CN1937458A - 表征脉冲光信号的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明采用了两个光束之间的相干干涉效应，一个光束相对另一个模拟光束被施加可控的可变延时，以获得干扰振幅的振荡分量的卷积曲线，其峰值表示0比特与1比特之间的性能差，所述干扰振幅的振荡分量是所述延时的函数。在相干长度内，所述卷积曲线由干扰振幅的菱形图(DD)表示。所述峰值和用DD张开度的大小被用来表征脉冲光信号，方法是确定预定义信号参数组中的至少一个参数，所述参数组包括信号劣化、光学色散、信号相干长度、信号调制类型和信噪比等。可任意选用自由空间式马赫－策恩德尔(Mach－Zehnder)干涉仪、集成式Mach－Zehnder干涉仪、迈克尔逊(Michelson)干涉仪或它们的组合来实现双光束干涉效应。

Description

表征脉冲光信号的装置和方法

相关申请的交叉参考

[01]本发明主张于2005年6月17日提交的、申请号为60/691,443的、名为“使用相干干涉效应对通信眼图进行光学检测”的美国临时专利的优先权，在此通过参考将其合并到本发明中。

技术领域

[02]本发明一般涉及大体上表征通信信号的系统和方法，特别涉及高速脉冲光信号的表征。

发明背景

[03]在以10Gb/s或更高比特率高速工作的新型数字光通信系统中，随着比特率的增大，对信号质量劣化的监测会越来越困难。在非常高的比特率下进行电子处理存在固有的困难，从而使采用电子测量及后续光信号眼图处理的常规方法受到很大限制，在超过10Gb/s左右的比特率下采用这些方法会过于昂贵。

[04]典型的眼图测量技术会再生出光信号来监测信号质量，其例子由Harman在美国专利4,097,697和Tremblay等人在美国专利4,823,360中公开。

[05]从H.Takara等人的“采用光学采样的100Gb/s光信号的眼图测量”(第22届欧洲光通信会议(ECOC)，1996年，奥斯陆，第4卷，7-10页)也可知道，通过采用有机非线性晶体的光学采样可以获得速度非常高的光信号的眼图。在转换至电子信号之前使用光学采样的能力有助于复杂性较低的电子处理的使用。然而依靠有机非线性晶体也有固有的不足之处，例如，将此光学元件集成在传感器系统中较为困难。而这种方法的另一个更大的不足是，需要在过高的功率，即超过200W下生成采样脉冲。

[06]从Idler等人的“用基于集成式多量子井的3端口Mach-Zehnder干涉仪进行10Gb/s波长转换”(IEEE Photonics Technology Letters(IEEE光子学技术通讯)，第8卷，第9期，1996年9月，1163-1165页)可进一步得知，使用马赫-策恩德尔(Mach-Zehnder)干涉仪可以实现除波长转换之外的单个光信号的倒置，所述干涉仪中的半导体光放大器用于设置经干涉仪第一臂和第二臂传输的输入信号光分量之间的干涉条件。经第一臂和第二臂均等传播的连续波光信号被重新合成形成干涉信号，此干涉信号按照干涉条件被调制，而脉冲光信号则仅经过一个臂进行反传播，以便通过所述臂内半导体光放大器的非线性特性实现的交叉相位调制对其中一个分量信号的相位进行调制。

[07]更近的例子是，Roberts在美国专利5,880,837中公开了一项通过获取眼图测量数据监测光信号劣化的技术，所述技术使用用于光信号光学采样的干涉仪。采样光脉冲通过干涉仪两臂均等传播，其每个臂中均包括半导体光放大器。被监测的光信号通过干涉仪的一个臂反向传播，从而通过其中一个半导体光放大器的交叉调制来设置干涉仪的干涉条件。被采样的干涉信号被检测并转换成为待处理的电信号，以获得眼图测量数据。在此公开文件中半导体设备的使用同样会在光信号比特率非常高的情况下产生实际的限制。

[08]鉴于现有技术中的上述限制，仍然明显需要有不必依赖于半导体设备而对比特率大于或等于10Gb/s的高速数字光信号的信号质量劣化进行表征的简化手段。

发明内容

[09]本发明的目的是提供基于两光束干涉效应的更为简单的光学装置，以检测高速数字通信系统，特别是在10Gb/s以上的眼图张开度，而不必依赖于有限的速度且昂贵的电子解决方案。本发明有利于高速，这意味着在干涉仪两臂之一中的延时较短，所述延时是干扰振幅曲线测量所需的。

[010]一方面，本发明提供了一种用以表征通信系统中检得光信号的装置，所述装置包括：

[011]至少一台干涉仪，所述干涉仪具备用以接收检得光信号的输入端口，所述输入端口分接至第一臂和第二臂，以将所述检得光信号在所述第一和第二臂之间分别分为第一信号部分和第二信号部分，所述第二臂带有延时装置，用以使第二信号部分具备相对第一信号部分的可控的可变延时，所述第一和第二臂会聚至一个输出端口，以重新合成两个信号部分，从而获得干涉信号；

[012]以光耦合方式连接至所述输出端口的处理器，以使用干涉信号来确定与所述检得信号相关的预定义参数组中的至少一个参数，其方式是将干涉信号映射为所述可变延时的函数，导出所述函数的振荡分量，并获得所述振荡分量相对可变延时的幅值曲线。

[013]在一个实施例实施例中，所述至少一台干涉仪为自由空间式马赫-策恩德尔(Mach-Zehnder)干涉仪，而且所述延时装置包含具有可变光程的光，此外其可任选适用于提供精细延时增量的相位延迟材料。所述相位延迟材料可选用光电和热电材料中的一种。在此实施例中，与偏振相关的第二臂将可以实现对通信系统偏振中的速度变化进行监测。

[014]对所述至少一台干涉仪的替换方案包括：

[015]集成式马赫-策恩德尔(Mach Zehnder)干涉仪，和

[016]连接至半台集成式马赫-策恩德尔(Mach Zehnder)干涉仪的半台自由空间马赫-策恩德尔式(Mach Zehnder)干涉仪，所述半台自由空间马赫-策恩德尔式(Mach Zehnder)干涉仪带有延时装置，所述延时装置包含在所述半台自由空间式Mach Zehnder干涉仪中的可变光程长度，以提供高精度的延时增量，所述延时装置还包含在所述半台集成式马赫-策恩德尔(Mach Zehnder)干涉仪中的可变延时元件，以提供低精度的延时增量。

[017]对所述至少一台干涉仪的另一种替换方案是N台干涉仪，每台干涉仪均提供一个与其他所有N-1台干涉仪不同的延时范围，所述N台干涉仪还包括含分配装置的装置，以将检得信号引入N台干涉仪中至少一台的输入端口。此分配装置可以是1×N开关、星形耦合器及信号分配器中的一种。

[018]在另一可选实施例中，所述至少有一台干涉仪为Michelson干涉仪。

[019]根据本发明的另一方面，在通信系统中提供了一种方法，用以表征检得脉冲信号，所述检得脉冲信号限定比特持续时间比特持续时间，此方法包含步骤：

[020]由检得信号得出两个模拟信号；

[021]对所述两个模拟信号中的一个施用可控的可变延时；

[022]将所述两个模拟信号重新合成以获得干涉信号；并

[023]处理所述干涉信号，以确定与检得信号相关的预定义参数组中的至少一个参数，其方式是将所述干涉信号映射为所述可变延时的函数，导出所述函数的振荡分量，并获得所述振荡分量相对所述可变延时的幅值曲线，确定所述幅值曲线上至少两个连续值，所述至少两个连续值对应于从零开始、增量至少为比特持续时间的一个连续倍数的延时值，从而，第一幅值曲线值对应于零延时，第二幅值曲线值对应于一比特持续时间的延时。

[024]待确定的信号参数组包括信号相干长度、信噪比以及信号调制类型。

[025]信号相干长度由幅值曲线上至少两个连续值的衰减率估算得出。

[026]当检得信号是由相干长度大于一比特持续时间的原始信号和相干长度小于一比特持续时间的附加噪声组合而成时，信噪比是采用作为原始信号和附加噪声组合的指标的第一曲线值，和作为单独原始信号的指标的第二曲线值来估算的。对于携带随机归零制比特流的检得信号，通过将原始信号和附加噪声的组合与第一幅值曲线值成比例和将原始信号与第二幅值曲线值的两倍成比例，来估算信噪比。附加噪声为系统噪声，通信系统对其采用相对较宽的滤波窗口。另一方面，附加噪声为信道噪声，通信系统对其采用符合ITU带通要求的滤波器。

[027]对于定义比特持续时间的脉冲随机检得信号，采用幅值曲线来定义至少有一个最大菱形张开度(MDO)的菱形图(maximum diamond opening，DD)，信号调制类型则定义如下。当发现DD在零延时处初始值为MDO、而在1比特持续时间延时处后续MDO基本上为初始MDO的一半时，调制类型被确定为归零制和载波抑制归零制二者之一。

[028]作为选择，当发现DD在零延时处初始值为MDO、而在1比特持续时间延时处菱形张开度基本上降至MDO的一半并继而保持恒定时，信号调制类型被确定为非归零制。

[029]此外，当发现DD在零延时处初始值为MDO、而在1比特持续时间延时处菱形张开度基本上降至零并继而保持恒定时，信号调制类型被确定为相移键控。

[030]按照上述方法比较分别针对上游信号和下游信号获得的幅值曲线，本发明还可实现对通信系统性能的监测。

[031]根据又一方面，提供有一种表征脉冲光信号的方法，其步骤包括：

[032]将光信号分为两束；

[033]对其中的一束施加可控的可变延时；

[034]将两束光重新合成，获得一个由相干干涉效应形成的菱形图；

[035]使用光菱形图的最大张开度来确定0比特的光信号与1比特的光信号之间的性能差别(performance clearance)。

附图简要说明

[036]现参照附图对本发明的实施例进行进一步说明。附图中相同的参考编号均指代所有图中的类似部分，其中：

[037]图1示出按照本发明的实施例将检得光信号的一部分与其经过可变延时衰减的另一部分进行合成的过程；

[038]图2a示出对图1的一个可替换的实施例，它在级联的细调级和粗调级内提供连续可变的增量延时；

[039]图2b示出对图1的另一个可替换的实施例，它使用包括延时元件的双光束干涉仪10，可以在关注的几个波长的量级上对光程进行细调。

[040]图3示出另一个实施例，通过采用1×N开关来提供增量固定的可变延时；

[041]图4示出对图3的一个可替换的实施例，它使用星形耦合器来代替1×N开关；

[042]图5示出对图4的一个可替换的实施例，它使用信号分配器来代替星形耦合器；

[043]图6a以时序图显示单个信号比特按照图1中所示的过程被分为两个部分，其中一个部分被延时，然后再与另一部分重新合成，以生成干涉信号；

[044]图6b示出图6a干扰振幅的偏移分量和振荡分量，将其作为延迟信号部分的延时的函数；

[045]图7针对无噪声归零制全1比特流，示出图6b中所示干扰振幅振荡分量的卷积幅值曲线；

[046]图8示出本发明的实施例，所述实施例用于监测通信系统在上游段和下游段之间信号退化方面的性能；

[047]图9针对归零制全1比特流，以时序图示出幅值曲线峰值随可控延时值的增加而减小的趋势；

[048]图10以时序图示出无噪声随机归零制流对按照图1中所示过程获得的幅值曲线峰值的影响；

[049]图11示出对应于无噪声随机归零制信号比特流的菱形图；

[050]图12a示出对应于无噪声非归零制1、0交替比特流的菱形图；

[051]图12b示出对应于无噪声随机非归零制信号比特流的菱形图；

[052]图13a示出对应于无噪声相移键控全1比特流的菱形图；

[053]图13b示出对应于无噪声随机相移键控信号比特流的菱形图；

[054]图14示出对原始信号的调制和噪声效应，其中附加噪声与信号不相干；

[055]图15以时序图示出噪声对由携带归零制全1比特流的检得信号所获得的幅值曲线峰值的影响；

[056]图16显示针对以有些夸大的光频率给出的单一散粒噪声(a single shot of noise)的仿真干扰振幅；

[057]图17a以两个重叠的图像显示出，对于归零制全1比特流，对仅有原始信号和对附加噪声的原始信号分别得出的仿真干扰振幅；

[058]图17b以单个图像显示附加噪声的随机归零制原始信号的仿真干扰振幅；

[059]图18a针对附加噪声的光学随机归零制原始信号，以图表显示由图1中所示可提供精细延时增量的实施例获得的仿真菱形图；

[060]图18b针对有噪声随机归零制原始信号，显示由图2中所示可提供粗、细延时增量级联的实施例获得的仿真菱形图，其峰、谷和交叉点分别以圆、方块和三角标示。

详细说明

[061]本文中对任何实施例的引用均意味着与所述实施例有关的特定的功能、结构或特性可以被包含在本发明的至少一个实施例中。本说明书中各处出现的“在一个实施例中”这一短语并不一定都指同一个实施例，单独或可替换的实施例与其他实施例也互不排斥。

[062]本发明利用“形成原始光信号比特的光束的相干长度要远大于附加光噪声的相干长度”这一事实，解决了现有技术的受限问题。这使得通过相干干涉效应将比特信号电平与噪声分离开来成为可能。

[063]图1示出通过合成两个模拟信号来获得干涉信号的过程，两个模拟信号一般由通信系统中的检得信号得出，并且特别指脉冲光信号。按照本发明的实施例，这两个模拟信号中的一个相对于另一个被延迟。在此，一个检得信号I_in被分为两个均等的部分：第一部分I_in(t)和相对检得信号施加了一个可控的可变延时Δt的第二部分I_in(t+Δt)。之后I_in(t)和I_in(t+Δt)这两个部分会被重新合成，以获得干涉信号I_out。

[064]当检得信号I_in为光信号时，上述过程更适宜采用图1中所示的双光束干涉仪10来实现。干涉仪10有输入端口3分接至第一臂1和第二臂2。当在输入端口3处接收到检得信号I_in时，此信号被分为第一信号部分和第二信号部分，分别通过第一臂1和第二臂2传播。第一臂1的长度L固定，第二臂2带有延时装置，所述延时装置具有长度为L+ΔL、可控变量为ΔL的可变光程，以提供与ΔL成比例的、相对于第一信号部分的延时Δt。第一臂1和第二臂2会聚至输出端口4，以重新合成两个信号部分I_in(t)和I_in(t+Δt)，在输出端口4处获得干涉信号I_out，继而通过光学传感器5将其光耦合至处理器6。处理器6会将干涉信号的幅值映射为可变延时Δt的函数I，导出此函数的振荡分量，并获得振荡分量的幅值曲线，以用于按照下文对本发明的各个实施例进一步介绍的原理来确定预定义信号参数组中的至少一个参数。这些参数包括(但不限于)信号劣化、光学色散、信号相干长度、信号调制类型和信噪比。

[065]图1中所示的各种备选的干涉仪可用于本发明的实施例中，包括自由空间式MachZehnder干涉仪、集成式Mach Zehnder干涉仪、Michelson干涉仪、及其中的任何组合，以及任何其他旨在为双光束自干涉引入延时级的装置的装置。

[066]采用自由空间式Mach Zehnder干涉仪作为图1中所示的双光束干涉仪10的优点是，可以提供增量步长很小的连续可变延时Δt，以模拟连续变量。

[067]作为选择，而采用集成式Mach Zehnder干涉仪则具有结构紧凑、时间响应速度快、没有移动零件的优点。它适用于所有偏振状态，且最大衰减位置P₀对其性能没有不良影响，因为在系统PDL变化率远低于数百kHz的水平时，与偏振相关的P₀(PDP)不会影响系统信号表征。另一方面，这种实施例的劣势是不能灵活地适应不同的调制速率，当使用相对较大的微芯片时，将导致低调制速率系统的出现。

[068]图2a示出提供连续可变的延时Δt的实施例，所述延时Δt在级联的两级中增加，所述两级为细调级10a和粗调级10b。细调级10a采用一台自由空间式Mach Zehnder干涉仪的一半，此干涉仪的第一臂1a长度固定，第二臂2a长度可变，以便提供细微和快速增量的延时。粗精度级10b采用一台集成式Mach Zehnder干涉仪的另一半个，此干涉仪在微芯片上有第一臂1b和第二臂2b，后者带有延时元件2c，以提供粗略和慢速增量的延时。除了提供延时Δt采用的方式不同外，本实施例的其他构造和功能类似于以上图1中所示的优选实施例。为了简便，图2中省略了本实施例的其他元件，如输入端口3、输出端口4、光学传感器5和处理器6。

[069]图2a中所示的实施例的优点是：(a)利用干涉信号振荡分量的幅值而非相位，将P₀和PDP计入相位中，而不是计入振荡分量的幅值中。此外，附加噪声和原始信号的相干长度都要大于检得信号I_in波长的若干倍。还有，此实施例还利用具有定位精度要求较低的大行程级的高精度相位延时元件，所述大行程级足够长从而较为稳定，并且本实施例可以实现比图1中所示实施例更具成本效益的方案。

[070]作为如图2a所示的、包括半台集成式Mach Zehnder干涉仪的实施例的可替换方案，图2b中示出了另一个实施例，它使用的是类似于图1的双光束干涉仪10，但加入了延时元件2c，可以在关注的几个波长的量级上对光程进行细调。延时元件2c可选用适于提供精细延时增量的光电材料制成。作为选择，也可以使用热光学材料以实现相同的目的。

[071]图3示出另一个实施例，它可提供固定增量的可变延时Δt，用于干扰振幅的离散曲线检测。其方式是利用1×N开关7将检得信号I_in引入N台集成式Mach Zehnder干涉仪10中的一台，每台干涉仪都有输入端口3，可将信号分入固定的第一臂1和提供可阶变延时的第二臂2中，每台干涉仪的可阶变延时范围各不相同。1和2两个臂然后会聚至输出端口4。每台干涉仪10的工作方式均类似于以上图1中所示的优选实施例。此外还可选用以下功能之一来构建本实施例：

[072]第二臂2与偏振有关，旨在监测通信系统偏振的速度变化。

[073]第二臂2与偏振无关。

[074]菱形图仅用于提取干涉的最小值和最大值，只要第二臂2的扫掠速度高于通信系统中的偏振变化速度，波导双折射就不会影响评价结果。

[075]作为替代方案，图4中所示的星形耦合器8用来代替图3中所示的1×N开关7。星形耦合器8将光信号分为N个均等的部分I_in，用以同时分送至N个干涉仪10。另一种替代方案是使用如图5所示的光信号分配器9代替图4中所示的星形耦合器8，以达到类似的功能。

[076]以下理论和讨论以及所引用的附图将介绍并解释本发明的各种实施例如何使用干涉信号I_out来确定以上叙述中给出的检得信号I_in的参数。

[077]没有任何附加噪声的双光束干涉现象在图6a和6b示出。图6a以时序图示出检得信号I_in的比特B_i被分为第1和第2比特部分B₁和B₂，第2比特部分B₂相对B₁延迟可变延时Δt的时间，然后两个比特部分再重新合成，获得干涉信号I_out，如图1中所示过程。当干涉信号I_out的干扰振幅I被映射为延时Δt的函数时，此函数I由以下数学表达式定义。

$I=\∫\mathrm{dt}|\frac{1}{2}E\left(t\right)\·\exp \{i\left(\mathrm{\ωt}\right)\}+\frac{1}{2}E(t+\mathrm{\Δt})\·\exp \{i\left(\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\Δt})\right)\}{|}^2\mathrm{\ω}$

[078]其中，当假定为1个单位比特强度时，对于0＜t＜T，E(t)＝1。

[079]因此， $I=\frac{1}{2}+\frac{1}{2}\cos \left(\mathrm{\ω\Δt}\right)(T-|\mathrm{\Δt}\left|\right)/T$

[080]换言之，干扰振幅I将有以下两个分量，如图6b所示。

i)偏移分量＝

ii)振荡分量＝cos(ωΔt)(T-|Δt|)/T

[081]其中(T-|Δt|)/T表示振荡分量在检得信号相干长度内的卷积幅值曲线。

[082]图7针对携带全1比特流的无噪声归零制检得信号I_in，示出图6b中所示干扰振幅I的振荡分量的卷积幅值曲线，它是延时Δt的函数。所述卷积曲线以菱形包络线的形式生成幅值曲线，因此称为菱形图(DD)，它由连续的菱形组成，每个菱形在Δt等于0和Δt等于T的每个连续倍数时具有最大菱形张开度(MDO)。MDO表示检得信号I_in中0比特与1比特之间的性能差异，它等于图6b中所示峰值P_i的2倍。这样，获得了幅值曲线的连续幅值曲线峰值P_i，例如第一峰值P₁和第一MDO对应于Δt＝0，第二峰值P₂和第二MDO对应于Δt＝T，后续的任一峰值P_i对应于Δt＝(i-1)T。本发明的各种实施例中采用了这样的连续幅值曲线峰值，以确定与检得信号相关的预定义参数组中的至少一个参数，其中包括信号劣化、光学色散、信号相干长度、信号调制类型和信噪比等，以下将进一步介绍。

[083]当采用图2所示的实施例时，粗增量可以缓慢地在DD内确定幅值曲线峰值、谷点和交叉点的位置，以确定连续菱形张开度的值，而细微增量则可以在DD内快速测量干扰振幅I振荡分量的电平。

[084]作为替代，对于Δt＝1还可以使用“I-Δt”函数来获得最大菱形张开度MDO的值，并使用所述值来估计检得信号I_in中0比特与1比特之间的性能差异。此外，对于归零制(RZ)信号，所形成的DD与比特误码率评价中常规使用的眼图的意义相类似。

[085]以下讨论将说明，按照本发明的各个实施例，将如何使用干扰振幅曲线来估算上述每一个信号参数。

i)信号劣化

[086]由于噪声、串扰、色散、不当的信号滤波、与高阶非线性频率有关的强度损失等因素而对通信系统中检得信号造成的任何质量劣化都将导致DD偏离对应于所传输的原始信号的DD值。采用这种偏离来确定信号劣化。

[087]图8示出本发明的实施例，以监测通信系统在信号劣化方面的性能。在此图中给出的通信系统包括上游段21、下游段22和连接这两段的通信路径23。在上游段21，按照上述原则并结合图1中所示的过程，得出上游光信号的幅值曲线25，并被记录和载入到通信路径23中，以传输至下游段22，在下游段被读出。当光信号在下游段22被接收时，还可获得其幅值曲线26，用来与上游信号的幅值曲线25进行比较，以评价信号劣化的程度和类型。

ii)信号相干长度和色散

[088]在比特持续时间T连续倍数处的MDO值示于图7中，对于携带全1比特流的无噪声归零制检得信号I_in，这些值均相等。只要累积延时Δt远小于检得信号I_in的相干长度，这种相等关系就会保持有效。而随着可变延时Δt接近信号相干长度，幅值曲线峰值P_i的值会减小，这可由以下数学关系得出。

[089]经调制的信号表达为：

其中F(t)为信号调制，τ为检得信号的相干寿命，它通常远大于比特持续时间T。

[090]为了更好地利用ITU允许的带通窗口，τ必须远大于F(t)调制周期。这样，大量连续比特的相位均彼此相关。

[091]集成式干扰振幅强度表达为

[092]简化为：

$I=\frac{1}{2}{I}_o+\frac{1}{2}\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E_o}\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E_o^{*}}\underset{0}{\overset{+\∞}{\text{\∫}}}\mathrm{dtexp}\{-\frac{\mathrm{\Δt}[2(t-t_o)+\mathrm{\Δt}]}{{\mathrm{\τ}}^2}\}\exp [-\frac{2{(t-t_o)}^2}{{\mathrm{\τ}}^2}]F\left(t\right)F(t+\mathrm{\Δt})\cos \left(\mathrm{\ω\Δt}\right)$

[093]其 $\exp \{-\frac{\mathrm{\Δt}[2(t-t_o)+\mathrm{\Δt}]}{{\mathrm{\τ}}^2}\}$

[094]表示干扰振幅曲线的峰值P_i随着可变延时值的增加而降低。这一点在图9针对携带全1比特流的RZ信号I_in的时序图中示出。

[095]根据此公式，在本发明的一个实施例中，相干寿命τ作为信号参数之一，由连续峰值水平随延时增加而导致的衰减率来确定。由此，根据本领域已知的原则，RZ信号的信号相干长度和色散这二者中的任一个均直接由相关寿命τ进行估算。

iii)信号调制类型

[096]由图7可以看出，当信号为携带全1比特流的归零制(RZ)信号I_in时，连续最大菱形张开度(MDO)的幅值均相等。而在实际的通信系统中，信号通常会携带随机的1、0比特流。这种随机信号在没有任何附加噪声的情况下对幅值曲线峰值的作用在图10中示出，其第一幅值曲线峰值P₁足第二幅值曲线峰值P₂的2倍。这是因为1比特后跟1比特的概率仅为50％，故随机信号的干扰振幅峰值会降至根据相干干涉效应所得值的一半。

[097]同样的效应也在图11的菱形图(DD)中示出，所述图明确显示，在Δt＝0处，DD具有第一MDO；在Δt＝T以及T的连续奇数倍处，DD具有最小张开度；在Δt＝T处，DD具有大小为第一MDO一半的第二MDO；在T的连续倍数处，后续的MDO也与第二MDO相同。对于载波抑制的归零制(CSRZ)信号，也可以获得与图11所示相同的菱形图。基于此，，当发现DD在延时为零及比特持续时间的整数倍处有连续的MDO，而第二MDO基本上是第一MDO的一半时，根据本发明的实施例可以确定，随机信号的调制类型就是RZ和CSRZ二者之一，所述随机信号的调制类型作为检得信号的参数。而需要记住的是，在RZ调制下，1比特的信号电平在单个比特持续时间T内在1和0之间改变，而在CSRZ调制下，信号电平则在1和-1之间变化，1对应于在单比特持续时间T内的1比特，而-1则对应于在下一单比特持续时间T内另1比特。其结果是，DD曲线图在延时T的每个奇数倍处均有180°的相差。

[098]对于非归零制(NRZ)信号的情形，图12a和12b针对两个信号流示出了相应的DD。图12a示出1和0比特交变的NRZ流10...10的DD，而图12b则示出随机NRZ流的DD。图12a中，在Δt＝0、2T及之后T的偶数倍处均可获得后续的大小相等的MDO，而在Δt＝T及之后T的奇数倍处则可获得后续的最小张开度。图12b中，仅在Δt＝0处可以获得第一MDO，而在Δt＝T处菱形张开度则减小为第一MDO的一半，之后保持恒定。基于此，在本发明的实施例下，当发现DD仅在零延时处有第一MDO，而在一个比特持续时间的延时处菱形张开度基本减小为第一MDO的一半且之后保持恒定时，可以确定，随机信号的调制类型这一检得信号的参数为NRZ。

[099]对于相移键控(PSK)信号的情形，图13a和13b针对两个信号流示出了相应的DD。图13a示出PSK全1比特流的DD，而图13b则示出随机PSK流的DD。图13a中，在Δt＝0、T及之后T的整数倍处均可获得后续的大小相等的MDO，而在Δt＝T及之后T的奇数倍处则可获得后续的最小张开度。图13b中，仅在Δt＝0处可以获得第一MDO，而在Δt＝T处菱形张开度则基本上减小为零，之后保持恒定。基于此，在本发明的一个实施例下，当发现DD在零延时处有一个MDO，而在一比特持续时间的延时处菱形张开度基本减小至零且之后保持恒定时，可以确定，随机信号的调制类型这一检得信号的参数为PSK。

iv)信噪比

[0100]为描述附加噪声对所传输原始信号的影响，噪声通常表达为：

[0101]这包括除原始信号之外的所有辐射j，其中ω_j和ψ_j分别为噪声频率和相位，τ_j为噪声相干时间，以及F_j(t)为噪声调制，它不适用于典型的情况。

[0102]噪声相干时间τ_j分为以下类型：

[0103]相干时间、频率和相位与原始信号相似，但对F_j(t)没有调制。这会被作为没有完全调制的信号。

[0104]相干时间比原始信号短，但频率和相位与原始信号相似，且经过调制。这在本发明的各种实施例中表现为干扰振幅曲线峰值的减小。

[0105]相干时间比原始信号短，但频率和相位与原始信号相似，且未经调制。这在本发明的各个实施例中表现为干扰振幅曲线峰、谷值的减小。

[0106]在所有各类别中，向原始信号E_s添加噪声E_n可得到混合(有噪声)的信号E_s，n由下式给出|E_s，n|²＝|E_s+E_n|²

[0107]图14示出对原始信号进行调制并添加噪声的效果，其中附加噪声与信号不相干。

[0108]按照本发明的一个实施例，以下理论给出了将附加噪声与原始信号分离的原理。

[0109]对于包含原始信号和附加噪声成分的有噪声信号E_s，n(t)，通信系统中相应的检得信号I_in将是：

$I_{\mathrm{in}}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\text{\∫}}}{\left|{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_{s,n}\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\text{\∫}}}{|{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_s\left(t\right)+{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_n\left(t\right)|}^2\text{dt}$

因此

[0110]由于信噪相关的积分为零，我们得到

$I_{\mathrm{in}}=I_s+I_n=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\∫}}{\left|{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_s\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}+\underset{t_1}{\overset{t_2}{\∫}}{\left|{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_n\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}$

[0111]其中I_s和I_n分别为检得信号I_in的原始信号和附加噪声成分。

[0112]另一方面，我们有100％的信号相关度，因此如果将检得信号I_in按以下方式分为两半：

$I_{\mathrm{in}}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\∫}}{\left|{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_s\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\∫}}{|\frac{1}{2}{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_s\left(t\right)+\frac{1}{2}{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_s\left(t\right)|}^2\mathrm{dt}$

则可得到

[0113]这将得到 $I_{\mathrm{in}}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\∫}}{\left|{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_s\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}$ 表示100％的相关度将使之回复为没有噪声的全信号。

[0114]当对应于有噪声信号E_s，n(t)的检得信号I_in按照本发明被分为两个信号部分，其中一部分被延时Δt后再与另一部分重新合成时，可获得如下的干涉信号I_s，n：

$I_{s,n}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\∫}}{|\frac{1}{2}{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_{s,n}\left(t\right)+\frac{1}{2}{\stackrel{\mathrm{\ρ}}{E}}_{s,n}(t-\mathrm{\Δt})|}^2\mathrm{dt}$

[0115]干涉效应是两个信号部分(其中一个的相位有延迟)的卷积。如果信噪卷积为零，则此相关会回归为仅有信号和仅有噪声的相关。

[0116]通常，噪声相干长度远小于原始信号相干长度，如以下针对附加噪声和原始信号的相干参数的说明。

[0117]在使用200pm(平顶为100GHz)的ITU滤波窗口时，噪声相干长度小于1790um，噪声相干时间为6ps。

[0118]在使用线宽度为0.8pm(0.1GHz线宽度)的激光源时，信号相干长度大于447620um，信号相干时间为11493ps。

[0119]下表中给出经调制的光信号中的基本参数以及在其中达到下一比特的光程差。

调制频率(GHz)	调制周期(ps)	一个周期的光程差(mm)	一个调制周期的波长差(pm)
				1	1000	299.8	7.5
3	333	99.9	22.5
				10	100	30.0	75.1
40	25	7.5	300.2

[0120]在本发明所针对的光通信系统中，信号相干时间对应于3至10GHz调制。这样，位至位(bit-to-bit)的相位针对10GHz或40GHz调制系统进行相关。在此，噪声相干时间远小于40GHz调制周期，这意味着由相位中断引入的光谱展宽将不会小于信号调制，相位中断将不会填充带通窗口的主要部分。其结果是，在单比特持续时间上噪声不会被相关，也不会观察到任何干涉效应。

[0121]在进行上述讨论之后，现在就可以清晰地知道，在本发明的各个实施例中如何根据从相干干涉效应中获得的连续幅值曲线峰值P₁来确定检得信号的信噪比。

[0122]图15以时序图示出由携带归零制(RZ)全1比特流的检得信号获得的噪声对幅值曲线峰值的影响。由图15显而易见，基于前面给出的原始信号相干时间远长于附加噪声、原始信号相干长度远大于附加噪声的假设，第一幅值曲线峰值P₁对应于附加噪声和原始信号的组合，而第二幅值曲线峰值P₂则仅对应于原始信号。

[0123]为了对这些假设进行实验确认，针对检得信号的原始信号分量和附加噪声分量，对作为延时Δt的函数的干扰振幅I进行计算机仿真。仿真结果在图16、17a和17b中示出。图16显示针对以有些夸大的光频率给出的单一散粒噪声的仿真干扰振幅。图17a以两个重叠的图像显示出，对于归零制全1比特流，对仅有原始信号和附加噪声的原始信号分别得出的仿真干扰振幅。图17b以单个图像显示对于随机归零制附加噪声的原始信号的仿真干扰振幅。从这三个附图可以明显看出，如前所述，由于噪声干扰振幅曲线的宽度比一比特持续时间要短得多，噪声只会影响第一幅值曲线峰值P₁。从图17a也可明确知道，由于信号为全1比特流，后续的峰值P_i均类似于第一幅值曲线峰值P₁的信号部分。相反，由于是随机信号，第一和第二比特值相同的概率为50％，图17b中P₂及后续的峰值就均为P₁信号部分值的一半。这样，在本发明的实施例中，从第一和第二幅值曲线峰值P₁和P₂的值就可以估算出附加噪声相对于原始信号电平的电平。基于此，在本发明的实施例中，通过将原始信号加附加噪声的组合视为与第一峰值成比例，而将无噪声的原始信号视为基本与第二峰值的2倍成比例，可估算出携带随机归零制比特流的检得信号I_in的一个信号参数——信噪比(SNR)，从而给出以下估算：

                        b.SNR＝2P₂/(P₁-2P₂)

[0124]在确定噪声对检得信号的影响时，很重要的一点是考虑到噪声频谱通常很宽，而噪声寿命很短，由下式可知。

[0125]当噪声通过每个ITU网格的信道滤波器时，较宽的频谱被变窄，导致噪声相干时间延长。此效应被称为测不准原理。由此，使用本发明的实施例可以将系统噪声特性确定为信号参数之一，方法就是选择较宽的滤波窗口。此外，也可以选择不使用任何滤波器。作为替代方案，使用本发明的另一实施例也可以确定信道噪声特性，方法就是选择满足ITU带通要求的滤波器。

[0126]图18a针对携带1比特和0比特随机序列的有噪声的检得RZ信号，以图像显示由图1中所示可提供精细延时增量的实施例获得的菱形图(DD)形式的仿真干扰振幅曲线。从图中可以明显看出，位于图中央、对应于Δt＝0的最大菱形张开度(MDO)是右侧对应于Δt＝T的MDO的2倍多。这与前文关于随机检得信号的说明相一致，前文说明中已介绍，中央菱形的MDO与右侧菱形的MDO的2倍值存在差异。

[0127]另一方面，图18b针对携带1比特和0比特随机序列的有噪声的检得RZ信号，以图像显示由图2中所示可提供粗、细延时增量级联的实施例获得的菱形图(DD)形式的仿真干扰振幅曲线，其峰、谷和交叉点分别以圆、方块和三角标示。所实现的粗略而慢速的增量可以在DD中确定幅值曲线峰、谷和交叉点的位置，以确定连续的MDO值，而精细和快速的增量则可以在DD中测量干扰振幅I振荡分量电平。

[0128]下表总结出了本发明在表征各种信号参数方面的功能。

系统参数	测量能力
		信号功率	可以，直接
噪声功率	可以，直接
		OSNR	可以，直接
BER	估算
		Q因数	可以，直接
辐射频谱	不可以

瞬时比特曲线	可以，直接
		信号相干长度	可以，直接
噪声相干噪声	可以，直接

[0129]上述各个实施例用于本发明的示例说明。在不背离本发明的精神和范围的情况下，本技术领域的熟练技术人员可以对特定的实施例进行多种变化、修改和改进，这些均由附加的权利要求书来单独限定。

Claims (23)

1.一种用以在通信系统中表征检得信号的装置，所述装置包括：

至少一台干涉仪，所述干涉仪带有用于接收所述检得信号的输入端口；所述输入端口分接至第一臂和第二臂，以将所述检得信号分为第一信号部分和第二信号部分，并分别分配至所述第一臂和所述第二臂，所述第二臂具有延时装置，对所述第二信号部分相对于所述第一信号部分施加可控的可变延时，所述第一臂和所述第二臂再会聚至输出端口，以将所述两个信号部分重新合成，从而获得干涉信号；和

光耦合至所述输出端口的处理器，以使用所述干涉信号来确定与检得信号相关的预定义参数组中的至少一个参数，其方式是将所述干涉信号映射为所述可变延时的函数，导出所述函数的振荡分量，并获得所述振荡分量相对所述可变延时的幅值曲线。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述检得信号为光信号，且所述至少一台干涉仪是从包括自由空间式马赫-策恩德尔干涉仪和迈克逊干涉仪的组中选出的。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述延时装置包含带有可变光学长度的光程。

4.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述延时装置还进一步包括适于提供精细延时增量的相位延迟材料。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述相位延迟材料是光电和热光学材料中的一种。

6.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述第二臂与偏振相关，以监测所述通信系统偏振中的速度变化。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述检得信号为光信号，且所述至少一台干涉仪由半台集成式马赫-策恩德尔干涉仪与半台自由空间式马赫-策恩德尔干涉仪构成。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述延时装置包括在所述半台自由空间式马赫-策恩德尔干涉仪内的可变光程长度，以提供细精度延时增量，所述延时装置还包括所述半台集成式马赫-策恩德尔干涉仪内的可变延时元件，以提供粗精度延时增量。

9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一台干涉仪包括N台干涉仪，每台干涉仪提供的延时范围均与其他N-1台干涉仪不同，所述装置还进一步包括分配装置，以将所述检得信号引入所述N台干涉仪中至少一台的输入端口。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述分配装置从1×N开关、星形耦合器和信号分配器组成的组中选择。

11.一种用以表征通信系统中检得信号的方法，所述方法包括以下步骤：

a)由检得信号得到两个模拟信号；

b)对所述两个模拟信号中的一个施加可控的可变延时；

c)将所述两个模拟信号重新合成以获得干涉信号；和

d)处理所述干涉信号，以确定与所述检得信号相关的预定义参数组中的至少一个参数。

12.如权利要求11所述的方法，其中的步骤d)包括将所述干涉信号映射为所述可变延时的函数，导出所述函数的振荡分量，并获得所述振荡分量相对所述可变延时的幅值曲线。

13.一种用以监测所述通信系统性能的方法，即将按照权利要求11中的方法分别针对上游信号和下游信号获得的幅值曲线进行比较。

14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述检得信号是定义比特持续时间的脉冲信号，所述处理步骤还包括确定所述幅值曲线的至少两个连续值，所述至少两个连续值对应于从零开始、以至少一倍连续比特持续时间为增量的延时值，从而第一幅值曲线值对应于零延时，第二幅值曲线值对应于一比特持续时间的延时。

15.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述参数组包括信号相干长度，所述信号相干长度从在所述幅值曲线的至少两个连续值中的衰减率估算出的。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述检得信号是原始信号与附加噪声的合成，所述原始信号的相干长度大于1比特持续时间，而所述附加噪声的相干长度小于1比特持续时间；所述参数组包括采用作为所述原始信号和所述附加噪声的组合指标的第一曲线值和仅作为所述原始信号指标的第二曲线值而估算出的信噪比。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述检得信号携带随机归零制比特流；通过将所述原始信号和附加噪声的组合与所述第一幅值曲线值成比例和将所述原始信号与所述第二幅值曲线值的两倍成比例，来估算所述信噪比。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述附加噪声为系统噪声，而所述通信系统采用相对较宽的滤波窗口。

19.如权利要求16所述的方法，其中所述附加噪声为信道噪声，而所述通信系统采用满足ITU带通要求的滤波器。

20.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述检得信号为定义比特持续时间的脉冲随机信号，所述幅值曲线用于限定菱形图，待确定的所述参数组包括信号调制类型。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，当发现所述菱形图在零延时处有初始最大菱形张开度，而在1比特持续时间延时处有基本上为所述初始最大菱形张开度一半的后续最大菱形张开度时，所述信号调制类型被确定为归零制和载波抑制归零制二者中的一种。

22.如权利要求20所述的方法，其特征在于，当发现所述菱形图在零延时处有最大菱形张开度，而在1比特持续时间延时处所述菱形张开度基本上降为所述最大菱形张开度一半并在之后保持恒定时，所述信号调制类型被确定为非归零制。

23.如权利要求20所述的方法，其特征在于，当发现所述菱形图在零延时处有最大菱形张开度，而在1比特持续时间延时处所述菱形张开度基本上降为零并在之后保持恒定时，所述信号调制类型被确定为相移键控。

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