CN1892824A - 头位置控制方法、头位置控制装置和盘装置 - Google Patents

Abstract

头位置控制方法、头位置控制装置和盘装置。位置控制装置通过控制系统来对施加给盘装置的扰动导致的头偏移进行校正。执行对未知扰动频率的自适应控制。设置有：频率估计块，用于按照自适应准则根据基于位置误差的信号来估计外部振动频率；和校正表，用于使用该外部振动频率逐次校正补偿器的常数。由于根据估计角频率逐次校正补偿器的常数，因此可以对宽范围内的外部振动频率进行高度准确的跟随控制。

Description

头位置控制方法、头位置控制装置和盘装置

技术领域

本发明涉及用于盘装置的抑制扰动所导致头偏移的头位置控制方法和盘装置，更具体地，涉及用于抑制外部振动所导致头偏移的头位置控制方法和盘装置。

背景技术

在通过头在转动存储介质(例如，盘介质)上读取和写入数据的盘装置的情况下，将头定位在存储介质的期望轨道上并且通过头从该轨道读取数据/向该轨道写入数据。对于这种盘装置(例如磁盘装置或光盘装置)，将头准确地定位在目标轨道上对于提高记录密度是极为重要的。

妨碍这种定位的一个因素是由于同心地设置在盘上的伺服信号的中心与电机的转动中心不同而导致的偏心。一种校正这种偏心的技术是一种采用观测器的控制方法(例如，日本专利第3,460,795号)。

偏心与转动频率整数倍同步地产生正弦位置波动。上述观测器控制方法可以抑制这种正弦位置波动以将头准确定位在目标轨道上。然而，对于这种偏心校正，必须预先知道要校正的频率。例如，该频率必须是转动频率的整数倍(一倍或两倍)。

妨碍这种定位的第二个因素是从外部施加给盘装置的振动。该振动具有各种波形，但是这里将描述用于处理正弦振动的方法。通过采用上述偏心校正控制，可以处理并非转动频率整数倍的频率。

在上述常规结构的情况，是基于预先知道扰动频率的假设的。然而，在设计该控制系统时并不知道将施加的外部振动，因此不可能预先知道频率。因此，一些检测该未知频率的手段是必要的，并且仅当可以检测出该频率时，才可以使用如上述日本专利第3,460,795号的控制方法来抑制由外部振动导致的位置波动。

图44是描绘用于检测扰动频率并抑制具有预定频率的正弦扰动的常规控制系统的框图。由计算单元100来计算目标位置“r”与观测到的位置“y”之间的位置误差“e”，将位置误差“e”输入给用于执行反馈控制的控制器102(Cn)。控制器102通过已知的PID控制、PI控制+LeadLag、以及观测器控制来输出控制电流值Un。

将用于估计扰动的频率估计单元(ω估计)106和用于通过自适应控制来抑制预定频率的扰动的补偿器(Cd)104加入控制器102中。将控制器102(Cn)的输出Un和补偿器104(Cd)的输出Ud之和即U提供给控制目标103(P)。该频率估计单元106基于位置误差“e”来估计扰动的角频率ω(＝2πf)，并将其引入补偿器104的扰动频率抑制的传递函数。补偿器104根据位置误差“e”和估计角频率“ω”来计算正弦波的递推式(自适应控制式)，并计算补偿电流输出Ud。

由此，检测到扰动的频率并且抑制了未知频率，从而使得常规偏心校正控制可以处理一定范围内的未知频率的扰动(例如，Proceedings ofthe 40^th IEEE Conference on Decision and Control，pp.4909-4914，issuedDec.2001)。作为估计未知频率并抑制未知频率的扰动的方法，已经提出了假设正弦波的递推式(例如，The Institute of Electrical Engineers of Japan，Technical Meeting on Industrial Instrumentation and Control，IIC-04-70，“Frequency following type peak filter”，issued Sept.10，2004)或者基于上述误差信号引入自适应准则来校正控制目标的驱动量(例如，Proceedings ofthe 40^th IEEE Conference on Decision and Control，pp.4909-4914，issuedDec.2001)。另一种方法是通过误差信号来估计未知频率、生成位置级的扰动抑制信号、校正误差信号并将其输入给控制器(例如，US专利第6,762,902号)。

例如，作为图45中示出的系统的开环特性的示例，将开环特性的零交叉频率设置为1000Hz，将目标扰动频率设置为500Hz。这是由图44中的(Cn+Cd)P表示的特性。通过由此将指定频率(在这种情况下为500Hz)的开环特性的增益设置为高，可以实现对扰动的抑制。

近来，将这种盘装置特别是硬盘驱动器(HDD)安装在诸如便携式个人计算机、便携式终端、便携式电话以及便携式AV设备的移动设备中。当盘装置用在这种环境中时，扰动频率是未知且多样的，因此盘装置必须适应宽范围的扰动频率。

因此，如果将用于抑制外部振动的常规补偿器接合到常规控制器，则在抑制信号产生式中必须根据外部振动的频率适当地设置系数。在图44的系统的情况下，必须调整用于抑制外部振动的补偿器104的传递函数(自适应准则)的增益和相位。如果这种调整不适当，则控制系统会变得不稳定。

上述各种常规扰动抑制控制方法使用反馈系统的设计原理，基于经验或基于估计，将这种系数预先确定为增益和相位，并且在产生式中增益和相位为固定值。在对系数的这种设置中，可以根据一定范围内的扰动频率(例如，伺服系统的估计频率范围)进行扰动抑制。

然而，如果盘装置用于上述移动环境中，则未知扰动频率的范围根据工作状态而变化，不易估计未知扰动频率的范围。在现有技术中的扰动自适应控制的情况下，可以跟随的频率范围有限，因此在上述工作环境下，经调整的增益和相位可能不适当，可能使得控制系统不稳定。也不能指定扰动的级别，这使得控制系统不稳定，并可能放大误差或者甚至可能使误差发散。

发明内容

鉴于以上情况，本发明的一个目的是提供实现适应于较宽范围内的扰动频率的扰动抑制控制的头位置控制方法、头位置控制装置以及盘装置。

本发明的另一目的是提供即使用于移动环境时也可实现扰动抑制控制的头位置控制方法、头位置控制装置以及盘装置。

本发明的又一目的是提供实现适应于较宽范围内的扰动频率和扰动振幅的扰动抑制控制的头位置控制方法、头位置控制装置以及盘装置。

本发明的又一目的是提供以高精度实现适应于较宽范围内的扰动频率的扰动抑制控制的头位置控制方法、头位置控制装置以及盘装置。

为了实现这些目的，本发明是用于根据位置信号通过致动器对头到盘期望轨道上的定位进行控制的头定位控制方法，所述位置信号是头从盘读取的。该控制方法包括以下步骤：根据目标位置与从位置信号获取的当前位置之间的位置误差来获取致动器的控制值的步骤；按照自适应准则根据基于位置误差的信号来逐次地估计外部振动频率的步骤；根据基于位置误差的信号估计周期性扰动的转动矢量并且使用用于外部振动抑制的常数获取外部振动抑制控制值的步骤；根据逐次估计出的外部振动频率中的每一个来逐次校正所述用于外部振动抑制的常数的步骤；以及通过将控制值与外部振动抑制控制值相加来产生致动器的驱动值的步骤。

本发明还是用于根据位置信号通过致动器对头到盘期望轨道上的定位进行控制的头定位控制装置，所述位置信号是头从盘读取的。该装置具有：控制单元，用于根据目标位置与从位置信号获取的当前位置之间的位置误差来获取致动器的控制值；自适应控制单元，用于按照自适应准则根据基于位置误差的信号来逐次地估计外部振动频率，根据所述基于位置误差的信号来估计周期性扰动的转动矢量，使用用于外部振动抑制的常数来获取外部振动抑制控制值，并且根据逐次估计出的外部振动频率中的每一个来逐次地校正用于外部振动抑制的常数；以及加法单元，用于将控制值与外部振动抑制控制值相加并产生致动器的驱动值。

本发明的盘装置具有：用于从盘中读取信息的头；用于沿盘的轨道横向方向移动头的致动器；以及控制单元，用于根据目标位置与通过头读取的位置信号获取的当前位置之间的位置误差来获取致动器的控制值以根据位置信号将头定位到盘的期望轨道上。所述控制单元进一步包括：自适应控制块，用于按照自适应准则根据基于位置误差的信号来逐次地估计外部振动频率，根据所述基于位置误差的信号来估计周期性扰动的转动矢量，使用用于外部振动抑制的常数来获取外部振动抑制控制值，并且根据逐次估计出的外部振动频率中的每一个来逐次地校正所述用于外部振动抑制的常数；以及加法块，用于将控制值与外部振动抑制控制值相加并产生致动器的驱动值。

在本发明中，优选地，估计步骤进一步具有按照自适应准则根据基于位置误差的信号来估计逐次扰动的角频率的步骤，获取外部振动抑制值的步骤进一步具有使用输出增益作为所述用于外部振动抑制的常数将估计的周期性扰动的转动矢量转换为电流值作为外部振动抑制控制值的步骤，并且，校正步骤进一步具有根据逐次估计出的角频率来逐次校正输出增益的步骤。

在本发明中，仍为优选地，校正步骤进一步具有如下步骤：使用估计的角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表、取出对应的输出增益、并对作为所述用于外部振动抑制的常数的输出增益进行更新。

在本发明中，仍为优选地，校正步骤进一步具有如下步骤：使用估计的角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表、取出对应的两个输出增益的步骤；以及通过对这两个输出增益进行插值来获取所估计角频率的输出增益并对作为所述用于外部振动抑制的常数的输出增益进行更新的步骤。

仍为优选地，本发明进一步具有将外部振动抑制控制值延迟一个采样的步骤，并且，产生步骤进一步具有通过将当前采样中的控制值与延迟了一个采样的外部振动抑制控制值相加来产生致动器的驱动值的步骤。

在本发明中，仍为优选地，估计步骤进一步具有用上限值和下限值来限制估计角频率的步骤。

在本发明中，仍为优选地，针对每一个采样执行估计步骤、校正步骤、外部振动抑制值获取步骤和产生步骤，并且，在一个采样时间内多次执行获取控制值的步骤。

仍为优选地，本发明进一步具有如下步骤：针对多个外部振动频率中的每一个，执行估计步骤、校正步骤、和获取外部振动抑制值步骤；以及将针对各个外部振动频率的多个外部振动抑制值相加的步骤。

在本发明中，仍为优选地，执行步骤进一步具有对估计的多个外部振动频率中的一个进行校正以使得估计的所述多个外部振动频率不交叠的步骤。

在本发明中，由于按照自适应准则根据基于位置误差的信号来估计外部振动频率，因此可以估计准确的外部振动频率(其为积分补偿的)，并且，由于使用此估计外部振动频率来校正补偿器的常数，因此可以对宽范围的外部振动频率执行高度准确的跟随控制。由此，根据估计外部振动频率值，补偿器的操作可以始终保持在最优，并且，通过校正补偿器的常数，可以对宽范围的外部振动频率进行跟随控制。

附图说明

图1是描绘根据本发明实施例的盘存储装置的框图；

图2是描绘在图1的结构中的盘的位置信号的图；

图3是描绘图2中的位置信号的详情的图；

图4是读取图2中的位置信号时的波形图；

图5是描绘图1中的头的寻道(seek)操作的图；

图6是描绘本发明第一实施例中的扰动抑制补偿器接合于的定位控制系统的框图；

图7是描绘其中对图6中的控制器进行观测器控制的变型例的框图；

图8是描绘包括在图6的结构中的扰动抑制补偿器在内的自适应控制块的详细框图；

图9示出了图6、图7和图8中的表的构成；

图10示出了图6、图7和图8中的表的另一构成；

图11是图9和图10中的输出增益的特性图；

图12是当使用内部常数固定的常规补偿器时的仿真结果的曲线图；

图13是当使用对内部常数进行更新的本发明的补偿器时的仿真结果的曲线图；

图14是描绘本发明第二实施例的扰动抑制补偿器接合于的定位控制系统的框图；

图15是描绘其中对图14中的控制器进行观测器控制的变型例的框图；

图16是描绘当将图14和图15中的用于扰动抑制的计算延迟一个采样时的处理的顺序图；

图17是描绘当不将图6和图7中的用于扰动抑制的计算延迟一个采样时的处理的顺序图；

图18是描绘图14和图15中的自适应控制处理的流程图；

图19是描绘本发明第三实施例的扰动抑制补偿器接合于的定位控制系统的框图；

图20是描绘图19的表中的存储数据的曲线图；

图21是描绘本发明第四实施例的扰动抑制补偿器接合于的定位控制系统的框图；

图22是描绘图21中的估计角频率的上限和下限的图；

图23是描绘图21中的自适应控制处理的流程图；

图24是描绘本发明第五实施例的扰动抑制补偿器接合于的定位控制系统的框图；

图25是描绘其中对图24中的控制器进行观测器控制的变型例的框图；

图26是描绘包括图24的结构中的扰动抑制补偿器在内的自适应控制块的详细框图；

图27是描绘根据本发明第五实施例的定位控制系统的另一结构的框图；

图28是描绘其中对图27中的控制器进行观测器控制的变型例的框图；

图29是描绘图27中的自适应控制处理的流程图；

图30是描绘本发明第六实施例的扰动抑制补偿器接合于的定位控制系统的框图；

图31是描绘通过图30中的双倍速率控制进行的自适应控制的操作的图；

图32是描绘根据本发明第六实施例的另一定位控制系统的框图；

图33是描绘图32中的自适应控制处理的流程图；

图34是描绘根据本发明第六实施例的又一定位控制系统的框图；

图35是描绘图34中的自适应控制处理的流程图；

图36是描绘本发明第七实施例的扰动抑制补偿器接合于的定位控制系统的框图；

图37是描绘根据本发明第七实施例的又一定位控制系统的框图；

图38是描绘根据本发明第七实施例的又一定位控制系统的框图；

图39是描绘基于对应用了本发明的控制系统的计算机仿真的示例的响应的曲线图；

图40是描绘基于对应用了本发明的控制系统的计算机仿真的另一示例的响应的曲线图；

图41是描绘在应用了本发明的磁盘装置上的程序中对电流值施加正弦扰动时的响应的曲线图；

图42是描绘在应用了本发明的磁盘装置上的程序中对电流值施加另一正弦扰动时的响应的曲线图；

图43是描绘当应用了本发明的磁盘装置受到振动器的振动时的收敛响应结果的曲线图；

图44是描绘包括用于扰动抑制的常规补偿器的控制系统的框图；以及

图45是图44的现有技术的开环特性图。

具体实施方式

现在按以下顺序来说明本发明：盘装置、定位控制系统的第一实施例、定位控制系统的第二实施例、定位控制系统的第三实施例、定位控制系统的第四实施例、定位控制系统的第五实施例、定位控制系统的第六实施例、定位控制系统的第七实施例、示例以及其他实施例。在本发明中，将磁盘装置(硬盘驱动器)作为示例进行描述。然而，本发明中描述的技术还可以应用于其他盘装置，例如诸如CD-ROM和DVD-ROM的光盘装置，以及诸如MO和MD的磁光盘装置。

盘装置

图1是描绘根据本发明的盘存储装置的框图，图2是描绘图1中的磁盘的位置信号的设置的图，图3是描绘图1和图2中的磁盘的位置信号的结构的图，图4是当读取图3中的位置信号时的波形图，图5是描绘图1中的头位置控制的图。

图1示出了作为盘存储装置的磁盘装置。如图1所示，作为磁存储介质的磁盘4安装在主轴电机5的转动轴2。主轴电机5使磁盘4转动。致动器(VCM)1在端部具有磁头3，并且沿磁盘4的径向移动磁头3。

致动器1由绕转动轴转动的音圈电机(VCM)构成。在图1中，在磁盘装置中安装有两个磁盘4，同一致动器1同时驱动四个磁头3。

磁头3由读取元件和写入元件构成。在磁头3中，包括磁电阻(MR)元件的读取元件层叠在滑动器(slider)上，包括写入线圈的写入元件层叠于其上。

位置检测电路7将磁头3读取的位置信号(模拟信号)转换为数字信号。读/写(R/W)电路10控制磁头3的读取和写入。主轴电机(SPM)驱动电路8驱动主轴电机5。音圈电机(VCM)驱动电路6将驱动电流提供给音圈电机(VCM)1并驱动VCM 1。

微控制器(MCU)14根据来自位置检测电路7的数字位置信号检测(解调)当前位置，并根据检测到的当前位置与目标位置之间的误差来计算VCM驱动命令值。换言之，执行位置解调和伺服控制。只读存储器(ROM)13例如存储MCU 14的控制程序。随机存取存储器(RAM)12例如存储用于MCU 14的处理的数据。

硬盘控制器(HDC)11基于伺服信号的扇区号来判断在盘的一转中的位置，并读取和写入数据。用于缓冲器的随机存取存储器(RAM)15临时存储读取数据和写入数据。HDC 11使用诸如USB、ATA和SCSI的接口IF与主机进行通信。总线9连接这些组件。

如图2所示，在磁盘4中，在各道上周向等间距地从外道到内道设置有伺服信号(位置信号)16。各道由多个扇区构成，图2中的实线示出了伺服信号16的记录位置。如图3所示，位置信号由伺服标记(ServoMark)、道号(GrayCode)、索引(Index)以及偏移信息(伺服脉冲)(PosA、PosB、PosC、PosD)构成。图3中的虚线表示道中心。

图4是当头3读取图3中的位置信号时的信号波形图。使用图4中示出的信号波形的道号(GrayCode)和偏移信息(PosA、PosB、PosC、PosD)来检测磁头在径向的位置。此外，基于索引信号(Index)，检测磁头在周向的位置。

例如，当检测到索引信号时，扇区号设置为0号，并且每次检测到伺服信号时使扇区号递增，以获得道内各扇区的扇区号。伺服信号的扇区号是进行数据读取和写入时的基准。各个道中存在一个索引信号。可以指定扇区号，而不是索引号。

图5是图1中的MCU 14执行的对致动器的寻道控制的示例。通过图1中的位置检测电路7，MCU 14确认致动器的位置，执行伺服计算，并向VCM 1提供适当的电流。图5示出了从开始寻道起到将头3从道位置移动至目标道位置的控制转换、致动器1的电流、致动器(头)1的速度、以及致动器(头)1的位置。

换言之，在寻道控制中，可以在粗控制、稳定控制(settlement control)和跟随控制的转换中将头移动到目标位置。粗控制基本上是速度控制，稳定控制和跟随控制基本上是位置控制，对于这两种控制必须检测头的当前位置。

为了确认此位置，如图2所示，将伺服信号预先记录在磁盘上。换言之，如图3所示，记录表示伺服信号开始位置的伺服标记、表示道号的格雷码、索引信号、以及表示偏移的信号PosA到PosD。由磁头来读取这些信号，并且位置检测电路7将这些伺服信号转换为数字值。

定位控制系统的第一实施例

图6是描绘本发明的定位控制系统(伺服控制系统)的第一实施例的框图，图7是描绘图6的变型例的框图，图8是描绘图6和图7中的扰动抑制补偿器的框图，图9示出了用于图6到图8中的扰动抑制补偿的表的构成，图10示出了用于图6到图8中的扰动抑制补偿的表的另一构成，图11是描绘存储在图9和图10的表中的F值的曲线图。

图6是描绘MCU 14执行的伺服控制系统的计算的框图。换言之，计算块20计算目标位置“r”与当前位置“y”之间的位置误差“e”，控制块(Cn)21执行控制计算，计算控制量Un，并驱动作为装置(plant)22的VCM 1(头3)。对于装置22的位置，对来自磁头3的伺服信号进行解调，计算当前位置“y”，并将结果反馈给计算块20。

频率估计单元24使用位置误差“e”和扰动抑制补偿器23(Cd)的内部变量来估计外部振动的角频率ω。补偿表25对应于各频率ω地存储用于外部振动抑制的补偿器23(Cd)的常数。扰动抑制补偿器23(Cd)通过基于频率估计单元24的角频率ω从补偿表25中读取的常数来校正内部常数，并根据位置误差“e”来计算扰动抑制控制量Ud。加法块26将控制量Un和扰动抑制控制量Ud相加，并将其输出给装置22。

这样，根据角频率(扰动频率)ω的估计值校正了补偿器Cd的内部常数，因此补偿器Cd的操作可以在宽频率范围内始终保持在最优。

首先，将描述控制块(控制器)21。在设计磁盘装置的定位控制系统的过程中，控制目标装置(即致动器)通常由式(1)来表述。

$y=\frac{\mathrm{Bl}}{m}\frac{1}{s^2}u---\left(1\right)$

在式(1)中，“u”是要提供给致动器的电流，“y”是观测到的位置，B1是力常数，“m”是等效质量，“s”是拉普拉斯算子。磁盘装置通常为转动致动器，但是当设计控制器时，可以将其转换为等效的线性致动器，如式(1)所示。

对磁盘装置的典型控制为观测器控制。致动器的传递函数由式(2)示出的状态方程来表述。

$s\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)+\frac{\mathrm{Bl}}{m}\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right)u$

$y=\left(\begin{array}{cc}1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\\ v\end{array}\right)$ …(2)

“x”和“y”表示位置，“v”表示速度，“u”表示驱动电流。以采样周期T对该模拟模型进行Z变换，并将单位转换为对磁盘装置进行数字控制所用的单位。具体地，位置以道为单位，速度以道/采样为单位，电流用使得最大电流为1的归一化单位。于是，致动器的状态方程变为式(3)。

$\left(\begin{array}{c}x[k+1]\\ v[k+1]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left[k\right]\\ v\left[k\right]\end{array}\right)+\mathrm{Ka}\left(\begin{array}{c}1/2\\ 1\end{array}\right)u\left[k\right]$

$y\left[k\right]=\left(\begin{array}{cc}1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\left[k\right]\\ v\left[k\right]\end{array}\right)$ …(3)

Ka为增益，包括Bl/m。

使用该式，实现观测器控制。用于对磁盘装置进行数字控制的观测器控制具有下式(4)中的称为当前观测器的结构。

$\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{hat}\left[k\right]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{bar}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{bar}\left[k\right]\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\end{array}\right)\left(y\right[k]-x\_\mathrm{bar}[k\left]\right)$

u[k]＝-Fx·x_hat[k]-Fv·v_hat[k]  …(4)

$\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{bar}[k+1]\\ v\_\mathrm{bar}[k+1]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{hat}\left[k\right]\end{array}\right)+\mathrm{Ka}\left(\begin{array}{c}1/2\\ 1\end{array}\right)u\left[k\right]$

如式(4)所示，通过观测器的估计位置误差(即，观测位置y[k]与一个采样前计算的估计位置x_bar[k]之差)来校正状态变量x_hat[k]和v_hat[k]。然后，将这两个状态变量x_hat[k]和v_hat[k]乘以反馈增益Fx和Fv，并输出电流u[k]。在输出电流之后，估计下一采样的状态变量值，x_bar[k+1]和v_bar[k+1]。

使用该式(4)，控制器21(Cn)执行观测器控制。

上述观测器对应于模拟控制中的PD控制。在磁盘装置中还需要进行积分补偿。用于加入等效于积分补偿的控制的一种方法是偏置补偿。将由下式(5)给出的固定偏置“b”加入模拟装置模型。

s·b＝0…(5)

然后，通过使用式(3)和离散化的式(5)来构造当前观测器，并获得下式(6)。

$\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ b\_\mathrm{hat}\left[k\right]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{bar}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{bar}\left[k\right]\\ b\_\mathrm{bar}\left[k\right]\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\\ L3\end{array}\right)\left(y\right[k]-x\_\mathrm{bar}[k\left]\right)$

u[k]＝-Fx·x_hat[k]-Fv·v_hat[k]-Fb·b_hat[k] …(6)

$\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{bar}[k+1]\\ v\_\mathrm{bar}[k+1]\\ b\_\mathrm{bar}[k+1]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 0& 1& 2\\ 0& 0& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ b\_\mathrm{hat}\left[k\right]\end{array}\right)+\mathrm{Ka}\left(\begin{array}{c}1/2\\ 1\\ 0\end{array}\right)u\left[k\right]$

在上面的描述中，将已知的观测器控制器用作控制器，但是作为另一控制方法，可以使用具有下式(7)所示特性的PID控制。

$(\frac{\mathrm{Ki}}{s}+\mathrm{Kp}+\mathrm{Kd}\·s)---\left(7\right)$

在式(7)中，Ki为积分增益，Kp为比例增益，Kd为微分增益，s是拉普拉斯算子。

也可以使用其中PI控制和LeadLag滤波器串联连接的控制器来进行这种控制。传递函数示于下式(8)。

$(\frac{\mathrm{Ki}}{s}+\mathrm{Kp})\frac{s+a1}{s+b1}---\left(8\right)$

在该式(8)中，Ki为积分增益，Kp为比例增益，a1和b1是Lead Lag滤波器的特性，s为拉普拉斯算子。

在近来的磁盘装置中，不是通过模拟控制而是通过数字控制来对致动器进行控制。式(7)和(8)中描述的控制器21是基于模拟控制表述的，但是对这些表述进行转换以用于数字控制，并将其安装在装置中。

通过PID控制、PI控制×Lead Lag滤波器、以及观测器控制的结构描述了控制器21的结构。本发明不仅可以应用于上述控制器21，而且可以应用于线性控制器21。例如，可以将按H无限控制理论设计的滤波器用于该控制器。

此外，磁盘装置的致动器具有谐振特性，因此，由于谐振而导致的致动器的振动影响谐振位置精度。因此，在很多情况下，将基于下式(9)的多个陷波滤波器级联以抑制谐振。实际上对式(9)进行离散化并使用。

$\frac{s^2+2\·\mathrm{\ζ}2\·\mathrm{\ωr}\·s+\mathrm{\ω}{r}^2}{s^2+2\·\mathrm{\ζ}1\·\mathrm{\ωr}\·s+{\mathrm{\ωr}}^2}---\left(9\right)$

在图6中描述补偿器23、表25以及ω估计器24。如图6所示，对图44的常规结构设置有：表25，用于存储要由用于估计外部振动的角频率ω的估计部24查阅的、用于外部振动抑制的补偿器Cd的常数；以及用于对补偿器23(Cd)的内部常数进行校正的装置。图6中的虚线表示的装置实现为数字控制。

现在将描述数字控制的补偿器23(Cd)的结构。当扰动频率已知时，通过式(10)中的状态方程来设计跟随周期性扰动的数字控制的补偿器23。

$\left(\begin{array}{c}x1[k+1]\\ x2[k+1]\end{array}\right)=G\left(\begin{array}{c}x1\left[k\right]\\ x2\left[k\right]\end{array}\right)+L\·e\left[k\right],$

$\mathrm{Udist}\left[k\right]=F\·\left(\begin{array}{c}x1\left[k\right]\\ x2\left[k\right]\end{array}\right),$

$G=\left(\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\ωT}\right)& -\sin \left(\mathrm{\ωT}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ωT}\right)& \cos \left(\mathrm{\ωT}\right)\end{array}\right),---\left(10\right)$

其中， $L=\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right),$ F＝-(F1 F2)

或者， $L=\left(\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right),$ F＝-(F3 F4)

在式(10)中，(x1，x2)为扰动的转动矢量的状态变量，“e”为位置误差，“L”为输入增益，Udist为扰动抑制输出电流Ud，F为输出增益，ω为已知扰动的角频率，而T为控制系统的采样周期。例如，将输出增益F设计为在假定的扰动频率的波动范围的中心频率处为最优，并且一旦设计好了，该常数F就固定不变。例如，如果在接合用于扰动抑制的补偿器之前控制器的初始特性为C并且装置的特性为P，则使用下式(11)的传递函数。

P/(1+CP)…(11)

考虑该式(11)的传递函数中针对角频率ω的相位特性以及针对已知扰动的收敛响应时间来调整输出增益F。

在式(10)中，输入增益L的元素为“0”或“1”，但也可使用另一固定值。使用仿真来确定对增益F的常数设计。然而，例如计算延迟、致动器的谐振、以陷波滤波器为代表的用于抑制谐振的各种滤波器的插入、以及用于驱动VCM的放大器的频率特性也具有实际的影响。因此，在实际操作该装置时对F的最终值进行检查和调整。

在此处的描述中，使用位置误差作为输入。可以使用图7中描述的观测器的估计位置误差。在这种情况下，必须改变要用于设计增益F的传递函数。例如，使用从电流扰动到观测器的估计位置误差的传递函数。

在式(10)中，扰动的角频率ω为固定值。在本发明中，对扰动的角频率ω进行逐次校正以适应于未知扰动频率。现在将说明为此的自适应准则。自适应准则是通过对式(10)中的离散系统的周期性扰动的补偿器23的状态方程进行变形而导出的，使用式(12)的连续系统。

$s\left(\begin{array}{c}x1\\ x2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}0& -\mathrm{\ω}\\ \mathrm{\ω}& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}x1\\ x2\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}L1\\ L2\end{array}\right)e---\left(12\right)$

在式(12)中，x1为扰动的正弦分量，x2为扰动的余弦分量，L1和L2是输入增益，“e”为位置误差，s为拉普拉斯算子。

对于转动矢量的角频率ω，转动矢量为正弦分量x1和余弦分量x2的正切，角频率ω为其微分值，因此，由下式(13)给出该转动矢量的角频率ω。

$\mathrm{\ω}=\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}=\frac{d}{\mathrm{dt}}{\tan }^{-1}\left(\frac{x2}{x1}\right)=\frac{x1\frac{\mathrm{dx}2}{\mathrm{dt}}-\frac{\mathrm{dx}1}{\mathrm{dt}}x2}{{x1}^2+{x2}^2}---\left(13\right)$

展开式(12)中的模拟补偿器的状态方程，确定x1和x2的微分值，并将x1和x2的微分值代入式(13)，于是，获得下式(14)。

$\mathrm{\ω}=\frac{x1(\mathrm{\ω}\·x1+L2\·e)-(-\mathrm{\ω}\·x2+L1\·e)x2}{{x1}^2+{x2}^2}$

$=\mathrm{\ω}+\frac{L2\·x1-L1\·x2}{{x1}^2+{x2}^2}$ …(14)

如果所估计未知扰动的角频率是正确的，则补偿器23(Cd)可以适当地抑制该扰动。结果，位置误差“e”或者观测器的估计位置误差为零。换言之，在式(14)中，补偿器23(Cd)的目标角频率ω和估计扰动的角频率ω一致时的条件是式(13)右边的位置误差“e”项为零。换言之，式(15)成立。

$\frac{L2\·x1-L1\·x2}{{x1}^2+{x2}^2}e=0---\left(15\right)$

换言之，逐次地对角频率ω进行校正以满足式(15)。为此，以时间微分形式和下式(16)的自适应准则(积分补偿准则)来表述式(15)。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{\ω}=\mathrm{Ka}\·\frac{L2\·x1-L1\·x2}{{x1}^2+{x2}^2}e---\left(16\right)$

使用该式，逐次地对ω的值进行校正。将式(16)校正为积分形式，并由数字控制式来表述，于是可以获取下式(17)。

$\mathrm{\ω}\left[k\right]=\mathrm{\ω}[k-1]+\mathrm{Ka}\·\frac{L2\·x1\left[k\right]-L1\·x2\left[k\right]}{x1{\left[k\right]}^2+x2{\left[k\right]}^2}e\left[k\right]---\left(17\right)$

Ka为自适应增益。在式(17)中，以加法形式使用自适应准则。其可以表述为乘法形式，如下式(18)所示。

$\mathrm{\ω}\left[k\right]=\mathrm{\ω}[k-1](1+\mathrm{Ka}2\·\frac{L2\·x1\left[k\right]-L1\·x2\left[k\right]}{x1{\left[k\right]}^2+x2{\left[k\right]}^2}e[k\left]\right)---\left(18\right)$

在式(18)中，自适应增益Ka2为与上述自适应增益Ka不同值的增益。

在以下说明中，将使用式(17)所示的按照加法格式的自适应准则，但是可以同样地使用式(18)所示的按照乘法格式的自适应准则。

首先，使用自适应准则来对补偿器针对周期性扰动的目标频率进行校正，然后角频率随时间k而变化。因此，将针对式(10)所示的已知扰动频率对周期性扰动进行跟随的补偿器构造为根据角频率的变化而对参数进行更新。换言之，还根据逐次校正来更新用于调整输入的相位和振幅的输入增益L、用于使矢量转动的矩阵G、以及用于调整输出的相位和振幅的输出增益(矩阵)F。由此，改进了逐次校正的精度。换言之，通过将式(10)与自适应准则进行匹配来设计式(19)的自适应控制器。

$\left(\begin{array}{c}x1[k+1]\\ x2[k+1]\end{array}\right)=G\left(\begin{array}{c}x1\left[k\right]\\ x2\left[k\right]\end{array}\right)+L\·e\left[k\right],$

$\mathrm{Udist}\left[k\right]=F\·\left(\begin{array}{c}x1\left[k\right]\\ x2\left[k\right]\end{array}\right),$

$G=\left(\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\ω}\right[k\left]T\right)& -\sin \left(\mathrm{\ω}\right[k\left]T\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ω}\right[k\left]T\right)& \cos \left(\mathrm{\ω}\right[k\left]T\right)\end{array}\right)$ …(19)

然而，L、F[k]和ω[k]是根据矩阵L由式(20)或式(21)给出的。

$L=\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right),$ F[k]＝-Mag(ω[k])(cos(Phs(ω[k]))sin(Phs(ω[k])))，

ω[k]＝ω[k-1]+Ka·x1[k]·e[k]/(x1[k]²+x2[k]²)  …(20)

$L=\left(\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right),$ F[k]＝-Mag(ω[k])(-sin(Phs(ω[k]))cos(Phs(ω[k])))，

ω[k]＝ω[k-1]-Ka·x2[k]·e[k]/(x1[k]²+x2[k]²) …(21)

在式(19)到式(21)中，矩阵L为固定的，当自适应准则ω[k]发生更新时，矩阵G和F改变为G[k]和F[k]。换言之，角频率随时间流逝而变化，因此G的cosine(ω[k]T)和sine(ω[k]T)以及矩阵F的值也随之更新。这里，Mag和Phs是从电流扰动到位置误差的传递函数(式(10)中所示)中对于角频率ω的增益(振幅)和相位。并且，通过根据ω[k]改变到增益Mag(ω[k])和相位Phs(ω[k])，由输出增益F[k]调整输出的相位和增益。

对于输入增益L，如式(20)和式(21)所示，分别将L1和L2设置为正弦和余弦，在自适应控制式(20)和(21)中，将L的两个变量之一设置为“1”并将另一个设置为“0”。输入侧L和输出侧F中的任一个都足以调整增益和相位，上述自适应控制必须不仅抑制扰动而且估计扰动的角频率ω。

将内部状态变量x1和x2用于进行估计。为了简化ω的估计式，将L1和L2中的一个设置为“1”，而将另一个设置为“0”，并将它们代入式(17)，于是，如果L1＝0且L2＝1则自适应准则变形为式(20)中的自适应准则(ω[k])，如果L1＝1且L2＝0则自适应准则变形为式(21)中的自适应准测(ω[k])。由此，可以减少运算时间。

无疑，矩阵L和矩阵F中的每一个中的两个变量的值都可以根据ω[k]而变化。例如，可以设置L＝(L1(ω[k])与L2(ω[k]))。可以使输出侧增益F固定而使输入侧增益L根据ω[k]而改变。然而，与式(20)和(21)相比，这需要花费计算ω[k]的时间。

使x1和x2移90度，由此，通过设置矩阵L，F[k]的相位项的正弦矩阵和余弦矩阵彼此相反，如式(20)和式(21)所示。

返回图6，ω估计部24针对各个采样计算式(20)或式(21)的ω[k]。表25存储着与ω[k]对应的G和F[k]值。ω估计部24通过查阅表25，根据ω[k]的估计值针对各个采样确定G和F[k]值，并且设置用于扰动抑制的补偿器23中的值。补偿器23计算式(19)，计算x1[k+1]、x2[k+1]以及扰动抑制电流值Udist[k](Ud[k])，并将它们输出。

加法器26将控制器21的控制电流值Un[k]与外部扰动抑制电流值Ud[k]相加，将结果输出给装置22(VCM 1)，并对其进行驱动。

图7是当使用图6中的对控制器21的观测器控制将观测器21的估计位置误差e[k]提供给用于扰动抑制的自适应控制23和24的输入时的结构。观测器的估计位置误差e[k]是加法器20的位置误差(r-y)与观测器的估计位置之差。

将参照图8、图9和图10来对此更详细地进行描述。图8是式(19)到式(21)的框图。图8中的1/z表示延迟一个采样T。z是用于数字控制的z变换的算子z。如图8所示，ω估计部24包括：计算部24-1，用于计算式(20)的ω自适应式的第二项(Ka·x1[k]…)；延迟块24-2，用于将估计ω[k]延迟一个采样；以及加法块24-3，用于将经延迟的ω(ω[k-1])与计算块24-1对第二项的计算结果相加。这对于式(21)中的自适应式也是一样的。

另一方面，如图9所示，表25根据各个估计ω的值来存储G和F值。换言之，作为式(19)中的矩阵G，存储ω[k]＝1·ωr至n·ωr的sin(1·ωr·T)至sin(n·ωr·T)和cos(1·ωr·T)至cos(n·ωr·T)。sin(1·ωr·T)至sin(n·ωr·T)的值从“0”开始，达到“1”，然后返回“0”。cos(1·ωr·T)至cos(n·ωr·T)的值从“1”开始，达到“0”，然后返回“1”。

此外，作为输出增益F，存储ω[k]＝1·ωr至n·ωr的F1(1·ωr)至F1(n·ωr)和F2(1·ωr)至F2(n·ωr)。在式(20)中，F1＝-Mag(ω[k])·cos(Phs(ω[k]))，F2＝-Mag(ω[k])·sin(Phs(ω[k]))。这对于式(21)的情况也是一样的。

补偿器23计算式(18)中的x1[k+1]、x2[k+1]和Udist[k]。换言之，补偿器23包括：乘法块23-1，用于将位置误差e[k]乘以“L”；乘法块23-4，用于将x1[k]和x2[k]乘以来自表25的G[k]；加法块23-2，用于将两个乘法块23-1和23-4的输出相加并且输出x1[k+1]和x2[k+1]；延迟块23-3，用于将加法块23-2的输出延迟一个采样，并输出x1[k]和x2[k]；以及乘法块23-5，用于将延迟块23-3的输出x1[k]和x2[k]乘以来自表25的输出增益F1[k]和F2[k]。

在图9中，仅仅存储针对转动角频率的整数倍的值。图10示出了图8的另一张表的构成。图10示出了当在图9中删除正弦值时的示例。为了使用该表，通过计算根据余弦值来确定正弦值。换言之，通过下式(22)根据表25-1中的余弦来计算正弦。

SIN＝(1-COS²)^1/2    …(22)

必须记住，在式(22)中，删除了正弦分量，而非余弦分量。在这种情况下，必须表示直到奈奎斯特频率的值。换言之，如图9所示，余弦值从“1”变到“-1”，而在该范围内的正弦值为“0”到“1”，并且存在取相同正弦值的两个角频率。如果从表25-1中删除余弦分量并保留正弦分量，则必须判断余弦的正/负，为此必须检查ω值。这种判断处理需要额外的时间。

因此为了减小表的大小，优选地保留余弦值。在这种考虑并非必要的情况下，可以删除余弦分量并保留正弦分量。

图11示出了图9和图10中的输出增益F＝[F1，F2]的频率变化。换言之，横轴为频率(角频率)，纵轴为在各个频率的增益F1和F2。在图11中，按使得F1的绝对值的最大值与F2的绝对值的最大值中的较大者为“1”的方式对曲线图进行归一化。图11中的特性是基于仿真设计的，例如计算延迟、致动器的谐振、由陷波滤波器为代表的用于抑制谐振的各种滤波器的插入、以及用于驱动VCM的放大器的频率特性都具有实际的影响。因此在实际操作装置时对最终值进行检查和调整。

如图11所示，根据频率，F1和F2的增益是不同的值，并且其符号也不同。据此，在表25和25-1中设置各个角频率的F1和F2。该示例示出了针对图6所示的输入为位置误差的补偿器23的值。

图12示出了当将常规输出增益F＝[F1，F2]优化到1000Hz且固定时的估计扰动值和校正响应值的曲线图，图13示出了当本发明的输出增益F＝[F1，F2]针对各个频率进行优化并且频率值根据估计扰动频率而变化时的估计扰动值和校正响应值的曲线图。

在图12和图13中，上面的曲线图示出了横轴为时间(秒)而纵轴为位置误差PES(道数)，下面的曲线图示出了横轴为时间(秒)而纵轴为估计频率(Hz)。图12和图13都示出了当将补偿器23的频率和扰动频率设置为不同的未知扰动频率时的情况，是使用图44和图6中的系统的仿真结果，其中扰动频率为200Hz，补偿器23的初始频率为1000Hz。

如图12中的现有技术所示，如果扰动频率(200Hz)对于补偿器23是未知的，则不能校正该扰动，且位置误差PES不收敛，相反扰动抑制控制使得位置误差发散，如图12中的上曲线图所示。估计频率也不同于200Hz(其在图12的下曲线图中示为实线)，而是围绕初始值1000Hz，该估计频率不收敛。

另一方面，在当应用本发明的仿真结果中，如图13所示，即使扰动频率(200Hz)对于补偿器23是未知的，也可以准确地对扰动进行校正，并且位置误差PES收敛，如图13中的上曲线图所示。估计频率也收敛到由图13中下曲线图中的实线所表示的200Hz。在图13中，位置误差范围为“4”到“-4”，而在图12的现有技术的情况下，位置误差范围为“5000”到“-5000”。

因此，通过应用本发明，即使提供未知的扰动频率，也可以准确快速地抑制扰动。例如，如图13中的仿真结果所示，即使施加了扰动，位置误差也在0.04到0.06秒内收敛。如果盘转动为4200rpm，则一个转动花费0.014毫秒，因此可以在盘的2到4个转动中抑制单个扰动。

定位控制系统的第二实施例

图14是描绘本发明的定位控制系统(伺服控制系统)的第二实施例的框图，图15示出了描绘图14的变型例的框图，图16和图17是描绘图14和图15中的控制系统的计算处理的图，图18是描绘图14和图15中的伺服控制系统的计算处理的流程图。

图14是描绘图1中的MCU 14执行的伺服控制系统的计算的框图。在图14中，用相同的标号来表示与图6中的组件相同的组件。换言之，计算块20计算目标位置“r”与当前位置“y”之间的位置误差“e”，控制块(Cn)21执行控制计算，计算控制量Un，并驱动作为装置22的VCM1(和头3)。对于装置的位置，对来自磁头3的伺服信号进行解调并计算当前位置“y”，将当前位置“y”反馈给计算块20。

频率估计单元24使用位置误差“e”和扰动抑制补偿器23(Cd)的内部变量来估计外部振动的角频率ω。补偿表25与各个频率ω对应地存储用于外部振动抑制的补偿器23(Cd)的常数。扰动抑制补偿器23(Cd)通过使用频率估计单元24的角频率ω从补偿表25中读取的常数来对内部常数进行校正，并根据位置误差“e”来计算扰动抑制控制量Ud。加法块26将控制量Un与扰动抑制控制量Ud相加，并将其输出给装置22。延迟单元27将补偿器23的输出Ud延迟一个采样，并将其输出给加法块26。

如果延迟了一个采样，则产生相位特性的偏移(相位滞后)。因此，输出增益F的设置值不同于图6和图8到图10中的值。例如，按图8中的特性产生相位滞后，因此图8中的特性对该相位滞后量是超前的。

如图14所示，因为减少计算处理时间，所以有意将扰动抑制输出延迟一个采样。将参照图16和图17来对此进行说明。为了改善控制系统的响应特性，减少计算处理时间(即减少从获得观测位置起到输出驱动电流U的时间)是至关重要的。

另一方面，与现有技术相比，用于本发明的自适应控制的式(17)到(21)需要额外的计算处理时间。换言之，如图17所示，如果MCU 14执行图6中的系统的计算，则首先对每k个采样使用式(6)来计算控制器(Cn)21的输出Un[k]。然后，由式(17)或式(18)来计算频率估计单元24的自适应准则以对估计角频率ω进行更新。

接着，使用该估计角频率ω来查阅表25，并更新补偿器23的G和F。并且，通过式(19)来计算补偿器(Cd)23的输出Ud(Udist)。最后，通过Un[k]+Ud[k]来计算装置22的输出U[k]。将该计算值输出给装置22，并改变输出电流。换言之，从获得观测位置y到输出驱动电流U的时间变长，控制系统的响应性下降(特别地，产生相位滞后)。当然，如果安装高速MCU 14，则不用确保该延迟。然而，为了提供低成本的盘装置，安装高速MCU 14并非最佳方案。

因此，不将当前采样值ω[k]用于扰动抑制的电流，而是使用一个采样之前估计的值ω[k-1]，并计算校正电流Ud。换言之，如图16所示，MCU 14首先在每k个采样使用式(6)来计算控制器(Cn)21的输出Un[k]。然后，使用针对前一采样计算的Ud[k-1](基于一个采样之前估计的值ω[k-1]、在延迟块27中延迟了一个采样的Ud)，通过Un[k]+Ud[k-1]来计算装置22的输出U[k]。将该计算值输出给装置22，其改变输出电流。

然后，基于式(17)或式(18)来计算频率估计单元24的自适应准则，并更新估计角频率ω[k]。接着，用该估计角频率ω[k]来查阅表25，更新补偿器23的G和F。并且，通过式(19)来计算补偿器(Cd)23的输出Ud(Udist)[k]。这样，从获得观测位置“y”到输出驱动电流U的时间减少，控制系统的响应性得到了改善(防止了相位滞后)。

如上所述，由于控制系统的响应(相位精度)变得更快，所以还可以使用前一采样的估计值ω[k-1]和Ud[k-1]，这改进了扰动频率估计速度。

图15是描绘图14的变型例的框图。用相同标号来表示与图14中的组件相同的组件。在图15的结构中，对图14中的控制器21使用观测器控制，并为用于扰动抑制的自适应控制(频率估计单元24、补偿器23)的输入提供观测器的估计位置误差。根据该结构，也可以同样地实现本发明。

图18是描绘通过图14或图15中的控制系统从获取观测位置起到电流输出并且到自适应控制计算的一系列处理的流程图。

(S10)首先，MCU 14从头3获取观测到的位置y，并计算位置误差“e”。

(S12)然后，MCU 14通过式(6)来计算控制器(Cn)21的输出Un[k]。

(S14)然后，MCU 14使用按前一采样计算的Ud[k-1]，通过Un[k]+Ud[k-1]来计算装置22的输出U[k]。将该计算值U输出给装置22，输出电流改变。

(S16)然后，MCU 14执行对自适应控制的计算。首先，执行对ω的更新计算。换言之，通过计算式(17)或式(18)中的频率估计单元(24)的自适应准则，对估计角频率ω[k]进行更新。

(S18)然后，MCU 14查阅表25，并更新G和F值。

(S20)然后，MCU 14对式(19)中的状态变量x1[k+1]和x2[k+1]执行更新计算，同时计算下一采样的校正电流Ud[k]。

定位控制系统的第三实施例

图19是根据本发明的定位控制系统(伺服控制系统)的第三实施例的框图，图20是描绘图19中的实施例的曲线图。图19中的实施例具有减小补偿表25的数据容量的结构。换言之，在图8到图10的实施例中，表25针对全部的估计角频率ω都保存G和F值。在本实施例的情况下，在表25中减少数据G和F的情况下执行相同的扰动抑制补偿。

在图19中，用相同的标号表示与图8中的组件相同的组件。换言之，正如图8一样，ω估计部24包括：计算块24-1，用于计算式(20)中的ω自适应式的第二项(Ka·x1[k]…)；延迟块24-2，用于将估计ω[k]延迟一个采样；以及加法块24-3，用于将经延迟的ω(ω[k-1])与计算块24-1的第二项的计算结果相加。式(21)的情况也是这样。

如图20所示，表25存储角频率ω的各个预定频率处的G和F值。例如，在图20中，存储每250Hz的输出增益F＝[F1，F2]。对于相位补偿值G也是这样。

插值计算单元28从表25中读取与从估计单元24输出的估计角频率ω[k]最接近的两个G和F，执行线性插值，并计算与估计角频率ω[k]对应的G[k]和F[k]。

补偿器23计算式(18)中的x1[k+1]、x2[k+1]以及Udist[k]。换言之，补偿器23包括：乘法块23-1，用于将位置误差e[k]乘以“L”；乘法块23-4，用于将x1[k]和x2[k]乘以来自插值计算单元28的G[k]；加法块23-2，用于将两个乘法块23-1和23-4的输出相加并输出x1[k+1]和x2[k+1]；延迟块23-3，用于将加法块23-2的输出延迟一个采样，并输出x1[k]和x2[k]；以及乘法块23-5，用于将延迟块23-3的输出x1[k]和x2[k]乘以来自插值计算单元28的输出增益F1[k]和F2[k]。

表25的结构可以是图9的结构或者图10的结构。换言之，将估计扰动的各个频率ω插入插值计算块28，块28查阅表25。难以在表25中保存无穷个值，因此从实际的角度出发，优选地，对于表25的值，保存间断频率处的G和F值。例如，保存对于为转动角频率整数倍的角频率的值。

使用该结构，可以在减小表25的大小的情况下实现与第一实施例相同的扰动抑制控制，这对于安装是有效的。

定位控制系统的第四实施例

图21是描绘本发明的定位控制系统(伺服控制系统)的第四实施例的框图，图22是描绘图21中的控制系统的计算处理的图，图23是描绘图21中的伺服控制系统的计算处理的流程图。图21是对估计角频率ω[k]的值设置上限和下限时的示例。

换言之，值ω不会为“0”或负值。并且，因为用数字控制来实现本发明，所以没有必要估计高于奈奎斯特频率(奈奎斯特频率是与为采样频率一半的频率对应的角频率)的频率。此外，由于诸如计算延迟的影响，难以处理奈奎斯特频率附近的扰动。此外，通过对控制器21的积分补偿可以处理诸如1Hz的极低频率的扰动，因此不需要对其进行处理。因此，如图22所示，在角频率ω的估计范围内设置上限ωmax和下限ωmin。

在图21中，用相同的标号来表示与图8和图19的组件相同的组件。换言之，ω估计块24包括：计算块24-1，用于计算式(20)中的ω自适应式的第二项(Ka·x1[k]…)；延迟块24-2，用于将估计ω[k]延迟一个采样；加法块24-3，用于将经延迟的ω(ω[k-1])与计算块24-1对第二项的计算结果相加；以及频率范围限制块24-4，用于设置加法块24-3的估计角频率ω的上限和下限。对于式(21)中的自适应式的情况也是这样。

如图20所示，表25存储角频率ω的各个预定频率处的G和F值。例如，在图20中，存储每250Hz的输出增益F＝[F1，F2]。对于相位补偿值G也是这样。

插值计算单元28在表25中读取与来自ω估计单元24的估计角频率ω[k]最接近的两个G和F值，执行线性插值，并计算与估计角频率ω[k]对应的G[k]和F[k]。

补偿器23计算式(19)的x1[k+1]、x2[k+1]以及Udist[k]。换言之，补偿器23包括：乘法块23-1，用于将位置误差e[k]乘以“L”；乘法块23-4，用于将x1[k]和x2[k]乘以来自插值计算单元28的G[k]；加法块23-2，用于将两个乘法块23-1和23-4的输出相加并输出x1[k+1]和x2[k+1]；延迟块23-3，用于将加法块23-2的输出延迟一个采样并输出x1[k]和x2[k]；以及乘法块23-5，用于将延迟块23-3的输出x1[k]和x2[k]乘以来自插值计算单元28的输出增益F1[k]和F2[k]。

表25的结构可以是图9的结构或者图10的结构。换言之，将估计扰动的各频率ω插入插值计算块28，块28查阅表25。难以在表25中保存无穷个值，因此从实际的角度出发，优选地，保存间断频率处的G和F值作为表25的值。例如，保存为转动角频率整数倍的角频率处的值。

使用该结构，估计角频率受到上限ωmax(例如，采样频率的一半＝奈奎斯特频率)的限制，还受到下限ωmin(例如，盘的转动频率)的限制。因此，可以防止过度的扰动抑制控制，并且可以实现稳定的扰动抑制控制。此外，上限可以是由于致动器的谐振频率的个体差异以及温度变化而导致的波动范围的下限频率。

图23是描绘图21中的控制系统从获取观测位置起到电流输出并且到自适应控制计算的一系列处理的流程图。

(S30)首先，MCU 14从头3获取观测位置“y”，并计算位置误差“e”。

(S32)然后，MCU 14通过式(6)计算控制器(Cn)21的输出Un[k]。

(S34)然后，MCU 14使用按前一采样计算的Ud[k-1]，通过Un[k]+Ud[k-1]来计算装置22的输出U[k]。将该计算值U输出给装置22，输出电流改变。

(S36)然后，MCU 14执行对自适应控制的计算。首先，执行对ω的更新计算。换言之，执行式(17)或式(18)中的频率估计单元24的自适应准则，更新估计角频率ω[k]。

(S40)然后，MCU 14判断估计角频率ω[k]是否为下限ωmin或更低。如果估计角频率ω[k]为下限ωmin或更低，则令估计角频率ω[k]为ω[k]＝ωmin。

(S42)然后，MCU 14查阅表25，并执行上述线性插值来更新G和F值。

(S44)然后，MCU 14对式(19)的状态变量x1[k+1]和x2[k+1]执行更新计算，同时计算下一采样的校正电流Ud[k]。

定位控制系统的第五实施例

图24是描绘本发明的定位控制系统(伺服控制系统)的第五实施例的框图，图25是描绘图24中的第五实施例的变型例的框图，图26是图24的详细框图，而图27是描绘图24的计算处理的流程图。图24及后面的实施例具有两个自适应控制块以支持两个不同频率的扰动。

换言之，在对上述实施例的描述中，未知扰动的频率数为一个。然而，根据盘装置的工作形式，可能由两个不同频率导致未知扰动。例如，当将盘装置安装在便携式装置中时，它是通过弹性部件安装的。在这种安装示例中，盘装置不仅直接接收扰动，而且通过弹性元件接收扰动，即，即使存在一个扰动，盘装置也接收到两个不同频率扰动。因此，针对两个不同未知频率的扰动执行抑制控制。

在图24中，用相同的标号表示与图6中的组件相同的组件。在图24中，由计算块20来计算目标位置“r”与当前位置“y”之间的位置误差“e”，并由控制块(Cn)21来执行控制计算，计算控制量Un，并驱动作为装置22的VCM 1和3。对于装置的位置，对来自磁头3的伺服信号进行解调以计算当前位置“y”，并将其反馈给计算块20。

安装有两个扰动抑制控制机构。换言之，安装有第一扰动抑制控制机构23A、24A和25以及第二扰动抑制控制机构23B、24B和25。频率估计单元24A和24B使用位置误差“e”和扰动抑制补偿器23A和23B(Cd)的内部变量来估计外部振动的角频率ω1和ω2。补偿表25与各个频率ω1和ω2对应地存储用于外部振动抑制的补偿器23A和23B(Cd)的常数。扰动抑制补偿器23A和23B(Cd)通过用频率估计单元24A和24B的角频率ω1和ω2从补偿表25读取的常数来校正内部常数，并根据位置误差“e”计算扰动抑制控制量Ud1和Ud2。

加法块29将两个扰动抑制控制量Ud1和Ud2相加。加法块26将控制量Un与扰动抑制控制量Ud(＝Ud1+Ud2)相加，并将其输出给装置22。

换言之，将两个校正值Ud1和Ud2相加并输出。这里，在第一扰动抑制控制机构23A、24A和25与第二扰动抑制控制机构23B、24B和25之间对角频率ω进行校正。换言之，如果执行自适应控制，则估计角频率ω1和ω2可能相同。那么仅支持一个扰动。因此，如稍后所述，将估计角频率ω1和ω2的值调整得使其不交叠。

图25是图24的变型例。在图25中，用相同的标号来表示与图24中的组件相同的组件，正如图6在图7中的变型例一样，示出了对图24中的控制器21使用观测器控制并且将观测器的估计位置误差提供给用于扰动抑制的自适应控制的输入的结构。

图26是图24的详细框图。在图26中，用相同的标号表示与图21和图25中的组件相同的组件。在图26中，ω估计块24A/24B包括：计算块24-1A/24-1B，用于计算式(20)中的ω自适应式的第二项(Ka·x1[k]…)；延迟块24-2A/24-2B，用于将估计ω1[k]或ω2[k]延迟一个采样；加法块24-3A/24-3B，用于将经延迟的ω1(ω1[k-1])或ω2(ω2[k-1])与计算块24-1A/24-1B对第二项的计算结果相加；以及频率范围限制块24-4A/24-4B，用于设置加法块24-3A/24-3B的估计角频率ω1或ω2的上限和下限。对于式(21)中的自适应式也是这样。

如图20所示，表25存储角频率ω的各个预定频率处的G和F值。例如，在图20中，存储每250Hz的输出增益F＝[F1，F2]。对于相位补偿值G也是这样。

插值计算单元28A/28B在表25中读取与来自ω估计单元24A/24B的估计角频率ω1[k]或ω2[k]最接近的两个G和F值，执行线性插值，并计算与估计角频率ω1[k]或ω2[k]对应的G1[k]、G2[k]、FA[k]＝F1[k]，F2[k]、FB[k]＝F1[k]，F2[k]。

补偿器23A/23B计算式(19)中的x1[k+1]、x2[k+1]、Udist1[k]和Udist2[k]。换言之，补偿器23A/23B包括：乘法块23-1A/23-1B，用于将位置误差e[k]乘以[LA＝L1，L2]、[LB＝L1，L2]；乘法块23-4A/23-4B，用于将x1[k]和x2[k]乘以来自插值计算单元28A/28B的G1[k]和G2[k]；加法块23-2A/23-2B，用于将两个乘法块23-1A/23-1B和23-4A/23-4B的输出相加并输出x1[k+1]和x2[k+1]；延迟块23-3A/23-3B，用于将加法块23-2A/23-2B的输出延迟一个采样并输出x1[k]和x2[k]；以及乘法块23-5A/23-5B，用于将延迟块23-3A/23-3B的输出x1[k]和x2[k]乘以来自插值计算单元28A/28B的输出增益FA[k]和FB[k]。

加法块29将两个乘法块23-5A和23-5B的输出Ud1和Ud2相加，并输出扰动抑制控制值Ud[k]。表25的结构可以是图9中的结构或者图10中的结构。

此外，在第二ω估计部24B中，安装有用于通过第一ω估计块24A的延迟块24-2A的输出ω1来校正估计的ω2的ω2校正块24-5。换言之，当使用与此类似的针对两个未知频率的自适应控制结构时，必须记住存在ω1和ω2始终取相同值的情况，虽然设置了两个扰动抑制控制机构，实际上可以仅仅处理一个扰动。

为了解决这一问题，安装有调整ω1和ω2以使得ω1和ω2的值不交叠的装置。换言之，ω2校正块24-5将经更新的ω2和ω1进行比较，并且如果这两个值相似则对ω2进行校正。详细情况将在图29中的处理流程中进行说明。

图27是图24中的实施例的又一变型例的框图。在图27中，用相同的标号来表示与图24中的组件相同的组件。图27是当将图14中描述的延迟块27安装在图24的结构中时的示例，如图16所示，将Ud的输出延迟一个采样来改善计算延迟时间。

图28是描绘图27中的框图的变型例的框图。在图28中，用相同的标号来表示与图24和图27中的组件相同的组件。正如图15一样，图28示出了当对图27中的控制器21使用观测器控制并且将观测器的估计位置误差提供给用于扰动抑制的自适应控制的输入时的结构。

图29是描绘图24和图27中的控制系统从获取观测位置起到电流输出并且到自适应控制计算的一系列处理的流程图。

(S50)首先，MCU 14从头3获取观测位置y，并计算位置误差“e”。

(S52)然后，MCU 14通过式(6)来计算控制器(Cn)21的输出Un[k]。

(S54)然后，MCU 14使用按前一采样计算的Ud[k-1]，通过Un[k]+Ud[k-1]来计算装置22的输出U[k]。将该计算值U输出给装置22，输出电流改变。

(S56)然后，MCU 14执行对自适应控制的计算。首先，执行对ω1的更新计算。换言之，执行式(17)或式(18)中的频率估计单元24A的自适应准则，并对估计角频率ω1[k]进行更新。

(S58)然后，MCU 14查阅表25，执行上述线性插值，并更新G1和FA值。

(S60)然后，MCU 14对式(19)的状态变量x1[k+1]和x2[k+1]执行更新计算，同时计算下一采样的校正电流Ud1[k]。

(S62)然后，MCU 14执行对估计角频率ω2[k]的更新计算。首先为变量ω2_OLD设置前一采样的ω[k-1]。然后，MCU 14执行式(17)或式(18)的频率估计单元24B的自适应准则，并对估计角频率ω2[k]进行更新。

(S64)MCU 14将经更新的ω2[k]与ω1[k]进行比较，如果这二者接近，则校正ω2[k]。换言之，对第一估计角频率ω1设置用于限定预定频率范围的Δω，判断第二估计角频率ω2[k]是否小于(ω1+Δω)且大于(ω1-Δω)。从(ω1+Δω)到(ω1-Δω)的这一范围是判断ω2是否接近ω1的范围。如果第二估计角频率ω2[k]不小于(ω1+Δω)或者不大于(ω1-Δω)，则ω2与ω1不接近，因此不必校正ω2，并且处理进行到步骤S68。

(S66)如果第二估计角频率ω2[k]小于(ω1+Δω)且大于(ω1-Δω)，则判断出ω2接近ω1，并校正ω2[k]。也就是说，为了判断ω2小于还是大于ω1，判断ω1是否为ω_OLD[k](其中设置了前一采样的ω2[k-1])或更小。如果ω1大于其中设置了ω2[k-1]的ω_OLD[k]，则ω2小于ω1，因此将ω2[k]校正为(ω1-Δω)即容限的下限。如果ω1不大于其中设置了ω2[k-1]的ω_OLD[k]，则ω2大于ω1，因此将ω2[k]校正为(ω1+Δω)即容限的上限。

(S68)现在，MCU 14用ω2[k]来查阅表25，执行上述线性插值，并更新G2和FB值。

(S70)然后，MCU 14对式(19)中的状态变量x1[k+1]和x2[k+1]执行更新计算，同时计算下一采样的校正电流Ud2[k]。并且，MCU 14将步骤S60中的Ud1[k]与Ud2[k]相加，并确定Ud[k]。

在图24到图29中，示出了适用于两个不同频率扰动的示例。然而，要支持的频率数并不限于两个。通过将用于自适应控制的块的数量增加到三个或四个，可以支持更多的扰动频率。

按这种方式来设置Δω值。该值为ω2和ω1之间的差的最小值。如果该差小于Δω，则移动ω2的值。该移动具有方向。必须区分沿正向的移动和沿负向的移动。

定位控制系统的第六实施例

图30是描绘本发明的定位控制系统(伺服控制系统)的第六实施例的框图，图31是图30的时序图。

通常，如果增大采样频率，则预计可以改进定位精度。然而，在磁盘装置中，增大采样频率增加了伺服信号的记录区域，这使得记录数据的区域减小。为了对此进行改进，可以对磁盘装置使用多倍速控制。多倍速控制也可以通过使用滤波器来实现。在磁盘装置中，通常采用使用观测器控制来实现多倍速控制的方法。

在本实施例中，采用使用多倍速控制的观测器控制的控制器结构。换言之，多倍速控制是用于实现具有比输入的采样频率高的频率的输出的方法。在本示例中，构造双倍速的多倍速控制。换言之，按作为输入的观测位置“y”处的检测采样频率的两倍的频率输出电流U。

使用式(6)，基于下式(23)来构造图30中的使用多倍速控制的观测器控制的控制器21A和21B。

$\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ b\_\mathrm{hat}\left[k\right]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{bar}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{bar}\left[k\right]\\ b\_\mathrm{bar}\left[k\right]\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}L11\\ L12\\ L13\end{array}\right)\left(y\right[k]-x\_\mathrm{bar}[k\left]\right)$

u[k]＝-Fx·x_hat[k]-Fv·v_hat[k]-Fb·b_hat[k]

$\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}[k+0.5]\\ v\_\mathrm{hat}[k+0.5]\\ b\_\mathrm{hat}[k+0.5]\end{array}\right)=A\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ v\_\mathrm{hat}\left[k\right]\\ b\_\mathrm{hat}\left[k\right]\end{array}\right)+B\·u\left[k\right]$

u[k+0.5]＝-Fx·x_hat[k+0.5]-Fv·v_hat[k+0.5]-Fb·b_hat[k+0.5]

$\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{bar}[k+1]\\ v\_\mathrm{bar}[k+1]\\ b\_\mathrm{bar}[k+1]\end{array}\right)=A\left(\begin{array}{c}x\_\mathrm{hat}[k+0.5]\\ v\_\mathrm{hat}[k+0.5]\\ b\_\mathrm{hat}[k+0.5]\end{array}\right)+B\·u[k+0.5]$  …(23)

如式(23)所示，基本上，对于在观测位置y的检测采样执行两次式(6)。计算u[k]和u[k+0.5]，并以双倍频率输出电流u[k]和u[k+0.5]。

换言之，如图31所示，在按在观测位置的检测采样(伺服门脉冲(servo gate))获得观测位置“y”之后，通过观测器的估计位置误差(即观测位置y[k]与一个采样前计算的估计位置x_bar[k]的差)来校正状态变量x_hat[k]、v_hat[k]以及b_hat[k]。然后，将三个状态变量x_hat[k]、v_hat[k]以及b_hat[k]乘以反馈增益Fx、Fv和Fb，并输出电流u[k]。在输出电流之后，通过u[k]来估计在0.5采样后的采样的状态变量的值x_hat[k+0.5]、v_hat[k+0.5]以及b_hat[k+0.5]。然后，将三个状态变量x_hat[k+0.5]、v_hat[k+0.5]以及b_hat[k+0.5]乘以反馈增益Fx、Fv和Fb，并输出电流u[k+0.5]。在输出电流之后，估计下一采样的状态变量值x_bar[k+1]、v_bar[k+1]以及b_bar[k+1]。

具体地，将具有观测位置“y”处的检测采样频率的两倍频率的时钟(多倍速采样时钟)30提供给控制器21A和21B，将Un1(U[k])和Un2(U[k+0.5])与该时钟同步地输出为Un。

对于自适应控制的块23、24和25，如上所述，使用观测器21A的估计位置误差来计算扰动抑制控制值Ud。此外，在该多倍速控制中，自适应控制块23、24和25每一个采样进行一次操作，并计算扰动抑制控制值Ud。这是因为计算处理变得繁重且处理时间变长，而且每一个采样进行一次与每一个采样进行两次操作之间的抑制性能没有太大不同。加法块26将Un和Ud相加，并将其输出给装置22。

图32是描绘图30中的第六实施例的使用多倍速控制的控制系统的又一结构的框图。在图32中，用相同的标号来表示与图30中的组件相同的组件。图32是当在图30的结构中安装了用于将自适应控制的输出Ud延迟一个采样的延迟块27时的示例。换言之，正如图14中的实施例，有意将扰动抑制输出延迟一个采样来减少计算处理时间。

换言之，如图16所示，使用前一采样的扰动抑制控制值Ud[k-1]来输出电流，然后计算补偿器(Cd)23的输出Ud(Udsit)[k]。这样，从获取观测位置“y”到输出驱动电流U的时间变短，并改善了控制系统的响应(相位精度)。此外，如上所述，即使使用按前一采样的估计值ω[k-1]和Ud[k-1]，由于控制系统的响应(相位精度)变快，也可以提高扰动频率估计速度。

图33是描绘图32中的控制系统从获取观测位置起到电流输出并且到自适应控制计算的一系列处理的流程图。

(S80)首先，MCU 14从头3获取观测位置“y”，并计算位置误差“e”。

(S82)然后，MCU 14通过式(33)来计算控制器(Cn1)21A的输出Un1[k]。

(S84)然后，MCU 14使用按前一采样计算的Ud[k-1]，通过Un1[k]+Ud[k-1]来计算装置22的输出U1[k]。将该计算值U1输出到装置22，输出电流改变。

(S86)然后，MCU 14通过式(33)来计算控制器(Cn2)的输出Un2[k](＝Un[k+0.5])。

(S88)然后，MCU 14使用按前一采样计算的Ud[k-1]，以Un2[k]+Ud[k-1]来计算装置22的输出U2[k]。在指定时间将该计算值U2输出到装置22，输出电流改变。

(S90)然后，MCU 14执行对自适应控制的计算。首先，执行对ω的更新计算。换言之，计算式(17)或式(18)中的频率估计单元24的自适应准则，更新估计角频率ω[k]。

(S92)然后，MCU 14查阅表25，更新G和F值。

(S94)然后，MCU 14对式(19)中的状态变量x1[k+1]和x2[k+1]执行更新计算，同时计算下一采样的校正电流Ud[k]。

图34是描绘图30中的第六实施例的使用多倍速控制的控制系统的又一结构的框图。在图34中，用相同的标号来表示与图30和图32中的组件相同的组件。图34是当在图30的结构中安装了用于将自适应控制的输出Ud延迟一个采样的延迟块27、并且在将电流输出给装置22之前安装了式(9)中描述的陷波滤波器31时的示例。

一个或多个级联陷波滤波器31抑制了致动器1的谐振。换言之，致动器具有谐振特性。因此，通过使用以陷波滤波器为代表的滤波器，使得控制器输出经过滤波器，并将滤波器输出提供给致动器。

图35是描绘图34示出的控制系统从获取观测位置起到电流输出并且到自适应控制计算的一系列处理的流程图。

(S100)首先，MCU 14从头3获取观测位置“y”，并计算位置误差“e”。

(S102)然后，MCU 14通过式(33)来计算控制器(Cn1)21A的输出Un1[k]。

(S104)然后，MCU 14使用按前一采样计算的Ud[k-1]，通过Un1[k]+Ud[k-1]来计算装置22的输出U1[k]。

(S106)MCU 14执行使得输出U1[k]经过式(9)中的陷波滤波器31的滤波器计算处理，并且将该计算值U1输出给装置22，输出电流改变。

(S108)然后，MCU 14通过式(33)来计算控制器(Cn2)21A的输出Un2[k](＝Un[k+0.5])。

(S110)然后，MCU 14使用按前一采样计算的Ud[k-1]，通过Un2[k]+Ud[k-1]来计算装置的输出U2[k]。

(S112)MCU 14执行使得输出U2[k]经过式(9)中的陷波滤波器31的滤波器计算处理，并且将该计算值U2输出给装置22，输出电流改变。

(S114)然后，MCU 14执行对自适应控制的计算。首先，执行对ω的更新计算。换言之，计算式(17)或式(18)的频率估计单元24的自适应准则，更新估计角频率ω[k]。

(S116)然后，MCU 14查阅表25，更新G和F值。

(S118)然后，MCU 14对式(19)中的状态变量x1[k+1]和x2[k+1]执行更新计算，同时计算下一采样的校正电流Ud[k]。

定位控制系统的第七实施例

在上述说明中，在跟从道时施加了外部振动的状态下开始自适应控制以抑制扰动。然而，在实际磁盘中，并不总是跟从同一道，而是还执行寻道控制。

将描述当如此对控制进行切换时本发明的自适应控制的操作定时。图36是描绘本发明的定位控制系统的第七实施例的框图。在图36中，用相同的标号来表示与图6中的组件相同的组件。换言之，图36是MCU14执行的伺服控制系统的计算框图，其中由计算块20来计算目标位置“r”与当前位置“y”之间的位置误差“e”，执行控制计算，由控制块(Cn)21来计算控制量Un，并驱动作为装置22的VCM 1和3。对于装置的位置，通过对来自磁头3的伺服信号进行解调来计算当前位置“y”，并将其反馈给计算块20。

角频率估计单元24使用位置误差e和扰动抑制补偿器23(Cd)的内部变量来估计外部振动的角频率ω。补偿表25与各频率ω对应地存储用于外部振动抑制的补偿器23(Cd)的常数。扰动抑制补偿器23(Cd)使用通过频率估计单元24的角频率ω从补偿表25读取的常数来校正内部常数，并根据位置误差“e”来计算扰动抑制控制量Ud。加法块26将控制量Un与扰动抑制控制量Ud相加，并将其输出给装置22.

该控制器21是用于执行道跟随的块。该定位控制系统进一步包括公知的寻道控制块40，稳定控制块41以及用于根据位置误差来切换寻道控制块40、稳定控制块41以及控制器(道跟随控制块)21的切换块42，从而如图5所示地执行寻道控制和稳定控制。

在该结构中，当执行图5中的头移动控制时，仅对于道跟随控制启动自适应控制。换言之，仅当执行道跟随控制时，切换块42才选择用于自适应控制的加法器26的输出，并将其输出给装置22(1，3)，因此，仅当执行道跟随时才执行包括控制器21在内的自适应控制块(23、24、25、26)的处理。

因此可以减少MCU 14的处理负荷，并且可以在抑制扰动的情况下执行在读取/写入操作期间头的道跟随控制。

图37是示出本发明的定位控制系统的第七实施例的另一框图。在图37中，用相同的标号表示与图6和图36中的组件相同的组件，并略去对它们的描述。在该结构中，自适应控制23、24和25通常不工作。如果在对数据执行读取或写入时定位精度劣化，则接通自适应控制23、24和25，并重试读取或写入操作。

换言之，如图37中的控制系统的结构所示，在图36的结构中安装定位精度监视块43和在自适应控制块23和24的入口和出口处的一对开关块44和45。定位精度监视块43接收来自切换块42的控制模式(寻道、稳定、跟随)，在跟随模式下监视位置误差“e”，并判断定位精度是否下降。开关44和45两者通常都处于断开状态。换言之，切断对自适应控制块23和24的输入，也切断来自它们的输出。

当在上述监视中判断出由于扰动而导致了定位精度下降时，定位精度监视块43将启动指令发送到两个开关44和45，并接通开关44和45。由此，将位置误差“e”输入到补偿器23和ω估计块24，如上所述，来自补偿器23的扰动抑制控制值Ud经由开关45输出给加法块26。因此，在道跟随期间对装置22(1，3)的输出U从控制器21的输出Un变化为(Un+Ud)，并执行扰动抑制控制。

在这种情况下，如果定位精度监视块43判断出定位精度提高，则可以断开开关44和45。

由此，可以进一步减少MCU 14上的处理负荷，并且，当扰动使得定位精度降低时，可以在抑制扰动的情况下执行在读取/写入操作期间头的道跟随控制。

图38是描绘本发明的定位控制系统的第七实施例的又一框图。在图38中，用相同的标号来表示与图6、图36以及图37中所述的组件相同的组件，并略去对它们的说明。在该结构中，自适应控制始终工作。

始终提供自适应控制23的输出Ud，但是在道跟随期间提供自适应控制23和24的输入。使用该结构，可以不受寻道响应期间产生的主位置误差的影响地执行自适应控制。

换言之，如图38所示，在图36的结构中，在自适应控制块23和24的入口处安装开关块44。通常开关块44连接到“0”值侧，并在从切换块42发送的控制模式(寻道、稳定、跟随)中的跟随模式下切换到位置误差e侧。由此，将位置误差“e”输入到补偿器23和ω估计部24，如上所述，从补偿器23经由开关45向加法块26输出扰动抑制控制值Ud。

另一方面，在切换块42与装置22(1，3)之间安装加法块26。因此，即使在不执行道跟随时(在执行寻道或稳定控制时)，也可以将扰动抑制控制值Ud加到寻道控制值和稳定控制值中，并将其输出给装置22(1，3)。另一方面，对于在道跟随期间对装置22(1，3)的输出U，输入位置误差“e”，并将根据该位置误差“e”的Ud加到自适应控制块23和24计算出的控制器21的输出Un上，从而执行扰动抑制控制。

当不执行道跟随时(当执行寻道或稳定控制时)，开关44将“0”值(位置误差e＝0)输入到自适应控制块23和24，因此如式(20)所示，角频率ω保持为道跟随时的估计值。因此，即使不能完全抑制扰动，也可以在道跟随时不受寻道期间的主位置误差(寻道道数)的影响地启动寻道操作。

换言之，将扰动抑制控制值Ud加到寻道控制值和稳定控制值上，并将其输出给装置22(1，3)。在该结构中，当切换头时可以连续使用定位控制系统。

示例

现在将描述本发明的示例。图39和图40是应用了本发明的自适应控制的定位控制系统的仿真结果。图39和图40是具有图19中的结构的控制系统，其中对控制器21使用基于观测器控制的模型。然而，对自适应控制的输入不是观测器的估计位置误差，而是位置误差。

图39上部是其中横轴为时间(ms)而纵轴为位置误差PES(e)的曲线图，下部是其中横轴为时间而纵轴为扰动频率(Hz)的曲线图。当扰动频率如图39下图所示按三档500Hz、1000Hz和1500Hz变化时，位置误差PES如图39上图所示适当地收敛。如本发明的自适应控制的抑制响应所示，可以正确地抑制扰动。

图40是其中使用了图24和图25所示的可以支持两个不同频率的自适应控制的控制系统的仿真结果。就像图39一样，图40的上部是其中横轴为时间而纵轴为位置误差PES(e)的曲线图，下部是其中横轴为时间而纵轴为扰动频率(Hz)的曲线图。如图40中的下图所示，提供了两个扰动频率1000Hz和2000Hz。

图40示出了当定位控制系统工作时的收敛响应，分别将图24中示出的补偿器23A和23B的初始频率设置为500Hz和2500Hz。如图40中的上图所示，位置误差PES适当地收敛。如本发明的自适应控制的抑制响应所示，可以正确地抑制两个不同频率的扰动。

现在对使用实际磁盘装置的示例进行说明。图41、图42以及图43是示出当将本发明的自适应控制安装在2.5英寸磁盘装置中时的响应特性的曲线图。在图41和图42中，上部为其中横轴为时间(ms)而纵轴为位置误差PES(道数)的曲线图，在中图中横轴为时间(ms)而纵轴为驱动电流(％)，在下图中横轴为时间(ms)而纵轴为扰动频率(Hz)。

对于磁盘装置，使用转动频率为70Hz(4200rpm)的2.5英寸装置。这些曲线图示出了当由该磁盘装置的MCU 14的程序在位置y施加正弦扰动而产生伪振动时的响应。扰动频率从转动频率的整数倍偏离。在电路的存储器上将该结果展开为数值数据，并在操作之后取出这些值并示出为曲线图。

在图41中，补偿器的扰动频率的估计值为560Hz，施加扰动频率为175Hz的扰动，于是，如图41中的下图所示，补偿器的估计扰动频率从560Hz变为175Hz，并且，如图41上图所示，位置误差PES适当地收敛。此时，如图41的中图所示，驱动电流随扰动的变化而适当地改变。如本发明的自适应控制的抑制响应所示，可以正确地抑制扰动。换言之，可以正确地跟随扰动频率，并且可以抑制位置波动。

同样，在图42中，补偿器的扰动频率的估计值为560Hz，施加扰动频率为1435Hz的扰动，于是，如图42的下图所示，补偿器的估计扰动频率从560Hz变为1435Hz，并且，如图42的上图所示，位置误差PES适当地收敛。此时，如图42的中图所示，驱动电流根据扰动的变化而适当地改变。如本发明的自适应控制的抑制响应所示，可以正确地抑制扰动。

图43是当将图41和图42中描述的磁盘装置安装在振动器中、并且驱动该振动器来振动正弦波形时观测到的自适应控制的响应的曲线图。在图43中，横轴为时间(ms)，纵轴从上图开始分别为启动自适应控制的时间、VCM的驱动电流以及位置误差PES。在该示例中，位置误差PES在时间90ms(这比当启动自适应控制时的时间40ms要迟50ms)处收敛。

可以由式(20)和式(21)中的自适应增益Ka和F来调整该收敛时间。随着自适应增益Ka或F值增加，频率跟随得更快，且与扰动频率匹配的收敛时间减少。

在全部上述示例中，通过在道跟随期间施加外部振动的状态下启动自适应控制来抑制扰动。然而在实际磁装置中，不仅始终跟随同一道，而且还执行寻道控制以移动到另一道或切换头。

其他实施例

在上述实施例中，使用磁盘装置描述了盘装置，但是本发明可以应用于其他盘装置，例如光盘装置和磁光盘装置，并且盘的形状并不限于圆形，而是例如可以为方形。描述了由MCU进行的程序控制，但也可以使用单个硬件。

上面使用实施例描述了本发明，但是在本发明基本特征的范围内可以按多种方式对本发明进行修改，这些不应该被排除在本发明的范围之外。

由于使用基于位置误差的信号通过自适应准则来估计外部振动频率，因此可以基于积分补偿来估计准确的外部振动频率，并且由于使用该外部振动频率逐次校正补偿器的常数，因此可以针对宽范围的外部振动频率进行高度准确的跟随控制。同样，可以根据估计的外部振动频率的值将补偿器的操作始终保持在最优，特别地，本发明有助于即使在容易施加外部振动的环境下也保证盘装置的正常工作。

Claims (27)

1、一种头定位控制方法，用于根据头从盘中读取的位置信号通过致动器对头到盘的期望轨道上的定位进行控制，该头定位控制方法包括以下步骤：

根据目标位置与从所述位置信号获取的当前位置之间的位置误差来计算致动器的控制值；

按照自适应准则根据基于所述位置误差的信号逐次地估计外部振动频率；

根据所述基于位置误差的信号来估计周期性扰动的转动矢量，并使用一外部振动抑制用常数来计算外部振动抑制控制值；

根据逐次估计出的外部振动频率中的每一个来逐次校正所述外部振动抑制用常数；以及

通过将所述控制值与所述外部振动抑制控制值相加而产生致动器的驱动值。

2、根据权利要求1所述的头定位控制方法，其中

估计外部振动频率的步骤进一步包括按照自适应准则根据所述基于位置误差的信号来逐次估计扰动的角频率的步骤，

计算外部振动抑制值的步骤进一步包括使用输出增益作为所述外部振动抑制用常数将估计的周期性扰动的转动矢量转换为电流值作为所述外部振动抑制控制值的步骤，并且

校正步骤进一步包括根据逐次估计的角频率来逐次校正输出增益的步骤。

3、根据权利要求2所述的头定位控制方法，其中，校正步骤进一步包括以下步骤：

通过所估计角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表并取出对应的输出增益的步骤；以及

对作为所述外部振动抑制用常数的输出增益进行更新的步骤。

4、根据权利要求3所述的头定位控制方法，其中，校正步骤进一步包括以下步骤：

通过所估计角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表并取出对应的两个输出增益的步骤；

通过对这两个输出增益进行插值来获得所估计角频率的输出增益的步骤；以及

对作为所述外部振动抑制用常数的输出增益进行更新的步骤。

5、根据权利要求1所述的头定位控制方法，进一步包括将外部振动抑制控制值延迟一个采样的步骤，

其中，产生步骤进一步包括通过将当前采样中的控制值与延迟了一个采样的外部振动抑制控制值相加来产生致动器的驱动值的步骤。

6、根据权利要求2所述的头定位控制方法，其中，估计外部振动频率的步骤进一步包括用上限值和下限值来限制所估计角频率的步骤。

7、根据权利要求1所述的头定位控制方法，其中，针对每一个采样执行所述估计步骤、所述校正步骤、所述外部振动抑制值计算步骤以及所述产生步骤，

并且其中，在一个采样期间多次执行所述控制值获取步骤。

8、根据权利要求1所述的头定位控制方法，进一步包括以下步骤：

针对多个外部振动频率中的每一个执行估计步骤、校正步骤、以及外部振动抑制值获取步骤的步骤；以及

将针对各个外部振动频率的多个外部振动抑制值相加的步骤。

9、根据权利要求8所述的头定位控制方法，其中，执行步骤进一步包括对估计的所述多个外部振动频率中的一个进行校正以使得估计的所述多个外部振动频率不交叠的步骤。

10、一种头定位控制装置，用于根据头从盘中读取的位置信号通过致动器对头到盘的期望轨道上的定位进行控制，该头定位控制装置包括：

控制块，用于根据目标位置与从所述位置信号获取的当前位置之间的位置误差来获取致动器的控制值；

自适应控制块，用于按照自适应准则根据基于所述位置误差的信号逐次地估计外部振动频率，根据所述基于位置误差的信号估计周期性扰动的转动矢量，使用一外部振动抑制用常数获取外部振动抑制控制值，并根据逐次估计出的外部振动频率中的每一个逐次地校正所述外部振动抑制用常数；以及

加法块，用于将所述控制值与所述外部振动抑制控制值相加并产生致动器的驱动值。

11、根据权利要求10所述的头定位控制装置，

其中，自适应控制块按照自适应准则根据所述基于位置误差的信号来逐次估计扰动的角频率，使用输出增益作为所述外部振动抑制用常数将估计的周期性扰动的转动矢量转换为电流值作为所述外部振动抑制控制值，并根据逐次估计的角频率来逐次校正输出增益。

12、根据权利要求11所述的头定位控制装置，

其中，自适应控制块通过所估计角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表，取出对应的输出增益，并且对作为所述外部振动抑制用常数的输出增益进行更新。

13、根据权利要求12所述的头定位控制装置，

其中，自适应控制块通过所估计角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表，取出对应的两个输出增益，通过对这两个输出增益进行插值来获得所估计角频率的输出增益，并且对作为所述外部振动抑制用常数的输出增益进行更新。

14、根据权利要求10所述的头定位控制装置，

其中，自适应控制块将外部振动抑制控制值延迟一个采样，并且

加法块通过将按当前采样的控制值与延迟了一个采样的外部振动抑制控制值相加来产生致动器的驱动值。

15、根据权利要求11所述的头定位控制装置，

其中，自适应控制块用上限值和下限值来限制估计角频率。

16、根据权利要求10所述的头定位控制装置，其中

针对每一个采样执行自适应控制块，并且

在一个采样期间多次执行控制块。

17、根据权利要求10所述的头定位控制装置，其中，针对多个外部振动频率中的每一个都设置有自适应控制块，

并且其中，所述头定位控制装置进一步包括用于将这多个自适应控制块的外部振动抑制值相加的加法块。

18、根据权利要求17所述的头定位控制装置，其中，自适应控制块对估计的所述多个外部振动频率中的一个进行校正以使得估计的所述多个外部振动频率不交叠。

19、一种盘装置，包括：

头，用于从盘读取信息；

致动器，用于沿盘的轨道横向移动头；以及

控制单元，用于根据目标位置与通过头读取的位置信号而获取的当前位置之间的位置误差获得致动器的控制值，以根据所述位置信号将头定位到盘的期望轨道上，

其中，所述控制单元进一步包括：

自适应控制块，用于按照自适应准则根据基于所述位置误差的信号来逐次估计外部振动频率，根据所述基于位置误差的信号来估计周期性扰动的转动矢量，使用一外部振动抑制用常数来获取外部振动抑制控制值，并且根据逐次估计出的外部振动频率中的每一个来逐次地校正所述外部振动抑制用常数；以及

加法块，用于将所述控制值与所述外部振动抑制控制值相加并产生致动器的驱动值。

20、根据权利要求19所述的盘装置，

其中，自适应控制块按照自适应准则根据所述基于位置误差的信号来逐次估计扰动的角频率，使用输出增益作为所述外部振动抑制用常数将估计的周期性扰动的转动矢量转换为电流值作为所述外部振动抑制控制值，并根据逐次估计的角频率来逐次校正输出增益。

21、根据权利要求20所述的盘装置，

其中，自适应控制块通过所估计角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表，取出对应的输出增益，并且对作为所述外部振动抑制用常数的输出增益进行更新。

22、根据权利要求21所述的盘装置，

其中，自适应控制块通过所估计角频率来查阅用于针对多个角频率值中的每一个存储输出增益的表，取出对应的两个输出增益，通过对这两个输出增益进行插值来获得所估计角频率的输出增益，并且对作为所述外部振动抑制用常数的输出增益进行更新。

23、根据权利要求19所述的盘装置，

其中，自适应控制块将外部振动抑制控制值延迟一个采样，

并且，加法块通过将当前采样的控制值与延迟了一个采样的外部振动抑制控制值相加来产生致动器的驱动值。

24、根据权利要求20所述的盘装置，

其中，自适应控制块用上限值和下限值来限制估计角频率。

25、根据权利要求19所述的盘装置，

其中，控制单元针对每一个采样执行自适应控制块，并且，在一个采样期间多次执行对控制值的计算。

26、根据权利要求19所述的盘装置，

其中，控制单元进一步包括：

多个自适应控制块；以及

加法块，用于将所述多个自适应控制块的外部振动抑制值相加，所述多个自适应控制块是针对多个外部振动频率中的每一个的。

27、根据权利要求26所述的盘装置，

其中，自适应控制块对估计的所述多个外部振动频率中的一个进行校正以使得估计的所述多个外部振动频率不交叠。

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