JPWO2008142726A1 - 位置制御装置及びこれを用いたデイスク装置 - Google Patents

Abstract

対象物を位置誤差に従い、目標位置に位置制御するとともに、外乱に応じた外乱適応制御を行う位置制御装置において、外乱の角周波数ωとし、サンプル周期をＴとした場合に、位置誤差に基づき、適応則に従い、ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを計算し、外乱周波数を推定し、外乱適応制御器の制御変数を変更して、デジタルの外乱適応制御するので、デジタル制御において、外乱の周波数の推定精度を向上でき、外乱適応制御を精度よく実現できる。

Description

本発明は、外乱による対象物の位置ずれを抑制するための位置制御装置及びデイスク装置に関し、特に、未知の外乱周波数による位置ずれを抑制するための位置制御装置及びデイスク装置に関する。

近年、対象物を高精度で位置制御する装置は、広く利用されている。例えば、回転する記憶媒体（例えば、デイスク媒体）に、ヘッドで、データを記録、再生するデイスク装置では、ヘッドを記憶媒体の所望のトラックに位置決めし、そのトラックに、データをリード／ライトする。このようなディスク装置、例えば、磁気ディスク装置や光ディスク装置において、ヘッドを目標トラックに正確に位置決めすることが、記録密度向上のために極めて重要である。

この位置決めを阻害する要因の１つとして、ディスク上の同心円状のサーボ信号の中心が、モータの回転中心と異なることにより生じる偏心がある。この偏心を補正する技術として、オブザーバを利用した制御方法がある（例えば、特許文献１参照）。

偏心は、回転周波数の整数倍に同期した正弦波状の位置ゆれを発生させる。前記のオブザーバ制御方法は、このような正弦波状の位置揺れを抑圧し、目標トラックに正確に位置決めすることができる。しかしながら、このような偏心補正は、あらかじめ補正する周波数を事前に把握していなければならない。たとえば、回転数の整数倍、１倍や２倍でなければならない。

位置決めを阻害する２つ目の要因として、ディスク装置の外部から加わる振動がある。この振動はさまざまな波形があるが、ここでは、正弦波状の振動に対処する方法について検討する。前記の偏心補正制御を応用することで、回転数の整数倍以外の周波数にも対処することは可能になる。
前記の従来の構成は、外乱の周波数が既知であることを前提としている。ところが、外部振動は、どのような振動が加わるのかは、制御系の設計時点では未知であり、事前にその周波数を把握することはできない。それゆえ、なんらかの未知の周波数の検出手段が必要になり、周波数さえ検出できれば、前述の特許文献１に示したような制御方法を用いて、外部振動による位置ゆれを抑圧する（外部振動に適応追従する）ことが可能になる。

図１５は、従来の外乱周波数を検出し、所定の周波数の正弦波状の外乱を抑圧し、位置追従するための制御系の構成図である。図１５に示すように、目標位置ｒと現在位置ｙとの位置誤差ｅを演算ブロック１２０で演算し、制御ブロック（Ｃｎ）１２１で制御演算し、制御量Ｕｎを計算し、プラント１２２（例えば、デイスク装置のＶＣＭ）を駆動する。デイスク装置では、磁気ヘッドからのサーボ信号を、復調し、プラント１２２の現在位置ｙを計算し、演算ブロック１２０にフィードバックする。

周波数（ω）推定器１２４は、位置誤差ｅと外乱抑圧補償器１２３（Ｃｄ）の内部変数を用いて、外部振動の角周波数ωを推定する。補償用テーブル１２５は、各周波数ωに対応した外部振動抑圧用の補償器１２３（Ｃｄ）の定数を格納する。外乱抑圧補償器１２３（Ｃｄ）は、周波数推定器１２４の角周波数ωにより、補償用テーブル１２５から読み出された定数により内部定数を修正し、位置誤差ｅから外乱抑圧制御量Ｕｄを計算する。加算ブロック１２６は、制御量Ｕｎと外乱抑圧制御量Ｕｄとを加算して、プラント１２２に出力する。

このように、従来は、角周波数（外乱周波数）ωを推定し、角周波数ωの値に応じて、補償器Ｃｄの内部定数を修正し、補償器Ｃｄの動作を、広い周波数範囲にわたり、常に最適に保っていた（例えば、特許文献２参照）。

この従来の角周波数ωの推定のために、未知の外乱周波数に適応するため、推定した角周波数ωを逐次修正する。このための適応則は、アナログ制御系で、以下のように導出していた。即ち、周期性外乱を補償する補償器の回転ベクトルを、式（１）の連続系で表現する。

式（１）において、ｚ１、ｚ２は、回転ベクトルのＸ軸成分、Ｙ軸成分である。

式（１）のｚ１、ｚ２の時間微分を求めると、下記（２）式が得られる。但し、ωは、時間に対して可変である時間関数である。

この回転ベクトルの角度は、ｓｉｎ成分ｚ１，ｃｏｓ成分ｚ２のｔａｎｇｅｎｔであり、角周波数ωは、その微分値であるから、この回転ベクトルの角周波数ωは、次式（３）で求められる。

ここで、補償器は、次の（４）式を利用する。尚、式（４）は、ωが定常値（ｃｏｎｓｔａｎｔ）であることを仮定している。

式（４）において、ｚ１は、外乱のｓｉｎ成分、ｚ２は、外乱のｃｏｓ成分、Ｌ４，Ｌ５は、入力ゲイン、ｅは、位置誤差、ｓは、ラプラス演算子である。

式（４）のアナログの補償器の状態方程式を展開し、ｚ１、ｚ２の微分式を求め、ｚ１，ｚ２の微分式を，式（３）に代入すると、次の式（５）が得られる。

推定した未知外乱の角周波数が、正しければ、補償器１２３（Ｃｄ）は、適切に外乱を抑圧できる。結果として、位置誤差ｅ又はオブザーバの推定位置誤差が、ゼロになる。即ち、式（５）において、補償器２３（Ｃｄ）の対象とする角周波数ωと、推定した外乱の角周波数ωとが一致する条件は、式（５）のω‘、即ち、右辺の位置誤差ｅの項が、ゼロであれば、良い。このため、（５）式を、角周波数の時間微分式で表現し、次式（６）の適応則（積分補償則）を得る。

この式を用いて、ωの値を逐次修正する。（６）式を、積分形式に直し、デジタル制御の式で表現して、次式（７）が得られる。

尚、Ｋは、適応ゲインである。上式（７）は、加算形式で適応則を用いている。これを乗算形式で表現することもできる。この適応則を用いると、図１６に示すように、外乱の振動周波数に対し、推定周波数ωは、リニアーな関係が得られる。

日本特許第３，４６０，７９５号公報 日本特許公開２００７−００４９４６号公報

一方、近年、このような制御系をデジタル制御、即ち、プロセッサのデータ処理で実行する方式が採用されている。前述の従来技術では、アナログの式を元に、アナログの適応則を導出し、これをデジタルの適応則に変換していた。このため、式（７）をデジタル制御に用いると、デジタルの外乱適応制御で、外乱を良好に抑圧できない（外乱に位置追従できない）という問題が生じる。即ち、推定角周波数ωを直接導出しているが、これは、アナログの式に基づくからである。

従って、本発明の目的は、デジタル処理に適した外乱適応制御を行うための位置制御装置及びデイスク装置を提供することにある。

又、本発明の他の目的は、デジタル処理に適した外乱適応則を利用して、外乱適応制御するための位置制御装置及びデイスク装置を提供することにある。

本発明の更に他の目的は、オブザーバ制御に適した外乱適応制御を行い、より正確に外乱による位置ずれを抑圧するための位置制御装置及びデイスク装置を提供することにある。

この目的の達成のため、本発明は、対象物の位置に応じて、アクチュエータにより、前記対象物を位置制御する位置制御装置において、目標位置と前記対象物の現在位置との位置誤差に応じて、内部制御定数を使用して、外乱適応制御を含む位置制御を、所定のサンプル周期で実行するデジタル制御ブロックと、前記外乱の角周波数ωとし、前記サンプル周期をＴとした場合に、ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴの値に応じた前記内部制御定数を格納するテーブルとを有し、前記デジタル制御ブロックは、前記位置誤差に従い、前記アクチュエータの制御値を求めるとともに、前記位置誤差を基準にした信号から、適応則に従い、前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値を計算し、前記計算したｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値で、前記テーブルから対応する前記内部制御定数を読み出し、前記内部制御定数を更新して、前記外乱適応制御を含む位置制御を行う。

又、本発明のデイスク装置は、デイスクから情報を読み取るヘッドと、前記ヘッドを前記デイスクのトラック横断方向に移動するアクチュエータと、目標位置と前記ヘッドの現在位置との位置誤差に応じて、内部制御定数を使用して、外乱適応制御を含む位置制御を、所定のサンプル周期で実行するデジタル制御ブロックと、前記外乱の角周波数ωとし、前記サンプル周期をＴとした場合に、ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴの値に応じた前記内部制御定数を格納するテーブルとを有し、前記デジタル制御ブロックは、前記位置誤差に従い、前記アクチュエータの制御値を求めるとともに、前記位置誤差を基準にした信号から、適応則に従い、前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値を計算し、前記計算したｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値で、前記テーブルから対応する前記内部制御定数を読み出し、前記内部制御定数を更新して、前記外乱適応制御を含む位置制御を行う。

更に、本発明では、好ましくは、前記デジタル制御ブロックは、オブザーバ制御により、前記外乱適応制御を含む位置制御を行う。

更に、本発明では、好ましくは、前記デジタル制御ブロックは、前記オブザーバの状態変数と、推定ゲインと、推定位置誤差とから誤差を計算し、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴに加算して、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを逐次更新する。

更に、本発明では、好ましくは、前記デジタル制御ブロックは、前記オブザーバの現サンプルの状態変数と、次のサンプルの状態変数とから誤差を計算し、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを逐次更新する。

更に、本発明では、好ましくは、前記デジタル制御ブロックは、前記計算した前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴの値を、所定の範囲に収めるためにクリップする。

更に、本発明では、好ましくは、前記デジタル制御ブロックは、前記位置誤差に応じて、前記アクチュエータの制御値を演算するコントロールブロックと、前記適応則に従い、前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴを計算し、前記計算されたｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値により、前記テーブルから読み出された内部制御定数を使用して、外乱適応制御値を計算する外乱適応制御ブロックとを有し、前記コントロールブロックの制御値と前記外乱適応制御値とで、前記アクチュエータを駆動する。

更に、本発明では、好ましくは、前記テーブルは、前記推定した前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値に対応した前記オブザーバの状態推定ゲインを格納し、前記デジタル制御ブロックは、前記内部制御定数として、前記オブザーバの状態推定ゲインを、前記テーブルから読み出された状態推定ゲインで更新する。

更に、本発明では、好ましくは、前記デジタル制御ブロックは、下記式（２９）及び（３０）を計算して、前記ｓｉｎωＴを求め、又は下記式（３１）及び（３２）を計算して、前記ｃｏｓωＴを求める。

更に、本発明では、好ましくは、前記デジタル制御ブロックは、下記式（３３）乃至（３５）を計算して、前記ｓｉｎωＴを求め、又は下記式（３６）乃至（３８）を計算して、前記ｃｏｓωＴを求める。

外乱の角周波数ωとし、前記サンプル周期をＴとした場合に、ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを計算し、外乱適応制御するので、デジタル制御において、外乱の周波数の推定精度を向上でき、外乱適応制御を精度よく実現できる。

本発明の一実施の形態のディスク記憶装置の構成図である。 図１の構成のディスクの位置信号の説明図である。 図２の位置信号の詳細説明図である。 図１のヘッドのシーク動作の説明図である。 本発明の第１の実施の形態の外乱抑圧補償器を付加した位置制御系のブロック図である。 図６のｓｉｎωＴと振動周波数との関係図である。 図６のｃｏｓωＴと振動周波数との関係図である。 本発明の第２の実施の形態の外乱抑圧補償器を付加した位置制御系のブロック図である。 図８の構成におけるテーブルの構成図である。 図８の構成における他のｓｉｎωＴ推定器の構成図である。 本発明の第３の実施の形態の外乱抑圧補償器を付加した位置制御系のブロック図である。 図１１の構成における他のｓｉｎωＴ推定器の構成図である。 本発明の第４の実施の形態の外乱抑圧補償器を付加した位置制御系のブロック図である。 本発明の第５の実施の形態の外乱抑圧補償器を付加した位置制御系のブロック図である。 従来の外乱適応制御を付加した位置制御系のブロック図である。 図１５の従来の外乱周波数の推定の説明図である。

符号の説明

１ アクチュエータ
２ スピンドルモータの回転軸
３ ヘッド
４ ディスク
５ スピンドルモータ
６ アクチュエータのＶＣＭ駆動回路
７ 位置復調回路
８ スピンドルモータの駆動回路
９ バス
１０ データの記録再生回路
１１ ハードディスクコントローラ
１２ ＭＣＵのＲＡＭ
１３ ＭＣＵのＲＯＭ
１４ マイクロコントローラユニット（ＭＣＵ）
１５ ハードディスクコントローラのＲＡＭ
１６ 位置信号
２０ 位置誤差計算ブロック
２１ コントローラ
２２ プラント（ヘッド、アクチュエータ）
２３ 外乱抑圧補償器
２４ ｓｉｎωＴ推定ブロック
２５ テーブル（定数補正ブロック）
２６ 加算ブロック

以下、本発明を図面に従い、デイスク装置、位置制御系の第１の実施の形態、位置制御系の第２の実施の形態、位置制御系の第３の実施の形態、位置制御系の第４の実施の形態、位置制御系の第５の実施の形態、他の実施の形態の順で説明するが、本発明は、下記実施の形態に限らず、種々の変形が可能である。

［デイスク装置］
図１は、本発明の一実施の形態のデイスク装置の構成図、図２は、図１の磁気デイスクの位置信号の配置図、図３は、図１及び図２の磁気デイスクの位置信号の構成図、図４は、図１のヘッド位置制御の説明図である。

図１は、デイスク装置として、磁気デイスク装置を示す。図１に示すように、磁気記憶媒体である磁気デイスク４が、スピンドルモータ５の回転軸２に設けられている。スピンドルモータ５は、磁気デイスク４を回転する。アクチュエータ（ＶＣＭ）１は、そのアーム先端に磁気ヘッド３を備え、磁気ヘッド３を磁気デイスク４の半径方向に移動する。

アクチュエータ１は、回転軸を中心に回転するボイスコイルモータ（ＶＣＭ）で構成される。図では、磁気デイスク装置に、２枚の磁気デイスク４が搭載され、４つの磁気ヘッド３が、同一のアクチュエータ１で同時に駆動される。

磁気ヘッド３は、リード素子と、ライト素子とからなる。磁気ヘッド３は、スライダに、磁気抵抗（ＭＲ）素子を含むリード素子を積層し、その上にライトコイルを含むライト素子を積層して、構成される。

位置検出回路７は、磁気ヘッド３が読み取った位置信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。リード／ライト（Ｒ／Ｗ）回路１０は、磁気ヘッド３の読み取り及び書込みを制御する。スピンドルモータ（ＳＰＭ）駆動回路８は、スピンドルモータ５を駆動する。ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）駆動回路６は、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１に駆動電流を供給し、ＶＣＭ１を駆動する。

マイクロコントローラ（ＭＣＵ）１４は、位置検出回路７からのデジタル位置信号から現在位置を検出（復調）し、検出した現在位置と目標位置との誤差に従い、ＶＣＭ駆動指令値を演算する。即ち、位置復調とサーボ制御を行う。リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）１３は、ＭＣＵ１４の制御プログラム等を格納する。ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１２は、ＭＣＵ１４の処理のためのデータ等を格納する。

ハードデイスクコントローラ（ＨＤＣ）１１は、サーボ信号のセクタ番号を基準にして，１周内の位置を判断し，データを記録・再生する。バッファ用ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１５は、リードデータやライトデータを一時格納する。ＨＤＣ１１は、ＵＳＢ，ＡＴＡやＳＣＳＩ等のインターフェイスＩＦで、ホストと通信する。バス９は、これらを接続する。

図２に示すように、磁気デイスク４には、外周から内周に渡り、各トラックにサーボ信号（位置信号）１６が、円周方向に等間隔に配置される。尚、各トラックは、複数のセクタで構成され、図２の実線は、サーボ信号１６の記録位置を示す。図３に示すように、位置信号は，サーボマークＳｅｒｖｏ Ｍａｒｋと、トラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅと、インデックスＩｎｄｅｘと、オフセット情報（サーボバースト）ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤとからなる。尚、図３の点線は、トラックセンターを示す。

図３に示すトラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅとオフセット情報ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤを使い，磁気ヘッドの半径方向の位置を検出する。さらに、インデックス信号Ｉｎｄｅｘを元にして，磁気ヘッドの円周方向の位置を把握する。

例えば，インデックス信号を検出したときのセクタ番号を０番に設定し、サーボ信号を検出する毎に、カウントアップして、トラックの各セクタのセクタ番号を得る。このサーボ信号のセクタ番号は，データの記録再生を行うときの基準となる。尚、インデックス信号は、１周に１つである、又、インデックス信号の代わりに、セクタ番号を設けることもできる。

図４は、図１のＭＣＵ１４が行うアクチュエータのシーク制御例である。図１の位置検出回路７を通じて、ＭＣＵ１４が、アクチュエータの位置を確認して，サーボ演算し、適切な電流をＶＣＭ１に供給する。図４では、あるトラック位置から目標トラック位置へヘッド３を移動するシーク開始時からの制御の遷移と、アクチュエータ１の電流、アクチュエータ(ヘッド）の速度、アクチュエータ(ヘッド）の位置を示す。

即ち、シーク制御は、コアース制御、整定制御及びフォローイング制御と遷移することで，目標位置まで移動させることができる。コアース制御は、基本的に速度制御であり、整定制御、フォローイング制御は、基本的に位置制御であり、いずれも、ヘッドの現在位置を検出する必要がある。

このような，位置を確認するためには，前述の図２のように、磁気デイスク上にサーボ信号を事前に記録しておく。即ち、図３に示したように、サーボ信号の開始位置を示すサーボマーク，トラック番号を表すグレイコード，インデックス信号，オフセットを示すＰｏｓＡ〜ＰｏｓＤといった信号が記録されている。この信号を磁気ヘッドで読み出し、このサーボ信号を、位置検出回路７が、デジタル値に変換する。

［位置制御系の第１の実施の形態］
図５は、本発明の位置制御系（サーボ制御系）の第１の実施の形態のブロック図、図６は、図５の振動周波数と推定値ｓｉｎ（ωＴ）との関係図、図７は、図５の振動周波数と推定値ｃｏｓ（ωＴ）との関係図である。

図５は、ＭＣＵ１４が実行するサーボ制御系の演算ブロック図である。即ち、目標位置ｒと現在位置ｙとの位置誤差ｅを演算ブロック２０で演算し、制御ブロック（Ｃｎ）２１に入力する。制御ブロック（Ｃｎ）２１は、位置誤差ｅに従い、制御演算し、制御量Ｕｎを計算し、プラント２２であるＶＣＭ１、３を駆動する。プラントの位置は、磁気ヘッド３からのサーボ信号を、復調し、現在位置ｙを計算し、演算ブロック２０にフィードバックする。

周波数推定器２４は、位置誤差ｅと外乱抑圧補償器２３（Ｃｄ）の内部変数を用いて、外部振動の角周波数ωのｓｉｎ（ωＴ）を推定する。補償用テーブル２５は、角周波数ωのｓｉｎ（ωＴ）に対応した外部振動抑圧用の補償器２３（Ｃｄ）の定数を格納する。

外乱抑圧補償器２３（Ｃｄ）は、周波数推定器２４の角周波数ωのｓｉｎ（ωＴ）により、補償用テーブル２５から読み出された定数により内部定数を修正し、位置誤差ｅから外乱抑圧制御量Ｕｄを計算する。加算ブロック２６は、制御量Ｕｎと外乱抑圧制御量Ｕｄとを加算して、プラント２２に出力する。外乱抑圧制御量とは、外乱に対し、デイスクとヘッドとの位置関係がずれないように制御するための制御量であり、外乱が印加されると、通常ヘッドの位置ずれが生じるため、ヘッドを駆動するＶＣＭの駆動値を適応制御する。

ここで、本発明では、周波数推定器２４は、ｓｉｎ（ωＴ）を導出している。この理由を説明する。制御ブロック２１、補償器２３、周波数推定器２４を、オブザーバで構成した制御系で説明する。先ず、予測オブザーバの適応則を説明する。

予測オブザーバでの補償器２３は、下記式（８）で表される。尚、式（８）において、ｚ１は、外乱のｓｉｎ成分、ｚ２は、外乱のｃｏｓ成分、Ｌ４，Ｌ５は、入力ゲイン、ｅは、位置誤差である。

ここで、外乱モデルが、正弦波の場合には、式（８）のＡ行列は、下記式（９）で表される。

式（８）を展開すると、式（１０）となる。

式（２）のアナログの時間微分は、デジタルでは、引き算であるので、式（１０）のＺ２［ｋ＋１］の式から、Ｚ２［ｋ］を引き、Ｚ１［ｋ］を掛けると、式（１１）が得られる。

同様に、式（１０）のＺ１［ｋ＋１］の式から、Ｚ１［ｋ］を引き、Ｚ２［ｋ］を掛けると、式（１）が得られる。

式（３）と同様に、アナログの微分は、デジタルの引き算であるから、式（１１）と式（１２）の差分を取ると、式（１３）が得られる。

又、外乱モデルが正弦波である時は、式（９）のように、ａ１１＝ａ２２（＝ｃｏｓ（ωＴ））、ａ１２＝−ａ２２（＝ｓｉｎ（ωＴ））であるから、式（１３）は、下記式（１４）に変形できる。

式（１４）において、ｚ１とｚ２の二乗和で除算して、式（１５）を得る。

式（５）と比較すると、式（５）では、外乱として、ωを推定するのに対し、式（１５）では、ｓｉｎ（ωＴ）を推定することを示す。即ち、デジタル制御においては、ｓｉｎωＴを推定する必要があり、適応則は、式（１５）の右辺の第２項を「０」にするように、ｓｉｎωＴを推定することになる。

次に、現在オブザーバの適応則を説明する。現在オブザーバは、デジタル制御において、予測オブザーバより広く利用されている。

現在オブザーバでの補償器２３は、下記式（１６）で表される。尚、式（１６）において、ｚ１は、外乱のｓｉｎ成分、ｚ２は、外乱のｃｏｓ成分、Ｌ４，Ｌ５は、入力ゲイン、ｅは、位置誤差である。

式（１６）の２つの式を纏めると、式（１７）が得られる。

ここで、外乱モデルが、正弦波の場合には、式（１７）のＡ行列は、下記式（１８）で表される。尚、式の簡略化のため、ｃｏｓ（ωＴ），ｓｉｎ（ωＴ）を、「ｃ」、「ｓ」で表すこととする。

式（１８）のＡ行列の逆行列は、次式（１９）となる。

式（１７）を、式（１８）のＡ行列で割り、式（１９）のＡ行列の逆行列に置き換えると、式（２０）が得られる。

式（２０）から、ｋサンプル時のｚ１、ｚ２を、求めると、式（２１）が得られる。

式（２１）のｚ２［ｋ＋１］を掛け、ｚ２［ｋ］に、ｚ１［ｋ＋１］を掛けると、式（２２）が得られる。この時、ｚ２［ｋ］に、左辺のマイナスを付与している。

式（２２）の上下の式の和をとると、式（２３）が得られる。

式（２３）から、現在オブザーバの構成でも、ｓｉｎ（ωＴ）を推定すべきである。即ち、アナログの式のように、外乱周波数又は外乱角周波数ωを推定するのではなく、デジタル制御においては、直接推定すべきは、ｓｉｎ（ωＴ）である。式（２３）から、ｓｉｎ（ωＴ）は、下記式（２４）で得られる。

又、現在オブザーバでは、ｓｉｎ（ωＴ）の代わりに、ｃｏｓ（ωＴ）を推定しても良い。即ち、式（２１）のｚ１［ｋ＋１］を掛け、ｚ２［ｋ］に、ｚ２［ｋ＋１］を掛けると、式（２５）が得られる。

式（２５）の上下の式の和をとると、式（２６）が得られる。

式（２６）から、アナログの式のように、外乱周波数又は外乱角周波数ωを推定するのではなく、デジタル制御においては、直接推定するのは、ｃｏｓ（ωＴ）である。式（２６）から、ｃｏｓ（ωＴ）は、下記式（２７）で得られる。

図６は、振動周波数と推定値ｓｉｎ（ωＴ）との関係図である。推定値ｓｉｎ（ωＴ）は実線で、従来の推定値ωは、一点鎖線で示す。横軸の振動周波数に対し、従来の推定値ωは、直線状の特性を描くが、推定値ｓｉｎ（ωＴ）と比べると、振動周波数に対し、推定周波数のずれがあり、推定精度が低い。このため、デジタル制御では、推定値ωを推定しても、正確に振動周波数を推定できず、振動周波数に適応する位置制御が困難であった。

一方、本願は、振動周波数を、ｓｉｎ（ωＴ）で推定しているため、デジタル制御において、正確に振動周波数を推定でき、振動周波数成分に適応する位置制御が実現できる。

又、デジタル制御において、ｓｉｎ（ωＴ）を、振動周波数ｆの推定値に使用することは、デジタル制御のサンプリング周波数をＦｓとすると、次式（２８）の周波数を推定することになる。

このことは、図６に示したように、外乱周波数ｆとｓｉｎ（ωＴ）とが、単調な関係を示す範囲は、０からＦｓ／４の領域であり、Ｆｓ／４以上では、適応追従ができない。

又、図７は、振動周波数と推定値ｃｏｓ（ωＴ）との関係図である。図７に示すように、ｃｏｓ（ωＴ）を推定値に用いる場合には、０からＦｓ／２の範囲で、単調減少の特性が得られる。従って、ｓｉｎ（ωＴ）の推定の場合に、生じていたＦｓ／４の上限の制約はない。

一方、ｃｏｓ（ωＴ）を利用すると、低周波数領域では、カーブが平坦近くなり、周波数の推定精度が劣化する。例えば、１２ｋＨｚのサンプル周波数の場合には、５００Ｈｚ程度の低周波数領域までは、カーブが平坦であり、推定精度が低下する。

従って、低い周波数側の推定精度を重要視する場合には、ｓｉｎ（ωＴ）の推定式を使用し、高い周波数側の推定精度を重要視する場合には、ｃｏｓ（ωＴ）の推定を行うことが望ましい。

更に、デイスク装置の使用形態では、外部振動が、通常、低い周波数側で問題になることが多い。例えば、数１００Ｈｚ程度の外部振動が、外部から加わることが多い。そのため、デイスク装置では、低い周波数の振動を精度よく推定できるｓｉｎ（ωＴ）推定式を利用することが、都合が良い。

次に、図５のｓｉｎ（ωＴ）（又は、ｃｏｓ（ωＴ））推定器２４は、次のように、ｓｉｎ（ωＴ）又はｃｏｓ（ωＴ）を推定して、適応制御する。

第１の適応制御は、正しく、推定できて、制御系が外乱周波数を抑圧できれば、式（２４）又は式（２７）のｅ［ｋ］は、「０」になるので、式（２４）、式（２７）の右辺第２項は、「０」となるはずである。

そこで、ｓｉｎ（ωＴ）推定の場合には、式（２４）の右辺第２項Ｅ［ｋ］を，次式（２９）で計算する。

次に、式（２９）のＥ［ｋ］に適応ゲインＫを掛け、次式（３０）のように、ｓｉｎ（ωＴ）を更新する。

又、ｃｏｓ（ωＴ）推定の場合には、式（２７）の右辺第２項Ｅ［ｋ］を，次式（３１）で計算する。

次に、式（３１）のＥ［ｋ］に適応ゲインＫを掛け、次式（３２）のように、ｃｏｓ（ωＴ）を更新する。

上記のようにして、ｚ１［ｋ＋１］，ｚ２［ｋ＋１］，ｅ［ｋ］，Ｌ４，Ｌ５の５つの値を利用して、ｓｉｎ（ωＴ）、ｃｏｓ（ωＴ）を、適応的に推定できる。

第２の適応制御の計算方法を説明する。固定小数点方式のプロセッサを使用する場合には、桁数が限られる。上記の、ｚ１［ｋ＋１］，ｚ２［ｋ＋１］，ｅ［ｋ］，Ｌ４，Ｌ５の５つの値を利用する場合に、ｚ１［ｋ＋１］，ｚ２［ｋ＋１］の値と，ｅ［ｋ］，Ｌ４，Ｌ５の値との桁が相違する。そこで、限られた桁数を有効に利用するため、以下の手順で、計算する。

ｓｉｎ（ωＴ）推定の場合には、式（２４）の右辺第１項Ｇ［ｋ］を，次式（３３）で計算する。

次に、現在の設定値であるｓｉｎ（ωＴ）と、式（３３）のずれＥ［ｋ］を、次式（３４）で計算する。

この式（３４）のＥ［ｋ］に適応ゲインＫを掛け、次式（３５）のように、ｓｉｎ（ωＴ）を更新する。

又、ｃｏｓ（ωＴ）推定の場合には、式（２７）の右辺第１項Ｇ［ｋ］を，次式（３６）で計算する。

次に、現在の設定値であるｃｏｓ（ωＴ）と、式（３６）のずれＥ［ｋ］を、次式（３７）で計算する。

次に、式（３７）のＥ［ｋ］に適応ゲインＫを掛け、次式（３８）のように、ｃｏｓ（ωＴ）を更新する。

上記のようにして、ｚ１［ｋ＋１］，ｚ１［ｋ］，ｚ２［ｋ＋１］，ｚ［ｋ］の４つの値を利用するだけで、ｓｉｎ（ωＴ）、ｃｏｓ（ωＴ）を、適応的に推定できる。

次に、図５で示した補償器２３は、オブザーバで構成され、下記式（３９）により、外乱抑圧制御量（電流）Ｕｄｉｓｔ（又は、Ｕｄ）を計算する。

図５の制御定数テーブル２５は、図９で説明するように、式（３９）で使用するｓｉｎ（ωＴ）又はｃｏｓ（ωＴ）の値と、対応するＬ４、Ｌ５、ｃｏｓωＴ又はｓｉｎωＴの値のテーブルで構成される。

従って、サンプル毎に、ｓｉｎωＴ（ｃｏｓωＴ）演算器２４で計算されたｓｉｎωＴ（ｃｏｓωＴ）に対応するＬ４、Ｌ５、ｃｏｓωＴ又はｓｉｎωＴの値が、テーブル２５から読み出され、補償器２３にセットされる。補償器２３は、セットされた制御定数と、位置誤差から、式（３９）を計算し、外部抑圧制御量Ｕｄｉｓｔを計算し、加算ブロック２６に出力する。

このようにして、デイタル位置制御系において、外乱周波数に適応した位置制御を行う場合に、外乱周波数を精度良く推定し、外乱周波数に適応した位置制御が可能となる。

［位置制御系の第２の実施の形態］
図８は、本発明の第２の実施の形態の位置制御系のブロック図、図９は、図８の制御定数テーブルの説明図である。図８において、コントローラ２１、補償器２３を、一体の現在オブザーバで構成した例である。又、ｓｉｎωＴ演算部２４を、第１の適応制御の計算方法を適用した例である。

図８の位置制御系は、外乱周波数を検出し、外乱を適応制御により、抑圧するため、下記式（４０）、（４１）、（４２）で示される外乱抑圧を行う現在オブザーバである。

尚、式（４２）において、ａ１１〜ａ２２は、式（９）、式（１８）で示したｓｉｎ，ｃｏｓの値である。

即ち、この実施の形態は、コントローラのモデルと外乱モデルを含むオブザーバによる位置制御系の例である。図８において、図５で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

図８において、第１の演算ブロック２０は、ヘッド３（図１参照）が読み取った前述のサーボ情報を復調して得た観測位置ｙ［ｋ］から目標位置ｒを差し引き、実位置誤差ｅｒ［ｋ］を演算する。

第２の演算ブロック３２は、実位置誤差ｅｒ［ｋ］からオブザーバの推定位置ｘ［ｋ］を差し引き、推定位置誤差ｅ［ｋ］を演算する。状態推定ブロック３４は、この推定位置誤差ｅ［ｋ］と、内部変数である式（４０）の推定ゲインＬ（Ｌ１，Ｌ２、Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５）を用いて、推定修正値（式（４０）の右辺第２項）を、演算する。

そして、加算ブロック３６は、この推定修正値と、遅延ブロック４６から状態量（式（４０）の右辺第１項）ｘ［ｋ］，ｖ［ｋ］、ｂ［ｋ］，ｚ１［ｋ］，ｚ２［ｋ］とを加算し、式（４０）のように、推定位置ｘ［ｋ］，推定速度ｖ［ｋ］、推定バイアス値ｂ［ｋ］，推定外乱抑圧値ｚ１［ｋ］，ｚ２［ｋ］を得る。尚、式（４０）では、推定位置誤差ｅ［ｋ］を、（ｙ［ｋ］−ｘ［ｋ］）で表示する。

この推定値は、第４の演算ブロック３８で、状態フィードバックゲイン（一Ｆａ＝Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４，Ｆ５）を乗算され、式（４１）のように、アクチュエータ１の駆動値ｕ［ｋ］を得る。一方、加算ブロック３６からの式（４０）の推定値は、第５の演算ブロック４２で、推定ゲインＡａ（式（４２）の右辺第１項の行列）を乗じられる。

第４の演算ブロック３８の駆動値ｕ［ｋ］は、第６の演算ブロック４０で、推定ゲインＢ（式（４２）の右辺第２項のｕ［ｋ］に乗じる値）を乗じられる。両乗算結果は、加算ブロック４４で、加算され、式（４２）の次のサンプルの推定状態量ｘ［ｋ＋１］，ｖ［ｋ＋１］、ｂ［ｋ＋１］，ｚ１［ｋ＋１］，ｚ２［ｋ＋１］を得る。

この次のサンプルの推定状態量は、前述のように、遅延ブロック４６に入力し、状態推定ブロック３４で、推定修正値で、修正される。そして、加算ブロック３６からの式（４１）の推定値は、第７の演算ブロック４８で、推定位置ｘ［ｋ］が取り出され、前述の第２の演算ブロック３２に入力する。

この現在オブザーバに、周波数推定器２４と、制御定数テーブル２５とを付与する。周波数推定器２４は、ｓｉｎωＴの第１の適応則である式（２９）、（３０）を演算し、ｓｉｎ（ωＴ）を計算する。即ち、周波数推定器２４では、推定誤差（Ｅ［ｋ］）演算器２４−１が、推定位置誤差ｅ［ｋ］、推定状態量ｚ１［ｋ＋１］，ｚ２［ｋ＋１］、推定ゲインＬ４，Ｌ５を受け、式（２９）を計算し、推定誤差Ｅ［ｋ］を出力する。

ゲイン乗算器２４−２は、推定誤差Ｅ［ｋ］にゲインＫを乗算し、式（３０）の右辺第２項を計算する。加算器２４−４は、遅延ブロック２４−３からの１サンプル前のｓｉｎ（ω［ｋ］Ｔ）と、ゲイン乗算器２４−２の出力とを加算し、式（３０）のｓｉｎ（ω［ｋ＋１］Ｔ）を出力する。このｓｉｎ（ω［ｋ＋１］Ｔ）は、遅延ブロック２４−３で１サンプル遅延され、加算器２４−４に入力する。

周波数推定器２４の出力ｓｉｎ（ω［ｋ＋１］Ｔ）は、制御定数テーブル２５に入力する。図９に示すように、制御定数テーブル２５は、推定値ｓｉｎωＴに対応する、推定ゲインＬ１、Ｌ２,Ｌ３,Ｌ４,Ｌ５、ｃｏｓωＴの値を格納する。ｓｉｎωＴは、図６で説明したように、０〜Ｆｓ／４までを使用するため、図９のテーブルは、３３個のｓｉｎωＴの値を、０〜Ｆｓ／４の範囲に割り振る。

そして、制御定数テーブル２５は、推定値ｓｉｎωＴに対応する推定ゲインＬ、ｃｏｓωＴを、引き出し、且つブロック３４，４２に設定する。これにより、ブロック３４の式（４０）の推定ゲインＬ１〜Ｌ５、ブロック４２の式（４２）の制御定数ａ１１〜ａ２２（＝ｃｏｓωＴ又はｓｉｎωＴ）が更新され、オブザーバの外乱抑圧特性を、外乱周波数に応じて、変更する。

このように、現在オブザーバで構成すると、設計が容易であり、且つ外乱抑圧機能を容易に設定できる。又、周波数推定器２４が、ｃｏｓωＴを推定する場合にも、同様の構成で実現できる。

図１０は、図８の周波数推定器２４の他の実施の形態のブロック図である。図１０において、図８で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

前述のように、０〜Ｆｓ／４の周波数の範囲に対応するｓｉｎωＴの値は、０〜１である。従って、推定したｓｉｎωＴの値は、常に０から１の範囲に制限する必要がある。この実施の形態は、加算ブロック２４−４の出力を、０から１の範囲に制限するクリップブロック２４−５を設けたものである。

クリップブロック（飽和処理ブロック）２４−５は、入力されたｓｉｎωＴが、「０」より小さい場合は、「０」に、「１」より大きい場合は、「１」に制限する。このため、状態変数からｓｉｎωＴを推定しても、図６の周波数範囲の外乱周波数成分を得ることができる。

又、ｃｏｓωＴを推定する場合には、図７のように、クリップ範囲を、「−１」〜「＋１」に制限することにより、同様の作用効果を奏する。

［位置制御系の第３の実施の形態］
図１１は、本発明の第３の実施の形態の位置制御系のブロック図である。図１１において、コントローラ２１、補償器２３を、一体の現在オブザーバで構成した例である。又、ｓｉｎωＴ演算部２４Ａに、第２の適応制御の計算方法を適用した例である。

図１１において、図８で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。図１１の位置制御系は、図８と同様に、外乱周波数を検出し、外乱を適応制御により、抑圧するため、前述の式（４０）、（４１）、（４２）で示されるバイアス補償を含む現在オブザーバである。従って、現在オブザーバ２１，２３，２６の説明は、省略する。

図１１に示すように、この現在オブザーバに、周波数推定器２４Ａと、制御定数テーブル２５とを付与する。周波数推定器２４は、ｓｉｎωＴの第２の適応則である式（３３）乃至式（３５）を演算し、ｓｉｎ（ωＴ）を計算する。即ち、周波数推定器２４Ａでは、推定誤差（Ｇ［ｋ］）演算器２４−６が、推定状態量ｚ１［ｋ］,ｚ１［ｋ＋１］，ｚ２［ｋ］，ｚ２［ｋ＋１］を受け、式（３３）を計算し、第１の推定誤差Ｇ［ｋ］を出力する。

第１の演算ブロック２４−７は、第１の推定誤差Ｇ［ｋ］から、遅延ブロック２４−９からの１サンプル前のｓｉｎ（ω［ｋ］Ｔ）を引き、式（３４）の第２の推定誤差Ｅ［ｋ］を出力する。

ゲイン乗算器２４−８は、第２の推定誤差Ｅ［ｋ］にゲインＫを乗算し、式（３５）の右辺第２項を計算する。加算器２４−１０は、遅延ブロック２４−９からの１サンプル前のｓｉｎ（ω［ｋ］Ｔ）と、ゲイン乗算器２４−８の出力とを加算し、式（３５）のｓｉｎ（ω［ｋ＋１］Ｔ）を出力する。このｓｉｎ（ω［ｋ＋１］Ｔ）は、遅延ブロック２４−９で１サンプル遅延され、演算ブロック２４−７、加算器２４−１０に入力する。

周波数推定器２４Ａの出力ｓｉｎ（ω［ｋ＋１］Ｔ）は、制御定数テーブル２５に入力する。制御定数テーブル２５は、図９で示したように、推定値ｓｉｎωＴに対応する、推定ゲインＬ１、Ｌ２,Ｌ３,Ｌ４,Ｌ５、ｃｏｓωＴの値を格納する。ｓｉｎωＴは、図６で説明したように、０〜Ｆｓ／４までを使用するため、図９のテーブルは、３３個のｓｉｎωＴの値を、０〜Ｆｓ／４の範囲に割り振る。

そして、制御定数テーブル２５は、推定値ｓｉｎωＴに対応する推定ゲインＬ、ｃｏｓωＴを、引き出し、且つブロック３４，４２に設定する。これにより、ブロック３４の式（４０）の推定ゲインＬ１〜Ｌ５、ブロック４２の式（４２）の制御定数ａ１１〜ａ２２（＝ｃｏｓωＴ又はｓｉｎωＴ）が更新され、オブザーバの外乱抑圧特性を、外乱周波数に応じて、変更する。

このように、現在オブザーバで構成すると、設計が容易であり、且つ外乱抑圧機能を容易に設定できる。又、第２の適応式を用いているので、入力の桁数に差異がなく、固定小数点方式のプロセッサでも、精度良く、計算できる。更に、周波数推定器２４Ａが、ｃｏｓωＴを推定する場合にも、同様の構成で、式（３６）〜式（３８）を計算できる。

図１２は、図１１の周波数推定器２４Ａの他の実施の形態のブロック図である。図１２において、図８、図１０、図１１で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

前述のように、０〜Ｆｓ／４の周波数の範囲に対応するｓｉｎωＴの値は、０〜１である。従って、推定したｓｉｎωＴの値は、常に０から１の範囲に制限する必要がある。この実施の形態は、図１１の構成に対し、加算ブロック２４−１０の出力を、０から１の範囲に制限するクリップブロック２４−１１を設けたものである。

クリップブロック（飽和処理ブロック）２４−１１は、入力されたｓｉｎωＴが、「０」より小さい場合は、「０」に、「１」より大きい場合は、「１」に制限する。このため、状態変数からｓｉｎωＴを推定しても、図６の周波数範囲の外乱周波数成分を得ることができる。

又、ｃｏｓωＴを推定する場合には、図７のように、クリップ範囲を、「−１」〜「＋１」に制限することにより、同様の作用効果を奏する。

［位置制御系の第４の実施の形態］
図１３は、本発明の第４の実施の形態の位置制御系のブロック図である。図１３は、コントローラ２１と、補償器２３を、分離した現在オブザーバで構成した例である。又、ｓｉｎωＴ演算部２４に、第１の適応制御の計算方法を適用した例である。

図１３の位置制御系は、外乱周波数を検出し、外乱を適応制御により、抑圧するため、下記式（４３）、（４４）、（４５）、（４６）、（４７）で示される外乱抑圧を行う現在オブザーバである。

尚、式（４７）において、ａ１１〜ａ２２は、式（９）、式（１８）で示したｓｉｎ，ｃｏｓの値である。

即ち、この実施の形態は、コントローラのモデルと外乱モデルを含むオブザーバによる位置制御系の例である。図１３において、図５、図８、図１１で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。

図１３において、第１の演算ブロック２０は、ヘッド３（図１参照）が読み取った前述のサーボ情報を復調して得た観測位置ｙ［ｋ］から目標位置ｒを差し引き、実位置誤差ｅｒ［ｋ］を演算する。

第２の演算ブロック３２は、実位置誤差ｅｒ［ｋ］からオブザーバの推定位置ｘ［ｋ］を差し引き、推定位置誤差ｅ［ｋ］を演算する。状態推定ブロック３４−１は、この推定位置誤差ｅ［ｋ］と、内部変数である式（４３）の推定ゲインＬ（Ｌ１，Ｌ２）を用いて、推定修正値（式（４３）の右辺第２項）を、演算する。

そして、加算ブロック３６−１は、この推定修正値と、遅延ブロック４６−１から状態量（式（４０）の右辺第１項）ｘ［ｋ］，ｖ［ｋ］とを加算し、式（４３）のように、推定位置ｘ［ｋ］，推定速度ｖ［ｋ］を得る。尚、式（４３）では、推定位置誤差ｅ［ｋ］を、（ｙ［ｋ］−ｘ［ｋ］）で表示する。

この推定値は、第４の演算ブロック３８−１で、状態フィードバックゲイン（一Ｆａ＝Ｆ１，Ｆ２）を乗算され、式（４４）のように、アクチュエータ１の駆動値ｕ［ｋ］を得る。一方、加算ブロック３６−１からの式（４３）の推定値は、第５の演算ブロック４２−１で、推定ゲインＡａ（式（４６）の右辺第１項の行列）を乗じられる。

第４の演算ブロック３８−１の駆動値ｕ［ｋ］は、第６の演算ブロック４０で、推定ゲインＢ（式（４６）の右辺第２項のｕ［ｋ］に乗じる値）を乗じられる。両乗算結果は、加算ブロック４４で、加算され、式（４６）の次のサンプルの推定状態量ｘ［ｋ＋１］，ｖ［ｋ＋１］を得る。

この次のサンプルの推定状態量は、前述のように、遅延ブロック４６−１に入力し、状態推定ブロック３４−１の推定修正値で、修正される。そして、加算ブロック３６−１からの式（４６）の推定値は、第５の演算ブロック４８で、推定位置ｘ［ｋ］が取り出され、前述の第２の演算ブロック３２に入力する。

同様に、外乱モデルにおいても、第２の状態推定ブロック３４−２は、この推定位置誤差ｅ［ｋ］と、内部変数である式（４３）の推定ゲインＬｄ１（Ｌ３、Ｌ４，Ｌ５）を用いて、推定修正値（式（４３）の右辺第２項）を、演算する。

そして、第２の加算ブロック３６−２は、この推定修正値と、第２の遅延ブロック４６−２から状態量（式（４０）の右辺第１項）ｂ［ｋ］，ｚ１［ｋ］，ｚ２［ｋ］とを加算し、式（４３）のように、推定バイアスｂ［ｋ］，推定外乱量ｚ１［ｋ］，ｚ２［ｋ］を得る。

この推定値は、第６の演算ブロック３８−２で、状態フィードバックゲイン（一Ｆｄ１＝Ｆ３、Ｆ４，Ｆ５）を乗算され、式（４５）のように、アクチュエータ１の外乱抑圧駆動値ｕｄ［ｋ］を得る。一方、第２の加算ブロック３６−２からの式（４３）の推定値は、第７の演算ブロック４２−２で、推定ゲインＡｄ１（式（４７）の右辺の行列）を乗じられる。

第８の演算ブロック５０は、第５の演算ブロック３８−２の駆動値ｕｄ［ｋ］と、第４の演算ブロック３８−１の駆動値ｕ［ｋ］とを加算し、アクチュエータの駆動値ｕ［ｋ］を出力する。

この例でも、この現在オブザーバに、周波数推定器２４と、制御定数テーブル２５とを付与する。周波数推定器２４は、図８、図１０で説明したものである。又、制御定数テーブル２５は、図９で説明したものである。

そして、制御定数テーブル２５は、推定値ｓｉｎωＴに対応する推定ゲインＬ１、Ｌ２を、状態推定ブロック３４−１に、推定ゲインＬ３，Ｌ４，Ｌ５，ｃｏｓωＴを、ブロック３４−２，４２−２に設定する。これにより、ブロック３４−１，３４−２の式（４３）の推定ゲインＬ１〜Ｌ５、ブロック４２−２の式（４７）の制御定数ａ１１〜ａ２２（＝ｃｏｓωＴ又はｓｉｎωＴ）が更新され、オブザーバの外乱抑圧特性を、外乱周波数に応じて、変更する。

このように、外乱モデルを分離した現在オブザーバで構成すると、外乱モデルの設計が容易であり、且つ外乱抑圧機能を容易に設定できる。又、周波数推定器２４が、ｃｏｓωＴを推定する場合にも、同様の構成で実現できる。

［位置制御系の第５の実施の形態］
図１４は、本発明の第５の実施の形態の位置制御系のブロック図である。図１４は、コントローラ２１と、補償器２３を、分離した現在オブザーバで構成した例である。又、ｓｉｎωＴ演算部２４Ａに、第２の適応制御の計算方法を適用した例である。

図１４において、図１１、図１３で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。図１４の位置制御系は、外乱周波数を検出し、外乱を適応制御により、抑圧するため、前述の式（４３）、（４４）、（４５）、（４６）、（４７）で示される外乱抑圧を行う現在オブザーバである。

即ち、この実施の形態は、図１３と同様に、コントローラのモデルと外乱モデルを含むオブザーバによる位置制御系の例である。従って、オブザーバの説明は、省略する。

この例でも、この現在オブザーバに、周波数推定器２４Ａと、制御定数テーブル２５とを付与する。周波数推定器２４Ａは、図１１、図１２で説明したものである。又、制御定数テーブル２５は、図９で説明したものである。

そして、制御定数テーブル２５は、推定値ｓｉｎωＴに対応する推定ゲインＬ１、Ｌ２を、状態推定ブロック３４−１に、推定ゲインＬ３，Ｌ４，Ｌ５，ｃｏｓωＴを、ブロック３４−２，４２−２に設定する。これにより、ブロック３４−１，３４−２の式（４３）の推定ゲインＬ１〜Ｌ５、ブロック４２−２の式（４７）の制御定数ａ１１〜ａ２２（＝ｃｏｓωＴ又はｓｉｎωＴ）が更新され、オブザーバの外乱抑圧特性を、外乱周波数に応じて、変更する。

このように、外乱モデルを分離した現在オブザーバで構成すると、外乱モデルの設計が容易であり、且つ外乱抑圧機能を容易に設定できる。又、周波数推定器２４が、ｃｏｓωＴを推定する場合にも、同様の構成で実現できる。

［他の実施の形態］
以上の説明では、補償器２３に、オブザーバの構成で説明した。しかしながら、図５の補償器２３にフィルタを使用する場合にも、適用できる。以下に、その適応則を説明する。先ず、フィルタを使用する場合には、入力ゲインＬを補正するフィルタを使用し、元となる式は、式（８）以下の予測オブザーバの式と同じである。

式（１０）の上側に、ｚ２［ｋ］を掛け、下側に、−ｚ１［ｋ］を掛けると、下記式（４８）が得られる。

式（４８）において、式（１０）のａ１１〜ａ２２は、式（９）、式（１８）で示したｓｉｎ，ｃｏｓに置き換え、且つｓｉｎを「ｓ」で、ｃｏｓを「ｃ」で表す。

式（４８）の上下の和をとると、下記式（４９）が得られる。

従って、式（４９）から、ｓｉｎ（ωＴ）（＝ｓ）は、下記式（５０）で得られる。

式（５０）を、図５のｓｉｎωＴ推定部２４の適応則にする。

一方、ｃｏｓωＴの推定を説明する。

式（１０）の上側に、ｚ１［ｋ］を掛け、下側に、ｚ２［ｋ］を掛けると、下記式（５１）が得られる。

式（５１）において、式（１０）のａ１１〜ａ２２は、式（９）、式（１８）で示したｓｉｎ，ｃｏｓに置き換え、且つｓｉｎを「ｓ」で、ｃｏｓを「ｃ」で表す。

式（５１）の上下の和をとると、下記式（５２）が得られる。

従って、式（５２）から、ｃｏｓ（ωＴ）（＝ｃ）は、下記式（５３）で得られる。

式（５３）を、図５の推定部２４の適応則にする。

以上のように、フィルタで構成した場合には、ｓｉｎ，ｃｏｓとも、分母のｚ１［ｋ］，ｚ２［ｋ］が、現在オブザーバの式とは、異なる。又、式（５０）、（５３）の右辺第２項の分子も、同じく、ｚ１［ｋ］，ｚ２［ｋ］となる点が、現在オブザーバの式とは、異なる。

又、ヘッドの位置制御装置で、説明したが、他の位置制御装置にも適用できる。同様に、デイスク装置を磁気デイスク装置で説明したが、他のデータ記憶装置にも適用できる。

外乱の角周波数ωとし、前記サンプル周期をＴとした場合に、ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを計算し、外乱適応制御するので、デジタル制御において、外乱の周波数の推定精度を向上でき、外乱適応制御を精度よく実現できる。このため、高精度の位置制御が要求される装置の、外乱による位置ずれを抑制することができる。

Claims (18)

1. 対象物の位置に応じて、アクチュエータにより、前記対象物を位置制御する位置制御装置において、
   目標位置と前記対象物の現在位置との位置誤差に応じて、内部制御定数を使用して、外乱適応制御を含む位置制御を、所定のサンプル周期で実行するデジタル制御ブロックと、
   前記外乱の角周波数ωとし、前記サンプル周期をＴとした場合に、ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴの値に応じた前記内部制御定数を格納するテーブルとを有し、
   前記デジタル制御ブロックは、前記位置誤差に従い、前記アクチュエータの制御値を求めるとともに、前記位置誤差を基準にした信号から、適応則に従い、前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値を計算し、前記計算したｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値で、前記テーブルから対応する前記内部制御定数を読み出し、前記内部制御定数を更新して、前記外乱適応制御を含む位置制御を行う
   ことを特徴とする位置制御装置。
2. 前記デジタル制御ブロックは、オブザーバ制御により、前記外乱適応制御を含む位置制御を行う
   ことを特徴とする請求項１の位置制御装置。
3. 前記デジタル制御ブロックは、前記オブザーバの状態変数と、推定ゲインと、推定位置誤差とから誤差を計算し、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴに加算して、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを逐次更新する
   ことを特徴とする請求項２の位置制御装置。
4. 前記デジタル制御ブロックは、前記オブザーバの現サンプルの状態変数と、次のサンプルの状態変数とから誤差を計算し、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを逐次更新する
   ことを特徴とする請求項２の位置制御装置。
5. 前記デジタル制御ブロックは、前記計算した前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴの値を、所定の範囲に収めるためにクリップする
   ことを特徴とする請求項１の位置制御装置。
6. 前記デジタル制御ブロックは、
   前記位置誤差に応じて、前記アクチュエータの制御値を演算するコントロールブロックと、
   前記適応則に従い、前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴを計算し、前記計算されたｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値により、前記テーブルから読み出された内部制御定数を使用して、外乱適応制御値を計算する外乱適応制御ブロックとを有し、
   前記コントロールブロックの制御値と前記外乱適応制御値とで、前記アクチュエータを駆動する
   ことを特徴とする請求項１の位置制御装置。
7. 前記テーブルは、前記推定した前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値に対応した前記オブザーバの状態推定ゲインを格納し、
   前記デジタル制御ブロックは、前記内部制御定数として、前記オブザーバの状態推定ゲインを、前記テーブルから読み出された状態推定ゲインで更新する
   ことを特徴とする請求項２の位置制御装置。
8. 前記デジタル制御ブロックは、下記式（２９）及び（３０）を計算して、前記ｓｉｎωＴを求め、又は下記式（３１）及び（３２）を計算して、前記ｃｏｓωＴを求める
   ことを特徴とする請求項３の位置制御装置。
   

   

   

   

   
9. 前記デジタル制御ブロックは、下記式（３３）乃至（３５）を計算して、前記ｓｉｎωＴを求め、又は下記式（３６）乃至（３８）を計算して、前記ｃｏｓωＴを求める
   ことを特徴とする請求項４の位置制御装置。
   

   

   

   

   

   

   
10. デイスクから情報を読み取るヘッドと、
    前記ヘッドを前記デイスクのトラック横断方向に移動するアクチュエータと、
    目標位置と前記ヘッドの現在位置との位置誤差に応じて、内部制御定数を使用して、外乱適応制御を含む位置制御を、所定のサンプル周期で実行するデジタル制御ブロックと、
    前記外乱の角周波数ωとし、前記サンプル周期をＴとした場合に、ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴの値に応じた前記内部制御定数を格納するテーブルとを有し、
    前記デジタル制御ブロックは、前記位置誤差に従い、前記アクチュエータの制御値を求めるとともに、前記位置誤差を基準にした信号から、適応則に従い、前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値を計算し、前記計算したｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値で、前記テーブルから対応する前記内部制御定数を読み出し、前記内部制御定数を更新して、前記外乱適応制御を含む位置制御を行う
    ことを特徴とするデイスク装置。
11. 前記デジタル制御ブロックは、オブザーバ制御により、前記外乱適応制御を含む位置制御を行う
    ことを特徴とする請求項１０のデイスク装置。
12. 前記デジタル制御ブロックは、前記オブザーバの状態変数と、推定ゲインと、推定位置誤差とから誤差を計算し、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴに加算して、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを逐次更新する
    ことを特徴とする請求項１１のデイスク装置。
13. 前記デジタル制御ブロックは、前記オブザーバの現サンプルの状態変数と、次のサンプルの状態変数とから誤差を計算し、前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴを逐次更新する
    ことを特徴とする請求項１１のデイスク装置。
14. 前記デジタル制御ブロックは、前記計算した前記ｓｉｎωＴ又はｃｏｓωＴの値を、所定の範囲に収めるためにクリップする
    ことを特徴とする請求項１０のデイスク装置。
15. 前記デジタル制御ブロックは、
    前記位置誤差に応じて、前記アクチュエータの制御値を演算するコントロールブロックと、
    前記適応則に従い、前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴを計算し、前記計算されたｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値により、前記テーブルから読み出された内部制御定数を使用して、外乱適応制御値を計算する外乱適応制御ブロックとを有し、
    前記コントロールブロックの制御値と前記外乱適応制御値とで、前記アクチュエータを駆動する
    ことを特徴とする請求項１０のデイスク装置。
16. 前記テーブルは、前記推定した前記ｓｉｎωＴ又は前記ｃｏｓωＴの値に対応した前記オブザーバの状態推定ゲインを格納し、
    前記デジタル制御ブロックは、前記内部制御定数として、前記オブザーバの状態推定ゲインを、前記テーブルから読み出された状態推定ゲインで更新する
    ことを特徴とする請求項１１のデイスク装置。
17. 前記デジタル制御ブロックは、下記式（２９）及び（３０）を計算して、前記ｓｉｎωＴを求め、又は下記式（３１）及び（３２）を計算して、前記ｃｏｓωＴを求める
    ことを特徴とする請求項１２のデイスク装置。
    

    

    

    

    
18. 前記デジタル制御ブロックは、下記式（３３）乃至（３５）を計算して、前記ｓｉｎωＴを求め、又は下記式（３６）乃至（３８）を計算して、前記ｃｏｓωＴを求める
    ことを特徴とする請求項１３のデイスク装置。
    

    

    

    

    

    

    

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