CN1866731A - 幂级数型前置补偿器及其控制方法 - Google Patents

幂级数型前置补偿器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

在幂级数型前置补偿器的失真产生路径中，设置与奇数阶失真发生器串联、对该奇数阶失真发生器的失真分量的频率特性进行调整的频率特性补偿器，从对功率放大器的输出进行解调而获得的发送信号中，用失真检测器检测失真分量，并将该失真分量通过失真分量用频率特性分割器按频带宽度Δf的窗口进行分割，求各窗口中的失真分量的功率，根据该功率来控制由频率特性补偿器产生的、与失真分量的频率特性中的所述窗口对应的部分的调整。

Description

幂级数型前置补偿器及其控制方法
技术领域
本发明涉及幂级数型前置补偿器(predistorter)和其控制方法，用于补偿例如在携带电话终端和基站中使用的功率放大器产生的失真。
背景技术
携带电话的基站和终端中使用的微波带功率放大器，为了低消耗功率和小型化而被寻求实现高效率。一般来说，使功率放大器越在饱和功率附近动作越可获得高的功率附加效率，所以期望使功率放大器在该区域中动作。但是，使功率放大器在饱和功率附近动作时，功率放大器产生的失真分量增加。基站和终端的功率放大器在发送信号的频带外中必须达到按无线系统规定的相邻信道漏泄功率比等才能获得充分的输出补偿，就在饱和区域附近使用功率放大器来说，由于相邻信道漏泄功率比劣化，所以为了满足规格值而需要抑制由功率放大器产生的失真分量。
为了抑制失真分量而在研究各种各样的非线性失真补偿方法。一种非线性失真补偿方法之一是前置补偿方法。前置补偿方法是在输入信号中预先附加用于抵消由功率放大器产生的失真分量的信号的方法。通过将预先附加的信号(以下称为前置失真)的振幅及相位设定为分别与功率放大器产生的失真分量相等的电平并且相位相反，从而可以抵消由功率放大器产生的失真分量。
图18表示以往的使用了幂级数型前置补偿器的功率放大装置的一般结构。在该例子中，幂级数型前置补偿器100包括：分配器1；线性传送路径2；失真产生路径3；合成器4；失真检测器9；以及矢量调整控制器10。在失真产生路径3中插入有失真产生器31、以及矢量调整器32。基带的发送信号x(t)被输入到分配器1，被分配给由延迟器21构成的线性传送路径2和失真产生路径3。在失真产生路径3，根据输入的发送信号x(t)，由失真产生器31产生例如以|x(t)|2x(t)(以下称为D3)表示的3阶的前置失真分量，由矢量调整器32调整前置失真分量的振幅和相位，并被输入到合成器4的一个端子。在合成器4的另一个端子上，发送信号x(t)被延迟器21延迟后输入。由合成器4合成的发送信号和前置失真分量作为前置补偿器100的输出被提供给变频器5，在被变频到发送频带后，由功率放大器6放大。
功率放大器6的输出信号通过分配器7被传送到未图示的天线振子，同时其一部分被提供给变频器8。变频器8将从来自分配器7的发送频带变频到基带的信号提供给失真检测器9。失真检测器9从被提供的信号来检测由功率放大器6产生的失真分量并将其提供给矢量调整控制器10。矢量调整控制器10通过失真产生路径3中的矢量调整器32来控制3阶失真分量的振幅和相位，以使由失真检测器9检测出的功率放大器6的输出信号中包含的3阶失真分量最小。这样，通过对矢量调整器32的振幅和相位进行控制，可以抵消功率放大器产生的失真分量。在以往的幂级数型前置补偿器中，已知对于频率可以补偿均匀的3阶失真分量。
但是，在使功率放大器6在饱和功率附近动作的情况下，在上述以往的幂级数型前置补偿器中，有可能不能达到高的失真补偿量。其理由如W.Boschand G.Gatti，“Measurement and simulation of memory effects in predistortionlinearizer，”IEE Trans.Microwave Theory Tech.，vol.37，pp1885-1890，Dec.1989(以下，称为非专利文献1)中所示那样，因为在功率放大器的非线性特性上产生了记忆性。这种记忆性使失真分量通过带通滤波器，从而对功率放大器6产生的失真分量赋予频率特性。这种频率特性，例如如图19所示，前置失真补偿后的特性(实线表示)与补偿前的特性(虚线表示)在信号频带400的上侧和下侧作为不均匀的结果而呈现。在以往的幂级数型前置补偿器中，不能补偿这样的不均匀的失真分量。
在改善这种失真补偿效果的不均匀性的目的下，公开有如日本专利申请公开2002-57533(以下，称为专利文献1)所示的技术。图20表示在专利文献1中公开的技术。失真产生路径3的结构与图18中说明的幂级数型前置补偿器有所不同。失真产生器31产生的失真分量被低通滤波器351和高通滤波器352分波为低频带失真分量和高频带失真分量，低频带失真分量由矢量调整电路321、高频带失真分量由矢量调整电路322分别调整失真分量的振幅和相位。这样，通过将由失真产生器31产生的失真分量用两个滤波器进行分波，并调整各自的频带的失真分量的频率特性，从而抑制失真补偿的不均匀性。
在改善这种失真补偿效果的不均匀性的方法中，将失真分量的频率特性使用多个滤波器进行分割。但是，由于一般不能将滤波器的通过频带在两端无限大的上升，所以在这些滤波器的通过频带间产生重叠或凹陷，在振幅频率特性及相位频率特性上产生不连续性。因此，在有连续的频谱的调制信号输入时的情况下，存在因多个滤波器间的特性的偏差而不能将连续的振幅频率特性和相位频率特性提供给前置失真分量的问题。
发明内容
本发明是鉴于这样的方面而完成的，其目的在于，提供一种幂级数型前置补偿器，以在具有连续性的频谱的调制信号输入时的失真补偿特性上不产生不连续性。
根据本发明，产生用于对功率放大器产生的失真分量进行补偿的前置失真分量的幂级数型前置补偿器包括：
线性传送路径，将输入信号线性传送；
失真产生路径，设置有产生上述输入信号的奇数阶失真分量的奇数阶失真发生器；
频率特性补偿器，串联地插入在所述失真产生路径中，对产生的所述奇数阶失真分量的频率特性进行调整；
合成器，将所述线性传送路径的输出和所述失真产生路径的输出进行合成，并作为前置补偿器的输出；
失真检测器，从所述功率放大器的输出中检测失真分量；
失真分量用频率特性分割器，将检测出的所述失真分量的频带以规定的频带宽度的窗口进行分割，检测各窗口内的失真分量的功率；以及
频率特性控制器，根据以各所述窗口检测出的所述失真分量的功率，控制与所述频率特性补偿器产生的频率特性的所述窗口对应的系数的调整。
在本发明中，根据对频带宽度Δf的每个窗口检测出的失真分量，单一的频率特性补偿器的系数由频率特性控制器控制，所以在频率特性补偿器形成的频率特性上不产生不连续性。因此，即使对于具有连续的频谱的调制信号，也可提供不产生失真补偿效果不均匀的幂级数型前置补偿器。这是因为频率特性补偿器如同作为一个滤波器来形成。
附图说明
图1是表示本发明的基本结构的方框图。
图2是表示本发明的第1实施例的图。
图3是表示失真检测器和失真分量用频率特性分割器的结构例的方框图。
图4是表示失真分量用频率特性分割器的另一结构例的方框图。
图5是示意地表示由功率放大器6产生的3阶失真的图。
图6是由FFT、IFFT构成的频率特性补偿器的例子的图。
图7是表示由图6的频率特性补偿器获得的频谱的示意图。
图8是用于说明使用由失真检测器检测出的失真的功率值来控制奇数阶频率特性补偿器的方法的图。
图9是表示由FFT、IFFT构成的频率特性检测部件的例子的图。
图10A是表示每次同时处理多个频率特性补偿器的频谱样本的例子的图。
图10B是表示每次同时处理多个频率特性补偿器的频谱样本的另一个例子的图。
图11A是表示图10A的失真补偿的示意图。
图11B是表示图10B的失真补偿的示意图。
图12是表示失真补偿的处理过程的流程图。
图13是表示将奇数阶失真的阶数增加的幂级数型前置补偿器的实施例的图。
图14是表示图13的动作控制器的控制流程的例子的图。
图15是表示图13的动作控制器的控制流程的另一个例子的图。
图16是表示由FIR滤波器构成的频率特性补偿器的前置补偿器的例子的图。
图17是表示FIR滤波器的结构例的图。
图18是表示使用了以往的幂级数型前置补偿器的功率放大装置的一般性的结构的图。
图19是表示以往的前置补偿的补偿后的信号的频率特性的图。
图20是表示专利文献1中所示的技术的图。
具体实施方式
以下，通过参照附图来说明本发明的实施方式。对于在各附图中对应的部分，附加相同的参照标号并省略重复说明。
[基本结构]
图1是表示本发明的幂级数型前置补偿器的基本结构。该幂级数型前置补偿器100的基本结构包括：分配器1；线性传送路径2；失真产生路径3；合成器4；失真检测器9；失真分量用频率特性分割器11；以及频率特性控制器12。失真产生路径3中插入有奇数阶失真发生器31、以及频率特性补偿器33。分配器1将输入的发送信号x(t)分配给线性传送路径2和失真产生路径3。线性传送路径2由延迟器21构成，使发送信号x(t)被延迟与失真产生路径3具有的延迟时间相同的时间后传送到合成器4。
奇数阶失真发生器31对输入的发送信号x(t)运算其奇数阶失真分量，例如3阶失真分量D3，或将预先运算结果作为数据存储在ROM中，以从那里读取的方法来产生3阶失真分量D3。频率特性补偿器33对每个被分割的频带宽度Δf的窗口调整被提供的奇数阶失真分量的频率特性。失真产生路径3的输出信号(3阶失真分量)D3被提供给合成器4，与来自线性传送路径2的发送信号x(t)进行合成，作为前置补偿器100的输出x(t)+D3而被提供给变频器5。
发送信号x(t)中附加由失真产生路径3产生的前置失真分量所生成的信号x(t)+D3，通过由混频器5A和本机振荡器5B构成的变频器5而变频到发送频带。发送信号由功率放大器6放大，提供给第2分配器7。功率放大器6为了获得良好的功率附加效率而在饱和功率附近动作。对于功率放大器6产生的失真分量，通过将失真产生路径3产生的前置失真分量(在此说明中为D3)调整为等振幅、反相位，从而可以减少在功率放大器6的输出中产生的失真分量。
以调整该前置失真分量的目的，将功率放大器6的输出信号的一部分通过分配器7进行反馈。由分配器7反馈的发送频带的发送信号通过变频器8被变频到基带。变频过的发送信号被输入到失真检测器9。
失真检测器9从监视的发送信号中提取失真分量，并提供给失真分量用频率特性分割器11。失真分量用频率特性分割器11将检测出的失真分量的频率特性按对每个频带宽度Δf的窗口进行分割，从而测量各分割频带中的功率。测量值被提供给频率特性控制器12。
频率特性控制器12根据来自失真分量用频率特性分割器11的各分割频带的测量值，由频率特性补偿器33控制与奇数阶失真分量对应的分割频带的奇数阶失真分量。
如以上那样进行构成，对频率特性补偿器33进行控制，以使功率放大器6产生的失真分量的各分割频带中的功率小于等于某个目标值，所以可抵消由功率放大器6产生的失真分量。
本发明的特征在于，将监视的发送信号中包含的失真分量以频带宽度Δf的窗口分割而进行检测，并根据该检测结果而可调整与前置失真分量对应的频带。
特别是前置失真分量的频率特性由单一的频率特性补偿器33控制，所以可进行良好的失真补偿而不在失真补偿特性上发生不连续性。即，因为频率特性补偿器33变成单一的滤波器。
就将监视的发送信号中包含的失真分量分割到频带宽度Δf的窗口而进行检测的失真检测方法来说，有各种各样的方法。
[第1实施例]
图2表示本发明的幂级数型前置补偿器的第1实施例。在该实施例的前置补偿器100，失真分量用频率特性分割器11包括：频率特性检测器11A、以及失真检测控制器11B。失真检测器9检测出的失真分量由失真分量用频率特性分割器11的频率特性检测器11A对每个频带宽度Δf进行分割，各分割的频率特性的功率被测量。失真检测控制器11B对分割方法进行控制。此外，在失真产生路径3中，与图18的以往例同样地设置由相位器和乘法器构成的矢量调整器32，根据来自矢量调整器控制器10的矢量调整量，对频率特性被补偿后的失真分量的振幅和相位进行控制。
以下对以图2为基准的每个结构元件，参照附图来说明该实施例的动作。图2所示的本发明的实施例，例如，由数字信号处理器(Digital SignalProcessor：以下称为DSP)构成的动作控制器13来控制频率特性补偿器12和失真分量用频率特性分割器11。例如，在使用前置补偿器的发送装置的电源被接通之后，或在进行了某个无线信道的切换之后，执行前置补偿器的调整(矢量调整器32及频率特性补偿器33的调整)。由于矢量调整器32产生的失真补偿可获得比频率特性补偿器33产生的失真补偿大的效果，所以首先执行矢量调整器32的振幅及相位的调整。其结果，在失真检测部件9的检测出的失真分量小于等于规定的电平的情况下，在不执行频率特性补偿器33的系数调整下结束前置补偿器的调整就可以。在矢量调整器32的振幅和相位的调整后，失真检测部件9的检测出的失真分量不小于等于规定的电平的情况下，执行频率特性补偿器33的系数调整。由此，例如在电源接通时和无线信道的切换时等，可以尽快结束失真补偿。
图2的失真检测器9和失真分量用频率特性分割器11的结构例示于图3。失真检测器9由减法器9A和模数变换器(以下称为AD变换器)9B构成，失真分量用频率特性分割器11由频率特性检测器11A和失真检测控制器11B构成，频率特性检测器11A由带通滤波器(以下称为BPF)11Aa、功率检测器11Ab构成。图3中由数字滤波器构成BPF11Aa。数字滤波器可以是FIR(Finite Impulse Response)型，也可以是IIR(Infinite Impulse Response)型。
此时，例如如图5所示，在发送信号x(t)的频带宽度为fs[MHz]的情况下，由功率放大器6产生的3阶失真分量的频带宽度为3fs[MHz]。例如，在W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)系统的情况下，fs≈4.68MHz。以后，由功率放大器6产生的3阶失真分量记为D3。频带宽度3fs[MHz]的信号仅保留由减法器9A减去了发送信号x(t)所得的失真分量D3后，由AD变换器9B变换为数字信号。作为AD变换器9B的输出的失真分量被提供给矢量调整控制器10。此外，失真分量在失真分量用频率特性分割器11中例如被频带宽度Δf＝1MHz的数字BPF11Aa分割。
数字BPF11Aa的滤波系数可由失真检测控制器11B逐渐改变。这意味着可以逐渐改变BPF11Aa的通过频带和中心频率。例如，通过将固定了通过频带宽度Δf的窗口的中心频率fw在3阶失真分量的频带宽度3fs内以Δf间隔依次移动，从而失真分量的频率特性被检测。再有，在图3中AD变换器9B的输入端，发送信号x(t)通过减法器9A而被扣除，但在AD变换器9B的输出端扣除也可以。而且，在发送信号频带内的失真分量相对于发送信号的功率小到可以忽略的情况下，也可以不进行发送信号频带中的失真补偿，仅在频带外的窗口内进行失真补偿。
数字滤波器BPF11Aa的输出信号例如通过由未图示的平方电路和积分器构成的功率检测器11Ab而被换算为功率值。每当数字滤波器BPF11Aa的中心频率fw被变更，就由功率检测器11Ab求每个Δf的窗口的失真分量D3的功率值。该功率检测器11Ab检测出的每个窗口的功率值被存储在未图示的DSP等的RAM中，并被提供到频率特性控制器12。在本例的情况下，BPF11Aa为一个，由于滤波器的中心频率fw由失真检测控制器11B逐渐可变，所以在图3的结构中不需要具备多个滤波器。
图4表示失真分量用频率特性分割器11的不同实施例。在该实施例，设置多个数字BPF11A1～11AK取代图3的数字BPF11Aa、以及选择在其输入端设置的某一个BPF的开关11As。由AD变换器9B变换为数字信号的失真分量D3通过开关11As被选择性输入到多个数字BPF11A1～11AK的一个。开关11As受失真检测控制器11B控制。数字BPF11A1～11AK，例如一个数字滤波器的频带宽度Δf＝1MHz，被分别设定可将失真分量D3的频带宽度完全覆盖的中心频率fw。数字BPF11A1～11AK的输出被连接到功率检测器11Ab，数字BPF11A1～11AK通过开关11As被依次切换。数字BPF11A1～11AK被切换所得的失真分量被变换为功率值，并被提供到频率特性控制器12。
此外，图4中未设置开关11As，将检测出的失真分量提供给所有的BPF11A1～11AK，由各个BPF并行地进行失真分量的提取也可以。这种情况下，虽然未图示，但功率检测器11Ab也与数字滤波器的数K对应而设置多个，如果同时地计算由所有数字滤波器提取的失真分量的各自功率值，则可以使失真检测器的动作时间缩短。
无论图3和图4的哪一个结构，由功率检测器11Ab检测出的失真分量的功率都在未图示的RAM等中记录一次，通过对每个这种提取出的功率进行与失真补偿动作有关的评价，可以高效率地进行失真补偿动作。
例如，通过仅对提取出的失真分量的功率大的窗口进行失真补偿，在失真分量的功率小的窗口中省略失真补偿，可以缩短失真补偿动作的动作时间。这可以通过在频率特性控制器12内，评价各窗口的失真分量的功率，从而选择用于进行失真补偿的对象窗口，或决定对中心频率fw进行扫描的频率方向来实现。
下面论述图2中的失真产生路径3中的频率特性补偿器33。频率特性补偿器33，例如如图6所示，可以由快速傅立叶变换器(Fast Fourier Transform：以下略记为FFT)33A、调整振幅及相位的系数器33B、快速逆傅立叶变换器(以下略记为IFFT)33C的串联连接而构成。
例如，在失真分量用频率特性分割器11的频带宽度Δf的窗口为1MHz的情况下，频率特性补偿器33需要对应于该频带宽度Δf的窗口来补偿失真分量的频率特性。如上述那样，在对频率特性补偿器33使用FFT的情况下，需要使由FFT获得的频谱的样本点的频率间隔小于等于1MHz。以下，说明有关窗口宽度Δf和FFT的频率间隔相等的情况。
在图2中将奇数阶失真发生器31的输出的失真分量按频率间隔Δf在频率轴上进行采样。例如，如果FFT点数为K点，则采样的频带宽度为KMHz。可以获得按1MHz的间隔如以下算式(1)所示的失真分量的振幅a和相位θ的频谱。
akexp(jθk)                            (1)
其中，ak是振幅频谱，θk是相位频谱，下标字k为0、1、...、K-1。在上述例子，按1MHz的间隔可获得K个频谱的样本点。实际上，在各窗口中样本点包含越多，越可以细致地调整频率特性，所以期望将采样间隔减小而将K增大。
该频谱的示意图示于图7。再有，为了进行说明，图7仅图示了振幅频谱。图7的横轴为频率，图中的虚线所示的特性是上述前置失真分量D3，纵的点划线表示失真分量用频率特性分割器11产生的每个频带宽度Δf的窗口边界。窗口为16个。频带宽度Δf的各窗口内的点表示FFT后的频谱的样本点X[0]＝a0exp(jθ0)～X[15]＝a15exp(jθ15)。
下面，参照图8说明将该频谱的样本点a0exp(jθ0)～a15exp(jθ15)根据来自频率特性控制器12的控制信号来控制失真分量的振幅和相位的方法。频率特性控制器12具有：比较器12C、目标值设定部件12D、系数控制部件12E。由图3、图4所示的失真分量用频率特性分割器11的功率检测器11Ab检测出的各个窗口中的失真分量的功率值仅有窗口的数目。在这个说明的例子中，是D3[0]～D3[15]的16个，例如被记录在未图示的RAM等中。
失真分量用频率特性分割器11产生的各窗口中的检测出的失真分量的功率值被输入到频率特性控制器12的比较部件12C。在目标值设定部件12D中，保持有预先决定的值R作为功率放大器6的输出端中的频带外失真分量的目标值。比较部件12C将各窗口中的检测出的失真分量的功率值和目标值R进行比较，并将结果提供给系数控制部件12E。系数控制部件12E在检测出的失真分量的功率不小于等于目标值R的情况下，调整与系数器33B中的各窗口对应的乘法器的振幅分量和相位器的相位分量。即，将上次提供的振幅调整量XA和相位调整量XP分别增加规定的步进宽度Δx、Δp，从而作为新的振幅调整量XA、相位调整量XP提供给与系数器33B中的各窗口对应的串联连接的乘法器和相位器，与奇数阶失真分量对应的频谱分量相乘而对失真分量的频率特性进行补偿。对第k样本的这种调整由下面算式
振幅调整＝akXAk                            (2)
相位调整＝exp{j(θk+XPk)}                  (3)
表示。其中，k＝0、1、...、K-1。
频率特性由系数器33B补偿过的奇数阶失真分量通过IFFT33C被返回到时域的失真分量。返回到时域的失真分量与图17的以往例同样，用矢量调整控制部件10控制由矢量调整器32产生的失真信号D3的振幅和相位，以使由失真检测器9检测出的失真分量的功率最小。
这样，由失真分量用频率特性分割器11判定对每个频带宽度Δf的窗口检测出的失真分量的绝对值是否小于等于目标值R，对于未小于等于目标值R的窗口再次使调整量增加Δx、Δp，从而重复进行与这些窗口对应的来自FFT33C的样本的调整。这样，在频率特性补偿器33中前置失真分量的频率特性上的振幅和相位被补偿，进行失真补偿。
矢量调整器32的振幅分量和相位分量的调整，与以往的前置补偿器中的矢量调整器的调整相同，省略详细的说明。将矢量调整器32配置在奇数阶失真发生器31和频率特性补偿器33之间，进行奇数阶失真分量的矢量调整后补偿频率特性也可以。
以上，说明了由数字滤波器构成了失真检测器9的实施例。再有，FFT和IFFT也可以由离散傅立叶变换(DFT)和离散傅立叶逆变换(IDFT)构成。
[第2实施例]
图9中表示图2中的失真分量用频率特性分割器11的另一结构例。在该例子中，取代将检测出的失真分量由数字滤波器分割为对每个频带宽度Δf的窗口，而由FFT分割为对每个频率间隔Δf的频谱。由失真检测器9检测出的3阶失真分量D3作为数字信号被输入到FFT处理部件11Ad。FFT处理部件11Ad将该数字化过的数据进行例如与图6的频率特性补偿器33中的FFT33A相同的每次K个的FFT处理。其结果，FFT处理的时间为(1/fADC)×K[s]。FADC是功率放大器6的输出中的3阶失真分量的频带宽度。因此，以FFT处理的时间的倒数的频率间隔fADC/K[Hz]获得频谱样本。即，FFT的结果，以频率fADC/K[Hz]的间隔获得振幅频谱XDk＝(ak 2+bk 2)1/2和相位频谱θDk＝tan-1(bk/ak)。这里，设ak、bk分别表示频谱的实部和虚部。其中，k＝0、1、...、K-1。该频谱在提供给功率检测器11B的每个样本点上被变换为功率频谱XDk 2＝ak 2+bk 2。
根据该功率频谱，频率特性控制器12通过频率特性补偿器33，与前面说明的同样，进行对失真分量D3的频率特性的补偿。这种基本的动作与图6的情况相同，由此，可以对每个fADC/K[Hz]间隔的频谱进行3阶失真分量D3的频率特性的补偿。但是，还设想不需要微细地进行失真分量的频率特性的补偿的情况。这种情况下，将频率特性补偿器33中的失真补偿的频率间隔扩宽就可以。
[第3实施例]
在上述第1及第2实施例，说明了使失真分量用频率特性分割器11中的频带宽度Δf的窗口和频率特性补偿器33中的频谱的采样间隔相等，调整与各窗口对应的样本的相位和振幅的情况。对此，在第3实施例，如图10A、图10B所示，将频率特性补偿器33中的所有K个样本分为每组多个样本的多组，对于各组内的所有样本，以相同调整量XA、XP进行振幅和相位的调整。
图10A的例子表示将K个样本分为每两个一组来进行调整的例子。例如，向频率特性补偿器33输入的频谱的样本X[0]和X[1]属于相同的组，以相同的调整量通过系数器33B进行调整。这种情况下，如图11A的频谱振幅特性中所示那样，将发送信号x(t)的频带fs遍及在包含3阶失真的全频带宽度fADC＝3fs中而以宽度2fADC/K的等间隔进行振幅调整。虽然未图示，但相位调整也是同样的。
在图10B的例子中，表示在发送信号频带之外各组内的样本数为4，在发送信号频带fs内各组内的样本数为2的情况。即，这种情况如在图11B的振幅特性中所示那样，在信号频带fs之外对每个宽的频率宽度(4fADC/K)进行振幅调整，在信号频带内对比其窄的频率宽度(2fADC/K)进行振幅调整。由此，通过重点地进行发送信号频带内的失真补偿，除此以外通过粗略地进行调整而可以缩短处理时间。
为了在这样的频率特性补偿器33中对每个样本的组中组内所有的样本进行相同的调整，在失真分量用频率特性分割器11中对失真分量的每个频带宽度Δf的一连串窗口也进行与样本的分组相同的分组。根据由各组内的所有窗口检测出的失真分量的功率值来决定一个代表值DR，将该代表值DR提供给频率特性控制器12，对与频率特性补偿器33的对应的频谱组的所有样本进行相同的调整，以使代表值DR小于等于目标值。作为各组的代表值DR，例如，可以是通过该组内的各个窗口检测出的失真分量的功率的平均值，也可以是最大值。根据情况，也可以是最小值。该代表值DR例如图2所示，可由设置在失真分量用频率特性分割器11内的代表值决定部件11C决定。
图12是表示用于进行第3实施例的频率特性补偿器33的系数器33B的调整的处理流程图。这里，组数为G，第g组(g＝0、1、...、G-1)的代表值用DRg表示。
步骤S1：设定对于频率特性补偿器33的系数器33B的调整量XA、XP的初始值，同时使g的初始值为0。
步骤S2：通过代表值决定部件11C从由第g组的窗口检测出的失真分量的功率来决定代表值DRg。
步骤S3：在频率特性控制器12中判定代表值DRg是否小于等于目标值R，如果小于等于目标值，则进至步骤S6，如果不小于等于目标值，则进至步骤S4。
步骤S4：在频率特性控制器12中使振幅调整量XA及相位调整量XP分别增加ΔXA、ΔXP。
步骤S5：根据已更新的调整量XA、XP，在频率特性补偿器33中由与第g组内的所有样本对应的系数器33B的乘法器和相位器进行调整。通过该调整，第g组内的各样本如算式(2)、(3)表示的那样被调整。
步骤S6：在代表值DRg小于等于目标值R的情况下，判定g是否与G-1相等，即判定是否为最后的组，如果是最后的组，则结束处理。如果不是最后的组，则进至步骤S7。
步骤S7：将g仅步进1，并返回到步骤S2，以下同样地重复执行有关下一组的处理。
再有，在图12的处理过程中，频率特性补偿器33中的各组有一个样本，并且失真分量用频率特性分割器11中的各组有一个窗口的情况为第1实施例的处理过程。其他情况下，各代表值DRg是各窗口的检测出的失真分量的功率。
在图10A、图10B所示的第3实施例中，表示了使频率特性补偿器33中的FFT33A产生的样本的频率间隔和失真分量用频率特性分割器11中的窗口产生的分割频带宽度Δf相等的例子。但是，在失真分量用频率特性分割器11中，也可以通过扩展到与各组的频带宽度(组内的窗口宽度的合计)相同的频带宽度的窗口来进行分割。这种情况下，作为代表值，使用通过这种扩展的窗口检测出的失真分量的功率。
在上述说明中，用代表值决定部件11C被设置在失真分量用频率特性分割器11内的例子进行了说明，但例如也可以在频率特性控制器12之中设置代表值决定部件11C。
[第4实施例]
下面在图13中表示将奇数阶失真分量的阶数增加的实施例并说明动作。功率放大器6的非线性原因下产生的失真分量，其3阶失真分量是支配性的，也产生有更高阶的5阶、7阶、其以上阶数的失真分量。图13所示的实施例也与这种奇数阶失真的5阶、7阶应对。在本实施例，假设前置补偿器100通过数字信号处理而被实施。
数字前置补偿器100中，被输入发送信号x(t)。数字前置补偿器100的线性传送路径2，例如由移位寄存器等的延迟存储器21形成。延迟存储器21将被延迟过的发送信号提供给合成器4(加法器)。失真产生路径包括：3阶失真产生器31、5阶失真产生器51、7阶失真产生器71的三个奇数阶失真发生器。在各失真产生器31、51、71的输出上，分别连接着频率特性补偿器33、53、73。频率特性补偿器33例如与图6所示同样地由FFT33A、系数器33B、以及IFFT33C的串联连接构成。同样，频率特性补偿器53由FFT53A、系数器53B、以及IFFT53C的串联连接构成，频率特性补偿器73由FFT73A、系数器73B、以及IFFT73C的串联连接构成。
在频率特性补偿器33、53、73的输出上，分别连接着由相位器和乘法器构成的矢量调整器32、52、72。各矢量调整器32、52、72的输出由加法器34、54进行加法运算，其加法运算结果由合成器(加法器)4与发送信号进行加法运算。
合成器(加法器)4的输出作为数字前置补偿器100的输出被提供给数字模拟变换器(以下称为DAC)41而被变换为模拟信号后，经由除去混叠为目标的低通滤波器(以下称为LPF)42被提供给变频器5，并被变换为发送频带的发送信号。
在变频器5的输出上，连接将随着变频产生的频带外的分量除去为目的的BPF43。BPF43的输出被输入到功率放大器6。在功率放大器6的输出上连接着作为分配器7的方向耦合器，以前置失真分量的调整为目的，功率放大器6的一部分输出通过变频器8反馈到数字前置补偿器100。
设置于来自方向耦合器7的反馈路径上的变频器8包括：BPF81；从发送频带变频到基带的下变频变换器82；将被监视的变频的发送信号以外的信号除去的BPF83；将该发送信号放大的放大器84；以及将作为放大器84的输出的模拟的发送信号变换为数字的发送信号的ADC85。通过方向性耦合器7的耦合度的调整，也可以没有放大器84。
由ADC85再次变换为数字信号的发送信号，由失真检测器9检测失真分量，该失真分量包含3阶失真、5阶失真、7阶失真，并被输入到失真分量用频率特性分割器11，该失真分量的所有频带以窗口与上述实施例同样地被分割，检测每个窗口的失真分量的功率。各失真分量用频率特性控制器123、125、127将对应阶数的频率特性补偿器33、53、73内的系数器33B、53B、73B分别与上述实施例同样地调整。另一方面，矢量调整控制器10控制对应的矢量调整器32、52、72产生的相位和振幅的调整。此外，失真分量用频率特性分割器11和失真分量用频率特性控制器123、125、127由动作控制器13控制。
用以上那样的结构，对各奇数阶失真发生器31、51、71在一个频率特性之下补偿失真分量的频率特性，所以可进行良好的失真补偿而在失真补偿特性上不发生不连续性。
下面，在图14中表示了动作控制器13对失真分量用频率特性分割器11和各失真分量用频率特性控制器123、125、127进行控制的控制流程，并说明动作。窗口的中心频率fWk的变化范围，作为最大频带宽度的7阶失真分量的频带宽度为7fs，窗口宽度为Δf＝7fs/K，通过使k变化为k＝0、1、...、K-1而使中心频率fWk每Δf依次变化，从而覆盖整个频带宽度7fs。在这个实施例中将7阶为止的奇数阶失真分量都作为补偿对象，所以如上述那样，在通信方式为WCDMA的情况下，对于信号频带宽度fs≈4.68MHz所产生的7阶失真分量的频带宽度为7fs≈32.76MHz。中心频率fWk被设定在该范围内。
以下说明的失真补偿处理中的步骤S3、S4、S5中的对于3阶、5阶、7阶失真分量的频率特性补偿器33、53、73的系数器33B、53B、73B的调整，假设为分别仅在窗口Wk存储于频带宽度3fs、5fs、7fs内的情况下执行。例如，在窗口Wk的中心频率fWk处于频带7fs的内侧，但在频带5fs之外的情况下，不执行步骤S3、S4，而仅执行步骤S5，在中心频率fWk处于频带3fs的内侧的情况下，执行所有的步骤S3、S4、S5。
调整动作开始时，在步骤S1设定初始值k＝0，在步骤S2将失真分量用频率特性分割器11的窗口Wk的中心频率设定为fWk。
接着，在步骤S3，根据失真分量用频率特性分割器11产生的窗口Wk中的失真分量的检测结果，通过3阶频率特性控制器123来调整3阶失真分量的频率特性补偿器33的系数器33B。这种调整使3阶失真分量的调整量X3 A、X3 P分别每Δx、Δp重复变化，直至当前窗口Wk中的被检测出的失真分量的功率最小为止。同样地，根据同一窗口Wk的失真分量的检测结果，在步骤S4、S5中，5阶失真频率特性控制器125调整频率特性补偿器53的系数器53B，7阶频率特性控制器127调整频率特性补偿器73的系数器73B。
在步骤S6中，失真分量用频率特性分割器11判断被检测出的窗口Wk内的功率值是否小于等于目标值R。在功率值未达到小于等于目标值R时，重复进行S3、S4、S5的失真分量的调整。在功率小于等于目标值R的情况下，在S7中判定是否k＝K-1，即判定遍及在全频带中调整是否结束，如果没有结束，则在步骤S8中使k步进1而返回到步骤S2，重复进行以下步骤S3～S7。
上述控制中的目标值R，可作为失真检测器9要检测的值的最小值，也可以小于等于某个阈值。而且，目标值也可以在控制的中途进行变更。例如，第1次的3阶失真产生路径的控制时设为某个目标值，进行3阶频率特性补偿器的控制，直至达到该值为止。接着，依次结束5阶、7阶频率特性补偿器的控制，并再次进行3阶失真产生路径的控制时，将目标值变更为比上次小的值就可以。其他阶数的情况也是同样。有关具体的失真分量的补偿，由于如前述那样而省略说明。
变形实施例
下面，图15表示在动作控制器13的控制之下从低阶至高阶依次进行遍及各失真分量的频带来扫描(变化)窗口，从而进行失真补偿的动作流程。该动作流程的目的是，作为失真分量，通过将支配性3阶失真分量和其他高阶的奇数阶失真分量的失真补偿动作可分开，从而提高本发明的实用性。即，在结束了最低阶数失真的失真补偿的时刻，附加了判断是否进行下一阶数的失真补偿动作的方面是新的。
在以下的失真补偿处理中，对于3阶、5阶、7阶失真分量的频带3fs、5fs、7fs，假设按相同的频带宽度Δf分别分割为K3、K5、K7个窗口Wk3(k3＝0、1、...、K3-1)、Wk5(k5＝0、1、...、K5-1)、Wk7(k7＝0、1、...、K7-1)。
调整动作开始时，在S1中设定初始值k3＝0、k5＝0、k7＝0。在步骤S2中，设定失真分量用频率特性分割器11中的检测窗口Wk3的中心频率fWk3。此时，补偿对象为3阶失真分量，所以频带宽度为3fs≈14.04MHz，被设定在该范围内的Δf的窗口中。根据该窗口Wk3检测出的失真分量的功率，在S3中，3阶失真分量用频率特性控制器123调整3阶失真分量的频率特性补偿器33的系数器33B。在步骤S4中对调整后的窗口Wk3内的失真分量的功率是否小于等于目标值进行判断。在功率未达到目标值时，返回到S3，重复进行失真调整。在失真分量的功率值小于等于目标值时，在步骤S5中判定是否k3＝K3-1，即判定对所有K3个的窗口是否结束了3阶失真分量用频率特性补偿器33的系数器33B的调整，如果未结束，则在步骤S6中使k3步进1后返回到步骤S2。在步骤S5中k3＝K3-1的情况下，判定在步骤S7中由失真检测器9检测出的所有失真分量的功率是否小于等于基准值R。在小于等于基准值R的情况下，即，在功率放大器6的输出中的失真分量小于等于基准值的情况下，不需要进行其以上的失真补偿，不进行以下的5阶、7阶失真分量的补偿而结束失真补偿处理。
如果在步骤S7中由失真检测器9检测出的失真分量的功率不小于等于基准值，则与对于3阶失真分量的上述步骤S2～S6同样，对于5阶失真分量，在步骤S8～S12中通过频率特性补偿器53的系数器53B的调整进行失真补偿。再有，在补偿对象为5阶失真分量的情况下，频带宽度是5fs≈23.4MHz，在该范围内使频带宽度Δf的窗口依次移动，从而调整频率特性补偿器53的系数器53B。然后，在步骤S13中与步骤S7中的判定同样地判定由失真检测器9检测出的失真分量的功率是否小于等于基准值R，如果小于等于基准值R，则省略对于下面的7阶失真分量的失真补偿，从而结束失真补偿处理。如果不小于等于基准值R，则通过步骤S14～S18对7阶失真分量进行与对上述3阶失真分量的失真补偿同样的失真补偿。在失真补偿对象为7阶失真分量的情况下，频带宽度是7fs≈32.76MHz，在该范围内使频带宽度Δf的窗口移动。
在图15的处理中，即使省略步骤S7、S13的一个或两者也可以。此外，上述中说明了对于3阶、5阶、7阶失真分量的失真分量用频率特性分割器的频带宽度，即窗口的频带宽度与Δf相等的情况，但作为K3＝K5＝K7，也可以使对于3阶、5阶、7阶失真分量的窗口的频带宽度Δf为3fs/K、5fs/K、7fs/K而相互所有不同。在图15所示的例子，作为高阶失真分量是7阶失真分量为止的失真补偿，但也可假设进行对更高阶失真分量的9阶失真分量或其以上的高阶失真分量的失真补偿。这种情况下，在各阶数的失真补偿结束的时刻，如上述那样，设置用于是否结束失真补偿动作的判断即可。由此，是否进行高阶失真分量的失真补偿的判断，例如在频率特性控制器12内(图2)中进行。而且，在要进一步提高失真补偿效果的情况下，在高阶失真分量的失真补偿结束后，再次进行3阶失真分量的失真补偿就可以。由此，可获得将失真补偿所需的处理时间缩短的效果。
在通信方式为WCDMA的情况下，对于3阶失真分量的14.04MHz的频带，频带宽度以5阶失真分量的情况下为23.4MHz、7阶失真分量的情况下为32.76MHz顺序地扩宽。一般地，3阶失真分量的功率最大，例如，就电源接通时等迅速地抑制失真分量从而使无线机为可使用状态来说，有时仅进行最低阶数的3阶失真分量的失真补偿即可。
因此，通过在各阶数的失真补偿动作的结束时实施是否进行下一阶数的失真补偿的判定部件，可以缩短实质性的失真补偿的处理时间。
如上述那样，阶数越为高阶，产生失真分量的频带宽度越扩宽，但不必要遍及所有频带宽度来进行失真补偿。也可以与功率放大器匹配而将进行失真补偿的频带宽度变窄。
再有，在图15的说明中，说明了从3阶失真分量起依次进行高阶失真分量的失真补偿的方法，但不限定于该顺序。例如，在仅补偿5阶失真分量的情况或仅补偿7阶失真分量的情况下，有时也结束失真补偿动作。
[第5实施例]
图16是将第3实施例(图13)中的3阶、5阶、7阶失真分量用频率特性补偿器33、53、73用FIR滤波器33F、53F、73F构成的图。其他部分与图13完全相同。
构成各频率特性补偿器33、53、73的FIR滤波器，例如图17所示那样，包括：M级的级联的延迟元件3D；分别乘以对这些延迟元件3D的输入输出端的信号设定的抽头系数h0～hM的乘法器3E；以及将这些乘法器3E的输出全部相加的加法器3G。FIR滤波器的频率特性由滤波器传递函数决定的抽头系数h0～hM和滤波器的级数M决定。
为了使失真分量用频率特性分割器11对频带宽度Δf的每个窗口检测出的失真分量的功率最小，3阶失真分量用频率特性控制器123对控制3阶失真分量的频率特性的FIR滤波器33F的滤波系数进行调整，5阶失真分量用频率特性控制器125对控制5阶失真分量的频率特性的FIR滤波器53F的滤波系数进行调整，7阶失真分量用频率特性控制器127对控制7阶失真分量的频率特性的FIR滤波器73F的滤波系数进行调整。因此，对于各失真分量，作为单一的频率特性补偿器的FIR滤波器的频率特性受到控制，所以可进行高精度的失真补偿而在失真补偿特性上不发生不连续性。
以上，如所述那样，根据本发明的幂级数型前置补偿器，按照对频带宽度Δf的每个窗口检测出的失真分量，频率特性补偿器的对应的频率特性受到控制，所以在失真补偿的频率特性上不发生不连续性。

Claims (16)

1.一种幂级数型前置补偿器，产生用于对功率放大器产生的失真分量进行补偿的前置失真分量，该幂级数型前置补偿器包括：
线性传送路径，将输入信号线性传送；
失真产生路径，设置有产生上述输入信号的奇数阶失真分量的奇数阶失真发生器；
频率特性补偿器，串联地插入在所述失真产生路径中，对产生的所述奇数阶失真分量的频率特性进行调整；
合成器，将所述线性传送路径的输出和所述失真产生路径的输出进行合成，并作为前置补偿器的输出；
失真检测器，从所述功率放大器的输出中检测失真分量；
失真分量用频率特性分割器，将检测出的所述失真分量的频带以规定的频带宽度的窗口进行分割，检测各窗口内的失真分量的功率；以及
频率特性控制器，根据以各所述窗口检测出的所述失真分量的功率，控制与所述频率特性补偿器产生的频率特性的所述窗口对应的系数的调整。
2.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，决定所述失真分量用频率特性分割器产生的所述窗口的频带宽度，以使该频带宽度在所述输入信号的频带内和在其外有所不同。
3.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，所述失真分量用频率特性分割器包括数字带通滤波器，该数字带通滤波器离散地扫描所述频带宽度的所述窗口的中心频率，从而对每个所述频带宽度检测失真分量。
4.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，所述失真分量用频率特性分割器包括用于检测多个窗口的失真分量的多个带通滤波器。
5.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，所述失真分量用频率特性分割器包括：可变数字滤波器，具有与所述窗口相同的频带宽度，其中心频率被频率扫描；以及功率检测部件，从所述数字滤波器的输出来求窗口内的功率。
6.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，所述失真分量用频率特性分割器包括：FFT处理部件，对检测出的所述失真分量进行FFT处理，从而将每个规定数的频谱的样本作为由所述窗口分割的多个频带而获得；以及功率检测部件，将来自所述FFT处理部件的各所述频谱的样本的功率作为由对应的所述窗口检测出的所述失真分量的功率来求。
7.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，所述频率特性补偿器包括：FFT处理部件，将输入到所述频率特性补偿器的信号对每个规定样本数变换为频域的规定数的频谱的样本；多个系数器，使所述FFT处理部件的输出中的与各所述窗口对应的频谱的样本的振幅和相位基于所述窗口的检测的失真分量的功率而变化；以及IFFT处理部件，将所述多个系数器的输出变换为时域的样本。
8.如权利要求7的幂级数型前置补偿器，其中，所述失真分量用频率特性分割器包含用于决定对多个窗口的每一个检测出的失真分量的功率代表值的代表值决定部件，所述频率特性控制部件根据所述代表值，对与所述多个窗口对应的多个频谱的样本通过多个所述系数器进行共同的控制。
9.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，所述奇数阶失真发生器包括用于提供上述输入信号从而产生多个不同的奇数阶的失真分量的多个奇数阶失真发生器，所述频率特性补偿器包括对所述多个奇数阶失真发生器的输出分别进行调整的多个频率特性补偿器。
10.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，所述频率特性补偿器由FIR滤波器构成，所述FIR滤波器的传递函数根据所述窗口受所述频率特性控制器控制。
11.如权利要求1的幂级数型前置补偿器，其中，还包括：矢量调整器，设置在所述失真产生路径中，调整由所述奇数阶失真发生器产生的奇数阶失真分量的相位和振幅；以及矢量调整控制器，根据所述失真检测器的检测出的失真分量来控制所述矢量调整器。
12.一种幂级数型前置补偿器的控制方法，该幂级数型前置补偿器补偿功率放大器产生的失真分量，该方法包括：
(a)将输入信号分配给线性传送路径和失真产生路径的步骤；
(b)在所述失真产生路径中产生输入信号的奇数阶失真分量的步骤；
(c)对每个规定的频带宽度调整该奇数阶失真分量的频率特性的步骤；
(d)将调整过的所述奇数阶失真分量和所述线性传送路径的输出进行合成，并将合成结果从所述幂级数型前置补偿器输出的步骤；
(e)从所述功率放大器的输出来检测失真分量的步骤；
(f)将检测出的所述失真分量的频率特性按对每个规定的频带宽度的窗口进行分割，并检测各窗口中的失真分量的功率的步骤；以及
(g)根据检测出的各所述窗口中的失真分量的功率，控制与所述失真产生路径中的所述奇数阶失真分量的频率特性的所述窗口对应的每个频带的调整的步骤。
13.如权利要求12的幂级数型前置补偿器的控制方法，其中，所述步骤(b)是产生输入信号的多个不同的奇数阶失真分量的步骤，所述步骤(c)是对每个规定的频带宽度调整所述多个不同的奇数阶失真分量的各自频率特性的步骤，所述步骤(d)是将调整过的所述多个不同的奇数阶失真分量和所述线性传送路径的输出进行合成，从而输出所述前置失真分量的步骤，所述步骤(g)是根据各所述窗口中的失真分量的功率来控制所述多个不同的奇数阶失真分量的各自频率特性的每个频带的调整的步骤。
14.如权利要求13的幂级数型前置补偿器的控制方法，其中，所述步骤(g)包括：在各奇数阶失真分量的调整前，判定被检测出的所述失真分量的功率是否小于等于目标值的步骤；以及在小于等于目标值的情况下省略后面要进行的奇数阶失真分量的调整的步骤。
15.如权利要求12的幂级数型前置补偿器的控制方法，其中，还包括：
(h)求被检测出的所述失真分量的功率的步骤；以及
(i)根据所述失真分量的功率来调整所述奇数阶失真分量的矢量的步骤。
16.如权利要求12的幂级数型前置补偿器的控制方法，其中，所述步骤(f)包含用于决定对多个窗口的每个窗口检测出的失真分量的功率的代表值的步骤，所述步骤(g)是根据所述代表值，对与所述多个窗口对应的多个频谱的样本进行共同的控制的步骤。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101847976A (zh) * 2009-03-27 2010-09-29 奎兰股份有限公司 利用信号消除功能的滤波整形
CN102006013A (zh) * 2009-08-27 2011-04-06 株式会社Ntt都科摩 幂级数型数字预失真器和其失真补偿控制方法
CN101674054B (zh) * 2008-09-10 2012-07-11 株式会社Ntt都科摩 幂级数型前置补偿器、幂级数型前置补偿器的控制方法
CN103190076A (zh) * 2010-08-30 2013-07-03 物理设备有限责任公司 可调谐滤波器设备和方法
CN103444102A (zh) * 2011-01-13 2013-12-11 美商祥茂光电科技股份有限公司 响应于频率检测的失真补偿的系统和方法
CN104202279A (zh) * 2006-12-26 2014-12-10 大力系统有限公司 用于多信道宽带通信系统中的基带预失真线性化的方法和系统
US11159129B2 (en) 2002-05-01 2021-10-26 Dali Wireless, Inc. Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
US11418155B2 (en) 2002-05-01 2022-08-16 Dali Wireless, Inc. Digital hybrid mode power amplifier system
US20220295487A1 (en) 2010-09-14 2022-09-15 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BRPI0413916A (pt) * 2003-08-29 2006-10-24 Sony Corp dispositivo e método de transmissão e meio de armazenamento
JP4720468B2 (ja) * 2005-12-07 2011-07-13 日本電気株式会社 非線形歪み補償回路及びその方法並びにそれを用いた無線送信システム
DE602006008883D1 (de) * 2005-12-30 2009-10-15 St Microelectronics Sa Schaltkreis eines Transkonduktanzfilters, insbesondere für ein Mobiltelefon
US9548775B2 (en) * 2007-09-06 2017-01-17 Francis J. Smith Mitigation of transmitter passive and active intermodulation products in real and continuous time in the transmitter and co-located receiver
US8073340B2 (en) 2008-02-05 2011-12-06 Applied Optoelectronics, Inc. Distortion compensation circuit including one or more phase invertible distortion paths
JP4996503B2 (ja) * 2008-02-20 2012-08-08 日本無線株式会社 歪補償回路及びプリディストーション型歪補償増幅器
JP5004823B2 (ja) * 2008-02-21 2012-08-22 三菱電機株式会社 送信装置
US8639197B2 (en) * 2008-03-25 2014-01-28 Broadcom Corporation Method and system to prevent harmonics from causing distortion in a communications system
WO2010016111A1 (ja) * 2008-08-05 2010-02-11 富士通株式会社 送信装置および調整値測定方法
US8384476B2 (en) * 2008-08-11 2013-02-26 Qualcomm, Incorporated Adaptive digital predistortion of complex modulated waveform using peak and RMS voltage feedback from the output of a power amplifier
US8258877B2 (en) * 2009-03-18 2012-09-04 University Of Southern California Feed-back and feed-forward systems and methods to reduce oscillator phase-noise
JP5381202B2 (ja) * 2009-03-18 2014-01-08 富士通株式会社 時分割双方向伝送方式の無線装置
JP5113871B2 (ja) * 2009-05-21 2013-01-09 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータ及びその制御方法
WO2011036331A1 (en) 2009-09-22 2011-03-31 Nokia Corporation Adjustable circuit architecture
JP4951074B2 (ja) * 2010-02-26 2012-06-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータとその歪補償制御方法
US9125068B2 (en) 2010-06-04 2015-09-01 Ixia Methods, systems, and computer readable media for simulating realistic movement of user equipment in a long term evolution (LTE) network
US9042857B2 (en) 2010-08-30 2015-05-26 Physical Devices, Llc Methods, systems, and non-transitory computer readable media for wideband frequency and bandwidth tunable filtering
US8666347B2 (en) 2010-10-14 2014-03-04 Physical Devices, Llc Methods and devices for reducing radio frequency interference
JP5459158B2 (ja) 2010-09-21 2014-04-02 富士通株式会社 送信装置及び歪補償方法
KR101947066B1 (ko) 2011-09-15 2019-02-12 인텔 코포레이션 전치 왜곡 선형화 통신 시스템 및 송신기의 전치 왜곡 선형화 방법
US9154979B2 (en) 2011-12-14 2015-10-06 Ixia Scalable architecture for long term evolution (LTE) multiple user equipment (multi-UE) simulation
US9204325B2 (en) 2011-12-20 2015-12-01 Ixia Methods, systems, and computer readable media for reducing the impact of false downlink control information (DCI) detection in long term evolution (LTE) physical downlink control channel (PDCCH) data
US9519062B2 (en) 2012-02-28 2016-12-13 Physical Devices, Llc Methods, systems, and computer readable media for mitigation of in-band interference of global positioning system (GPS) signals
US9131000B2 (en) 2012-04-13 2015-09-08 Ixia Methods, systems, and computer readable media for heuristics-based adaptive protocol parsing
US9198065B2 (en) 2013-03-15 2015-11-24 Ixia Methods, systems, and computer readable media for utilizing adaptive symbol processing in a multiple user equipment (multi-UE) simulator
GB2512912B (en) 2013-04-11 2017-06-14 Broadcom Corp Apparatus and Method for Signal Predistortion
US9596166B2 (en) 2013-04-26 2017-03-14 Ixia Methods, systems, and computer readable media for testing inter-cell interference coordination capabilities of wireless access access nodes
US9351186B2 (en) 2013-05-16 2016-05-24 Ixia Methods, systems, and computer readable media for frequency selective channel modeling
GB2514595B (en) * 2013-05-30 2017-10-18 Imp Innovations Ltd Method and apparatus for estimating frequency domain representation of signals
TWI584567B (zh) * 2013-08-12 2017-05-21 Ｉｄｔ歐洲有限公司 功率轉換器及用於功率轉換器的控制方法
JP2015142325A (ja) 2014-01-30 2015-08-03 富士通株式会社 歪補償装置および歪補償方法
US20150244431A1 (en) 2014-02-21 2015-08-27 Physical Devices, Llc Devices and methods for diversity signal enhancement and cosite cancellation
JP2015220739A (ja) 2014-05-21 2015-12-07 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
US9455760B1 (en) * 2015-07-02 2016-09-27 Xilinx, Inc. Waveform adaptable digital predistortion
DE102017200320A1 (de) * 2017-01-11 2018-07-12 Sivantos Pte. Ltd. Verfahren zur Frequenzverzerrung eines Audiosignals
US10542443B2 (en) 2017-10-27 2020-01-21 Keysight Technologies, Inc. Methods, systems, and computer readable media for testing long term evolution (LTE) air interface device using emulated noise in unassigned resource blocks (RBs)
FR3080723B1 (fr) * 2018-04-25 2021-08-06 Wupatec Systeme et procede de linearisation en bande de base pour un amplificateur de puissance radiofrequence de classe g
CN109828744B (zh) * 2019-01-18 2020-09-08 东北师范大学 一种基于fpga的可配置浮点向量乘法ip核
CN110471860A (zh) * 2019-07-03 2019-11-19 深圳市九洲电器有限公司 数据存储方法、机顶盒及相关产品
CN112202508B (zh) * 2019-07-08 2022-09-27 中兴通讯股份有限公司 一种无线信号性能调整装置及方法和无线通信终端
US11089495B2 (en) 2019-07-11 2021-08-10 Keysight Technologies, Inc. Methods, systems, and computer readable media for testing radio access network nodes by emulating band-limited radio frequency (RF) and numerology-capable UEs in a wideband 5G network
WO2021046206A1 (en) * 2019-09-06 2021-03-11 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for split-frequency amplification

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3772031B2 (ja) * 1998-09-02 2006-05-10 富士通株式会社 増幅器のプリディストータと増幅装置
GB2348755B (en) * 1999-04-01 2001-03-07 Wireless Systems Int Ltd Signal processing
EP1193866A4 (en) 1999-05-28 2007-02-07 Fujitsu Ltd PRE-FORCING AMPLIFIER FOR COMPENSATION OF DISTORTIONS
WO2001008320A1 (fr) * 1999-07-28 2001-02-01 Fujitsu Limited Procede et appareil pour compensation de distorsion de dispositif radio
US6359507B1 (en) * 1999-08-18 2002-03-19 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for an automatic predistortion system
JP2002057533A (ja) 2000-05-30 2002-02-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 前置歪み補償回路、低歪み電力増幅器、及びその制御方法
US6590449B2 (en) * 2000-05-30 2003-07-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Predistortion circuit, low-distortion power amplifier, and control methods therefor
US6472934B1 (en) 2000-12-29 2002-10-29 Ericsson Inc. Triple class E Doherty amplifier topology for high efficiency signal transmitters
JP4271444B2 (ja) * 2001-01-31 2009-06-03 富士通株式会社 歪補償装置
JP3805221B2 (ja) 2001-09-18 2006-08-02 株式会社日立国際電気 歪み補償装置
JP4015455B2 (ja) * 2002-03-29 2007-11-28 富士通株式会社 歪補償装置
JP3946188B2 (ja) 2002-12-10 2007-07-18 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 線形電力増幅方法、線形電力増幅器及びそのディジタルプリディストータ設定方法
US7170342B2 (en) * 2002-12-10 2007-01-30 Ntt Docomo, Inc. Linear power amplification method and linear power amplifier
JP4033794B2 (ja) * 2003-03-24 2008-01-16 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 高効率線形電力増幅器
JP4255361B2 (ja) * 2003-11-07 2009-04-15 富士通株式会社 歪み補償増幅器
US7170344B2 (en) * 2004-02-03 2007-01-30 Ntt Docomo, Inc. Multi-band predistorter using power series representation
JP4598414B2 (ja) * 2004-02-27 2010-12-15 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型プリディストータの制御方法及び装置
US7577211B2 (en) * 2004-03-01 2009-08-18 Powerwave Technologies, Inc. Digital predistortion system and method for linearizing an RF power amplifier with nonlinear gain characteristics and memory effects
JP4492246B2 (ja) * 2004-08-02 2010-06-30 富士通株式会社 歪み補償装置
US7463697B2 (en) * 2004-09-28 2008-12-09 Intel Corporation Multicarrier transmitter and methods for generating multicarrier communication signals with power amplifier predistortion and linearization

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11418155B2 (en) 2002-05-01 2022-08-16 Dali Wireless, Inc. Digital hybrid mode power amplifier system
US11159129B2 (en) 2002-05-01 2021-10-26 Dali Wireless, Inc. Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
US9913194B2 (en) 2006-12-26 2018-03-06 Dali Wireless, Inc. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
US11129076B2 (en) 2006-12-26 2021-09-21 Dali Wireless, Inc. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
CN104202279A (zh) * 2006-12-26 2014-12-10 大力系统有限公司 用于多信道宽带通信系统中的基带预失真线性化的方法和系统
CN101674054B (zh) * 2008-09-10 2012-07-11 株式会社Ntt都科摩 幂级数型前置补偿器、幂级数型前置补偿器的控制方法
CN101847976B (zh) * 2009-03-27 2015-09-09 英特赛尔美国有限公司 利用信号消除功能的滤波整形
CN101847976A (zh) * 2009-03-27 2010-09-29 奎兰股份有限公司 利用信号消除功能的滤波整形
CN102006013A (zh) * 2009-08-27 2011-04-06 株式会社Ntt都科摩 幂级数型数字预失真器和其失真补偿控制方法
CN103190076A (zh) * 2010-08-30 2013-07-03 物理设备有限责任公司 可调谐滤波器设备和方法
US20220295487A1 (en) 2010-09-14 2022-09-15 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
US11805504B2 (en) 2010-09-14 2023-10-31 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
CN103444102B (zh) * 2011-01-13 2016-05-18 祥茂光电科技股份有限公司 响应于频率检测的失真补偿的系统和方法
CN103444102A (zh) * 2011-01-13 2013-12-11 美商祥茂光电科技股份有限公司 响应于频率检测的失真补偿的系统和方法

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