JP2006352892A - パルス光信号を特徴付ける装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高速のデジタル通信システムをテストするための簡単な光学機構を提供する。
【解決手段】ゼロ・ビットおよび１ビットの間のパフォーマンス・クリアランスを表すピーク値を有する、時間遅延の関数として干渉振幅の振動成分の畳み込み特性を取得するために、一方のビームはもう一方の類似したビームに関して制御可能に可変な時間遅延だけ遅らせた２つのビーム間のコヒーレント干渉効果が使用される。畳み込み特性は、コヒーレンス長内の、干渉振幅のダイアモンド・ダイアグラム（ＤＤ）によって表される。ＤＤのピーク値およびサイズは、信号劣化、光学色分散、信号コヒーレンス長、信号変調の形式、および信号対雑音比を含む、予め決められた一揃いの信号パラメータの少なくとも１つを決定することにより、パルス光信号を特徴付けるために使用される。２ビーム干渉効果は、オプションで、自由時間マッハツェンダ干渉計、組み込みマッハツェンダ干渉計、マイケルソン干渉計、またはそれらの組み合わせによって提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は一般に、通信信号全般を特徴付けるシステムおよび方法に関し、具体的には高速パルス光信号を特徴付けるシステムおよび方法に係る。

毎秒１０ギガビット以上の高速ビット・レートで動作する最新のデジタル光通信システムにおいて、信号品質低下の監視は、ビット・レートの増大に伴ってますます問題になっている。電子計測および光信号アイ・ダイアグラムのそれ以降の処理を伴う従来の方法は、非常に高いビット・レートで電子処理を行うことに特有の困難があるために制限されてしまい、そのような方法は毎秒約１０ギガビットを超えるようなビット・レートでは法外なコストがかかることになる。

信号品質を監視するために光信号の再生成を伴う従来のアイ・ダイアグラム測定技法の例は、Ｈａｒｍａｎによる米国特許第４，０９７，６９７号およびＴｒｅｍｂｌａｙらによる米国特許第４，８２３，３６０号によって開示されている。

極めて高速の光信号のアイ・ダイアグラムが有機非線形結晶を使用して光サンプリングにより得られることは、H.Takara et al、「Eye-diagram measurement of 100 Gbit/s optical signals using optical sampling」、第２２回European Conference on Optical Communication--ECOC 1996年オスロ、vol. 4、7〜10頁からも知られている。電子信号への変換前に光サンプリングを使用できることにより、あまり複雑ではない電子処理の使用が容易になる。しかし、有機非線形結晶への依存には、この光学コンポーネントをセンサー・システムに組み入れる際の困難など、特有の欠点がある。この方法のさらに大きな欠点は、サンプリング・パルスが（２００ワットを超えるような）過度の高出力で生成される必要があるということである。

波長変換に加えて単一光信号の反転は、干渉計の第１および第２のアームを通じて送信された入力信号の光学コンポーネント間の干渉条件を設定するために半導体光増幅器が使用されるマッハツェンダ干渉計によって提供できることはさらに、Idler et al、「10 Gb/s Wavelength Conversion with Integrated Multiquantum-Well-Based 3-Port Mach-Zehnder Interferometer」: IEEE Photonics Technology Letters、Vol.8、No. 9、1996年9月、1163〜1165頁から知られている。第１および第２のアームを通じて同等に伝搬される持続波光信号は、再結合されて干渉条件に従って変調される干渉信号を形成し、パルス光信号は一方のアームのみを通じて逆伝搬されて、そのアームの半導体光増幅器の非線形特性により相互位相変調によってコンポーネント信号の１つの位相を変調するようになっている。

最近になって、Ｒｏｂｅｒｔｓは、米国特許第５，８８０，８３７号において、光信号の光サンプリングに干渉計を使用して目測データを得ることにより光の信号劣化を監視する技法を開示した。光パルスのサンプリングは、各アームが半導体光増幅器を含んでいる２つの干渉計アームを通じて同等に伝播される。監視される光信号は、干渉計の１つのアームを通じて逆伝播され、それにより半導体光増幅器の１つにおける混変調による干渉計の干渉条件を設定する。サンプリングされた干渉信号は、検出されて電気信号に変換され、目測データを得るために処理される。この場合も同様に、本明細書で半導体素子を使用すると、非常に高いビット・レートでの光信号に関わる実際的な制約を呈することがある。

前述の従来技術における制約を考慮すれば、半導体素子の使用に依存する必要なく、毎秒１０ギガビット以上のビット・レートを有する高速デジタル光信号の信号品質劣化を特徴付ける簡略化された手段が依然として必要とされていることは明らかである。
米国特許第４，０９７，６９７号 米国特許第４，８２３，３６０号 米国特許第５，８８０，８３７号 H.Takara et al、「Eye-diagram measurement of 100 Gbit/s optical signals using optical sampling」、第２２回European Conference on Optical Communication--ECOC 1996年オスロ、vol. 4、7〜10頁 Idler et al、「10 Gb/s Wavelength Conversion with Integrated Multiquantum-Well-Based 3-Port Mach-Zehnder Interferometer」: IEEE Photonics Technology Letters、Vol.8、No. 9、1996年9月、1163〜1165頁

本発明の目的は、速度が制限されたコストの高い電子ソリューションに依存する必要なく、驚くべき高速のデジタル通信システム（特に毎秒１０ギガビット以上）をテストするために、２ビーム干渉効果に基づいてより簡単な光学機構を提供することである。本発明は高速に有利である。つまり、干渉振幅特性（profile）測定に必要な干渉計の２つのアームの１つにおける時間遅延を短縮するということである。

第１の態様において、本発明は、通信システムにおいて検出された光信号を特徴付ける装置を提供する。本装置は、
検出された光信号を受信するための入力ポートを有する少なくとも１つの干渉計であって、入力ポートは検出された光信号を第１および第２のアームの間のそれぞれ第１の信号部分および第２の信号部分に分岐し、第２のアームは第１の信号部分に関連して制御可能に可変な時間遅延を第２の信号部分に受けさせるための遅延手段を有し、第１および第２のアームは２つの信号部分を再結合して干渉信号を得るため出力ポートに集合する干渉計と、
可変時間遅延の関数として干渉信号をマップし、前記関数の振動成分を得て、可変時間遅延に対する振動成分の振幅特性を取得することにより、検出された信号に関連する予め決められた一揃いのパラメータの少なくとも１つを決定する際に干渉信号を使用するために出力ポートに光学的に結合されたプロセッサとを備えている。

１つの実施形態において、少なくとも１つの干渉計は自由空間マッハツェンダ干渉計であり、遅延手段は、可変光路長を有する光学距離、およびオプションで良好な時間遅延増分を提供する適切な位相遅延物質を備えている。位相遅延物質は、オプションで、電気光学および熱光学物質のいずれか１つである。本実施形態において、偏光依存の第２のアームは、通信システム偏光のモニタリング速度の変動を容認する。

少なくとも１つの干渉計に対する代替のオプションは、
組み込みマッハツェンダ干渉計と、
１／２の組み込みマッハツェンダ干渉計に接続された１／２の自由空間マッハツェンダ干渉計であって、遅延手段は微精度の時間遅延増分を提供する１／２自由空間マッハツェンダ干渉計の可変光路長と、粗精度の時間遅延増分を提供する１／２組み込みマッハツェンダ干渉計の可変時間遅延要素を備える干渉計とを含んでいる。

少なくとも１つの干渉計に対するもう１つの代替は、各干渉計が他のすべてのＮ−１個の干渉計とは異なる時間遅延範囲を提供する複数のＮ個の干渉計であって、装置はさらに、検出された信号をＮ個の干渉計の少なくとも１つの入力ポートに導くための配信手段を備える。配信手段はオプションで、１ｘＮのスイッチ、スター・カプラー、および信号スプリッタのいずれか１つである。

代替実施形態において、少なくとも１つの干渉計は、マイケルソン干渉計である。

本発明のもう１つの態様によれば、ビット期間を定義する検出パルス信号を特徴付けるための方法が通信システムにおいて提供され、本方法は、
検出された信号から２つの類似の信号を得るステップと、
２つの類似した信号の１つに制御可能な可変な時間遅延の影響を受けさせるステップと、
２つの類似した信号を再結合して干渉信号を取得するステップと、
可変時間遅延の関数として干渉信号をマップし、前記関数の振動成分を得て、可変時間遅延に対する振動成分の振幅特性を取得し、振幅特性の少なくとも２つの連続する値を決定し、ゼロで始まりビット期間の少なくとも１つの連続する倍数で増分する時間遅延値に対応させることにより、検出された信号に関連する予め決められた一揃いのパラメータの少なくとも１つを決定するように干渉信号を処理するステップであって、第１の振幅特性値はゼロ時間遅延に対応し、第２の振幅特性値は１つのビット期間の時間遅延に対応するステップとを備えている。

決定される一揃いの信号パラメータは、信号コヒーレンス長、信号対雑音比、および信号変調の形式を含んでいる。

信号コヒーレンス長は、振幅特性の少なくとも２つの連続する値の減衰率から推定される。

検出された信号が、１ビット期間よりも長いコヒーレンス長の元の信号と、１ビット期間よりも短いコヒーレンス長の追加ノイズとの組み合わせである場合、信号対雑音比は、第１の特性値を元の信号および追加ノイズの組み合わせの指標とし、第２の特性値を元の信号のみの指標として使用することにより推定される。ランダムなビットのゼロ復帰ストリームを搬送する検出信号の場合、信号対雑音比は、元の信号および追加ノイズの組み合わせを第１の振幅特性値に比例するように取り、元の信号を第２の振幅特性値のほぼ２倍と比例するように取ることによって推定される。通信システムが比較的幅が広いフィルタ・ウィンドウを使用する場合、追加ノイズはシステム・ノイズである。一方、通信システムがＩＴＵ通過帯域要件を満たすフィルタを使用する場合、追加ノイズはチャネル・ノイズである。

ビット期間を定義するパルス・ランダム検出信号の場合、振幅特性は、少なくとも１つの最大ダイアモンド開口部（ＭＤＯ）を有するダイアモンド・ダイアグラム（ＤＤ）を定義するために使用され、信号変調の形式は以下のように決められる。変調の形式は、ＤＤが、ゼロ時間遅延において最初のＭＤＯを有し、１ビット期間の時間遅延において最初のＭＤＯのほぼ２分の１の後続ＭＤＯを有することが認められる場合、ゼロ復帰および搬送波抑圧ゼロ復帰の１つとして決定される。

代替として、信号変調の形式は、ＤＤが、ゼロ時間遅延においてＭＤＯを有し、ダイアモンド開口部が１ビット期間の時間遅延においてＭＤＯのほぼ２分の１に減少して、その後一定を保つことが認められる場合、非ゼロ復帰として決定される。

さらに、信号変調の形式は、ＤＤが、ゼロ時間遅延においてＭＤＯを有し、ダイアモンド開口部が１ビット期間の時間遅延においてほぼゼロに減少して、その後一定を保つことが認められる場合、位相偏移変調として決定される。

本発明はさらに、前述の方法に従って上流信号および下流信号に対してそれぞれ取得された振幅特性を比較することによって、通信システムのパフォーマンスを監視することもできる。

さらにもう１つの態様によれば、パルス光信号を特徴付ける方法が提供され、方法は、
光信号を２つのビームに分割するステップと、
２つのビームの１つに制御可能に可変な時間遅延を適用するステップと、
コヒーレント干渉効果の結果生じたダイアモンド・ダイアグラムを取得するために２つのビームを再結合するステップと、
光信号のゼロ・ビットおよび１ビット間のパフォーマンス・クリアランスを決めるために光ダイアモンド・ダイアグラムの最大開口部を使用するステップとを備えている。

本発明の模範的な実施形態は、その図全体を通じて同じ参照番号が同様の部分を示す添付の図を参照してさらに以下で説明される。

本明細書における任意の実施形態の参照は、実施形態に関連して説明されている特定の特徴、構造、または特性を本発明の少なくとも１つの実施形態に含めることができることを意味している。本明細書のさまざまな位置に「１つの実施形態において（ｉｎ ｏｎｅ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」という語句が現れるが、これらは必ずしもすべてが同一の実施形態を参照するものではなく、また他の実施形態の相互排他的な別個または代替の実施形態を参照するものでもない。

本発明は、元の光信号ビットを形成する光ビームのコヒーレンス長が、追加された光ノイズのコヒーレンス長よりもはるかに大きいことを利用することにより、従来技術のシステムの限界に対処する。これにより、コヒーレント干渉効果を使用してノイズからビット信号レベルを切り離すことができる。

図１は、２つの類似した信号の一方がもう一方の信号に対して遅れる場合、本発明の実施形態による、一般的には、通信システムにおいて検出された信号および、特にはパルス光信号から得られた２つの類似した信号を組み合わせることから干渉信号を取得するプロセスを示している。ここで、検出された信号Ｉ_ｉｎは、検出された信号に対して制御可能に可変な時間遅延Δｔの影響を受ける第１の部分１／２Ｉ_ｉｎ（ｔ）および第２の部分１／２Ｉ_ｉｎ（ｔ＋Δｔ）という２つの同等の部分に分割される。２つの部分１／２Ｉ_ｉｎ（ｔ）および１／２Ｉ_ｉｎ（ｔ＋Δｔ）は次に、干渉信号Ｉ_ｏｕｔを取得するために再結合される。

検出された信号Ｉ_ｉｎが光信号である場合、前述のプロセスは、好ましくは図１に示す２ビーム干渉計１０を使用して実施される。干渉計１０は、第１のアーム１および第２のアーム２に分岐する入力ポート３を有している。検出された信号Ｉ_ｉｎが入力ポート３で受け取られると、この信号は、第１のアーム１および第２のアームをそれぞれ通過する第１の信号部分および第２の信号部分に分割される。第１のアーム１は固定長Ｌを有し、第２のアーム２は可変長Ｌ＋ΔＬの光学距離の形で遅延手段を有している。ここでΔＬは、制御可能に可変であり、ΔＬに比例して第１の信号部分に対して時間遅延Δｔを提供する。第１のアーム１および第２のアーム２は、２つの信号部分１／２Ｉ_ｉｎ（ｔ）および１／２Ｉ_ｉｎ（ｔ＋Δｔ）を再結合し、出力ポート４において干渉信号Ｉ_ｏｕｔを得るために、出力ポート４に集合するが、これは光センサー５を経由してプロセッサ６に光学的に結合される。プロセッサ６は、可変時間遅延Δｔの関数Ｉとして干渉信号の振幅をマップし、この関数の振動成分を得て、以下でさらに説明される本発明のさまざまな実施形態の原理による、予め決められた一揃いのパラメータのうちの少なくとも１つを決定する際に使用する振動成分の振幅特性を取得する。これらのパラメータは、特に信号劣化、光学色分散、信号コヒーレンス長、信号変調の形式、および信号対雑音比を含んでいる。

図１に示されている干渉計については、自由空間マッハツェンダ干渉計、組み込みマッハツェンダ干渉計、マイケルソン干渉計、これらの任意の組み合わせ、および２ビーム自己干渉の遅延段階を導入するその他の手段を含むいくつかのオプションを、本発明の実施形態において使用することができる。

図１に示す２ビーム干渉計１０に自由空間マッハツェンダ干渉計を使用すると、微細な段階で増分されて連続型変数と類似したものになるように連続的可変時間遅延Δｔを提供するという利点をもたらす。

あるいは、組み込みマッハツェンダ干渉計を使用すると、高速な時間応答で可動部分を持たないコンパクトな構造を備えるという利点をもたらす。これはすべての偏光状態に機能し、システムＰＤＬ変位率が数百ｋＨｚをはるかに下回る場合、偏光依存Ｐ_０（ＰＤＰ）はシステム信号特性に影響しないため、最大減衰位置Ｐ_０がそのパフォーマンスに悪影響を及ぼすことはない。一方、本実施形態は、異なる変調速度に対して柔軟ではないという欠点の影響を受けやすく、その結果比較的大きいマイクロチップを使用する場合にシステムの変調速度が遅くなる。

図２ａは、微精度段階１０ａおよび粗精度段階１０ｂという２つののカスケード内で増分された連続的に可変な時間遅延Δｔを提供する実施形態を示している。微精度段階１０ａは、固定長の第１のアーム１ａおよび可変長の第２のアーム２ａを有する自由空間マッハツェンダ干渉計の１／２を採用し、微細な高速増分で時間遅延を提供する。粗精度段階１０ｂは、第１のアーム２ａ、および粗大な低速増分で時間遅延を提供するための遅延要素２ｃを有する第２のアーム２ｂを有するマイクロチップ上の組み込みマッハツェンダ干渉計の対向する１／２を採用する。時間遅延Δｔを提供する方法が異なることを除いて、本実施形態の他の構造および機能は、前述の図１に示す好ましい実施形態の場合と類似している。入力ポート３、出力ポート４、光センサー５、およびプロセッサ６など、本実施形態の他の要素は、簡略にするために図２から省略されている。

図２ａに示す実施形態は、Ｐ_０およびＰＤＰが振動成分の振幅ではなく位相に入ることを考慮して、干渉信号の振動成分の位相ではなく、その振幅を利用するという利点をもたらす。さらに、追加ノイズおよび元の信号のコヒーレンス長は、検出された信号Ｉ_ｉｎのいくつかの波長よりも長い。さらに、本実施形態では、安定状態にある限り少ない設定精度要件で長い移動段階と組み合わせて微精度位相遅延要素を利用するため、図１に示す実施形態よりもさらに費用効率の高いソリューションをもたらす。

図２ａに示す実施形態におけるマッハツェンダ干渉計の１／２を組み入れることの代替として、もう１つの実施形態が図２ｂに示されている。ここでは、対象となるいくつかの波長にわたって光学距離を微調整できるようにする遅延要素２ｃを組み入れている点を除いて、図１ａに示されているものと同様の２ビーム干渉計１０が使用される。遅延要素２ｃは、オプションで、微細な時間遅延増分の提供に適している電気光学物質で作成される。あるいは、これは同様の目的を達成するために熱光学物質で作成される。

図３は、他の干渉計とは異なる範囲内の可変段階的時間遅延を提供する固定第１のアーム１および第２のアーム２に分岐する入力ポート３を各々有する、Ｎ個の組み込みマッハツェンダ干渉計１０の１つに検出信号Ｉ_ｉｎを方向付けるために１ｘＮのスイッチ７を使用することにより、干渉振幅の個別特性検出に固定増分で可変時間遅延Δｔを提供する、さらにもう１つの実施形態を示している。２つのアーム１および２は次に、出力ポート４に集合する。各干渉計１０は、前述の図１に示される好ましい実施形態の場合と同様の方法で動作する。オプションで、本実施形態は、以下の特徴の１つに関して構築される。

第２のアーム２は偏光依存であり、通信システム偏光の速度変動率を監視する。

第２のアーム２は、偏光に依存しない。

ダイアモンド・ダイアグラムは、干渉の最小値および最大値のみを抽出するために使用され、第２のアーム２の掃引速度が通信システムの偏光変位速度を上回る限り、導波管複屈折が評価結果に加わらないようになっている。

代替として、図４に示すスター・カプラー８は、図３に示す１ｘＮスイッチ７の代わりに使用される。スター・カプラー８は、Ｎ個の干渉計１０への同時配信のために、光信号をＮ個の同等部分Ｉ_ｉｎに分割する。さらにもう１つの代替は、図４に示すスター・カプラー８の代わりに、図５に示すような光信号スプリッタ９を使用して同様の機能を達成することである。

以下の理論および説明は参照の図と併せて、本発明のさまざまな実施形態がどのように干渉信号Ｉ_ｏｕｔを使用して上記の説明に示す検出信号Ｉ_ｉｎのパラメータを決定するかを説明している。

追加ノイズが存在しない場合の２ビーム干渉の現象は、図６ａおよび図６ｂに示されている。図６ａは、図１に示されるプロセスにより、検出された信号Ｉ_ｉｎから第１のビット部分Ｂ_１および第_２のビット部分Ｂ_２に分割されたシングル・ビットＢ_ｉをタイミング図で示しており、第２のビット部分Ｂ_２はＢ_１に対して可変時間遅延Δｔだけ遅れ、次いで両方のビット部分は再結合されて干渉信号Ｉ_ｏｕｔが得られる。干渉信号Ｉ_ｏｕｔの干渉振幅Ｉが時間遅延Δｔの関数としてマップされる場合、この関数Ｉは以下の数学的表記によって定義される。

ここで、単位ビット強度を仮定している間、０＜ｔ＜Ｔに対してＥ（ｔ）＝１である。

したがって

つまり、干渉振幅Ｉは、図６ｂに示すように、以下の２つの成分を有することになる。
ｉ）オフセット成分＝１／２
ｉｉ）振動成分＝１／２ｃｏｓ（ωΔｔ）（Ｔ−｜Δｔ｜）／Ｔ
ここで、（Ｔ−｜Δｔ｜）／Ｔは、検出された信号のコヒーレンス長の範囲内の振動成分の畳み込み振幅特性を表す。

図７は、すべて１ビットのストリームを搬送するノイズフリー・ゼロ復帰検出信号Ｉ_ｉｎに対する時間遅延Δｔの関数として、図６ｂに示す干渉振幅Ｉの振動成分の畳み込み振幅特性をグラフで示している。畳み込み特性は、ひし形の形状を有する包絡線の形式（そのためダイアモンド・ダイアグラム（ＤＤ）と呼ばれる）で振幅特性を生成する。これは、各ダイアモンドが、０と等しいΔｔおよびそれぞれ連続するＴの倍数と一致する最大ダイアモンド開口部（ＭＤＯ）を有するような連続するダイアモンドで構成される。ＭＤＯは、検出された信号Ｉ_ｉｎのゼロ・ビットおよび１ビットの間のパフォーマンス・クリアランスを表し、図６ｂに見られるピーク値Ｐ_ｉの２倍と等しい。この点において、振幅特性の連続する振幅特性・ピーク値Ｐ_ｉは、第１のピーク値Ｐ_１および第１のＭＤＯがΔｔ＝０に対応し、第２のピーク値Ｐ_２および第２のＭＤＯがΔｔ＝Ｔに対応し、任意の後続のピーク値Ｐ_ｉがΔｔ＝（ｉ−１）Ｔに対応するように得られる。そのような連続する振幅特性・ピーク値は、本発明のさまざまな実施形態に使用され、以下に説明するように、特に信号劣化、光学色分散、信号コヒーレンス長、信号変調の形式、および信号対雑音比を含む、検出信号に関連する予め決められた一揃いのパラメータのうちの少なくとも１つを決定する。

図２に示される実施形態が実施される場合、粗大な増分によりＤＤ内の振幅特性のピーク値、谷、および交差ポイントの位置をゆっくりと決定し、一連のダイアモンド開口部の値が決定できるようになる一方で、微細な増分によりＤＤ内の干渉振幅Ｉの振動成分のレベルを迅速に測定できるようになる。

代替として、Δｔ＝１に対する最大ダイアモンド開口部ＭＤＯの値を得るために「Ｉ対Δｔ」の関数が使用され、そのような値を使用して検出信号Ｉ_ｉｎのゼロ・ビットおよび１ビットの間のパフォーマンス・クリアランスを推定する。さらに、ゼロ復帰（ＲＺ）信号の場合、結果として得られたＤＤは、ビット・エラー率を評価する際に通常使用されるアイ・ダイアグラムと類似した意味を共有する。

ここで以下の説明は、本発明のさまざまな実施形態による干渉振幅特性を使用することにより、前述のさまざまな信号パラメータがそれぞれ、どのように推定されるかを示している。

ｉ）信号劣化
ノイズ、クロストーク、色分散、不適切な信号フィルタリング、高次非線形周波数依存強度損失などの要因により、通信システムにおける検出信号品質の劣化が、本来送信された信号に対応するＤＤから離れた逸脱をＤＤに引き起こす。そのような逸脱は次に、信号の劣化を判別するために使用される。

図８は、信号劣化に関して通信システムのパフォーマンスを監視するための本発明の１つの実施形態を示している。この図において、通信システムは、上流セクション２１、下流セクション２２、および２つのセクションを結ぶ通信パス２３を含むように示されている。上流セクション２１において、上流光信号の振幅特性２５は、図１に示すプロセスと併せて前述されている原理に従って得られ、記録されて通信パス２３にロードされ、下流セクション２２に転送されて、そこで読み出される。光信号が下流セクション２２で受信されると、上流信号の振幅特性２５と比較して信号劣化の程度および種類を評価するために、その振幅特性２６も取得される。

ｉｉ）信号コヒーレンス長および色分散
ビット期間Ｔの連続する倍数におけるＭＤＯ値は、すべて１ビットのストリームを搬送するノイズフリー・ゼロ復帰検出信号Ｉ_ｉｎに対して相互に等しくなることが図７に示されている。このことは、累積時間遅延Δｔが検出信号Ｉ_ｉｎのコヒーレンス長を十分に下回っている限り当てはまる。しかし、可変時間遅延Δｔが信号コヒーレンス長に近づくにつれ、以下の計算から明らかなように、振幅特性ピーク値Ｐ_ｉは値が減少する。

変調された信号は以下のように表される。

ここで、Ｆ（ｔ）は信号変調であり、τは検出された信号のコヒーレンス存続時間であるが、これは通常はビット期間Ｔよりもはるかに長い。

ＩＴＵ認可の通過帯域ウィンドウをよりよく使用するために、τはＦ（ｔ）変調期間よりもはるかに長くする必要がある。したがって、相当量の連続ビットの位相は相関性がある。

統合干渉振幅の強度は、以下のように記述され、

以下のように簡略化される。

ここで

は、可変時間遅延の値の増加に伴って干渉振幅特性のピーク値Ｐ_ｉが減少することを説明している。このことは、すべて１ビットのストリームを搬送するＲＺ信号Ｉ_ｉｎについての図９のタイミング図に示されている。

この定式化に従って、本発明の実施形態において、コヒーレンス存続時間τは、時間遅延の増加に伴う連続ピーク値のレベルの減衰率から、信号パラメータの１つとして決定される。次いで、信号コヒーレンス長およびＲＺ信号の色分散のいずれか１つは、当技術分野において既知の原理に基づいてコヒーレンス存続時間τから直接推定される。

ｉｉｉ）信号変調の形式
図７から、ゼロ復帰（ＲＺ）信号Ｉ_ｉｎがすべて１ビットのストリームを搬送する場合、連続する最大ダイアモンド開口部（ＭＤＯ）がすべて同じ大きさであることが理解される。しかし、実際の通信システムにおいて、信号は通常１ビットおよびゼロ・ビットのランダムなストリームを搬送する。振幅特性ピーク値に追加ノイズのないそのようなランダムな信号の効果は、図１０に示されている。ここで第１の振幅特性ピーク値Ｐ_１は、第２の振幅特性ピーク値Ｐ_２の２倍である。このことは、１ビットが次の１ビットと結合される確率は５０％しかないため、ランダム信号が干渉振幅ピーク値を、コヒーレント干渉効果から得られる値の半分まで減少させることを考慮している。

同様の効果はまた、図１１のダイアモンド・ダイアグラム（ＤＤ）にも示されている。これはＤＤが、Δｔ＝０において第１のＭＤＯを、Δｔ＝１／２Ｔ、および１／２Ｔの連続奇数倍数において最小開口部を、Δｔ＝Ｔにおいて第１のＭＤＯの半分の大きさの第２のＭＤＯを、Ｔの連続倍数において第２のＭＤＯと同じ大きさの後続ＭＤＯを有することを明らかに示している。図１１に示されているダイアモンド・ダイアグラムと同じものは、搬送波抑圧ゼロ復帰（ＣＳＲＺ）信号についても得られる。これに基づいて、ランダム信号の変調形式は、本発明の実施形態により、ＤＤがゼロおよびビット期間の連続倍数の時間遅延において連続ＭＤＯを有し、第２のＭＤＯが第１のＭＤＯのほぼ半分である場合、検出された信号のパラメータの１つとして、ＲＺおよびＣＳＲＺのうちの１つであると決定される。しかし、ＲＺ変調では、１ビットの信号レベルはシングル・ビット期間Ｔにわたって１と０の間で変化するが、ＣＳＲＺ変調では、信号レベルはシングル・ビット期間Ｔの１ビットに対応する１と、次のシングル・ビット期間Ｔの別の１ビットに対応する−１との間で変化することを念頭に置いておくべきである。その結果、ＤＤ特性パターンは、奇数のＴ遅延ごとに１８０度の位相を有する。

非ゼロ復帰（ＮＲＺ）信号の場合、対応するＤＤは、２つの信号のストリームについての図１２ａおよび図１２ｂに示されている。図１２ａは、１ビットおよびゼロ・ビットが交互になるＮＲＺストリーム１０．．．１０のＤＤを示している。一方、図１２ｂは、ランダムＮＲＺストリームのＤＤを示している。図１２ａにおいて、等しいサイズの連続するＭＤＯはΔｔ＝０，２Ｔおよび後続のＴの偶数倍数において得られるが、連続する最小開口部は、Δｔ＝Ｔおよび後続のＴの奇数倍数において得られる。図１２ｂにおいて、最初のＭＤＯはΔｔ＝０において得られ、ダイアモンド開口部はΔｔ＝Ｔにおいて最初のＭＤＯの半分の大きさまで減少し、それ以降は一定を保っている。これに基づいて、本発明の実施形態により、ＤＤがゼロ時間遅延において１つの第１のＭＤＯしか有しておらず、１ビット期間の時間遅延においてダイアモンド開口部が第１のＭＤＯのほぼ半分まで減少し、それ以降は一定を保つことが認められる場合、検出された信号のパラメータの１つとして、ランダム信号の変調形式はＮＲＺであると決定される。

位相偏移変調（ＰＳＫ）信号の場合、対応するＤＤは、２つの信号のストリームに対する図１３ａおよび図１３ｂに示されている。図１３ａは、すべて１ビットのＰＳＫストリームのＤＤを示している。一方、図１３ｂは、ランダムＰＳＫストリームのＤＤを示している。図１３ａにおいて、等しいサイズの連続するＭＤＯはΔｔ＝０，Ｔおよび後続のＴの倍数において得られるが、最小開口部は、Δｔ＝１／２Ｔおよび１／２Ｔの連続偶数倍数において得られる。図１３ｂにおいて、最初のＭＤＯのみがΔｔ＝０において得られ、ダイアモンド開口部はΔｔ＝Ｔにおいてほぼゼロまで減少し、それ以降は一定を保っている。これに基づいて、本発明の実施形態により、ＤＤがゼロ時間遅延において１つのＭＤＯを有し、１ビット期間の時間遅延においてダイアモンド開口部がほぼゼロまで減少し、それ以降は一定を保つことが認められる場合、信号パラメータの１つとして、ランダム信号の変調形式はＰＳＫであると決定される。

ｉｖ）信号対雑音比
送信された元の信号への追加ノイズの効果を説明するため、ノイズは一般に以下のように表される。

これは、元の信号以外のすべての放射_ｊを含み、ここでω_ｊおよびφ_ｊはそれぞれ雑音周波数および位相であり、τ_ｊは雑音コヒーレンス時間であり、Ｆ_ｊ（ｔ）は通常の状況では適用されない雑音変調である。

雑音コヒーレンス時間τ_ｊは以下のうちの１つとして分類される。

元の信号と類似したコヒーレンス時間、周波数および位相を有するが、Ｆ_ｊ（ｔ）での変調はない。これは、完全に変調されていない信号として処理される。

元の信号よりも短いコヒーレンス時間を有するが、類似した周波数および位相を有し、信号として変調される。これは、干渉振幅の特性ピーク値の減少として、本発明のさまざまな実施形態において反映される。

元の信号よりも短いコヒーレンス時間を有するが、類似した周波数および位相を有し、変調されない。これは、干渉振幅の特性ピークおよび谷の値の減少として、本発明のさまざまな実施形態において反映される。

すべてのカテゴリにおいて、元の信号Ｅ_ｓへのノイズＥ_ｎの追加は、｜Ｅ_ｓ，ｎ｜^２＝｜Ｅ_ｓ＋Ｅ_ｎ｜^２で表される混合（ノイズ）信号Ｅ_ｓ，ｎをもたらす。

図１４は、追加ノイズが信号と一貫しない場合における元の信号に対する変調およびノイズの効果を示している。

以下の理論は、本発明の実施形態による、元の信号から追加ノイズを分離するための基礎となる。

元の信号および追加ノイズ成分の両方を有するノイズ信号Ｅ_ｓ，ｎ（ｔ）の場合、通信システムにおける対応する検出信号Ｉ_ｉｎは以下のようになる。

信号対雑音相関の統合はゼロであるので、以下の式が得られる。

ここで、Ｉ_ｓおよびＩ_ｎは、それぞれ元の信号および検出信号Ｉ_ｉｎの追加ノイズ成分である。

一方、以下のように検出信号Ｉ_ｉｎを二等分した場合のように、１００％の信号相関がある。

これは、以下のようになり、

１００％の相関がノイズのない完全な信号に戻ることを示している。

ノイズ信号Ｅ_ｓ，ｎ（ｔ）に対応する検出信号Ｉ_ｉｎが、本発明により、２つの信号部分に分割され、一方の部分がΔｔだけ遅れ、次いでもう一方の部分と再結合される場合、干渉信号Ｉ_ｓ，ｎは以下のように得られる。

干渉効果は、１つの信号部分の位相が遅延する、２つの信号部分の畳み込みである。信号対雑音の畳み込みがゼロである場合、相関は信号のみおよび雑音のみの相関に戻る。

以下の追加ノイズおよび元の信号のコヒーレンス・パラメータに示されているように、通常、雑音コヒーレンス長は元の信号のコヒーレンス長よりもはるかに短い。

２００ｐｍのＩＴＵフィルタ・ウィンドウを使用した場合（１００ＧＨｚフラット・トップ）、雑音コヒーレンス長は１７９０ｕｍよりも少なく、雑音コヒーレンス時間は６ｐｓである。

０．８ｐｍのソース・レーザー線幅を使用した場合（０．１ＧＨｚ線幅）、信号コヒーレンス長は４４７６２０ｕｍよりも大きく、信号コヒーレンス時間は１１４９３ｐｓである。

変調された光信号の次のビットに到達するための基本パラメータおよび光学距離の差異を、以下の表に示す。

本発明の使用が意図されている光通信システムにおいて、信号コヒーレンス時間は、３〜１０ＧＨｚの変調に対応する。したがって、ビット対ビットの位相は、１０ＧＨｚ、または４０ＧＨｚの変調システムに対して相関性がある。ここで、雑音コヒーレンス時間は、４０ＧＨｚ変調期間よりもはるかに短い。これはつまり、位相障害によってもたらされるスペクトル拡大が信号変調よりも小さくならならず、位相障害が通過帯域ウィンドウの主要部分を満たさないことを意味している。その結果、雑音は、シングル・ビット期間にわたって相関せず、干渉効果はまったく観察されない。

前述の説明を念頭に置けば、コヒーレント干渉効果から連続振幅特性ピーク値Ｐ_１を取得することに基づき、本発明のさまざまな実施形態において、検出信号の信号対雑音比がどのようにして決定されるかが明らかとなろう。

図１５は、すべて１ビットのゼロ復帰（ＲＺ）ストリームを搬送する検出された信号から取得された振幅特性のピーク値に対するノイズの影響をタイミング図で示している。図１５からはっきり分かるように、第１の振幅特性ピーク値Ｐ_１は追加ノイズおよび元の信号の組み合わせに対応するが、第２の振幅特性ピーク値Ｐ_２は、前述の説明に沿って、元の信号が追加ノイズよりもはるかに長いコヒーレンス時間を有し、元の信号コヒーレンス長が追加ノイズのコヒーレンス長よりもはるかに長いという前提に基づいて、元の信号のみに対応する。

そのような前提の経験的な確証を得るため、時間遅延Δｔの関数としての干渉振幅Ｉのコンピュータ・シミュレーションが、元の信号と検出信号の追加ノイズ成分について得られた。シミュレーション結果は、図１６、１７ａ、および１７ｂに示されている。図１６は、若干誇張された光周波数でノイズの単一ショットについてシミュレートされた干渉振幅を示している。図１７ａは、それぞれすべて１ビットのＲＺストリームに対する、元の信号のみおよび元の信号に追加ノイズを加えた場合の、シミュレートされた干渉振幅を２つの重複する図で示している。図１７ｂは、ランダムなＲＺについて元の信号に追加ノイズを加えた場合のシミュレートされた干渉振幅を単一の図で示している。これらの３つの図から、前述のように、雑音干渉振幅特性の幅が１ビット期間よりもかなり短いことを考慮すると、雑音が第１の振幅特性ピーク値Ｐ_１のみに影響することが明らかである。図１７ａから、信号がすべて１ビットのストリームであることを考慮すれば、後続のピーク値Ｐ_ｉは、第１の振幅特性ピーク値Ｐ_１の信号部分と類似していることも明らかである。対照的に、信号は第１および第２のビットが同じ値を有する確率が５０％でランダムであることを考慮すれば、図１７ｂのＰ_２の値および後続のピーク値は、Ｐ_１の信号部分の値の半分である。これにより、本発明の実施形態において、第１および第２の振幅特性ピーク値Ｐ_１およびＰ_２の値から、元の信号レベルに対する追加ノイズ・レベルの推定が可能になる。このことに基づいて、ゼロ復帰ビットのランダムなＲＺストリームを搬送する検出信号Ｉ_ｉｎの信号対雑音比（ＳＮＲ）は、本発明の実施形態において、元の信号および追加ノイズの組み合わせを第１のピーク値に比例するように取り、ノイズのない元の信号を第２のピーク値のほぼ２倍と比例するように取ることによって、信号パラメータの１つとして推定される。これにより、以下の式が得られる。
ｂ．ＳＮＲ＝２Ｐ_２／（Ｐ_１−２Ｐ_２）

検出信号への雑音の効果を判断する場合、以下の式から分かるように、雑音スペクトルは通常幅が広く、雑音存続時間が短いということを考慮することが重要である。

雑音がＩＴＵグリッドごとにチャネル・フィルタを通過する場合、幅が広いスペクトルは狭められ、その結果雑音コヒーレンス時間が長くなる。この効果は、不確定性原理と呼ばれる。したがって、システム雑音の特徴は、本発明の実施形態を使用して、幅が広いフィルタ・ウィンドウを選択することによって、信号パラメータの１つとして決められる。オプションで、フィルタを使用しない場合もある。代替として、チャネル雑音特徴は、本発明のもう１つの実施形態を使用して、ＩＴＵ通過帯域要件を満たすフィルタを選択することにより決定される。

図１８ａは、１ビットおよびゼロ・ビットのランダム・シーケンスを搬送するノイズのある検出ＲＺ信号について、微細な時間遅延増分を提供する図１に示す実施形態によって得られたダイアモンド・ダイアグラム（ＤＤ）の形式で、シミュレートされた干渉振幅特性をグラフに示している。このグラフから、Δｔ＝０に対応するグラフの中心の最大ダイアモンド開口部（ＭＤＯ）が、Δｔ＝Ｔに対応する右側のＭＤＯの２倍を上回ることが明らかである。これは、中央ダイアモンドのＭＤＯと右側のダイアモンドの２倍のＭＤＯの差であるランダムな検出信号に関して前述の説明と合致している。

一方、図１８ｂは、ピーク、谷、および交差ポイントにそれぞれ円、四角、および三角のマークが付けられている、１ビットおよびゼロ・ビットのランダム・シーケンスを搬送するノイズのある検出信号について、粗大および微細な時間遅延増分のカスケードを提供する図２に示された実施形態により得られたＤＤの形態で、シミュレートされた干渉振幅特性をグラフに示している。このようにして得られた粗大でより遅い増分により、ＤＤ内の振幅特性ピーク、谷、および交差ポイントの位置を決定して、連続ＭＤＯ値を決定できるようになり、一方、微細でより迅速な増分により、ＤＤ内の干渉振幅Ｉの振動成分のレベルを測定できるようになる。

以下の表は、さまざまな信号パラメータを特徴付ける場合の本発明の可能性を要約したものである。

以上説明してきた実施形態は、本発明の例であることが企図されている。当業者であれば、添付の特許請求の範囲によってのみ定義される本発明の精神および範囲を逸脱することなく、特定の実施形態にさまざまな変形、変更、および適用を行うことができる。

本発明の１つの実施形態による、光検出信号の一部を可変時間遅延により遅らせた別の部分と組み合わせるプロセスを示す図である。 微精度段階および粗精度段階のカスケード内で増分された可変時間遅延を連続的に提供する図１の実施形態に対する代替実施形態を示す図である。 対象となるいくつかの波長にわたって光学距離を微調整できるようにする遅延要素を組み入れる２ビーム干渉計１０を使用する図１の実施形態に対するもう１つの代替実施形態を示す図である。 １ｘＮスイッチを使用することにより固定増分で可変時間遅延を提供するさらにもう１つの実施形態を示す図である。 １ｘＮスイッチの代わりにスター・カプラーを使用する、図３に示された実施形態に対する代替実施形態を示す図である。 スター・カプラーの代わりに信号スプリッタを使用する、図４に示された実施形態に対する代替実施形態を示す図である。 図６ａは、図１に示されるプロセスにより、２つの部分に分割され、一方の部分は遅れてもう一方の部分と再結合され干渉信号を生成する単一信号ビットを示すタイミング図である。図６ｂは、図６ａの干渉振幅のオフセット成分と振動成分を遅延信号部分の時間遅延の関数として示す図である。 すべて１ビットのノイズフリー・ゼロ復帰ストリームの場合の、図６ｂに示す干渉振幅の振動成分の畳み込み振幅特性を示す図である。 上流セクションおよび下流セクションの間の信号劣化に関して通信システムのパフォーマンスを監視するための本発明の１つの実施形態を示す図である。 すべて１ビットのゼロ復帰ストリームの場合の、制御可能な時間遅延の値の増加に伴う振幅特性のピーク値の減少を示すタイミング図である。 図１に示すプロセスによって取得された振幅特性のピーク値に対するノイズフリーのランダムなゼロ復帰ストリームの影響を示すタイミング図である。 ゼロ復帰信号ビットのノイズフリーなランダム・ストリームに対応するダイアモンド・ダイアグラムを示す図である。 １ビットおよびゼロ・ビットのノイズフリーな非ゼロ復帰交互ストリームに対応するダイアモンド・ダイアグラムを示す図である。 信号ビットのノイズフリーなランダム非ゼロ復帰ストリームに対応するダイアモンド・ダイアグラムを示す図である。 すべて１ビットのノイズフリーな位相偏移変調ストリームに対応するダイアモンド・ダイアグラムを示す図である。 位相偏移変調信号ビットのノイズフリーなランダム・ストリームに対応するダイアモンド・ダイアグラムを示す図である。 追加ノイズが信号と一貫しない場合、元の信号に対する変調およびノイズの影響を示す図である。 すべて１ビットのゼロ復帰ストリームを搬送する検出信号から取得された振幅特性のピーク値に対するノイズの影響を示すタイミング図である。 若干誇張された光周波数でノイズの単一ショットのシミュレートされた干渉振幅を示す図である。 それぞれすべて１ビットのゼロ復帰ストリームに対する、元の信号のみおよび元の信号に追加ノイズを加えた場合の、シミュレートされた干渉振幅を示す２つの重複する図である。 ランダムなゼロ復帰の元の信号に追加ノイズを加えた場合のシミュレートされた干渉振幅を示す単一の図である。 光ランダム・ゼロ復帰の元の信号に追加ノイズを加えた場合の、微精度時間遅延増分を提供する図１に示す実施形態により取得されたシミュレートされたダイアモンド・ダイアグラムを示す図である。 ピーク、谷、および交差ポイントにそれぞれ円、四角、および三角のマークが付けられている、ノイズのランダムな元のゼロ復帰信号の場合、粗大および微細な時間遅延増分を提供する図２に示される実施形態により取得されたシミュレートされたダイアモンド・ダイアグラムを示す図である。

符号の説明

１ 第１のアーム
２ 第２のアーム
３ 入力ポート
４ 出力ポート
５ 光センサー
６ プロセッサ
７ スイッチ
８ スター・カプラー
９ 光信号スプリッタ
１０ ２ビーム干渉計

Claims (23)

1. 通信システムにおいて検出された信号を特徴付ける装置であって、
   前記検出された信号を受信するための入力ポートを有する少なくとも１つの干渉計であって、前記入力ポートは前記検出された信号を第１および第２のアームの間のそれぞれ第１の信号部分および第２の信号部分に分岐し、前記第２のアームは前記第１の信号部分に関連して制御可能に可変な時間遅延を前記第２の信号部分に受けさせるための遅延手段を有し、前記第１および第２のアームは前記２つの信号部分を再結合して干渉信号を得るため出力ポートに集合する干渉計と、
   前記可変時間遅延の関数として前記干渉信号をマップし、前記関数の振動成分を得て、前記可変時間遅延に対する前記振動成分の振幅特性を取得することにより、前記検出された信号に関連する予め決められた一揃いのパラメータの少なくとも１つを決定する際に前記干渉信号を使用するために前記出力ポートに光学的に結合されたプロセッサとを備える装置。
2. 前記検出された信号は光信号であり、少なくとも１つの干渉計は自由空間マッハツェンダ干渉計、およびマイケルソン干渉計から成る群から選択された１つまたは複数の干渉計である請求項１に記載の装置。
3. 前記遅延手段は可変光路長を有する光学距離を備える請求項２に記載の装置。
4. 前記遅延手段は微細な時間遅延増分の提供に適した位相遅延物質をさらに備える請求項３に記載の装置。
5. 前記位相遅延物質は電気光学物質および熱光学物質のいずれか１つである請求項４に記載の装置。
6. 前記第２のアームは偏光依存であり通信システム偏光の速度変動率を監視する請求項２に記載の装置。
7. 前記検出された信号は光信号であり、少なくとも１／２の組み込みマッハツェンダ干渉計に接続された１／２の自由空間マッハツェンダ干渉計を備える請求項１に記載の装置。
8. 前記遅延手段は微精度の時間遅延増分を提供する前記１／２自由空間マッハツェンダ干渉計の可変光路長と、粗精度の時間遅延増分を提供する前記１／２組み込みマッハツェンダ干渉計の可変時間遅延要素を備える請求項７に記載の装置。
9. 前記少なくとも１つの干渉計は、各干渉計が他のすべてのＮ−１個の干渉計とは異なる時間遅延範囲を提供する複数のＮ個の干渉計を備え、装置はさらに前記検出された信号を前記Ｎ個の干渉計の少なくとも１つの入力ポートに導くための配信手段を備える請求項１に記載の装置。
10. 前記配信手段は１ｘＮのスイッチ、スター・カプラー、および信号スプリッタから成る群から選択される請求項９に記載の装置。
11. 通信システムにおいて検出された信号を特徴付ける方法であって、
    ａ）前記検出された信号から２つの類似の信号を得るステップと、
    ｂ）前記２つの類似した信号の１つに制御可能に可変な時間遅延の影響を受けさせるステップと、
    ｃ）前記２つの類似した信号を再結合して干渉信号を取得するステップと、
    ｄ）前記検出された信号に関連する予め決められた一揃いのパラメータの少なくとも１つを決定するために前記干渉信号を処理するステップとを備える方法。
12. ステップｄ）は、前記可変時間遅延の関数として前記干渉信号をマップするステップと、前記関数の振動成分を得るステップと、前記可変時間遅延に対する前記振動成分の振幅特性を取得するステップを備える請求項１１に記載の方法。
13. 請求項１１に記載の方法により、上流信号および下流信号に対してそれぞれ取得された前記振幅特性を比較することによって前記通信システムのパフォーマンスを監視する方法。
14. 前記検出された信号はビット期間を定義するパルス信号であり、前記処理するステップは、ゼロで始まりビット期間の少なくとも１つの連続する倍数の増分する時間遅延値に対応する前記振幅特性の少なくとも２つの連続する値を決定するステップをさらに備え、それにより第１の振幅特性値はゼロの時間遅延に対応し、第２の振幅特性値は１ビット期間の時間遅延に対応する請求項１１に記載の方法。
15. 前記一揃いのパラメータは、前記振幅特性の少なくとも２つの連続する値の減衰率から推定される信号コヒーレンス長を含む請求項１１に記載の方法。
16. 前記検出された信号は１ビット期間よりも長いコヒーレンス長の元の信号と、１ビット期間よりも短いコヒーレンス長の追加ノイズとの組み合わせであり、前記一揃いのパラメータは前記元の信号および前記追加ノイズの組み合わせの指標として前記第１の特性値を、前記元の信号のみの指標として前記第２の特性値を使用することにより推定される信号対雑音比を含む請求項１５に記載の方法。
17. 前記検出された信号はランダムなビットのゼロ復帰ストリームを搬送し、前記信号対雑音比は前記元の信号および前記追加ノイズの組み合わせを前記第１の振幅特性値に比例するように取り、前記元の信号を前記第２の振幅特性値のほぼ２倍と比例するように取ることによって推定される請求項１６に記載の方法。
18. 前記追加ノイズはシステム・ノイズであり、前記通信システムは比較的幅が広いフィルタ・ウィンドウを使用する請求項１６に記載の方法。
19. 前記追加ノイズはチャネル・ノイズであり、前記通信システムはＩＴＵ通過帯域要件を満たすフィルタを使用する請求項１６に記載の方法。
20. 前記検出された信号はビット期間を定義するパルス・ランダム信号であり、前記振幅特性はダイアモンド・ダイアグラムを定義するために使用され、決定される前記一揃いのパラメータは信号変調の形式を含む請求項１２に記載の方法。
21. 前記信号変調の形式は、前記ダイアモンド・ダイアグラムがゼロ時間遅延において最初の最大ダイアモンド開口部を有し、１ビット期間の時間遅延において前記最初の最大ダイアモンド開口部のほぼ２分の１の後続最大ダイアモンド開口部を有することが認められる場合、ゼロ復帰および搬送波抑圧ゼロ復帰の１つとして決定される請求項２０に記載の方法。
22. 前記信号変調の形式は、前記ダイアモンド・ダイアグラムがゼロ時間遅延において最大ダイアモンド開口部を有し、前記ダイアモンド開口部が１ビット期間の時間遅延において前記最大ダイアモンド開口部のほぼ２分の１まで減少してその後一定を保つことが認められる場合、非ゼロ復帰として決定される請求項２０に記載の方法。
23. 前記信号変調の形式は、前記ダイアモンド・ダイアグラムがゼロ時間遅延において最大ダイアモンド開口部を有し、前記ダイアモンド開口部が１ビット期間の時間遅延においてほぼゼロまで減少してその後一定を保つことが認められる場合、位相偏移変調として決定される請求項２０に記載の方法。

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