ii)最大转矩由定子的磁通矢量和转子的磁通矢量的复合幅度确定，并且定子矢量在旋转方向上比转子矢量提前了90°。由于这两种特性是本领域内已知的，在下文中将证明PWM如何在没有反向EMF的情况下限制定子电流，以及场电流如何控制转子磁通密度直接达到饱和点。随着RPM变得可测量的而且反向EMF能限制定子电流，定子电流的PWM变成100％“开通”，而且通过减小作为频率函数的场电流而同步地减小反向EMF。这些函数，没有反向EMF的定子电流控制和基于V_RPM的场电流的减小，都是基于测量得到的V_RPM(和/或定子电流)和SP V_RPM之间的差异自动地进行控制的。换句话说，一个旋转开始时的软启动(即最初应用以获得响应的平滑效果的转矩突变的减小)可以由V_RPM和/或定子电流与SPV_RPM之间的差异进行控制。一个负载转矩(有时称为停转)并且开启直到一个远远超过负载转矩的启动转矩可以通过V_RPM(和/或定子电流)与SP V_RPM之间的差异进行控制。如本领域内已知的，电动机通常具有远远超出其持续功率的启动转矩(和电流)。也是本领域内已知的，可以通过测量电流和其持续时间或测量温度来防止由于转子锁定(或停转转矩)引起的电动机故障。还是本领域内已知的，小型电动机比比较大的电动机能承受更大且更久的过载。这是因为大型电动机与类似设计的较小电动机相比质量对于表面积具有相反的比例。

上面的所有描述解释了当SP V_RPM等于或大于V_RPM时所发生的情况。如果相反的情况发生，那么在同步机20的三相功率的1/6周期的之内，所述算法将交流电动机转变为产生受控制电压的交流发电机。这允许发电机从先前的无论是什么的负载中“吸取”能量。这可能是先前负载的瞬时惯量，其需要以一种受控制的方式制动。或者同步机20正被用于启动或者自动地启动一个内燃机12的情况，并且内燃机12一启动(1/6周期之内)同步机20就变成一个具有受控制电压的发电机。在混合式汽车的情况下，每个车轮可以由一个单独的同步机20控制，可以在任何表面上单独地和共同地控制加速和/或制动以防止在任一和所有条件下车轮的滑动。

根据本发明控制电路130的一个独特方面，电路130利用一个单独的设定点控制转矩，无论转矩是来自定子电流还是来自相位角变化。单独一个或者两者重叠都可以控制转矩。当由于算法的原因没有测量相位角时，必须测量定子电流以进行控制。相位角由测量到的变量(即位置、转速、加速度)和各自的定点(位置、转速、加速度)之间的差异分别地控制。

在图19中示出了相位延迟电路的详细示意图，包括两个运放U16A、U16D，一个脉冲发生器U8，一个单刀双掷开关(一个单片集成电路CMOS设备)U7A，一个电压比较器U6A，一个脉冲形成设备(一个下降沿检测器)U11A以及一个包括电阻器Rx和电容器Cx的阻容电路。该算法是一个时间延迟设备，必须为每一个相位重复。这个时间延迟设备的运行需要三个输入。第一个标记为“T”的输入是V_RPM，是一个从零开始的线性电压，并且代表同步机每分钟的旋转。下文中将会描述V_RPM来自何处。这个V_RPM电压所代表的是将要被控制的过程，其被输入到运放U16A和U16D。运放U16D将V_RPM转换为V_c并且从此施加给所有三个相位，例如，对于相位A，运放U16A，开关U7A以及电容器Cx。现在V_c代表频率并可以适当地成为RPM V_c。V_c中的“c”表示“控制”电压。其来自于用于V_RPM的一个转移函数。其被指定为RPM V_c并被输入到所有三个相位的运放的反相输入端。第二个输入是“定点”V_RPM。在每种情况下，SP V_RPM的转移函数被指定为SP Vc，两个V_c都具有一个线性范围但是可能具有不同的增益和指定为偏置的偏移量。如下面所描述的，通过优先于或跟随于相位延迟控制电路的其它电路元素，V_RPM和SP V_RPM可能被加到，或从中减去。V_RPM和SP V_RPM也被输入到所有三个相位A、B、C的运放U16A、U16B、U16C中(即SP V_RPM被施加到每个运放的同相输入端)。

在示意图19中，SPV_RPM被描述为来自一个手动操作的电位计。从或门U4A标记的第三个输入，是几个微秒宽度的短脉冲中的一个(即每个相位A、B、C分别具有自己的定时脉冲输入或门U4A、U4B以及U4C)。各脉冲只来自于一个相位，并且每个间隔180°开的周期有两个并且都比旋转位置提前了90°。脉冲的生成会在下文中描述。这个第三个输入到达脉冲发生器U8和运放U16A。其发往运放U16A的输入被放大并立即将其相关联的输出驱动为接地电压。相脉冲发生器U8的输入引起了一个“单触发”脉冲，也是微秒宽度，其Cx加上约一伏特。脉冲发生器U8的内部开关只在定时脉冲期间与电容Cx接触。同时，从运放U1 6A到比较器U6A的负脉冲导致比较器U6A的输出从低变到高，这导致开关U7A与电容Cx断开，并且也通过电阻器R2到电阻器R1到电阻器Rx到接地，如同一个电流源一样增加。现在电容器Cx释放，从而伴随从电阻R1和电阻R2到接地的附加的电流，通过电阻器Rx卸去增加的电压。在一段几毫秒的时间之后由于电容器Cx的电压下降，当电阻器R1和电阻器R2之间的电压小于SP V_c时比较器U6A的输出将从高回复到低，并且开关U7A将关闭并将Cx带回到RPM V_c。随着与边沿检测器U11A相连的比较器U6A的输出从高变到低，边沿检测器U11A将产生一个测得为微秒级的短的正脉冲。因此，有一个从90°提前开始的时间延迟。这个称为为t’的时间延迟的目的在于，在 $t=\frac{1}{4\mathrm{Freq}}$ 处与t相同(在这个特定的同步机20上，Freq为7/60V_RPM)，并且Freq的单位为KHz所以t为一个多相位同步机的一个相位的1/4周期的ms量级，这里t在图20A的图表中由虚线画出。这个图表画出的是V_RPM的函数和V_cSTART的函数，V_cSTART是RPM V_c加上由电荷泵U8所增加的一伏特。这个图中的RPM V_c是运放U16D的输出。因此就是RPM V_c。转移函数V_cSTART＝[(增益)V_RPM+V1+V21这里V1为来自于电荷泵U8的一伏特(如通过电位计P1.1所调节的)。V2是一个固定的偏压(如由电位计P7所调节的)，并且来自于U16D的增益等于2.47。运放U16A以一种类似于运放U16D的方式运作，除了其具有SP V_RPM输入和V_RPM输入以及不同的转移函数。运放U16A的转移函数是SP V_c＝[5.32×SP V_RPM-3V_RPM+E2BIAS]这里E2BIAS(如由电位计1.2所调节的)＝-0.3966。从这个转移函数中可以看到，如果SP V_RPM＝V_RPM，等式变成SP V_c＝[2.32(SP V_RPM)-E2BIAS]，与运放U16D具有几乎相同的增益，并且如先前所描述的延迟将为t’。然而，如果SP V_RPM不等于V_RPM，运放U1 6A的输出依赖于V_RPM比SP V_RPM高还是低而增加或减少。如果V_RPM低，则SP V_RPM增加，输出会高于比较器U6A，时间延迟变短，会向着90°提前相位角。如果V_RPM高于SP V_RPM，输出变低，时间延迟变大，从而增加提前90°的延迟。

如果延迟另外增加30°(即120°的总延迟)，在任何相位上，下面的来自先前相位的，从门U4A-U4C(图19)到触发器U14B，42A-42C(图5A-D)的U19A、U19B的未延迟的脉冲(提前90°)赶上先前的到D输入的相位的延迟输出，并且D高转换为D型触发器传向或门U15D的Q输出，并且从这时起三相驱动器集成电路U18(图5E)禁止DIS禁止整流导致同步机20变成一个发电机。现在闭环控制领域的普通技术人员应该清楚，这种通过适当的转移函数向SP放大器U16A的反相输入进行过程反馈的方法，是一种控制过程控制器的比例范围的方法。这里还应该注意的是，如果过程变量V_RPM是不变的，而定点SP V_RPM是变化的，相位控制的行动是相同的，因此相位角只通过V_RPM和SP V_RPM之间的毫伏差异进行控制，并且独立于任一的绝对值。图20A以实线示出了V_RPM为5.0V、3.5V、2.0V以及0.415V的情况，其中每一个放电达到一个负电压并且都与t的图形交叉。由于RPM V_c表示频率，因此在t和t’相符的区域范围中的任何地方相位控制不依赖于频率。只有V_RPM和SP V_RPM之间的一个200毫伏的差异会导致相位角从90°提前变为0°，反之亦然，以类似的方式，并且在中间是线性的。当处于“开通”时间时，来自一个提前90°的脉冲的延迟被提前完成，下降到0°，但是再生或短路被延迟了另外30°。在图20B的表中对每个图进行了注释。在图20A中，在t从 $t=\frac{1}{4\mathrm{Freq}}$ 开始t`和t之间的差异是误差，其算法是t’。正如使用任何一种算法总会有一些误差。

图20B(即表1)出自熟知的方程：

$V={\mathrm{Ee}}^{\frac{-t}{\mathrm{RC}}}$

D.算法计算

注意到图19中RPM V_cx与RPM V_c之间的差异是从电荷泵U8增加1V之前和之后电容器Cx上的电压。RPM V_c(切断电压)是指向比较器U6A的同相输入端的电压。当基于RPM V_cx通过Rx的放电时，其变成与SP V_c相等，SP V_c是比较器U6A的反相输入端的电压。当其相等时，比较器U6A将从高到低启动持续一个90°的延迟。这只有在V_RPM＝SPV_RPM时才会发生。它们可能在任何V_RPM处相等，V_RPM源自频率。因此，延迟不依赖于频率。

从图19，

方程1，RPM V_cx＝2.47V_RPM+1+C，

在电荷泵U8之前；并且

RPM V_cx＝2.47V_RPM+1+C-BIAS+IR在R1上的下降，

其中1来自充电泵U8，C-BIAS＝-1.129214

方程2，SP V_c＝5.32SP V_RPM-3V_RPM+E，其中E＝-0.396649

       SP V_c＝2.32SP V_RPM+E-bias，当SP V_RPM＝V_RPM且

       E-BIAS＝-0.3966时。

方程3，T.P.RPM V_c＝RPM V_cx+0.75v-0.0625RPM V_cx，在电荷泵U8之后但在V_cx有时间通过Rx放电之前，并且其中0.75v-0.0625RPMVcx是当比较器U6A的输出从低变到高时，由于电流流经电阻器R₂和R₁而加在RPM V_cx上的电压。通过电阻器R₁的电阻压降被加到RPM V_cx上用作比较器U6A的切断电压，当由于RPM V_cx通过Rx放电而与其相关的输出从高变到低时，即从同相输入端施加到比较器U6A上的切断电压等于施加在反相输入端的S.P.Vc，当V_RPM＝S.P.V_RPM并且有一个提前90°的脉冲的90°延迟时会发生这种情况。于是，方程3变成：

T.P.RPM V_c＝2.47V_RPM+1-1.1292-0.0625(2.47V_RPM+1-1.1292)

          ＝2.32V_RPM+0.6289，当放电开始时，并且当比较仪U6A

从高变到低时则变成与方程2相等。

参照上面的方程2，

SP V_c＝5.32SP V_RPM-3V_RPM+E＝＞2.32SP V_RPM-0.3966，当V_RPM＝

SP V_RPM时。

从众所周知的方程4， $V={\mathrm{Ee}}^{\frac{-t}{\mathrm{RC}}}$ 求解t得到：

$t=\mathrm{RC}\ln \frac{E}{v},$ 其中E＝RPM V_c，v＝SP V_c并且RC＝RxCx

或者 $t^{\′}=\mathrm{RxCx}\ln \frac{\mathrm{RPMVc}}{\mathrm{SPVc}}$ 其中t＝t’；RPM V_c＝方程3；当SP V_RPM＝V_RPM时SP V_c＝方程2。

代入得到：

方程5 $t^{\′}=5\mathrm{ms}\ln \frac{2.32V_{\mathrm{RPM}}+0.6289}{2.32\mathrm{SP}{V}_{\mathrm{RPM}}-0.3966}$

其中RxCx＝5ms。

因此，t’是当SP V_RPM＝V_RPM时对于90°延迟的V_RPM的函数。如果它们不相等并且SP V_RPM较大，延迟将会减小而定子磁通量降会向90°提前。通过注意到运放U16A(图19)具有两个输入，这种行为可以得到最好的解释。一个输入是施加于同相输入端(+)的SP V_RPM信号和施加于反相输入端(-)的V_RPM信号。SP V_RPM信号的增益比V_RPM信号的增益大，而且如果它们不相等，差异将会被放大而且施加到比较器U6A的SP V_c会随着放大而增加。根据运放U16A的外部电路的情况，差异的比例范围(增益)可能增加或减少。通过增加差异的增益，在SP V_RPM和V_RPM之间具有非常小的误差，施加到比较器U6A的SP V_c能够导致延迟成为(0°)。其不会在那个方向上继续前进，而相位角将被提前90°从而达到最大转矩以消除误差。采用闭环控制，误差会被减小。由于这种通过相位角的控制只依赖于两个电压之间的差异，而与其绝对值或频率无关，相位角不依赖于频率对测量到的变量进行控制。

如果SP V_RPM小于V_RPM，相反的情况发生。通过除了90。延迟之外的另外30°的延迟，SP V_RPM发生了同样的放大作用但极性是相反的，交流电动机变成了发电机。为了画出SP V_RPM＝V_RPM的任意V_RPM曲线，方程4是必须的。

回到方程4， $v=E/e^{\frac{t^{\′}}{\mathrm{RC}}},$ 其中E＝0.9375(2.47)V_RPM+1.8v+C，v＝2.32SPV_RPM+E并且RC＝5ms且C＝-1.1292。

因此， $2.32V_{\mathrm{RPM}}+E=(\left(2.47\right)V_{\mathrm{RPM}}+1.8+C)/e^{\frac{t^{\′}}{\mathrm{RC}}},$ 其中SP V_RPM＝V_RPM

方程6 $V_{\mathrm{RPM}}=\frac{\frac{\[\left(2.32\right)V_{\mathrm{RPM}}+0.6289\]}{e^{\frac{t^{\′}}{\mathrm{RC}}}}-E}{2.32V_{\mathrm{RPM}}}$

对于任何V_RPM画出其作为t’的函数的图形从而获得比如图20中的5.0、3.5、2.0以及0.415伏的V_RPM曲线。在一个特定的曲线与t’的图形交叉处，会有一个提前90。的90。延迟。在V_RPM比SP V_RPM大的地方，图形将会被运放U16D抬高，而运放U16A会降低SP V_RPM从而导致图形在t’线之前与t-dis线交叉，而且如前面所描述的那样同步机20将变成发电机。但是现在，可以看到在指向比较器U6A的同相输入被抬高，而同相输入被降低，所以t-dis线在比较器U6A切断之前交叉并从高变到低。因此，同步机20能够在六分之一个周期内从电动机转换为发电机，并且如果SP V_RPM或V_RPM倒转，同样快地，转换回来变成电动机。

III.控制电路的应用：

A.应急发电机：

图6A-6E是一个用于根据本发明的应急电源和/或不间断电源(UPS)的详细控制电路的示意性电路图。图6A-6D与图5A-5D是一样的，但是图6E示出ISENSE给节流控制板(图21)提供一个用于控制内燃机12的节流伺服电动机的反馈信号。

1.自动节流控制的讨论

所有的内燃机12当不是由节流阀14手动控制或者不是通过燃料注射器控制的柴油内燃机12的情况下，是通过发电机或调节器自动地控制以达到特定的速度或转速。这在内燃机12被用于产生特定频率的交流功率，通常60Hz，的情况下尤其真实。在这种情况下，随着内燃机12上的负载的变化，会倾向于导致内燃机12偏离设定的转速。因此，发电机或调节器必须，不管负载，保持内燃机12在一个“设定的”转速上旋转。例如，在汽车的巡回控制的情况下，内燃机转速被控制在一个“设定的”转速，将内燃机的转速因此也就是汽车的转速保持在一个“设定的”或固定的速度。在这种情况下的设置是可变的或者类似的但为“设定的”或由操作者手动地控制。在另一种情况下，内燃机12可以一个电焊机。在电焊机情况下有两个“设定”。一个是空闲当电焊机不进行焊接时(即改变位置或更换焊条)。当焊接继续时，“设定的”转速变到适合于焊接的较高“设定”值。如果焊接负载变化，操作者必须将较高的设定值调整为新值。转速保持在“设定的”新的转速值上。如果焊接终止，转速返回到空闲“设定”值，这样通过两个不同的设定可以节省燃料。

利用本发明的自动节流控制，内燃机12用于产生电功率，但是在这种情况下是交流电但是整流为直流电。因此，内燃机12不是被限制或调整到一个特定的转速，而是以一种类似的方式进行控制，根据功率负载调整到最好具有最大燃料效率的转速。随着负载的变化，转速以类似的方式变化到一个新的转速，这个转速对于新的负载又是提供最大可能燃料效率的转速。这些负载变化以及相应的转速的变化可小可大。其也能逐渐地变化或者突然变化。当负载很低或者接近空闲转速并且大负载逐渐出现时，内燃机12将逐渐增加转速以适应较高的负载。然而，当一个大负载突然增加时，内燃机12会停转，因为内燃机不能向负载从低变到高那样迅速地从一个非常低的转速变化到非常高的转速。负载发生的相反的变化，即从高负载突然变化到低负载，将不会构成问题，因为只不过不得不减小到一个较低的转速。如果内燃机12遭受到“停转”的情况，本方法的节流控制提供了一个从内燃机12到蓄电池BT1-BT6的负载转移，同时调用一个开节流。没有负载的内燃机12将跳到(即几乎阶跃的变化)一个较高的转数(几微秒内)，然后节流控制基于功率负载回复到正常控制。这种行为在没有过冲和没有暂停的情况下也可能以类似的方式发生。

2.这种节流控制方法的优点

a.由于根据功率负载对转速进行的控制，该功率负载与最佳地具有最大燃料效率的转速是对应的，与为了在相同转速下达到最大转矩而在点火的瞬间进行压力的控制是同样的意思，而且由于自动点火或者自燃，有时称为“震性(pinging)”“起爆(detonating)”，会产生转矩和燃料效率的损耗，于是可能将压缩比增加到12∶1或可能地14∶1而不用采取一个辛烷值，即通常指定为(m₁+m₂)/2＝87辛烷。

b.通过将根据本发明的用于在点火的时候控制压缩压力的节流控制，可利用艾金森循环，同时在一个相应的功率负载处控制转速从而达到最大的燃料效率。简单来讲，艾金森循环是一种关于内燃机的允许热气体在所有的燃料燃烧之后获得更大膨胀的方法。这不仅改善了低转速时的燃料效率，而且由于增加了压缩比而允许在较高转速下获得更大的呼吸效率。

c.由于在恒定转矩时任何机器的功率输出与转速成正比地上升，所以具有改善的高端性能的艾金森循环不需要承受燃料效率的损耗就能提供较大的功率输出，甚至利用最低的辛烷燃料。

d.在混合时汽车或者当蓄电池达到全负荷而在内燃机上没有任何其它附加的负载时，功率负载必要地要非常低，需要一个很低转速的内燃机。在很低转速下艾金森循环提供了改善的燃料效率。

e.本方法的在点火的时候控制压缩压力也对由于高海拔区域大气压力的减小所引起的转矩和燃料效率下降提供了简单补偿。

3.节流控制描述

图21示出了一个节流控制电路。

a.节流控制电路有四个主要输入，如下：

(i)P/S(脉冲每秒)从整流板通过终端W，在整流板上P/S被电压集成电路U5转化为线性电压，然后到达运放U3D将线性电压转换为V_RPM。对与节流控制而言有用的范围是1200RPM(大体上刚刚高于典型的空闲状态)到用于交流发电机最大输出的8200RPM。VRPM到达运放U3A，这里运放U3A通过保持零输出直到V_RPM达到9000而被设定在限制转速9000，这里运放U3A的输出以类似的方式升高。然后运放U3A的输出到达运放U2D的反相输入，然后到达节流控制电路以倒转截流位置并且将高转速限制为9000而不管运放U2B-U2D的输入。

(ii)S.D.(关闭)从整流板通过终端U到运放U2B的V1，图12。一直到期望关闭之前，终端U的电压保持在零伏。由于检测到充电电流具有非常低的值，表示蓄电池BT1-BT6完全充满并且有很少的功率负载，关闭电压从零变到高(约12v)。这个施加在运放U2B的V1上的高电压将忽略所有的其它信号并导致节流关闭，导致内燃机12关闭。当电池电压下降时，表示内燃机12应该开启(如前面所述自动地)，来自终端U的电压将归零，允许节流阀14返回先前所设置的刚刚高于空闲，或大些，允许内燃机12启动。

(iii)BAT E来自整流板终端E是蓄电池电压由运放U3C检测从而通过E的下降开始启动模式，如由电位计P1所设置的那样并通过终端V发送到电源板。

(iv)ISENSE，测量施加在蓄电池BT1-BT6上的充电电流以维持蓄电池的充电电压在这种情况下设置为在14.0和14.2之间。运放U1A将来自ISENSE的电流信号放大到0到15V的信号类似于0到150A的充电电流。这个信号还被送到乘法器集成电路U4，在这里乘法器集成电路U4乘1次的E以获得内燃机12上的功率负载。U2A将其转换为0.2v到14.2v的信号。由于这个电压信号表示功率(即E×I)，有14.2V的充电电压乘150A的充电电流，获得以瓦为单位的功率14.2V×150A＝2130W或2130W/14.2V或150W每V。例如，对于一个0.2V的信号就有150W每伏x0.2V的信号＝30W并且有对于用于关闭的最小充电电流30W÷14.2V充电电压＝2.1A。

图12也示出了从运放U3D到运放U2B的V3再到运放U2C的V2的KV_RPM信号。当来自运放U2A的功率负载电压到达运放U2B的E1和运放U2C的E1时，这个信号从1.2KV_RPM(S.D.RPM)变化到8.2KV_RPM，并且同样在图12中这个信号从0.2V_KW(S.D.信号)变化到14.2V_KW。

运放U2B的转移函数为：

方程7E₀＝11(E₁)+22(E₂)-V₁-11V₂-20V₃

其中V1除了S.D.在它变高的地方总是零，V2为固定的偏置-2.1182V，运放U2B的E2是来自运放U2C的电压如E1一样保持在零，运放U2B的V3互相追踪从最小值到最大值。在只有E1和V3变化的情况下，其通过施加在运放U2D以及U6A-U6B的节流控制电路上的输出电压E₀的行为而被迫互相追踪。将这些值代入方程7并且如图11中的3D图形所示在KV_RPM的值从1.2到8.2KV_RPM变化的0％、25％、50％、75％以及100％的过程中以及从0.2到14.2VKW的负载，有一个如与KV_RPM追踪VKW负载类似的方式从1.5、5.0、8.5、12.0以及15.5V的线性电压输出。从轨迹和输出电压的任何偏移，会被E1和V3之间的差异放大，促使节流阀14向保持内燃机12的KV_RPM对功率负载追踪所必须的方向移动。该百分比的变化不是节流位置的百分比变化，而是，V_RPM的百分比变化作为由于V_RPM的非追踪相对于V_KW的误差所导致的截流位置的放大变化的结果。

运放U2C(图12)的转移函数为：

方程8E₀＝2(E₁)+4(E₂)-V₁-4V₂

其中运放U2C的V1接收与运放U2B的V2相同的偏置电压。同样地，E1和运放U2C的V2接收如E1和运放U2B一样的从最小到最大的电压。同样地，运放U2C的E2接收0.57045V的固定的偏置。随着这些值在同样的0％、25％、50％、75％以及100％，变成了运放U2C的输入的运放U3D的输出的变化，只要KV_RPM和功率电压互相追踪运放U2C的输出将维持在零电压。然而，如果KV_RPM和功率电压如运放U2B和U2C的输入那样不互相追踪，那么如果功率电压比内燃机12的追踪电压KV_RPM高运放U2C的输出将出现高于零。在这种情况下，通过E1放大2而V2放大-4，运放U2C的输出将升高到高于零。当一个负载变化突然施加到同步机20上，内燃机不能通过节流阀将为防止停转而转速增加到足够快时，会发生这种情况。运放U2C的输出E0变成运放U2V的具有-个增益为22，并且导致节流阀14开启而不管运放U2B的其它信号。同样地，运放U2C施加于终端F的向同步机20的磁场21的输出减小给蓄电池BT1-BT6的14.2V的输出充电电压，这将负载从同步机20上移除并转移到蓄电池BT1-BT6上以维持作用于负载的功率，内燃机，通过减少的充电负载或没有负载并且通过开节流，跳到一个较高转速，在这里通过内燃机12和允许同步机20回复到常规控制使负载得以维持。如果由于功率负载的突然减少KV_RPM和功率负载的追踪在相反的方向上被倒置，会发生与停转相反的事情，并没有什么事发生，除了运放U2C的输出变成低于零偏置而且内燃机12返回到较低转速并恢复常规的统调控制。

虽然从运放U2B的实际输出电压是线性的并控制内燃机12的转速，但是必须进一步针对范围和偏移量进行调节。范围通过电位计P11调节，而偏移量通过电位计P12调节(图21)，电位计P12也作为电限制开关使用。

为了在内燃机12的转速控制中补偿节流阀14的非线性还需要进一步的调节。这是通过双定时器集成电路U6A-U6B实现的。伺服电动机60的位置是通过标准PWM控制的，而且，PWM在促使输出轴16以线性方式旋转的两个设定的限制之间变化，来来回回地类似于PWM在两个设定的限制之间的变化。双定时器集成电路U6A-U6B通过利用阻容电路的一部分的镜像将来自运放U2D的线性输入电压转化为PWM的非线性输出。此外，在节流阀14和伺服电动机之间的非线性联接也能用于增强或抑止非线性修正。

B.混合式汽车：

与定子PWM控制协同的用于相位角控制的控制电路30或130的一个可能应用是用于混合式汽车。图7A-7E是在混合式汽车中用于机器控制的详细控制电路的示意性电路图，图8A-8E是混合式汽车中用于车轮控制的详细控制电路的示意性电路图。类似地，图7A-7D和8A-8D与图5A-5D是一样的，但是图6E示出ISENSE为节流控制板(例如，图21)提供一个反馈信号用以控制内燃机12的节流伺服，图8E和图9-10示出了相关的用于控制四个车轮WHEEL1-WHEEL4和内燃机12之间的相互作用的控制电路和逻辑。

在理想的混合式汽车中，为每个驱动轮WHEEL1-WHEEL4(见例如图9)提供了一个同步机20，而提供了另一个同步机20用于内燃机12为蓄电池充电。当混合式汽车从零或完全停止开始启动，与每个车轮WHEEL1-WHEEL4驱动地连接的同步机20通过其各自的蓄电池BT1-BT4作为电动机工作。为了从零加速，VR₁增加，而加速则通过与响应气动踏板的常规的汽车类似的方式实现。在以变化的速度工作时，同步机20直接驱动与其连接的各自的车轮WHEEL1-WHEEL4。为了减速，操作者仅仅需要将他/她的脚或者手从加速器VR₁上移开从而允许同步机20切换到发电机模式并且将他/她的脚或者手应用到VR₂上(断续地断开蓄电池BT1-BT4以避免过度充电)从而为蓄电池BT1-BT4充电。如果有必要迅速停止或快速减速，产生的电流和电压可能太大而不能用于蓄电池充电。在这种情况下，将一个“虚负载”应用于同步机20同时在励磁绕组21上应用PWM控制。

1.四轮电驱动相对机械驱动的讨论

所有的不然就是大多数情况，目前可用的混合式汽车采用电辅助的机械驱动描述为“串行”“并行”。串行意味着内燃机12和电牵引马达机械地串联连接，而并行意味着二者并排地连接。因此，不仅内燃机保留，而且自动驾驶、传动轴(前后如果四轮驱动，连同一个相关的变速箱)、环齿形齿轮连同差动总成(合并成一个止滑机构)、机架、等等。同样地，常规的刹车连同其相关的承板，闸皮、制动鼓和/或制动盘以及液压控制汽缸、从动缸和线被保留下来。上面所有的都需要定期的维护和/或修理，即用于驾驶机构和-差动机构的润滑油、用于制动机构的制动衬面、以及在一些情况下行驶80000-100000公里后用于自动驾驶机构的新的离合器、皮带以及密封。除了在常规的制动系统刹车时以热的形式浪费的能量之外，上面的机械驱动系统对内燃机12产生的能量的消耗达到7％。

2.四轮电驱动：

如图9-10所示，根据本发明，系统使用四个同步机20，每个用于一个车轮WHEEL1-WHEEL4，独立地并且由电控制。在任何车轮WHEEL1-WHEEL4之间没有机械的连接，在内燃机12和任何车轮WHEEL1-WHEEL4之间也没有机械连接。图10是一个结构图，示出了包括给蓄电池充电的内燃机12，连同当蓄电池BT1-BT4达到完全充电时将蓄电池断开的继电器。这没有在图9中示出但其是必须的免得当沿着长斜坡滑下时对蓄电池BT1-BT4过度充电。

四个同步机20的重量小于未使用的机械组件的重量，即，变速器驱动轴、环和齿轮、机架、制动鼓、闸皮、承板，等等。明显的好处包括：较少的机械运动组件会磨损或需维护；所有的制动通过再生完成并用于对蓄电池BT1-BT4再充电；在车轮WHEEL1-WHEEL4之间的差分为电子差分，用防滑代替了止滑。防锁制动(在这里车轮以非常嘈杂和烦扰的方式加锁然后解锁)现在变成了防滑。一个板上加速计防止车轮在加速或制动时滑动(即，所有四个车轮WHEEL1-WHEEL4之间的电子差分自己不会阻止车轮滑动，只要其处于同步并且相互间没有相对的滑动)。通过用四个同步机20代替一个比较小的同步机20的四倍还大些的同步机20，可以维持更大的功率过载并且维持的时间比用该较大的同步机20的四倍更长。四个小同步机20的面积质量比更大而且具有“气动”，空气冷却的效果比使用同样设计的一个较大的同步机20更好，这就是现在一些可用的使用串行或并行排列的混合式汽车需要水冷式的电牵引马达的原因。

3.改变旋转方向：

在与内燃机12连接并且既用作启动马达也在内燃机12启动时用作发电机的同步机20的应用中，旋转方向总是相同的。没有必要颠倒旋转的方向。然而，由于在混合式汽车的情况下或者其它有必要颠倒旋转的应用中，反转可以如图14所示的电子地实现。首先，同步机20必须处于静止或零转速。这能够从高转速(高频率)通过或者重建(regeneration)，以对蓄电池BT1-BT4充电或者对同步机20的输出应用一个假负载或者两者都用来实现。如果要同步机迅速达到零转速后者是最理想的，其可能导致正在充电的蓄电池BT1-BT4过压。如果同步机20具有一个2极转子，转子(没有编码器)可能静止在六个位置上。这六个位置列在图15的表中(也可见图4)。如果有多对磁极(没有编码器)，转子可以在每次旋转中的[N/2×6]个位置中的任何一个上静止下来，其中N等于转子磁极的个数，例如，对于具有24个磁极的转子会有72个位置可供转子静止下来。然而，在这里可能涉及的任何一个电周期中仍然只有六个位置。众所周知，由于用任何同步机20作为电动机，只需要转换A、B、C引线中的两个比如A和B、B和C、或A和C从而颠倒旋转。因此也就是这种情况，根据图15中的表，在六个位置中每个位置或者有两个高开关开启或者两个低开关开启。当颠倒方向时，高或低必须选择或转换；否则，转子可能会在从正确的方向上输出之前跳到错误方向上的一个不同的位置。同样地，由于光继电器设置为比转子位置提前90_o，所以叶片型光继电器必须转变180_o(或者就是光继电器本身，但不是两者都行)从而致使所有的合成脉冲相对于转子位置和旋转提前90_o。如图14所示，这可以电子式地而非机械式地实现。通过将触发器U13A、U13B以及U14A的输出从Q^-转换为Q整流可转变了180°。同时，适当的对“A和B”或“B和C”或“A和C”必须转换。只有一对应该转换而且必须使用图15中“0-0”或“1-1”的那对。通过转换三个整流开关S1-S3和适当的对“A和B”、“B和C”或“A和C”，静止时转子将会在任何其占据的位置启动，并且在收到第一个上面提到的人造脉冲后在相反的方向上旋转。相同的人造脉冲必须将所有的开关锁定在已转换的位置上直到旋转再次到达零转速。这是通过四个D型触发器D1-D4实现的。人造的脉冲将触发器D1-D4锁定在“设定”或(CW)“重置”(CCW)，在这里其保持不变处于零转速，直到如果需要再次颠倒旋转。如果到达零转速之前所有的开关保持不变，收到另一个人造脉冲不会颠倒旋转而是会在同样的方向上再次旋转。

4.防滑的描述：

图9示出了四个车轮WHEEL1-WHEEL4，并且分别由一个相关的同步机20，1a-1d驱动。在电动机轴的相反的一端是一个光继电器2a-2d，产生送到先前描述过的整流板3a-3d的三个相位A、B、C。整流板3a-3d将三个相位ABC转化为每周期六个脉冲，并且通过终端W将这些脉冲传输到前面也描述过的一个修正节流板4a-4d。节流板4a-4d将脉冲/秒转换为线性电压V_RPM并且将这个信号从终端T传输到放大器U1a-U1d、U4a-U4d以及U2。在向U4a-U4d的反相输入端传送的过程中，U4a-U4d还具有一个从可变的电阻器VR₁到非反相输入端的SPV_RPM，如先前描述的，如果V_RPM比SP V_RPM大，它将U4a-U4d的输出改为相反。这意味着，例如，一个车轮，比如WHEEL1在加速的条件下正在开始滑动。当T终端的VRPM超过SP V_RPM时，运放U4a的输出将会从可变电阻器VR₁所要求的SP V_RPM减小施加给定子控制3a的SPV_RPM。这由通过U4a进行的放大完成，并且不依赖于其它的车轮WHEEL2-WHEEL4。然而，它们将以类似的方式独立地起作用以阻止当加速时碰到一个或几个光滑的场所时任何车轮的可能的滑动。制动时，整个过程是相反的，但是通过运放U1a-U1d的作用，它们的输出通过终端F分别施加在控制制动的励磁线圈8a-8d的PWM7a-7d上。(注意U1a-U1d的输出产生与U4a-U4d相反的效果，即输出的增加减小制动。)

然而，加速或者制动时，如果所有四个车轮WHEEL1-WHEEL4同时滑动并且相互一致，就必须向放大器U2做参考。放大器U2具有四个输入，V_RPMa-d并且对每一个求和

平均V_RPM被送到运放U6，既送到反相输入端也送到非反相输入端。如果V_RPM是固定的(不增加也不减少)，它在反相输入和非反相输入上以相同的幅度发送V_RPM，因此它们都抵消了。然而，如果平均V_RPM正在增加或正在减小，由于电容器C1和C2的作用会在运放U6的非反相输入端上感知到变化率(即+/-dv/dt)。如果平均V_RPM增加这将会导致运放U6的输出增加，或者如果平均V_RPM减小则输出减小，除非比例不是由车辆加速计放大器U5匹配的。如果没有车轮滑动，运放U6的输出既在极性上也在幅度上平等地符合平均V_RPM地变化速率，如果加速为正极性而如果制动为负极性。如果有车轮滑动，运放U6的输出会将差异放大，并将这一电压传递到运放U4a-U4d和U1a-U1d的所有反相输入端。如果输出为正极性，说明车轮WHEEL1-WHEEL4正在加速模式下滑动，运放U4a-U4d将把信号倒转到施加给3a-3d的SP V_RPM并且减小施加于车轮WHEEL1-WHEEL4的加速转矩。然而，如果输出为负极性，说明车轮WHEEL1-WHEEL4正在制动模式下滑动，施加于运放U1a-U1d的信号将忽略施加给PWM7a-7d的制动信号从而导致制动转矩减小。

应该注意到，一个加在任何运放的反相输入端的信号会将输出的方向改变到与输入相反的方向。同样地，一个从运放U4a-U4d到SP V_RPM的渐减的信号会减小加在车轮WHEEL1-WHEEL4上的加速转矩，而一个从运放U1a-U1d到场7a-7d的渐增的信号会减小制动转矩，此外，当可变电阻器VR₁需要加速时，用于制动转矩的可变电阻器VR₂将被设为零制动(即最大制动)。当用于制动转矩的可变电阻器VR₂被设置用于制动时，用于SP V_RPM的可变电阻器将被置为零。图9对此进行了举例说明，示出了为可变电阻器VR₁和VR₂进行定位的指示器(滑片)。

加速时还有I_SENSE 5a-5d。这个信号通过终端O到达6a-6d，6a-6d用于在零V_RPM时控制从100％“开”开始的磁场弱化，并且这个信号还在从零转速加速时通过终端e限制定子电流，而制动将为零。当制动模式在零SP V_RPM情况下激活时，运放U1a-U1d通过终端F控制PWM而进行制动，并且施加在PWM上的电压的减小会增加制动。

因此，存在两种系统。一种针对平均值针对每个车轮控制轮的滑动，而另一种通过控制车轮一致地滑动而进行工作，而且无论加速或制动两种系统同时工作。

通过拥有每个车轮相对于平均值的转速控制，所有车轮的旋转相对一样。通过拥有对车轮一致旋转的平均值的引出的响应连同板载的加速器，有可能在任何以及所有情况下防止车轮的滑动。当然，车辆能够在具有重力的加速的成分时上坡和下坡，这样的车辆需要三个加速计进行补偿。

C.位置控制：

控制电路30，130也能用于位置控制，比如载机械工具中的应用，即驱动走梭板上的旋转锭子的速度或者作为定位马达用于比如机器人、坐标板以及类似情况中。

1.具有顺时针和逆时针旋转以及步间停顿的数字位置控制：

有时位置控制必须停在如先前描述的每个圆周的六个档之间的某处，然后递增地在两个档位之间移动，抵抗在顺着和逆着运动方向的方向上交替作用的力，或停止以及倒转方向。在机器人或电脑数控铣床的运动的情况下，可能希望在两个不考虑渐增式运动的位置之间非常迅速的移动，例如，机器人从一个位置到另一个位置进行“拿”和“放”操作，或者一个铣床在一个X-Y平台上钻孔。如先前所描述的，可能控制RPM从零开直到超过400Hz的频率，而且能通过再生的制动停止旋转，然后倒转(即汽车的牵引马达)。停止是在一个圆周内的六个位置中的任意一个，然后可以颠倒旋转，所有用到的只是三个光继电器和一个叶片型继电器。

为了达到档位之间的位置控制，一个适当的编码器250，254(图18)是必须的，它能够在顺时针和逆时针旋转的时候累加和倒计时，从而以数字读出的形式提供一种正在移动的准确的位置(即工程单位、十进制值，浮点数或任意的计数等等。)还需要一个数字的设定点251，表示所期望的正在移动的位置并应该以同样的读出格式表示。图18给出了这种类型的结构图。同样在累加时(即顺时针方向)，上/下计数器252必须计算在先前所描述的叶片型继电器24，24`的每一个电周期的六个脉冲之间的位置数，如光继电器32A-32C所检测的那样。如前面所描述的，六个脉冲表示送到交流同步机的三相功率的60o。于是，当在相同的方向上旋转时，上/下计数器252，对于下一个60o脉冲，必须向后对来自光继电器32A-32C的下一个脉冲进行计数。来回的计数是与实际位置的总计数分离的。这个来回的计数被转换成一个用于在脉冲之间进行PWM控制的模拟信号(图18的上/下计数器)。如果设定点停止移动，旋转会停止，来回计数会停止，旋转会终止并且PWM会保持不变以保持位置。如果应用一个外力试图移动测量的位置，PWM(通过PWM控制器U22)会增加或减少从而保持位置，通常位于两个档位之间。这个PWM是独立于先前所描述的施加到定子的PWM，它在没有反向EMF的条件下限制定子电流。在此期间，当递增式移动时，D/A253为零。从这一点，定点目标251会在任一方向上移动(即顺时针同向或逆时针反向)。如果定点目标251在相同方向上移动，将会继续象以前一样顺时针旋转。然而，如果定点目标251在相反方向上移动，则逆时针旋转，并且上下计数器也会向PWM那样也在反方向上旋转。被最后中断的光继电器32A-32C会再次中断。因此，同一个光继电器32A-32C的两次连续的中断是同步机20的旋转倒转方向的信号，如先前描述的。然后，整流如之前描述过的恢复，并同之前一样进行上下的计数，但是采用相反的旋转和方向(即频率是无极的)。

于是，数字式的位置控制被描述了，这里位置可以保持相对特定的位置没有误差，并且可以渐增地移动从而在低速度情况下上下计数。还有必要在位置定点突然移动(顺时针或逆时针)一个相当大距离的不连续的跳变的情况下提供位置控制功能。例如，在设定好程序从而在不连续的位置上钻孔的计算机控制的铣床上会发生这种情况。从一个位置向下一个位置的移动非常迅速地完成而不需要从一个位置到下一个位置的逐渐增加的步骤。有时将这称为“回转速率”。碾磨速率是以英寸每分钟的形式设定的，每一个以及每次来自编码器的增量必须无误差地逐步地跟随定点移动目标。这会限制回转速率的速度。当以回转速率移动时，也许比一百次快些，中间的位置不需要准确无误，但是必须有编码器250、254计数，从而确定到达新的设定点位置的路径，在那里钻孔和/或碾磨得以继续。首先，必须有一个有上下数字误差计256所确定的“误差”，图18，误差计是双极的并且无论是否通过向触发器D1(图16)发送信号以改变方向都通知上下计数器252。它同样向D/A253(图18)发送信号，D/A253是无极的并且将误差转换为线性模拟信号。线性模拟信号是以误差为基础的，并且变成加到运放U16A-U16C上的SP V_RPM信号。频率/电压转变无极的V_RPM信号。如图14所示，从运放U16D、U16A-C到边检测器U11A、U11B、U12A，如先前描述的，相位角接管控制直到只有很小误差或没有误差。当达到新的位置设定点时，相位角和速率变得接近零，于是控制返回到图16和18。上/下计数器252在来自光继电器32A-32C的脉冲之间来回计数，并且向PWM控制器U22发送模拟设定点和测量到的位置(图16)。上/下计数器252也在很低的转速下感知来自光继电器32A-32C中的任何一个的两个连续脉冲，并如先前描述的开始一个到触发器D1(图16)的反向的旋转，而且D/A253返回到零。图16中的异或门A-B、B-C以及A-C正连续地检测图17中的表中所示的表中的档位1-6。然而，它们的输出到达触发器D2-D4的D型输入，而且没有从触发器D1到“C”输入的时钟脉冲不会开始变化。这只有在零或接近零转速时才会发生，并且图18中的上/下计数器252向触发器D1的D输入端发送一个顺页时针/逆时针信号，一个来自U12B的管脚10的第一人造时钟脉冲紧随其后(图8D)。这导致了旋转方向的变化，并且只有当上/下计数器252和图18中上/下数字误差器收到来自光继电器32A-32C中任意一个的两个连续脉冲时。

IV.附加的和预备的实施方式或特性：

A.使用微处理器或微控制器：

图22示出了实现一个这样的基于控制电路的微处理器的典型示意图。微处理器可能是微控制器、ASIC、PAL或者任何其它专用的集成电路或它们的组合物。有许多模拟的测量值比如电压和电流，不得不转化成数字信号，即数模变换(A/D)，然后能够通过已知的数字运算方法对所有的运算比如相位控制、节流控制等等进行计算。逻辑判断比如启动和停止也可以数字地实现。然而最终的控制功能从本质上来说是模拟的比如节流位置、通过场电流的方法控制的磁场强度等等，这会需要数模(D/A)变换。

测得的“旋转速度”和“期望旋转速度”，即VRPM和SPVRPM，既可以是数字的也可以是模拟的。如果变量(过程和设定点)是模拟的，那么误差或差异需要被转换，即A/D，用作相位控制的输入；否则，变量保持为数字的并直接用于相位控制。通过微处理进行的相位控制包括使用与画用于算法的图时所用的方程相同的方程。计算优选地在几纳秒内完成并为三相功率的每个相位的每个周期重复两次。发给整流电路的延迟的脉冲时一样的，如先前在模拟的方式中所描述的。同样地，微处理器能够用于基于功率负载所提供的V_RPM来计算节流位置，电压和电流信号被首先进行A/D变换。转换可以在反复地在高频率(即KHz)下完成然后通过D/A变换转换回来用于节流伺服电机。同样的情况可以应用于磁场控制，即能在同步机20用作电动机时进行磁场弱化，也能在发电过程中用于电压控制时进行磁场强化。逻辑判断能通过微处理器计数实现。其它的逻辑判断比如内燃机12，启动和停止也可以通过微处理器计数实现。

V.蓄电池充电和放电：

在铅酸蓄电池领域内已知的是为了延长使用寿命，用于充电时应该将它们的电池并联起来，而用于放电时应该串联。原因是它们可能在效率和性能上有轻微的改变。一个完全充电并处于静止的电池具有大约2.10伏的电压，但是当接近完全放电并再次静止时，它具有大约1.75伏的电压。这些电压能够变化，例如，对于一个过度充电或化学不均衡的电池可能会略微高于2.1伏，或者对于一个化学不均衡的电池可能会略微低于2.1伏。当达到深度放电状态，尤其是如果允许它们保持在那种状态时，启动-灯光-点火(SLI)电池比深循环电池承受更多的硫酸盐化作用。同样地，可能不能执行期望它们用于的工作的电池，可能被人为报废或接近报废，例如，在非常寒冷的天气里启动一个大型最小值为1.75V的机器，可能会达到1.95V/电池。上述的电压是在电池温度为25℃或76的条件下。由于所有的电池并不是正好相同的，如果串联起来放电，它们将承受同样的放电电流，但是如果串联起来充电它们也会承受同样的充电电流。较差的或效率较低的电池会放电到较大程度；但是由于当它们串联起来进行充电时它们承受相同的充电电流，因此它们不能和更有效率的电池一起达到完全充电。然而，如果所有的电池并联起来进行充电，具有较低端电压的较差的电池会比具有较高端电压的效率较高的电池承受更多的充电电流，因此所有的电池会倾向于同时变得完全充满。同样地，当在一个恒定的电压下(在25℃下考虑通常近似为2.33伏)充电时，随着电池变得更完全充电测得的充电电流会减小。测得的大约为安培-小时容量(在一个20小时的放电速率)的5％的低电流被认为时接近完全充电。当静止时(不进一步充电或放电)如果端电压下降到低于每个电池2.10伏，需要增加额外充电。

在大多数情况下，利用并联充电和串联放电是不切实际的，尤其是在混合式汽车的情况下，加速和制动(放电和充电)有时迅速地连续发生。然而，通过利用各自的同步机20和用于每个车轮WHEEL1-WHEEL4的蓄电池BT1-BT4进行四轮驱动同时用于加速和制动，如先前所描述的和图8E所示，这里也提供了一种方法，当或者通过制动或者通过板载的由内燃机驱动的充电器充电而可能变得完全充满时，将蓄电池BT1-BT4互相断开。

这个方法如图8E所示，同时还示出了与图7E，板载的内燃机驱动的充电器、图9，每个车轮WHEEL1-WHEEL4和每个车轮各自的蓄电池之间的相互结合之间的简单连接。图9中没有示出的时“继电器逻辑”部分，这部分连同四个继电器(L1-4)、四个ISENSE元件Is1-s4以及制动时间的充电电压的电压传感连接。如图所示，它们都与继电器逻辑板连接。通过感知注入到四个蓄电池BT1-BT4中任何一个的合适的低充电电流，继电器逻辑板促使相应的继电器开路从而将那个蓄电池BT1-BT4与其它的隔离开以避免它被过度充电。当剩下的蓄电池完全充电时，它们也被断开。然而，当断开三个时，第四个仍然连接着。随着三个蓄电池BT1-BT4断开，所有四个蓄电池BT1-BT4相互隔离而避免过度充电。当第四个完全充电时，内燃机1 2被关闭但是蓄电池BT1-BT4保持连接，从而如图8E所示如果四个中有任何一个电压下降则启动内燃机12，图8E中任何低电压的蓄电池将通过图7E中标记为V的终端启动内燃机12。尽管这种方法不是整个的串联放电和并联充电，它是正确的方向上的一步，即每一组可能被类似地放电，但是它们并联地充电并且当完全充电时断开从而在全部达到完全充电的同时避免一组过度充电。

VI.多并行功率晶体管：

图23示出了传统的通过六个功率晶体管(三个高的和三个低的)比如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)提供整流的方法。开关的次序在图23的两个表中说明，一个用于高端一个用于低端。一个“0”表示晶体管没有导通，而一个“1”表示晶体管导通。因此，六个晶体管之中，三个总是导通而三个不会导通。当两个高端输入导通时，一个低端输出会导通两个高端的组合电流或者将电流I变成两倍。同样地，当两个低端输出导通时，一个高端输入会导通两个低端输出的电流。从图4的表中还应该注意，I+I或者2I会导通时间的1/6而I会导通时间的1/3。对于所有六个功率晶体管都是正确的。因此，一个I_AVE可以表示如下：

(2I)持续1/6时间+I持续1/3时间＝I_AVE或者

(2I)x1/6+Ix1/3＝I_AVE或者

1/6(2I)+1/3(I)＝I_AVE，供给定子的电流。

但是，所有的功率晶体管在导通时都有开阻抗，因此最先的连续电流容量由I²R限制。因此，功率能够表示为：

1/6(2I)²R+1/3(I)²R＝I_AVE ²R，其中R为晶体管的“开通”阻抗，

4/6(I²)+1/3(I²)＝I_AVE ²

I＝I_AVE

由于I_AVE由图24示出表示为I，甚至在只由1/2的时间导通时也是每个晶体管的相同的平均电流，这似乎是违反直觉的。但是解释是简单的，时间的1/6每个晶体管导通两倍的电流，因此(2I)²对于1/6时间与41²对于1/6时间是等价的，可表示为：

4/6(1²)+1/3(1²)＝I_AVE ²，其中1²R为每个晶体管的功率消耗。

从上面可以看出，无刷直流电动机在尺寸上会明显受到MOSFET`s和/或IGBT`s能够处理的电流数量和(高)电压的限制。MOSFET`s比IGBT`s能承载更多电流，但是IGBT`s能承受更高的电压。因此，对于基于总功率(即W＝EI)的选择，IGBT`s是最好的选择。然而，如果蓄电池BT1-BT6被串联使用以获得高电压，那么当期望通过同样的同步机20为串联的蓄电池充电时，就产生了一个问题。串联时，较弱的电池放电较快充电较慢。当蓄电池BT1-BT6并联充电时，相应于施加的电压较弱的电池会受到更多电流；因此，较弱的电池并联会收到更多的充电电流，因此，如先前描述的倾向于和更有效的电池一起达到完全充电。

因此，期望并联地连接多功率晶体管，MOSFET`s或者IGBT`s。由于IGBT`s的“开”阻抗随着温度增加而减小，对它而言不会出现这种可能。因此，当一个IGBT变得比并联连接的IGBT`s中剩余的部分热些时，它会传导更多的电流，将非常可能最终烧毁。对于MOSFET`s，“开”阻抗随着温度增加，并且强迫并联的其它晶体管传导电流的较大部分。所以尽管看起来好像MOSEFT`s能够并联连接，实际上它们能，通常还不是一个好方法，因为尽管既是所有的都具有相同的温度，但是它们不可能都正好具有相同的“开通”阻抗。

图24示出了一种方法，使用十二个MOSFET`s或IGBT`s，其中每个传导1/3的时间，没有一个传导其它的两倍的电流。因此，平均负载为1/312R或如图23所示的平均负载的1/3。于是，平均最大负载增加到3.464倍，如果使用相同功率的晶体管。如果设备的数量再次翻倍达到二十四，如图25所示，通过将每一个相位绕组分成一半并给每半个一个单独的MOSEFTs或IGBT，最大负载大约是6.9282倍或者是12个时的双倍。这说明了一个有效的方法，通过使用更有效的MOSFETs将蓄电池并联起来从而向大型电动机提供更大的电流，而不是为得到高电压而将蓄电池串联起来，也不使用IGBTs。在IGBTs的情况下，为了得到很高的电压不但可以通过将更多的蓄电池串联起来使用，而且可以并联连接，而且控制兆瓦而不是千瓦。IGBTs并联连接是有效的，但不是电子式的并联。如上面所描述的，一个多相同步机具有一个定子和一个转子。转子具有多个转子绕组。每个转子绕组具有多个转子绕组导线。转子绕组通过靠近与定子绕组感应式地耦合，并且当多相同步机作为发电机工作时在定子绕组中生成感应电功率，或者在多相同步机作为电动机使用时从定子绕组中接收电动力。多相机可以配置一个升压电路，升压电路是通过将多个定子绕组导线的一个升压子电路连接起来，并分别连接多个转子绕组导线的升压子电路而形成的，由此，同步机被配置成一个电-机械式升压变压器。多相机可以配置一个降压电路，降压电路是通过将多个定子绕组导线的一个降压子电路连接起来，并分别连接多个转子绕组导线的降压子电路而形成的，由此，同步机被配置成一个电-机械式降压变压器。升压和降压电路可以简单地与特定的绕组导线连在一起，就像常规的多电流或多电压变压器一样。

从上述内容可以看到，本发明包含一种装置和一种方法，用于控制一种同步电机，它既可以选择性地作为电动机使用，也可以作为发电机使用，通过控制相位角连同对磁场绕组的PWM控制和对定子电流的PWM控制。本领域普通技术人员应该认识到，不脱离本发明的主要发明构思，可以对上面所描述的实施例做出改变。因此，应该理解本发明并不局限于特定的实施例所显示的内容，而应确定为包括由所附权利要求所定义的本发明的精神和范围内的所有改变。

Claims (21)

1.一种用于多相同步机(20)的同步机控制设备，该同步机(20)具有一个励磁线圈(21)、一个转子以及多相绕组(Z_L)，该同步机(20)控制设备包括：

(a)一设置为相对同步机(20)的转子电提前90°的相位检测传感器(32)；和

(b)一控制电路(30，130)，包括：

(i)一相位检测电路(38A-38C)，所述相位检测电路(38A-38C)与相位检测传感器(32)连接并且配置为不依赖于频率对同步机(20)的电相位进行控制，所述相位检测电路(38A-38C)至少在同步机(20)工作在相对于电相位角同相、落后以及超前情况下时进行检测，所述相位检测电路(38A-38C)产生整流输出；

(ii)一整流驱动器电路(50)，所述整流驱动器电路(50)连接于相位检测电路(38A-38C)并且具有一连接于绕组(Z_L)的高端输出和一连接于绕组(Z_L)的低端输出，所述整流驱动器电路(50)只有当相位检测电路(38A-38C)提供整流输出时，不依赖于频率选择性地并且交替地控制高端和低端输出以控制同步机(20)的整流。

(iii)一时间延迟电路(40A-40C)，所述时间延迟电路(40A-40C)与相位检测传感器(32)、相位检测电路(38A-38C)以及整流驱动器电路(50)连接，所述时间延迟电路(40A-40C)基于一可调节的、与由相位检测电路(38A-38C)测量得到的同步机(20)的速度进行比较的设定点，不依赖频率为整流驱动器电路(50)提供控制输出。

2.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，控制电路(30，130)还包括：

(iv)一定子电流控制电路(58)，所述定子电流控制电路(58)选择性地忽略对至少高端输出的控制。

3.根据权利要求2所述的同步机控制设备，其特征在于，定子电流控制电路(58)利用脉冲宽度调制(PWM)选择性地忽略对高端输出的控制。

4.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)还包括：

(iv)一励磁线圈电压控制电路，所述励磁线圈电压控制电路选择性地调制加在励磁线圈(21)上的电压以反过来控制反向电磁场(EMF)。

5.根据权利要求4所述的同步机控制设备，其特征在于，励磁线圈电压控制电路利用脉冲宽度调制(PWM)选择性地调制施加于励磁线圈(21)的电压。

6.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)设置为通过带有不依赖于频率的线性电压控制相位角或转矩，同时，通过叠加的方法，通过定子电流的脉冲宽度(PWM)调制控制转矩。

7.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述相位检测电路(38A-38C)在同步机(20)被提前时产生整流输出，并且在同步机(20)落后了一预定量的相位时终止整流输出。

8.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)配置为直接作为频率的函数来控制磁场弱化从而通过减少反向电磁场(EMF)来增加速度。

9.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)还包括一具有反相输入端(-)和同相输入端(+)的定点放大器(U16A、U16B、U16C)，一由相位检测电路(38A-38C)测量得到的同步机(20)的速度的电压代表被施加于所述定点放大器(U16A、U16B、U16C)同相输入端(+)作为反馈。

10.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，相位检测电路(38A-38C)配置为确定同步机(20)的定子磁通矢量的相位和同步机(20)的转子的旋转的方向。

11.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述时间延迟电路(40A-40C)以模拟的方式控制整流的相位从提前的状态变化到同步状态。

12.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)配置为当所述相位检测电路(38A-38C)检测到一个超过同步机(20)的同步状态预定数量的延迟时，自动地将同步机(20)的控制从电动机控制转换到发电机控制。

13.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)至少部分地以微处理器的形式实现。

14.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)还包括一个一次伪脉冲电路(46)，所述一次伪脉冲电路在同步机(20)从零速度状态启动时或者由于整流控制已经终止而控制电路(30，130)还没有重新启动时，提供一个单触发输出。

15.根据权利要求1所述的同步机控制设备，其特征在于，所述控制电路(30，130)还包括：

(iv)一功率晶体管驱动器桥，其具有用于同相同步机(20)的每个相位的两个高端和两个低端功率晶体管(QAL-QCL，QAH-QCH)，所述两个高端功率晶体管(QAH-QCH)平行地电连接于所述绕组(Z_L)和一电源之间，所述两个低端功率晶体管(QAL-QCL)平行地电连接于所述绕组(Z_L)和接地之间，所述整流驱动器电路(50)的所述高端输出激活以及去活所述的两个高端功率晶体管(QAH-QCH)，而所述整流驱动器电路(50)的所述低端输出交替地，相对于高端功率晶体管(QAH-QCH)，激活以及去活所述的两个低端功率晶体管(QAL-QCL)。

16.一种具有一个框架和至少两个车轮的混合式车辆，所述至少两个车轮与框架可动地连接，所述车辆包括：

(a)一电源(10)，所述电源(10)供应多相位电功率和直流(DC)功率；

(b)至少一蓄电池(BT1-BT6)，所述蓄电池(BT1-BT6)与电源连接以利用直流功率充电；

(c)一换流器(34)，所述换流器(34)与至少一个蓄电池(BT1-BT6)连接以将直流电压转换为多相电压；

(d)一驱动轮多相同步机(20)，当所述驱动轮多相同步机(20)作为电动机工作时与所述的换流器(34)连接以接收多相电压，所述驱动轮多相同步机(20)具有一定子和一转子，所述定子和转子中的一个被固定在混合式车辆的框架上，而另一个则机械地连接于所述至少两个车轮(WHEEL1-WHEEL4)从而在驱动模式中为其提供驱动功率，在滑行或刹车模式其中接收功率，驱动轮多相同步机(20)控制与其连接的所述车轮(WHEEL1-WHEEL4)的加速和减速；以及

(e)一驱动轮调整电路(52)，所述驱动轮调整电路(52)从驱动轮多相同步机(20)接收多相电压并将多相电压转换为直流电压，从而在驱动轮多相同步机(20)作为发电机工作时为所述至少一个蓄电池(BT1-BT6)充电。

17.根据权利要求16所述的混合式车辆，其特征在于，所述的电源包括：

(i)一内燃机(12)，所述内燃机(12)具有一输出轴(16)；

(ii)一功率系统多相同步机(20)，所述功率系统多相同步机(20)将机械的输入功率转换为用于输出的多相电功率，所述功率系统多相同步机(20)具有一转子和一定子，所述输出轴(16)与所述功率系统多相同步机(20)的所述转子和所述定子中的一个机械地连接；以及

(iii)一功率系统调整电路，所述功率系统调整电路从功率系统多相同步机(20)接收多相电压并将多相电压转换为直流电压，从而为所述至少一个蓄电池(BT1-BT6)充电。

18.一种具有一个框架的混合式车辆，所述车辆包括：

(a)一电源，所述电源供应多相电功率和直流(DC)电功率；

(b)至少一蓄电池(BT1-BT6)，所述蓄电池(BT1-BT6)与所述电源连接从而利用直流电源充电；

(c)一换流器(34)，所述换流器(34)与所述至少一个蓄电池(BT1-BT6)连接从而将直流电压转换为多相电压；

(d)四个驱动轮(WHEEL1-WHEEL4)，所述四个驱动轮(WHEEL1-WHEEL4)与所述车辆的所述框架可动地连接；

(e)四个驱动轮控制设备，每个驱动轮控制设备包括：

(i)一驱动轮多相同步机(20)，所述驱动轮多相同步机(20)与所述换流器(34)连接，从而当作为电动机工作时接收多相电压，所述驱动轮多相同步机(20)具有一定子和一转子，所述定子和所述转子中的一个被固定在所述混合式车辆的所述框架上，而所述定子和所述转子中的另一个与所述四个驱动轮(WHEEL1-WHEEL4)中的对应的一个机械地连接从而在驱动模式下为其提供驱动功率，而在滑行模式或刹车模式中从那里接收功率，所述驱动轮多相同步机(20)控制与其连接的所述驱动轮(WHEEL1-WHEEL4)的加速和减速；

(ii)一驱动轮控制电路(30，130)，所述驱动轮控制电路(30，130)测量和控制所述驱动轮多相同步机(20)的速度；以及

(iii)一驱动轮调整电路(52)，所述驱动轮调整电路(52)从所述驱动轮多相同步机(20)接收电压并将多相电压转换为直流电压，从而在所述驱动轮多相同步机(20)作为发电机工作时为所述至少一个蓄电池(BT1-BT6)充电；以及

(f)一防滑检测电路，所述防滑检测电路将每个驱动轮多相同步机(20)的速度与其它的驱动轮多相同步机(20)的速度进行比较，所述防滑检测电路通过一预设的量确定何时一个驱动轮多相同步机(20)的速度大于或小于其它驱动轮多相同步机(20)中的一个或多个的速度。

19.一种发电机，其包括：

(a)一内燃机(12)，所述内燃机(12)具有一个输出轴(16)；以及

(b)多相同步机(20)，所述多相同步机(20)与所述内燃机(12)的所述输出轴(16)机械地连接，所述同步机(20)具有一个励磁绕组、一个转子以及多相绕组(ZL)，所述同步机(20)包括：

(ii)一相位检测传感器(32)，所述相位检测传感器(32)设置为电提前90°；

(iii)一相位检测电路(38A-38C)，所述相位检测电路(38A-38C)与所述相位检测传感器(32)连接，并且配置为不依赖频率而对同步机(20)的电相位进行控制；

(iv)一整流驱动器电路(50)，所述整流驱动器电路(50)与所述相位检测电路(38A-38C)连接，并且具有一与所述绕组(Z_L)连接的高端输出和一与所述绕组(Z_L)连接的低端输出，只有当所述相位检测电路(38A-38C)提供整流输出时所述整流驱动器电路(50)对所述同步机(20)的整流进行控制；以及

(v)一时间延迟电路(40A-40C)，所述时间延迟电路(40A-40C)与所述的相位检测电路(38A-38C)、所述相位检测电路(38A-38C)以及所述整流驱动器电路(50)连接，所述时间延迟电路(40A-40C)不依赖于频率、基于一与所述相位检测电路(38A-38C)测量的速度相比较的可调的定点为所述整流驱动器电路(50)提供控制输出。

20.一种多相同步机(20)，包括：

(a)一定子，所述定子具有多个定子绕组(Z_L)，每个定子绕组具有多个定子绕组导引器；

(b)一转子，所述转子具有多个转子绕组(Z_L)，每个转子绕组具有多个转子绕组导引器，所述转子绕组(Z_L)与所述定子绕组(Z_L)通过接近感应式地连接，并且在所述同步机(20)作为发电机工作时在定子绕组(Z_L)中引起电功率，或者当所述同步机(20)作为电动机工作时从所述定子绕组(Z_L)接收电动力；以及

(c)一增压电路，所述增压电路通过连接多个定子绕组导引器的一增压的子组合而形成，并且分别与所述多个转子绕组导引器的一个增压的子组合连接，因此所述同步机(20)被设置为一个电-机械式增压变压器。

21.根据权利要求16所述的多相同步机(20)，还包括：

(d)一降压电路，所述降压电路通过连接多个定子绕组导引器的一降压的子组合而形成，并且分别与所述多个转子绕组导引器的一个降压的子组合连接，因此所述同步机(20)被设置为一个电-机械式降压变压器。

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