JP4996503B2 - 歪補償回路及びプリディストーション型歪補償増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、非線形特性を有する増幅器への入力信号に前置歪を与えることで歪補償を行う歪補償回路及びプリディストーション型歪補償増幅器に関する。

プリディストーション型歪補償増幅器においては、増幅器の非線形特性により増幅器からの出力信号に生じる歪成分を打ち消すためのプリディストーション（前置歪）を増幅器への入力信号に予め与えることで歪補償が行われる。増幅器からの出力信号中に残留する歪成分を低減するためには、増幅器への入力信号に与えるプリディストーションの特性を増幅器の入出力特性の逆特性に近づける必要がある。プリディストーションの特性を増幅器の入出力特性の逆特性に近づけるために、増幅器の入出力特性の逆特性を入力信号の多項式で近似し、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分が低減するように多項式の各係数を決定することが行われている。

ただし、増幅器の歪特性はメモリ効果の影響を受けることがあり、増幅器からの出力信号に生じる歪成分の周波数特性が非対称となることで、歪補償量が制限されることがある。入力信号の瞬時値のみを考慮した多項式近似では、周波数特性が非対称となる歪成分を補償することは困難である。

周波数特性が非対称となる歪成分を補償するために、複数時刻での入力信号を考慮した多項式を用いてプリディストーションを入力信号に与える関連技術が提案されており、その一例が下記特許文献１に開示されている。この関連技術においては、現サンプル時刻ｎ（ｎは整数）における入力信号をｘ(ｎ)、時刻ｎよりｋサンプル前（ｋは０以上の整数）の時刻(ｎ−ｋ)における入力信号をｘ(ｎ−ｋ)とすると、以下の（１）式で表される多項式により、入力信号ｘ(ｎ)にプリディストーションを与えたプリディストーション信号ｙ(ｎ)を演算している。（１）式において、入力信号ｘ(ｎ−ｋ)と、プリディストーション信号ｙ(ｎ)と、ｌ及びｋの値に対応してそれぞれ設定される歪補償係数Ａ_l,kは、いずれも複素数である。各歪補償係数Ａ_l,kについては、例えば、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分電力が低減する方向に各歪補償係数Ａ_l,kを更新する摂動法等を用いて決定する。

（１）式で表される多項式によりプリディストーション信号ｙ(ｎ)を演算することで、プリディストーション信号ｙ(ｎ)に周波数特性を付与することが可能となり、周波数特性が非対称となる歪成分を補償することが可能となる。

特開２００６−２７９７８０号公報 特開２００４−３２０５９８号公報 特開２００２−５７５３３号公報

複数時刻での入力信号を考慮した多項式を用いてプリディストーションを入力信号に与える場合において、プリディストーションによる歪補償性能を向上させるためには、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分を低減するための多項式の各係数を精度よく演算する必要がある。多項式の各係数の演算手法としては、一般的には、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分電力が低減する方向に各係数の値を更新する摂動法が用いられる。しかし、摂動法においては、各係数の値を変化させる前後においてスカラー量である歪成分電力が低減するか否かを判定しながら各係数の値を更新する必要があるため、各係数が最適値に収束するまでに多大な時間を要する。また、検出した歪成分電力に雑音が混入していると、実際の歪成分電力が必ずしも低減する方向に各係数の値が更新されずに、各係数が最適値に収束しないで発散しやすくなる。そのため、摂動法においては、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分を低減するための多項式の各係数を精度よく演算することは困難である。

本発明は、複数時刻での入力信号を考慮した多項式を用いて前置歪を入力信号に与える歪補償回路及びプリディストーション型歪補償増幅器において、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分を低減するための多項式の各係数を精度よく演算することを目的とする。

本発明に係る歪補償回路及びプリディストーション型歪補償増幅器は、上述の目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明に係る歪補償回路は、非線形特性を有する増幅器からの出力信号中に残留する歪成分が低減するよう増幅器への入力信号に前置歪を与えた前置歪信号を生成し、当該前置歪信号が増幅器で増幅される歪補償回路であって、現サンプル時刻における入力信号をｘ(ｎ)、ｋサンプル前（ｋは０以上の整数）の時刻における入力信号をｘ(ｎ−ｋ)とすると、複数時刻における入力信号ｘ(ｎ−ｋ)の多項式である第１の多項式に基づいて前記前置歪信号を生成する前置歪補償部と、増幅器の非線形特性を入力信号ｘ(ｎ)の多項式である第２の多項式で近似して表す場合に、入力信号ｘ(ｎ)と増幅器からの出力信号とに基づいて、第２の多項式の各係数を複数通りの周波数領域に関してそれぞれ演算する多項式係数演算部と、多項式係数演算部で各周波数領域毎に演算された第２の多項式の各係数に基づいて、第１の多項式の各係数を演算する歪補償係数演算部と、を備えることを要旨とする。

本発明の一態様では、歪補償係数演算部は、多項式係数演算部で各周波数領域毎に演算された第２の多項式の各係数に基づいて、第２の多項式の各係数の周波数特性を演算し、第２の多項式の各係数の周波数特性をインパルス応答に変換し、第２の多項式の各係数のインパルス応答に基づいて、第１の多項式の各係数を演算することが好適である。

本発明の一態様では、多項式係数演算部は、第２の多項式に基づいて入力信号ｘ(ｎ)に歪を与えて出力する歪発生器と、増幅器からの出力信号における特定の周波数成分を抽出する第１のフィルタであって、抽出する周波数成分を変化させることが可能な第１のフィルタと、歪発生器からの出力信号における特定の周波数成分を抽出する第２のフィルタであって、抽出する周波数成分を変化させることが可能な第２のフィルタと、第１及び第２のフィルタが抽出する周波数成分を複数通りに変化させるフィルタ制御部と、フィルタ制御部により第１及び第２のフィルタが抽出する周波数成分を複数通りに変化させる場合に、第１のフィルタを通過した増幅器からの出力信号と第２のフィルタを通過した歪発生器からの出力信号との相関値を各周波数成分毎に演算する相関演算部と、相関演算部で各周波数成分毎に演算された相関値に基づいて、第２の多項式の各係数を各周波数領域毎に制御する多項式係数制御部と、を有することが好適である。

本発明の一態様では、多項式係数演算部は、入力信号ｘ(ｎ)と増幅器からの出力信号とに基づいて、増幅器の入出力関係を複数通りの周波数領域に関してそれぞれ演算する入出力関係演算部と、入力信号ｘ(ｎ)と入出力関係演算部で各周波数領域毎に演算された入出力関係とに基づいて、入力信号ｘ(ｎ)の電力値に対する当該入出力関係の特性を各周波数領域毎に演算する非線形特性演算部と、非線形特性演算部で各周波数領域毎に演算された特性に基づいて、第２の多項式の各係数を各周波数領域毎に設定する多項式係数設定部と、を有することが好適である。

また、本発明に係るプリディストーション型歪補償増幅器は、非線形特性を有する増幅器と、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分が低減するよう増幅器への入力信号に前置歪を与えた前置歪信号を生成する歪補償回路と、を備え、歪補償回路で生成された前置歪信号を増幅器で増幅するプリディストーション型歪補償増幅器であって、前記歪補償回路が、本発明に係る歪補償回路であることを要旨とする。

本発明によれば、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分を低減するために、複数時刻における入力信号ｘ(ｎ−ｋ)の多項式（第１の多項式）に基づいて入力信号ｘ(ｎ)に前置歪を与える場合に、増幅器の非線形特性を近似する入力信号ｘ(ｎ)の多項式（第２の多項式）の各係数を複数通りの周波数領域に関してそれぞれ演算する。そして、各周波数領域毎に演算された第２の多項式の各係数に基づいて第１の多項式の各係数を演算することで、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分を低減するための第１の多項式の各係数を精度よく演算することができる。

以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。

図１〜３は、本発明の実施形態に係る歪補償回路を備えるプリディストーション型歪補償増幅器の構成の概略を示す図である。本実施形態に係るプリディストーション型歪補償増幅器は、非線形特性を有する増幅器（電力増幅器）１２からの出力信号中に残留する歪成分を低減させるためのプリディストーション（前置歪）を増幅器１２への入力信号に予め与えることで歪補償を行うものである。

制御部１４においては、所定のサンプル周期毎に生成されたディジタル信号（データ系列）である入力信号ｘ(ｎ)が前置歪補償部１６に入力される。ここでのｎはディジタル信号のサンプル時刻を表す。入力信号ｘ(ｎ)は、実部（同相成分Ｉ(ｎ)）と虚部（直交成分Ｑ(ｎ)）とを有する複素信号（変調信号）であり、変調に応じた周波数帯域幅を有する。入力信号ｘ(ｎ)は、同相成分Ｉ(ｎ)と直交成分Ｑ(ｎ)とを用いて以下の（２）式で表すことが可能である。また、入力信号ｘ(ｎ)は、ベースバンド信号であってもよいし、ＩＦ信号であってもよい。

ｘ(ｎ)＝Ｉ(ｎ)＋ｊ・Ｑ(ｎ) （２）

前置歪補償部１６は、増幅器１２への入力信号ｘ(ｎ)にプリディストーション（前置歪）を与えたプリディストーション信号（前置歪信号）ｙ(ｎ)を生成して出力する。前置歪補償部１６で前置歪が与えられたプリディストーション信号（ディジタル信号）ｙ(ｎ)は、Ｄ／Ａコンバータ１８を介して制御部１４から出力されることで、アナログ信号ｙ(ｔ)に変換されて出力される。ここでのｔはアナログ信号の時刻を表す。なお、前置歪補償部１６で与える前置歪の詳細については後述する。

ミキサ２０は、制御部１４（Ｄ／Ａコンバータ１８）から供給されたプリディストーション信号ｙ(ｔ)に発振器２２から出力された発振信号を混合することで、このプリディストーション信号ｙ(ｔ)をＲＦ信号にアップコンバートして出力する。増幅器１２は、ミキサ２０から供給されたＲＦ信号、つまり前置歪が与えられたプリディストーション信号ｙ(ｔ)を増幅して出力端子ＯＵＴへ出力する。増幅器１２で増幅されるプリディストーション信号ｙ(ｔ)は変調に応じた周波数帯域幅を有するＲＦ信号となる。増幅器１２の入出力特性は非線形特性であるため、増幅器１２で信号を増幅する際に歪が発生し、増幅器１２からの出力信号ｚ(ｔ)には、増幅された入力信号成分（以下主信号成分とする）の他に歪成分も含まれる。そこで、増幅器１２の非線形特性に起因して生じる歪成分を打ち消すために、前置歪補償部１６で前置歪を増幅器１２への入力信号ｘ(ｎ)に予め与えておく。その際には、前置歪補償部１６で与える前置歪の特性を増幅器１２の入出力特性の逆特性に一致させることで、増幅器１２からの出力信号ｚ(ｔ)に生じる歪成分を打ち消すことができる。以下、前置歪補償部１６で増幅器１２への入力信号ｘ(ｎ)に前置歪を与えるための構成について説明する。

現サンプル時刻ｎにおける入力信号をｘ(ｎ)、時刻ｎよりｋサンプル前（ｋは０以上の整数）の時刻(ｎ−ｋ)における入力信号をｘ(ｎ−ｋ)とすると、前置歪補償部１６は、前述の（１）式で表される多項式によりプリディストーション信号ｙ(ｎ)を演算する。前述のように、増幅器１２の歪特性がメモリ効果の影響を受けると、増幅器からの出力信号ｚ(ｔ)に生じる歪成分の周波数特性が非対称となるが、（１）式で表される複数サンプル時刻における入力信号ｘ(ｎ−ｋ)の多項式によりプリディストーション信号ｙ(ｎ)を演算することで、プリディストーション信号ｙ(ｎ)に周波数特性を付与することが可能となり、周波数特性が非対称となる歪成分を補償することが可能となる。ただし、（１）式では、必ずしも０から(Ｌ−１)（Ｌは２以上の整数）までのすべてのｌの値に関してＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)の値を積算する必要はなく、例えば偶数のみのｌの値に関してＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)の値を積算してｙ(ｎ)の値を演算してもよい。また、（１）式では、必ずしも０から(Ｋ−１)（Ｋは２以上の整数）までのすべてのｋの値に関してＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)の値を積算しなくてもよい。

（１）式で表されるプリディストーション信号ｙ(ｎ)を生成するための歪補償回路の構成例を図２に示す。図２では、（１）式で表される多項式ｙ(ｎ)における(ｌ＋１)次の項の総和（Ａ_l,0・|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)＋Ａ_l,1・|ｘ(ｎ−１)|^l・ｘ(ｎ−１)＋…）を演算するための構成を示しているが、実際には、以下に説明する、べき乗演算部１５２、乗算器１５４、遅延素子１５６−１〜１５６−４、及び乗算器１５８−１〜１５８−５の構成が、ｘ(ｎ−ｋ)の多項式ｙ(ｎ)における各次数の項の総和を演算するために、各次数毎に対応して複数設けられる。

べき乗演算部１５２は、入力信号ｘ(ｎ)に基づいて、入力信号ｘ(ｎ)の絶対値（振幅レベル）のｌ乗（べき乗数）|ｘ(ｎ)|^lを演算して出力する。乗算器１５４は、入力信号ｘ(ｎ)とべき乗数|ｘ(ｎ)|^lとの積|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を演算して出力する。カスケード接続された遅延素子１５６−１〜１５６−４は、複数通りの１以上のｋの値に関して、ｋサンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を信号|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)として出力する。図２に示す構成例では、遅延素子１５６−１からは信号|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を１サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−１)|^l・ｘ(ｎ−１)が出力され、遅延素子１５６−２からは信号|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を２サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−２)|^l・ｘ(ｎ−２)が出力され、遅延素子１５６−３からは信号|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を３サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−３)|^l・ｘ(ｎ−３)が出力され、遅延素子１５６−４からは信号|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を４サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−４)|^l・ｘ(ｎ−４)が出力される。各遅延素子１５６−１〜１５６−４では、複素数|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を遅延させる処理が行われる。

乗算器１５８−１〜１５８−５は、歪補償係数Ａ_l,kと信号|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)との積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を複数通りの０以上のｋの値に関してそれぞれ演算して出力する。図２に示す構成例では、乗算器１５８−１は、歪補償係数Ａ_l,0と乗算器１５４からの信号|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)との積Ａ_l,0・|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)を演算し、乗算器１５８−２は、歪補償係数Ａ_l,1と遅延素子１５６−１からの信号|ｘ(ｎ−１)|^l・ｘ(ｎ−１)との積Ａ_l,1・|ｘ(ｎ−１)|^l・ｘ(ｎ−１)を演算し、乗算器１５８−３は、歪補償係数Ａ_l,2と遅延素子１５６−２からの信号|ｘ(ｎ−２)|^l・ｘ(ｎ−２)との積Ａ_l,2・|ｘ(ｎ−２)|^l・ｘ(ｎ−２)を演算し、乗算器１５８−４は、歪補償係数Ａ_l,3と遅延素子１５６−３からの信号|ｘ(ｎ−３)|^l・ｘ(ｎ−３)との積Ａ_l,3・|ｘ(ｎ−３)|^l・ｘ(ｎ−３)を演算し、乗算器１５８−５は、歪補償係数Ａ_l,4と遅延素子１５６−４からの信号|ｘ(ｎ−４)|^l・ｘ(ｎ−４)との積Ａ_l,4・|ｘ(ｎ−４)|^l・ｘ(ｎ−４)を演算する。各乗算器１５８−１〜１５８−５では、複素数Ａ_l,kと複素数|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)との乗算が行われる。

加算器１６０は、各乗算器１５８−１〜１５８−５で演算された積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)（図２に示す構成例ではｋ＝０〜４）を積算してその総和を演算することで、歪補償係数Ａ_l,kと信号|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)との畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を演算する。図２に示す構成例では、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)は、Ａ_l,0・|ｘ(ｎ)|^l・ｘ(ｎ)＋…＋Ａ_l,4・|ｘ(ｎ−４)|^l・ｘ(ｎ−４)となる。ただし、遅延素子１５６−１〜１５６−４及び乗算器１５８−１〜１５８−５の個数については、任意に設定することが可能であり、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を演算する際に積算する信号Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)の個数については、任意に設定することが可能である。このように、べき乗演算部１５２と乗算器１５４と遅延素子１５６−１〜１５６−４と乗算器１５８−１〜１５８−５と加算器１６０とを含んで、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を演算する畳み込み演算部を構成することが可能である。

畳み込み演算部（べき乗演算部１５２と乗算器１５４と遅延素子１５６−１〜１５６−４と乗算器１５８−１〜１５８−５）は、ｘ(ｎ−ｋ)の多項式ｙ(ｎ)における各次数毎に対応して複数設けられており、積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)は複数通りのｌ及びｋの値に関してそれぞれ演算される。そして、加算器１６０では、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)は、複数通りのｌの値に関してそれぞれ演算される。例えば、べき乗演算部１５２と乗算器１５４と遅延素子１５６−１〜１５６−４と乗算器１５８−１〜１５８−５とを多項式ｙ(ｎ)における奇数次数（１次、３次、５次、…）毎に対応して設け、複数通りの偶数ｌの値（０，２，４，…）のそれぞれに関して畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を演算することも可能である。そして、加算器１６０は、各ｌの値毎に演算された畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を積算してその総和を演算することで、（１）式の多項式で表されるプリディストーション信号ｙ(ｎ)を生成して出力する。このように、図２に示す構成では、畳み込み演算（ＦＩＲフィルタ）を利用してプリディストーション信号ｙ(ｎ)を生成しており、各歪補償係数Ａ_l,kがＦＩＲフィルタのタップ係数に相当する。なお、プリディストーション信号ｙ(ｎ)の演算の際には、各ｋの値毎に演算された積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を先に積算することもできるし、各ｌの値毎に演算された積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l・ｘ(ｎ−ｋ)を先に積算することもできる。

次に、各歪補償係数Ａ_l,kを演算するための構成例について説明する。図１に示すように、増幅器１２と出力端子ＯＵＴとの間には方向性結合器（カプラ）３４が設けられており、増幅器１２からの出力信号ｚ(ｔ)の一部が方向性結合器３４により抽出される。ミキサ３６は、方向性結合器３４により抽出された出力信号（以下、帰還信号とする）ｒｅｓｐ(ｔ)に発振器２２から出力された発振信号を混合することで、この帰還信号（ＲＦ信号）ｒｅｓｐ(ｔ)をＩＦ信号またはベースバンド信号にダウンコンバートして出力する。ミキサ３６の出力側に設けられたフィルタ３８により、ミキサ３６から出力された信号のうち低周波成分（ＩＦ成分またはベースバンド成分）のみが抽出される。フィルタ３８を通過した後の帰還信号ｒｅｓｐ(ｔ)は、Ａ／Ｄコンバータ４０によりアナログ信号からディジタル信号（データ系列）ｒｅｓｐ(ｎ)に変換されてから制御部１４内の多項式係数演算部７０へ供給される。また、多項式係数演算部７０には、前置歪が与えられる前の入力信号ｘ(ｎ)も供給される。多項式係数演算部７０は、増幅器１２の非線形特性を以下の（３）式で表される入力信号ｘ(ｎ)の多項式で近似して表す場合に、入力信号ｘ(ｎ)と帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)（増幅器１２からの出力信号）とに基づいて、（３）式で表される多項式の各係数Ｂ_l,fを複数通りの周波数帯域に関してそれぞれ演算して出力する。そして、歪補償係数演算部４６は、多項式係数演算部７０で各周波数帯域毎に演算された各係数Ｂ_l,fに基づいて、各歪補償係数Ａ_l,kを演算する。

多項式係数演算部７０の構成例を図３に示す。歪発生器７１は、（３）式で表される入力信号ｘ(ｎ)の多項式により、入力信号ｘ(ｎ)に歪を与えた信号（以下、近似信号とする）ｆｉｔ(ｎ)を演算して出力する。（３）式は増幅器１２の非線形特性を近似した多項式であるため、近似信号ｆｉｔ(ｎ)には、増幅器１２の非線形歪に相当する歪が与えられる。可変フィルタ７２は、帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)（増幅器１２からの出力信号）における特定の周波数成分を抽出し、さらに、抽出する周波数成分（通過周波数帯域）を複数通りに変化させることが可能である。可変フィルタ７４は、歪発生器７１から出力される近似信号ｆｉｔ(ｎ)における特定の周波数成分を抽出し、さらに、抽出する周波数成分（通過周波数帯域）を複数通りに変化させることが可能である。フィルタ特性制御部７６は、可変フィルタ７２，７４の通過周波数帯域（可変フィルタ７２，７４が抽出する周波数成分）を制御し、近似信号ｆｉｔ(ｎ)及び帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)の周波数帯域の範囲内で可変フィルタ７２，７４の通過周波数帯域を複数通りに変化させる。フィルタ特性制御部７６は、可変フィルタ７２，７４の通過周波数特性が等しくなる状態を保ちながら、可変フィルタ７２，７４が抽出する周波数成分を複数通りに変化させる。

相関演算部７８は、フィルタ特性制御部７６により可変フィルタ７２，７４が抽出する周波数成分を複数通りに変化させる場合に、可変フィルタ７２を通過した帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)と可変フィルタ７４を通過した近似信号ｆｉｔ(ｎ)との相関値を各周波数成分毎に演算して出力する。多項式係数制御部８０は、相関演算部７８で各周波数成分毎に演算された相関値に基づいて、（３）式で表される多項式の各係数Ｂ_l,fを各周波数帯域毎に制御する。可変フィルタ７２，７４を通過した帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)及び近似信号ｆｉｔ(ｎ)をそれぞれｅ２(ｎ)及びｅ１(ｎ)とすると、複素信号ｅ２(ｎ)と複素信号ｅ１(ｎ)との相関値（複素相互相関係数）ρ_mは以下の（４）式で表すことができる。（４）式において、Ｒは相関長を表す整数、ｍは２つの信号ｅ２(ｎ)，ｅ１(ｎ)間の相対時間差（ｍ＝０は同時刻）である。

例えば図４に示すように、フィルタ特性制御部７６は、可変フィルタ７２，７４の通過周波数帯域（中心周波数）をｆ０，ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４にそれぞれ変化させる。相関演算部７８は、各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)と近似信号ｆｉｔ(ｎ)との複素相互相関係数ρ_mを演算する。多項式係数制御部８０は、各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に演算された複素相互相関係数ρ_mの実数部が最大となるような各係数Ｂ_l,fを各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に検索する。ここでの検索アルゴリズムとしては、例えば全検索法やＲＭＳやＬＭＳ等の公知のアルゴリズムを用いることができる。各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)と近似信号ｆｉｔ(ｎ)との相関値が最大となるような各係数Ｂ_l,fを演算することで、増幅器１２の非線形特性を近似する多項式を各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に求めることができる。増幅器１２のメモリ効果に起因して歪成分の周波数特性が非対称となる場合は、各係数Ｂ_l,fは周波数帯域ｆ０〜ｆ４に応じて異なる値となる。また、各係数Ｂ_l,fを演算する際には、可変フィルタ７２，７４の通過周波数特性を等しくすることで、可変フィルタ７２，７４の通過周波数特性の影響はキャンセルされる。なお、各係数Ｂ_l,fを演算する周波数帯域の数については、上記に説明した５通りに限られるものではなく、任意に設定することが可能である。

各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に演算された増幅器１２の非線形特性を近似する多項式の例を以下の（５）式に示す。（５）式においては、周波数帯域ｆ０に対応する多項式の係数をＢ_l,f0、周波数帯域ｆ１に対応する多項式の係数をＢ_l,f1、周波数帯域ｆ２に対応する多項式の係数をＢ_l,f2、周波数帯域ｆ３に対応する多項式の係数をＢ_l,f3、周波数帯域ｆ４に対応する多項式の係数をＢ_l,f4としている。係数Ｂ_l,f0〜Ｂ_l,f4は、（５）式で表される多項式における(ｌ＋１)次の項に対応する係数を示しており、（５）式は、１次と３次と５次の項（奇数次の項）で増幅器１２の非線形特性を近似した例を示している。ただし、増幅器１２の非線形特性を近似する多項式の各項の次数については、（５）式に示した１次と３次と５次（奇数次）に限られるものではなく、任意に設定することが可能である。また、不確定を排除するために、各係数Ｂ_0,f0〜Ｂ_0,f4は全て１に設定される。

歪補償係数演算部４６は、各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に演算された多項式における(ｌ＋１)次の項に対応する係数Ｂ_l,f0〜Ｂ_l,f4に基づいて、（１）式で表される多項式における(ｌ＋１)次の項に対応する歪補償係数Ａ_l,kを演算する。ここでは、各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎の離散的な係数Ｂ_l,f0〜Ｂ_l,f4は、図５の実線に示すような（３）式の係数Ｂ_l,fの周波数特性を表す関数の一部と考えられる。図５（Ａ）は係数Ｂ_l,fの振幅の周波数特性を示し、図５（Ｂ）は係数Ｂ_l,fの位相の周波数特性を示す。そして、図５において、横軸の周波数は、ｆ２を基準とする（０とする）正規化周波数である。歪補償係数演算部４６は、各係数Ｂ_l,f0〜Ｂ_l,f4に基づいて、図５の実線に示すような係数Ｂ_l,fの周波数特性を表す関数を演算する。その際には、係数Ｂ_l,fの周波数特性を表す関数の種類を予め用意しておき、この関数の各係数を例えば最小二乗法や線形補間等の公知の方法を用いて演算する。そして、歪補償係数演算部４６は、係数Ｂ_l,fの周波数特性を表す関数をＩＦＦＴ（逆周波数変換）を用いて周波数領域から時間領域に変換することで、図６に示すような時間軸のインパルス応答関数（Ｂ_l,0，Ｂ_l,1，Ｂ_l,2）に変換する。ここでのインパルス応答関数の各タップ係数（Ｂ_l,0，Ｂ_l,1，Ｂ_l,2）は複素数である。さらに、このインパルス応答のセンタタップ（図６に示す例ではＢ_l,1）以外のタップ係数（図６に示す例ではＢ_l,0，Ｂ_l,2）の符号を反転させる。ここでは、タップ係数を複素ベクトルと考え、センタタップ以外の複素ベクトルを反転（１８０°回転）させる。この反転させたインパルス応答の各タップ係数（複素ベクトル）は、各歪補償係数Ａ_l,kと考えることができる。図６に示す例では、Ａ_l,0＝−Ｂ_l,0、Ａ_l,1＝Ｂ_l,1、Ａ_l,2＝−Ｂ_l,2とすることができる。ただし、インパルス応答のタップ数（演算する歪補償係数Ａ_l,kの数）については、上記に説明した３に限られるものではなく、任意に設定することが可能である。このように、時間軸のインパルス応答関数（Ｂ_l,0，Ｂ_l,1，Ｂ_l,2）に基づいて、(ｌ＋１)次の項に対応する歪補償係数Ａ_l,kを得ることができる。そして、歪補償係数Ａ_l,kは、（１）式で表される多項式における各項（各次数）毎に演算される。

以上説明した本実施形態では、増幅器１２の非線形特性を近似した入力信号ｘ(ｎ)の多項式の各係数Ｂ_l,fを複数通りの周波数帯域ｆ０〜ｆ４に関してそれぞれ演算し、各周波数帯域ｆ０〜ｆ４毎に演算された各Ｂ_l,f0〜Ｂ_l,f4に基づいて各歪補償係数Ａ_l,kを演算している。これによって、各歪補償係数Ａ_l,kの値を変化させる前後においてスカラー量である歪成分電力が低減するか否かを判定しながら各歪補償係数Ａ_l,kの値を更新する摂動法を用いることなく各歪補償係数Ａ_l,kを演算することができるので、各歪補償係数Ａ_l,kを発散させることなく最適値に設定することができる。したがって、増幅器１２のメモリ効果に起因して周波数特性が非対称となる歪成分を補償するための各歪補償係数Ａ_l,kを精度よく演算することができる。

本実施形態の構成による歪補償効果を実測により確認した結果を図７に示す。図７は、増幅器１２からの出力信号電力の周波数特性を実測した結果を示しており、本実施形態の構成（メモリ効果対応）との比較対象として、歪補償を行わない場合（歪補償なし）の実測結果と、入力信号の瞬時値のみを考慮して歪補償を行う場合（メモリ効果非対応）の実測結果も図示している。ただし、図７において、横軸の周波数は、中心周波数を０とする正規化周波数である。図７に示すように、入力信号の瞬時値のみを考慮して歪補償を行う場合（メモリ効果非対応の場合）は、増幅器からの出力信号に生じる歪成分の周波数特性が非対称となって歪補償量が制限されるが、本実施形態の構成により、周波数特性が非対称となる歪成分を補償することができ、歪補償性能を向上できていることがわかる。

以下、本実施形態の他の構成例について説明する。

多項式係数演算部７０の他の構成例を図８に示す。周波数変換部８１は、帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)（増幅器１２からの出力信号）をＦＦＴ（周波数変換）を用いて時間領域から周波数領域のデータｒｅｓｐ(ｆ)（ｆは周波数）へ変換して出力する。データ選択部８２は、周波数変換部８１で周波数領域に変換された帰還信号ｒｅｓｐ(ｆ)における特定の周波数成分を抽出し、さらに、抽出する周波数成分を複数通りに変化させることが可能である。逆周波数変換部８３は、データ選択部８２で特定の周波数成分が抽出された帰還信号ｒｅｓｐ(ｆ)をＩＦＦＴ（逆周波数変換）を用いて周波数領域から時間領域のデータｒｅｓｐ(ｎ)へ変換して出力する。周波数変換部８４は、入力信号ｘ(ｎ)をＦＦＴ（周波数変換）を用いて時間領域から周波数領域のデータｘ(ｆ)へ変換して出力する。データ選択部８５は、周波数変換部８４で周波数領域に変換された入力信号ｘ(ｆ)における特定の周波数成分を抽出し、さらに、抽出する周波数成分を複数通りに変化させることが可能である。逆周波数変換部８６は、データ選択部８５で特定の周波数成分が抽出された入力信号ｘ(ｆ)をＩＦＦＴ（逆周波数変換）を用いて周波数領域から時間領域のデータｘ(ｎ)へ変換して出力する。なお、周波数変換部８１，８４、データ選択部８２，８５、及び逆周波数変換部８３，８６の代わりに、抽出する周波数成分を複数通りに変化させることが可能な可変フィルタを用いることもできる。

入出力関係演算部８７は、逆周波数変換部８３からの帰還信号ｒｅｓｐ(ｎ)（増幅器１２からの出力信号）と逆周波数変換部８６からの入力信号ｘ(ｎ)とに基づいて、増幅器１２の入出力関係を複数通りの周波数帯域に関してそれぞれ演算する。ここでは、増幅器１２の入出力関係として帰還信号ｒｅｓｐと入力信号ｘとの比ｒｅｓｐ／ｘ（以下、伝達関数とする）が各周波数帯域毎に演算される。ヒストグラム演算部８８は、入力信号ｘ(ｎ)の電力値|ｘ(ｎ)|²に対する伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの特性を表すヒストグラムを各周波数帯域毎に演算する。ここでは、ヒストグラムの階級を入力信号ｘ(ｎ)の電力値|ｘ(ｎ)|²とし、その階級（電力値|ｘ(ｎ)|²）に対応する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの値を累積加算する。一定時間経過したところで、複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの累積加算値を度数（各階級の累積加算数）で割って平均化する。この演算により、入力信号電力値|ｘ(ｎ)|²に対する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘ（平均値）の特性が得られる。入力信号電力値（瞬時入力電力）|ｘ(ｎ)|²に対する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘのゲイン特性は、図９（Ａ）に示すように増幅器１２のＡＭ−ＡＭ特性を表し、入力信号電力値（瞬時入力電力）|ｘ(ｎ)|²に対する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの位相特性は、図９（Ｂ）に示すように増幅器１２のＡＭ−ＰＭ特性を表す。この複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの特性は、入力信号電力値|ｘ(ｎ)|²の多項式で近似して表すことが可能である。

多項式係数設定部９０は、ヒストグラム演算部８８で各周波数帯域毎に演算された、入力信号電力値|ｘ(ｎ)|²に対する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの特性に基づいて、以下の（６）式で表される多項式の各係数Ｂ_l,fを各周波数帯域毎に設定する。ここでは、（６）式で表される多項式がヒストグラム演算部８８で演算された複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの特性に一致する（あるいはほぼ一致する）ように、例えば最小二乗法等の公知の手法を用いて各係数Ｂ_l,fを設定することが可能である。増幅器１２のメモリ効果に起因して歪成分の周波数特性が非対称となる場合は、入力信号電力値|ｘ(ｎ)|²に対する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの特性は周波数帯域に応じて異なる特性となり、各係数Ｂ_l,fは周波数帯域に応じて異なる値となる。なお、（６）式で表される多項式は複素伝達関数を表し、前述の（５）式で表される多項式よりも１次低い式となる。

例えば、データ選択部８２は、帰還信号ｒｅｓｐ(ｆ)から抽出する周波数成分を、帰還信号ｒｅｓｐ(ｆ)の中心周波数より高い高域成分と、帰還信号ｒｅｓｐ(ｆ)の中心周波数より低い低域成分と、帰還信号ｒｅｓｐ(ｆ)の全周波数成分との複数通りに変化させることができる。同様に、データ選択部８５は、入力信号ｘ(ｆ)から抽出する周波数成分を、入力信号ｘ(ｆ)の中心周波数より高い高域成分と、入力信号ｘ(ｆ)の中心周波数より低い低域成分と、入力信号ｘ(ｆ)の全周波数成分との複数通りに変化させることができる。その場合は、入出力関係演算部８７は、高域成分と低域成分と全周波数成分とに関して複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘをそれぞれ演算し、ヒストグラム演算部８８は、高域成分と低域成分と全周波数成分とに関して入力信号電力値|ｘ(ｎ)|²に対する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの特性をそれぞれ演算する。そして、多項式係数設定部９０は、高域成分と低域成分と全周波数成分とに関して（６）式で表される多項式の各係数Ｂ_l,fをそれぞれ演算する。ただし、各係数Ｂ_l,fを演算する周波数帯域の数については、上記に説明した３通りに限られるものではなく、任意に設定することが可能である。また、複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘを近似する多項式の各項の次数については、（６）式に示した０次と２次と４次に限られるものではなく、任意に設定することが可能である。

また、本実施形態では、現サンプル時刻ｎにおける入力信号をｘ(ｎ)、時刻ｎよりｋサンプル前（ｋは０以上の整数）の時刻(ｎ−ｋ)における入力信号をｘ(ｎ−ｋ)、時刻ｎよりｍサンプル前（ｍは０以上の整数）の時刻(ｎ−ｍ)における入力信号をｘ(ｎ−ｍ)とすると、前置歪補償部１６は、以下の（７）式で表される多項式によりプリディストーション信号ｙ(ｎ−ｍ)を演算することもできる。

（７）式から、増幅器１２の入出力特性の逆特性に相当するｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)（以下、伝達関数とする）は、以下の（８）式で表される。前述の（１）式は、プリディストーション信号ｙ(ｎ)自体に周波数特性を付与しているのに対して、（８）式は、伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)に周波数特性を付与している点で（１）式と異なる。ただし、（７）式、（８）式では、必ずしも０から(Ｌ−１)（Ｌは２以上の整数）までのすべてのｌの値に関してＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lの値を積算する必要はなく、例えば偶数のみのｌの値に関してＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lの値を積算してｙ(ｎ−ｍ)、ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)の値を演算してもよい。また、（７）式、（８）式では、必ずしも０から(Ｋ−１)（Ｋは２以上の整数）までのすべてのｋの値に関してＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lの値を積算しなくてもよい。

（７）式で表されるプリディストーション信号ｙ(ｎ−ｍ)（（８）式で表される伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)）を生成するための前置歪補償部１６の構成例を図１０に示す。図１０では、（８）式で表される多項式ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)におけるｌ次の項の総和（Ａ_l,0・|ｘ(ｎ)|^l＋Ａ_l,1・|ｘ(ｎ−１)|^l＋…）を演算するための構成を示しているが、実際には、以下に説明する、べき乗演算部５２、遅延素子５６−１〜５６−４、及び乗算器５８−１〜５８−５の構成が、|ｘ(ｎ−ｋ)|の多項式ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)における各次数の項の総和を演算するために、各次数（ただし０次を除く）毎に対応して複数設けられる。

べき乗演算部５２は、入力信号ｘ(ｎ)に基づいて、入力信号ｘ(ｎ)の絶対値（振幅レベル）のｌ乗（べき乗数）|ｘ(ｎ)|^lを演算して出力する。カスケード接続された遅延素子５６−１〜５６−４は、複数通りの１以上のｋの値に関して、ｋサンプル分遅延させたべき乗数|ｘ(ｎ)|^lをべき乗数|ｘ(ｎ−ｋ)|^lとして出力する。図１０に示す構成例では、遅延素子５６−１からは信号|ｘ(ｎ)|^lを１サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−１)|^lが出力され、遅延素子５６−２からは信号|ｘ(ｎ)|^lを２サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−２)|^lが出力され、遅延素子５６−３からは信号|ｘ(ｎ)|^lを３サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−３)|^lが出力され、遅延素子５６−４からは信号|ｘ(ｎ)|^lを４サンプル分遅延させた信号|ｘ(ｎ−４)|^lが出力される。各遅延素子５６−１〜５６−４では、スカラー量（実数）|ｘ(ｎ)|^lを遅延させる処理が行われる。

乗算器５８−１〜５８−５は、歪補償係数Ａ_l,kとべき乗数|ｘ(ｎ−ｋ)|^lとの積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを複数通りの０以上のｋの値に関してそれぞれ演算して出力する。図１０に示す構成例では、乗算器５８−１は、歪補償係数Ａ_l,0とべき乗演算部５２からの信号|ｘ(ｎ)|^lとの積Ａ_l,0・|ｘ(ｎ)|^lを演算し、乗算器５８−２は、歪補償係数Ａ_l,1と遅延素子５６−１からの信号|ｘ(ｎ−１)|^lとの積Ａ_l,1・|ｘ(ｎ−１)|^lを演算し、乗算器５８−３は、歪補償係数Ａ_l,2と遅延素子５６−２からの信号|ｘ(ｎ−２)|^lとの積Ａ_l,2・|ｘ(ｎ−２)|^lを演算し、乗算器５８−４は、歪補償係数Ａ_l,3と遅延素子５６−３からの信号|ｘ(ｎ−３)|^lとの積Ａ_l,3・|ｘ(ｎ−３)|^lを演算し、乗算器５８−５は、歪補償係数Ａ_l,4と遅延素子５６−４からの信号|ｘ(ｎ−４)|^lとの積Ａ_l,4・|ｘ(ｎ−４)|^lを演算する。各乗算器５８−１〜５８−５では、複素数Ａ_l,kとスカラー量（実数）|ｘ(ｎ−ｋ)|^lとの乗算が行われる。

加算器６０は、各乗算器５８−１〜５８−５で演算された積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^l（図１０に示す構成例ではｋ＝０〜４）を積算してその総和を演算することで、歪補償係数Ａ_l,kとべき乗数|ｘ(ｎ−ｋ)|^lとの畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを演算する。図１０に示す構成例では、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lは、Ａ_l,0・|ｘ(ｎ)|^l＋Ａ_l,1・|ｘ(ｎ−１)|^l＋…＋Ａ_l,4・|ｘ(ｎ−４)|^lとなる。ただし、遅延素子５６−１〜５６−４及び乗算器５８−１〜５８−５の個数については、任意に設定することが可能であり、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを演算する際に積算する信号Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lの個数については、任意に設定することが可能である。このように、べき乗演算部５２と遅延素子５６−１〜５６−４と乗算器５８−１〜５８−５と加算器６０とを含んで、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを演算する畳み込み演算部を構成することが可能である。

畳み込み演算部（べき乗演算部５２と遅延素子５６−１〜５６−４と乗算器５８−１〜５８−５）は、|ｘ(ｎ−ｋ)|の多項式ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)における各次数（ただし０次を除く）毎に対応して複数設けられており、歪補償係数Ａ_l,kとべき乗数|ｘ(ｎ−ｋ)|^lとの積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lは複数通りのｌ及びｋの値に関してそれぞれ演算される。そして、加算器６０では、畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lは、複数通りのｌの値に関してそれぞれ演算される。例えば、べき乗演算部５２と遅延素子５６−１〜５６−４と乗算器５８−１〜５８−５とを多項式ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)における偶数次数（２次、４次、…）毎に対応して設け、複数通りの偶数ｌの値（０，２，４，…）のそれぞれに関して畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを演算することも可能である。ただし、ｌ＝０に対応する畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lは、単に各歪補償係数Ａ_0,k（図１０に示す構成例ではＡ_0,0〜Ａ_0,4）の総和となる。そして、加算器６０は、各ｌの値毎に演算された畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを積算してその総和を演算することで、（８）式の多項式で表される伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)を生成して出力する。このように、図１０に示す構成では、畳み込み演算（ＦＩＲフィルタ）を利用して伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)を生成しており、各歪補償係数Ａ_l,kがＦＩＲフィルタのタップ係数に相当する。なお、伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)の演算の際には、各ｋの値毎に演算された積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを先に積算することもできるし、各ｌの値毎に演算された積Ａ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lを先に積算することもできる。

遅延素子６１は、ｍサンプル分遅延させた入力信号ｘ(ｎ)を入力信号ｘ(ｎ−ｍ)として出力する。乗算器６２は、加算器６０で各ｌの値毎に演算された畳み込み和ΣＡ_l,k・|ｘ(ｎ−ｋ)|^lの総和（伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)）と入力信号ｘ(ｎ−ｍ)との積ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)・ｘ(ｎ−ｍ)を演算することで、（７）式の多項式で表されるプリディストーション信号ｙ(ｎ−ｍ)を生成して出力する。なお、図１０は、遅延素子６１が入力信号ｘ(ｎ)を２サンプル分遅延させる（ｍの値が２である）例を示しているが、遅延素子６１で入力信号ｘ(ｎ)を遅延させる時間（ｍの値）については（例えばｍ≧１の範囲で）任意に設定することができる。あるいは、遅延素子６１を省略する（ｍの値を０に設定する）ことも可能である。

前述のプリディストーション信号ｙ(ｎ)自体に周波数特性を付与している図２に示す構成例に対して、伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)に周波数特性を付与している図１０に示す構成例では、伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)による多項式の次数がプリディストーション信号ｙ(ｎ)による多項式の次数よりも１次低くなる。そのため、図２の構成の乗算器１５４を省略することが可能となる。そして、図２に示す構成例では、各乗算器１５８−１〜１５８−５による乗算が複素数同士の乗算となるのに対して、図１０に示す構成例では、各乗算器５８−１〜５８−５による乗算が複素数と実数との乗算となる。そのため、各乗算器５８−１〜５８−５の回路規模を削減することができる。さらに、図２に示す構成例では、各遅延素子１５６−１〜１５６−４での遅延処理が複素数を遅延させる処理となるのに対して、図１０に示す構成例では、各遅延素子５６−１〜５６−４での遅延処理が実数を遅延させる処理となる。そのため、各遅延素子５６−１〜５６−４の回路規模を削減することができる。したがって、図１０に示す構成例によれば、回路規模を削減して小型化を図ることができる。なお、増幅器１２のメモリ効果は信号の包絡線変動の影響によりバイアスラインが変動し、信号が変調されることが原因の１つと考えられる。この考えに基づけば、伝達関数ｙ(ｎ−ｍ)／ｘ(ｎ−ｍ)に周波数特性を付与している図１０の構成はきわめて妥当であると考えられる。

以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明の実施形態に係る歪補償回路を備えるプリディストーション型歪補償増幅器の構成の概略を示す図である。 本発明の実施形態に係る歪補償回路の構成の概略を示す図である。 本発明の実施形態に係る歪補償回路の構成の概略を示す図である。 多項式の係数Ｂ_l,fが演算される周波数帯域の一例を説明する図である。 多項式の係数Ｂ_l,fの周波数特性の一例を説明する図である。 多項式の係数Ｂ_l,fのインパルス応答の一例を説明する図である。 本発明の実施形態に係る歪補償回路による歪補償効果を実測により確認した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る歪補償回路の他の構成の概略を示す図である。 入力信号電力値|ｘ(ｎ)|²に対する複素伝達関数ｒｅｓｐ／ｘの特性の一例を説明する図である。 本発明の実施形態に係る歪補償回路の他の構成の概略を示す図である。

符号の説明

１２ 増幅器、１４ 制御部、１６ 前置歪補償部、１８ Ｄ／Ａコンバータ、２０，３６ ミキサ、２２ 発振器、３４ 方向性結合器、３８ フィルタ、４０ Ａ／Ｄコンバータ、４６ 歪補償係数演算部、５２，１５２ べき乗演算部、５６−１〜５６−４，１５６−１〜１５６−４ 遅延素子、５８−１〜５８−５，６２，１５４，１５８−１〜１５８−５ 乗算器、６０，１６０ 加算器、７０ 多項式係数演算部、７１ 歪発生器、７２，７４ 可変フィルタ、７６ フィルタ特性制御部、７８ 相関演算部、８０ 多項式係数制御部、８１，８４ 周波数変換部、８２，８５ データ選択部、８３，８６ 逆周波数変換部、８７ 入出力関係演算部、８８ ヒストグラム演算部、９０ 多項式係数設定部。

Claims (5)

1. 非線形特性を有する増幅器からの出力信号中に残留する歪成分が低減するよう増幅器への入力信号に前置歪を与えた前置歪信号を生成し、当該前置歪信号が増幅器で増幅される歪補償回路であって、
   現サンプル時刻における入力信号をｘ(ｎ)、ｋサンプル前（ｋは０以上の整数）の時刻における入力信号をｘ(ｎ−ｋ)とすると、複数時刻における入力信号ｘ(ｎ−ｋ)の多項式である第１の多項式に基づいて前記前置歪信号を生成する前置歪補償部と、
   増幅器の非線形特性を入力信号ｘ(ｎ)の多項式である第２の多項式で近似して表す場合に、入力信号ｘ(ｎ)と増幅器からの出力信号とに基づいて、第２の多項式の各係数を複数通りの周波数領域に関してそれぞれ演算する多項式係数演算部と、
   多項式係数演算部で各周波数領域毎に演算された第２の多項式の各係数に基づいて、第１の多項式の各係数を演算する歪補償係数演算部と、
   を備える、歪補償回路。
2. 請求項１に記載の歪補償回路であって、
   歪補償係数演算部は、
   多項式係数演算部で各周波数領域毎に演算された第２の多項式の各係数に基づいて、第２の多項式の各係数の周波数特性を演算し、
   第２の多項式の各係数の周波数特性をインパルス応答に変換し、
   第２の多項式の各係数のインパルス応答に基づいて、第１の多項式の各係数を演算する、歪補償回路。
3. 請求項１または２に記載の歪補償回路であって、
   多項式係数演算部は、
   第２の多項式に基づいて入力信号ｘ(ｎ)に歪を与えて出力する歪発生器と、
   増幅器からの出力信号における特定の周波数成分を抽出する第１のフィルタであって、抽出する周波数成分を変化させることが可能な第１のフィルタと、
   歪発生器からの出力信号における特定の周波数成分を抽出する第２のフィルタであって、抽出する周波数成分を変化させることが可能な第２のフィルタと、
   第１及び第２のフィルタが抽出する周波数成分を複数通りに変化させるフィルタ制御部と、
   フィルタ制御部により第１及び第２のフィルタが抽出する周波数成分を複数通りに変化させる場合に、第１のフィルタを通過した増幅器からの出力信号と第２のフィルタを通過した歪発生器からの出力信号との相関値を各周波数成分毎に演算する相関演算部と、
   相関演算部で各周波数成分毎に演算された相関値に基づいて、第２の多項式の各係数を各周波数領域毎に制御する多項式係数制御部と、
   を有する、歪補償回路。
4. 請求項１または２に記載の歪補償回路であって、
   多項式係数演算部は、
   入力信号ｘ(ｎ)と増幅器からの出力信号とに基づいて、増幅器の入出力関係を複数通りの周波数領域に関してそれぞれ演算する入出力関係演算部と、
   入力信号ｘ(ｎ)と入出力関係演算部で各周波数領域毎に演算された入出力関係とに基づいて、入力信号ｘ(ｎ)の電力値に対する当該入出力関係の特性を各周波数領域毎に演算する非線形特性演算部と、
   非線形特性演算部で各周波数領域毎に演算された特性に基づいて、第２の多項式の各係数を各周波数領域毎に設定する多項式係数設定部と、
   を有する、歪補償回路。
5. 非線形特性を有する増幅器と、増幅器からの出力信号中に残留する歪成分が低減するよう増幅器への入力信号に前置歪を与えた前置歪信号を生成する歪補償回路と、を備え、歪補償回路で生成された前置歪信号を増幅器で増幅するプリディストーション型歪補償増幅器であって、
   前記歪補償回路が、請求項１〜４のいずれか１に記載の歪補償回路である、プリディストーション型歪補償増幅器。

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