CN1856932A - 压控数字模拟振荡器和使用该振荡器的频率合成器 - Google Patents

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Abstract

提供了一种压控数字模拟振荡器和使用该振荡器的频率合成器，该振荡器包括：振荡器，其具有通过输入到模拟输入端的电压和输入到数字输入端的数字值来确定输出信号的频率；和数字调谐器，用于将输入到模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且根据结果来改变输入到数字输入端的数字值，从而能够获得具有较少噪声的宽带频率输出。

Description

压控数字模拟振荡器和使用该振荡器的频率合成器
技术领域
本发明涉及一种振荡器和频率合成器，尤其涉及一种压控数字模拟振荡器和使用该振荡器的频率合成器。
背景技术
将参考附图1到4来描述根据现有技术的整数-N频率合成器。
图1示出了根据现有技术的整数-N频率合成器的方框图，其利用具有负反馈的锁相环路(下文中，被称作PLL)。如图1所示，传统的频率合成器由如下的多个主块组成：R分频器(divider)110，用于输出通过将从外部提供的参考频率fXTAL被R分频获得的频率fREF；相位频率检测器(PFD)120，用于比较两个输入信号fREF和fDIV的频率和相位，并且输出与所述差对应的信号DN和UP；电流泵(CP)130，用于向低通滤波器(下文称作LPF)输出与相位频率检测器的输出DN和UP对应的电荷；LPF 140，用于充当整个频率合成器的环路滤波器并且提供电压，其控制随后的压控振荡器(下文称作VCO)的输出频率fVCO；VCO 150，用于输出与输入控制电压成比例的振荡频率fVCO；和N分频器160，用于执行分频操作，以便完成N分频器的输出频率fDIV与VCO的输出频率fVCO的频率比，从而获得期望的VCO输出频率fVCO。串到并(S-to-P)块170是用于将来自外部的串行数字数据并行提供到频率合成器的辅助块。
如上所述的传统的频率合成器形成负反馈环路。因此，如果确定N分频器160的分频率，则对相位频率检测器120的两个输入信号执行相频同步处理，随后同步频率和相位，因此通过VCO 150的输出处的合成来获得较高频率fVCO，其中较高频率等于R分频器的输出频率fREF的N倍。
根据所需的输出频率或应用领域，可以用几种方式和类型来实现频率合成器中的VCO 150。在需要更高输出频率和相当优良的相位噪声属性的射频(RF)前端中，通过使用有源电路，即，使用负反馈，产生负电阻VCO来实现VCO，用以补偿LC谐振电路或LC谐振网络(其通常使用一个电感线圈和一个电容器)中的(在寄生阻抗组件处产生的)能量损失。该LC调谐的VCO可以改变LC振荡电路的电感L或电容C，以便根据输入控制电压来改变输出频率。通常，电容器的变化比电感线圈的变化更易于实现。结果，LC调谐的VCO主要包括具有固定电感的电感线圈和具有能够根据输入电压变化的电容的可变电抗器(varactor)。
图2示出了在图1所示的根据现有技术的频率合成器结构中使用的差分LC调谐VCO的电路图。在图2中，VCO包括：谐振电路中的电感线圈210；谐振电路中的可变电容器220；有源元件230，其由通过形成的负反馈获得的负阻抗来允许LC谐振电路继续维持谐振的晶体管组成；和有源元件240，用于为谐振电路提供偏流。
图3图解说明了使用图2中所示的电感线圈和可变电容器的VCO的输出频率与输入电压的简化曲线。在图3中，可以看出，输出频率fVCO与输入电压V持续地成比例。
图2和3中所示的VCO必须满足预定范围的控制电压中任意系统所需的调频范围。因此，如图3所示，表示频率变化与控制电压变化的比率的VCO增益由等式1表达。
等式1
VCOgain = Δ f VCO ΔV control
如从等式1所示，需要越宽的频带，则需要定义更大的VCO增益。
另外，VCO中的频率变化来源于谐振电路中的电容变化。作为可变电容器，可以使用P-N结可变电抗器或累加模式MOS可变电抗器，其中可变电抗器基于根据硅工艺中所施加的电压变化的结电容。可变电容器的性能指数可以由等式2表达。
等式2
在等式2中，Cmax是指最大可变电容，Cmin是指最小可变电容。
应当使用较大电容的电容器来扩展这种可变电容器中的可变电容的范围。然而，存在非可变寄生电容随着可变电容的增加而增加的问题。而且，在应当使用任意期望频率处的具有较大电容的可变电抗器和具有相对较小电感的电感线圈的情况下，会导致电流消耗的增加。
而且，可变电容的增加会导致VCO增益的增加，从而使经由控制VCO频率的输入信号线输入的大噪声在VCO的输出处产生，因此，频率合成器的性能变坏。VCO的相位输出噪声相对经由输入信号线输入的噪声L{ωm}由等式3来表达。
等式3
L { ω m } = ( K VCO · A m 2 · ω m ) 2
在等式3中，KVCO表示VCO的增益，Am表示输入噪声的大小，ωm表示补偿角频率。从来等式可以进一步分析出，在图3中，在具有最大VCO增益的中间部分处出现的相位噪声不太好，而在没有VCO增益的两边缘处出现的相位噪声最好。因此，问题是在VCO的整个频率变化范围上难以获得良好相位噪声输出，并且难以获得一致的性能。
图4示出了根据如图1所示的现有技术的、在使用具有电感线圈和可变电容器的VCO的频率合成器中频率同步处理的模拟实验的结果。当分频率(dividing ratio)N变化时，通过非线性频率同步处理来最终同步频率和相位，从而，达到锁定状态，因此在VCO的输出处获得所期望的合成的频率。
如上所述，根据现有技术的整数-N频率合成器存在以下问题，即，在频率和相位被同步的状态中，在电流泵中产生的UP和DOWN电流之间产生一些失配，并且由于具有相频检测的输入频率的周期的噪声，在VCO的输出处产生具有大噪声功率的激励(spur)。注意，该激励与VCO增益成比例地出现。因此，当VCO增益在任意周期信号的恒定大小中减小时，能够减小激励输出。然而，只要在设计PLL环路中减小VCO增益，总的环路增益就减小。因此，问题是：在PLL处于锁定状态的情况下，由于减小的环路增益，带内的VCO输出相位噪声、和带外的相位频率检测器、电流泵等的输入相位噪声可能增加。
下文中，将参考图5来描述根据现有技术的分数-N频率合成器。
图5示出了根据现有技术的分数-N频率合成器。如图5所示，当分数-N频率合成器与根据图1所示的现有技术的整数-N频率合成器相比，分数-N频率合成器包括取代整数-N频率合成器的N分频器的N/N+1分频器180和累加器190。在两个频率合成器中的其他块相同。N/N+1分频器180是具有分频率N和N+1的双模数分频率的分频器电路，其中N和N+1分频率中的一个被进位信号选择。累加器190累加输入值，并且根据结果产生进位信号。对于这种结构，分数-N频率合成器可以输出N倍和N+1倍的R分频器的输出频率fREF之间的频率作为VCO输出频率fVCO。然而，目前的分数-N频率合成器也存在与上述整数N频率合成器类似的问题。
发明内容
因此，本发明被设计来解决上述问题。本发明致力于一种具有宽频率变化范围、小VCO增益、小寄生电容以及小噪声和激励的频率合成器。另外，可以数字地控制本发明的振荡器和频率合成器。
本发明的一方面提供一种压控数字模拟振荡器，包括：振荡器，通过输入到模拟输入端的电压和输入到数字输入端的数字值来确定输出信号的频率；和数字调谐器，用于将输入到模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且根据结果来改变输入到数字输入端的数字值。
这里，在数字值被固定的同时，按第一阈值电压的输出信号的频率与按第二阈值电压的输出信号的频率之间的差大于可以由数字值的变化改变的最小频率。
在本发明的优选实施例中，所述振荡器包括第一和第二电感线圈、第一和第二可变电容器、第一和第二NMOS晶体管、电流源和2倍数个开关电容器，其中：第一电感线圈连接到较高的电压源和第一节点；第二电感线圈连接到较高的电压源和第二节点；第一电容器连接到第一节点和模拟输入端；第二电容器连接到第二节点和模拟输入端；在第一NMOS晶体管中，第一源极和漏极连接到第一节点，栅极连接到第二节点，以及第二源极和漏极连接到第三节点；在第二NMOS晶体管中，第一源极和漏极连接到第二节点，栅极连接到第一节点，以及第二源极和漏极连接到第三节点；电流源连接到第三节点和较低的电压源；一半开关电容器的两端连接在第一节点与较低电压源之间并且它们的开关连接到数字输入端；剩余开关电容器的两端连接在第二节点与较低电压源之间并且它们的开关连接到数字输入端；以及差分输出的第一输出连接到第一节点，第二输出连接到第二节点。
在本发明的另一实施例中，所述振荡器可以包括：电感线圈；第一可变电容器，其具有根据输入到模拟输入端的电压而变化的电容；和第二可变电容器，其具有多个电容器，并且具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电容，其中所述电感线圈、第一可变电容器和第二可变电容器相互并联连接。
在本发明的又一实施例中，所述振荡器可以包括：可变电容器，其具有根据输入到模拟输入端的电压而变化的电容；和具有多个电感线圈的可变电感线圈，其具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电感，其中所述可变电容器和可变电感线圈相互并联连接。
否则，所述振荡器可以包括：具有多个电感线圈的可变电感线圈，其具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电感；第一可变电容器，其具有根据输入到模拟输入端的电压而变化的电容；和第二可变电容器，其具有多个电容器，并且具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电容，其中所述可变电感线圈、第一可变电容器和第二可变电容器相互并联连接。
同时，所述数字调谐器包括：第一元件，用于产生间歇信号；和第二元件，用于将输入到模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且在产生间歇信号的情况下，根据所述结果来改变输入到数字输入端的数字值。这里，所述第一元件接收具有预定频率的信号，并且输出具有由的预定整数分频的频率的信号作为间歇信号。另外，所述第二元件包括：开关，用于当输入间歇信号时输出输入到模拟输入端的电压，并且输出第一阈值电压与第二阈值电压之间的电压，否则；比较器，用于将开关的输出电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且输出结果；和计数器，用于根据比较器的输出执行上计数、下计数、或不计数。其中，所述预定整数可以通过从外部给出的信号而改变，并且计数器的值可以通过从外部给出的信号而改变。
本发明的另一方面是提供一种频率合成器，包括相位频率检测器、电流泵、低通滤波器、数字调谐器、振荡器和第一分频器，其中：所述相位频率检测器将预定输入信号的频率和相位与第一分频器的输出信号的频率和相位进行比较，并且根据结果输出用于控制电流泵的信号；所述电流泵根据相位频率检测器的输出信号而向低通滤波器提供正电流和负电流中的任意一个；所述低通滤波器接收电流泵的输出电流，并且输出输入到振荡器的模拟输入端的电压；所述数字调谐器间歇地将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且根据结果来改变输入到振荡器的数字输入端的数字值；所述振荡器根据输入到模拟输入端的电压和输入到数字输入端的数字值的变化来改变和输出所述输出信号的频率；以及第一分频器输出被第一整数分频的振荡器的输出信号频率的信号。
这里，在输入到振荡器的数字输入端的数字值被固定的同时，第一阈值电压的振荡器的输出信号的频率与第二阈值电压的振荡器的输出信号的频率之间的差大于可以随着输入到振荡器的数字输入端的数字值的变化而改变的、振荡器的输出信号的最小频宽。
在本发明的优选实施例中，所述频率合成器可以还包括第二分频器，用于接收具有预定频率的信号，并且输入具有被第二整数分频的频率的信号，作为相位频率检测器的预定输入信号。
在本发明的优选实施例中，所述低通滤波器包括电阻器、以及第一和第二电容器，其中：串联连接的电阻器和第一电容器的两端连接到第一节点和第二节点；第二电容器连接到第一节点和第二节点；第一节点连接到输入端和输出端；并且第二节点连接到电压源。另外，所述数字调谐器包括：第一元件，用于接收相位频率检测器的预定输入信号，并且输出具有被第三整数分频的信号频率的信号作为间歇信号；和第二元件，用于将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且在产生间歇信号的情况下，根据结果改变输入到振荡器的数字输入端的数字值。
本发明的再一方面是提供一种频率合成器，包括相位频率检测器、电流泵、低通滤波器、数字调谐器、振荡器和第一分频器，其中：所述相位频率检测器将预定输入信号的频率和相位与第一分频器的输出信号的频率和相位进行比较，并且根据结果输出控制电流泵的信号；所述电流泵根据相位频率检测器的输出信号而向低通滤波器提供正电流和负电流中的任意一个；所述低通滤波器接收电流泵的输出电流，并且输出输入到振荡器的模拟输入端的电压；所述数字调谐器间歇地将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且根据所述结果来改变输入到振荡器的数字输入端的数字值；所述振荡器根据输入到模拟输入端的电压和输入到数字输入端的数字值的变化来改变和输出所述输出信号的频率；和第一分频器输出在预定周期被第一整数以及在其他周期被通过使第一整数增加1而获得的值分频的振荡器的输出信号的频率。
这里，在输入到振荡器的数字输入端的数字值被固定的同时，第一阈值电压的振荡器的输出信号的频率与第二阈值电压的振荡器的输出信号的频率之间的差大于可以所着输入到振荡器的数字输入端的数字值的变化而改变的、振荡器的输出信号的最小频宽。
在本发明的优选实施例中，所述第一分频器包括：第一元件，用于执行累加运算，并且根据结果来输出用于确定是否将振荡器的输出信号的频率被第一整数或者被通过使第一整数增加1而获得的值分频的信号；和第二元件，用于根据第一元件的输出信号而输出被第一整数或通过使第一整数增加一而获得的值分频的振荡器的输出信号的频率。另外，所述数字调谐器包括：第一元件，用于接收相位频率检测器的预定输入信号，并且输出具有被预定整数分频的信号的频率的信号作为间歇信号；和第二元件，用于将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且在产生间歇信号的情况下，根据结果来改变输入到振荡器的数字输入端的数字值。
附图说明
图1是根据现有技术的整数-N频率合成器的方框图；
图2是根据现有技术的差分LC调谐的VCO的电路图；
图3是图解说明根据图2所示的现有技术的、VCO的输出频率与输入电压的曲线图；
图4是图解说明根据现有技术的频率合成器中的频率同步处理的模拟实验的结果图；
图5是根据现有技术的分数-N频率合成器的方框图；
图6是根据本发明优选实施例的频率合成器的方框图；
图7是根据本发明实施例的频率合成器的基本操作的波形图；
图8是图解说明可以在图6的频率合成器中采用的数字调谐器的示例性电路图；
图9是图解说明可以在图6的频率合成器中采用的数字调谐器的另一示例性电路图；
图10是图解说明可以在图6的频率合成器中采用的数字模拟调谐振荡器(下文被称作DAT)的电路图；
图11是表示根据现有技术的VCO和图10的DAT振荡器的输出频率属性与输入电压的图；
图12是表示DAT振荡器的可配置谐振电路的示例性图；
图13和14是用于解释根据本发明实施例的频率合成器的DC属性和频率跟踪处理的图；
图15到18是用于解释根据本发明优选实施例的频率合成器的稳定性的图；
图19和20是图解说明根据本发明优选实施例的频率合成器的瞬时反应的模拟实验的结果的图；和
图21是图解说明根据本发明另一实施例的分数-N频率合成器的示意图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图来详细描述本发明的优选实施例。然而，本发明的实施例可以以几种形式改变，并且不应当曲解为本发明的范围限于下面所描述的实施例。本发明的实施例被提供以向本领域的普通技术人员更全面地描述本发明。
在下文中，将参考图6来描述根据本发明实施例的振荡器和频率合成器的结构。
图6示出了根据本发明实施例的频率合成器的示意结构图。如图6中所示，频率合成器包括R分频器310、相位频率检测器320、C分频器330、电流泵340、LPF 350、数字调谐器360、数字模拟调谐(DAT)振荡器370、和N分频器380。另外，它包括串到并(S-to-P)块390。
R分频器310输出被R分频的、从频率合成器的外部提供的参考频率fXTAL。
相位频率检测器320将输入信号fREF的频率和相位与输入信号fDIV的频率和相位进行比较，并且根据结果输出用于控制电流泵的信号UP和DN。
C分频器330将脉冲信号PC间歇地或周期地提供给数字调谐器360。这里，周期产生的脉冲信号PC可以通过可以由负载信号复位的分频器电路或计数器电路来实现。所述周期可以是恒定的或者可以通过外部输入来改变。
电流泵340输出与相位频率检测器320的输出UP和DN对应的电荷。
LPF 350接收电荷泵340的输出电流，并且输出被输入到DAT振荡器370的模拟输入端的电压VAT。
数字调谐器360是用于间歇地或周期地执行测量LPF 350的输出电压VAT的功能并且根据LPF的输出电压VAT的状态改变输入到DAT振荡器370的数字输入端的数字值的块。C分频器330和当前的数字调谐器360在广义上可以集中称作数字调谐器。
DAT振荡器370是指一种输出信号的频率由输入到模拟输入端的电压VAT和输入到数字输入端的数字值VDT确定的振荡器。
DAT振荡器能够输出与输入控制电压成比例的振荡频率fVCO，并且能够被数字以及模拟地调谐。
N分频器380输出被N分频的输入频率fVCO。
串到并块390接收来自外部的串行数字数据，并且以并行数据将其提供给内部。
在下文中，将参考图7来讨论根据本发明实施例的频率合成器的操作。
图7是图解说明频率合成器的基本操作的波形图。
在图7中，在N分频器的N值改变之后(即，在负载信号打开之后)，数字调谐器通过C分频器生成的周期脉冲信号PC来检查LPF的输出电压VAT的状态。如果LPF输出电压VAT从中间电压增加到第一阈值电压或更大时，输入到DAT振荡器的数字值变小。减小的数字值暗示来自谐振电路的DAT振荡器的开关电容器关闭，这使得DAT振荡器的频率fVCO瞬间离散。另一方面，如果LPF输出电压VAT从中间电压减小到第二阈值电压或更大时，输入到DAT振荡器的数字值变小，这引起相反的操作。如果滤波器电压出现在第一与第二阈值电压之间，则数字值不变化。对于这种方式的操作，在N分频器的N值已经改变之后，数字地转换频率。
在下文中，将参考图8到12来详细描述根据本发明实施例的压控模拟数字振荡器的主要块。在广义上，压控模拟数字振荡器包括图6中所示的C分频器、数字调谐器、和DAT振荡器。
图8是图解说明数字调谐器的示例的电路图。
如图8所示，数字调谐器包括开关410、比较器420、和计数器430。如果输入了由C分频器产生的脉冲信号PC，则开关410输出来自LPF的电压VAT，否则输出第一阈值电压与第二阈值电压之间的中间电压VM。比较器将开关410的输出电压与第一阈值电压VH和第二阈值电压VL进行比较，并且根据结果将UP或DN信号传递到计数器430。当接收UP信号时，计数器430递增，也就是，增加1，而当接收DN信号时，计数器430递减，也就是，减少1。计数器的初始值可以从串到并390输入，如图5所示。
图9是详细图解说明数字调谐器的另一示例的结构图。
在图9中，数字调谐器包括中间电压(VM)发生器510、开关520、比较器530、和计数器540。
中间电压发生器510输出中间电压VM。在中间电压发生器510中，具有大电阻值的电阻器被用作两个电阻器R1和R2。在维持中间电压的同时，在中间电压发生器510中，由于第一PMOS晶体管MP1的阈值电压小于第二PMOS晶体管MP2的阈值电压，因此几乎不存在电流消耗。
开关520由两个NMOS晶体管MN3和MN4以及两个PMOS晶体管MP3和MP4组成。MN3和MP3是互补开关，MN4和MP4也是互补开关。在C分频器中产生的周期脉冲信号PC是高电压的情况下，MN4和MP4导通，因此LPF输出电压VAT变成开关520的输出电压。相反，在C分频器的输出电压是低电压的情况下，MN3和MP3导通，因此中间电压VM变成开关520的输出电压。
比较器530包括第五NMOS晶体管MN5、第五PMOS晶体管MP5、两个电阻器R3和R4、和三个反相器I2、I3和I4。在比较器530中，如果开关520的输出电压低于第五NMOS晶体管MN5的阈值电压，则DN信号从低电压状态变到高电压状态，从而随后的计数器540执行递减计数。相反，如果开关520的输出电压高于第五NMOS晶体管MN5的阈值电压，则产生UP信号，因此随后的计数器540执行递增计数。如果开关520的输出电压是阈值电压之间的电压，则DN和UP信号都具有低电压值，因此随后的计数器540不操作。这里，可以使用大电阻值的两个电阻器R3和R4。
计数器540通过UP或DN信号来执行递增计数或递减计数。另外，通过容许从外部设定的计数器的值，能够更迅速地进行锁频。
由于C分频器生成的周期脉冲信号PC适用于驱动连接到LPF的开关，因此可能产生新的激励而不是由相位频率检测器和电流泵产生的激励。然而，这不会引起问题，因为VCO已经具有低增益，因此对频率控制输入的噪声不灵敏。
图10是图解说明DAT振荡器的示例的图。
如图10所示，DAT振荡器包括电感线圈610、可变电容器620、操作为负电阻器的有源元件630、用于偏流的有源元件640、和多个开关电容器650。为了改变谐振电路的电容，当前的DAT振荡器一起利用可变电容器和开关电容器。在可变电容器的情况下，电容根据模拟输入电压Vct1而持续地变化，而在开关电容器的情况下，电容根据数字输入而通过接通或断开开关来离散地变化。
图11呈现了根据现有技术的VCO的输入电压与频率的曲线图710，以及如图9A所示的DAT振荡器的输入电压与频率的曲线图721至726。从该图中看出，DAT振荡器的优点是：使用开关电容器，能够获得宽带的频率变化范围，即使它利用了可变电容器和具有低VCO增益的电感线圈。另外，与可变电容器相比，由开关控制的电容器具有最大性能指数，因为几乎不存在寄生电容器问题。在与开关电容器使用的可变电容器的情况下，寄生电容器由于其尺寸小从而可以被最小化。因此，与现有技术的VCO相比，总电容的性能指数显著提高，因此，几乎所有电容可用于频率变化。而且，即使在需要宽带的情况下，也可以使用最大电感的电感线圈，从而减小振荡器中的电流消耗。
图12图解说明了DAT振荡器中的谐振电路的配置的三个典型情况。
在图12中，A型DAT振荡器810适用于通过数字控制电感线圈来调谐离散的电感，并且模拟调谐可变电容器。也就是，A型DAT振荡器810包括具有取决于输入到模拟输入端的电压的可变电容的可变电容器、以及具有随输入到数字输入端的数字值变化的电感的可变电感线圈。这里，可变电感线圈包括多个电感线圈，并且并联连接到可变电容器。然而，存在的缺点是：如果硅工艺合并集成的平面型电感线圈，则难以像在电容器调谐一样细致地调谐电感线圈，并且电感线圈中开关的使用对谐振电路的品质因数指标(在下文中，被称作Q)有坏的影响。然而，在整个电流消耗方面，这对调谐电感线圈是有利的，以便调谐更高的频率。
B型DAT振荡器820采用典型的开关电容器。其被配置成通过可变电容器和开关电容器来实现固定电感线圈的细致调谐。也就是，该B型DAT振荡器820包括电感线圈、具有取决于输入到模拟输入端的电压而变化的电容的第一可变电容器、和具有随输入到数字输入端的数字值变化的电容的第二可变电容器。这里，第二可变电容器包括多个电容器，并且电感线圈、第一可变电容器和第二可变电容器彼此并联连接。
C型DAT振荡器830是通过将数字调谐的电感线圈添加到B型DAT振荡器820的电路而配置的。也就是，C型DAT振荡器830包括具有随输入到数字输入端的数字值改变的电感的可变电感线圈、具有取决于输入到模拟输入端的电压而改变的第一可变电容器、和具有随输入到数字输入端的数字值改变的电容的第二可变电容器。这里，可变电感线圈包括多个电感线圈；第二可变电容器包括多个电容器；并且可变电感线圈、第一可变电容器和第二可变电容器相互并联连接。在这种情况下，通过调谐电感线圈能够实现宽的频率变化，从而实现适于可变频率范围的电流消耗。
在下文中，将参考图13和14来描述根据本发明实施例的频率合成器的DC属性和频率跟踪处理。
图13是图解说明根据本发明实施例的频率合成器的DC属性的图。在图13中，如果VCO的频率在由附图标记910表示的范围内，伴随着在数字调谐器中递减计数，则当产生在C分频器中产生的周期脉冲信号PC时，该频率转变到一个步长的较低频带。如果VCO的频率在由附图标记920表示的范围内，伴随着递增计数，则频率转变到一个步长的较大频带。当锁定频率合成器时，VCO频率总是位于VL和VH之间。
图14是图解说明在频率合成器的操作中的频率跟踪处理的图。在图14中，预定频率f1表示初始频率，改变的频率f2表示改变之后的频率。附图标记1010、1020、和1030表示周期比较时间点或过渡点。如果在频率f1编程新通道数据，也就是，如果设定VCO的新输出频率f2，则频率被模拟PLL环路转变到由附图标记1010表示的点。如果在由附图标记1010表示的点处、通过分频器中产生的周期脉冲信号PC发生递减计数，则频率转变到由附图标记1020表示的点。由于期望的频率未在由附图标记1020表示的点处合成，因此频率停留在由附图标记1020表示的点处，并且再次被分频器中产生的周期脉冲信号PC转变为由附图标记1030表示的点。然后频率被模拟PLL环路转变到频率f2，并且最后频率合成器被锁定。之后，应当理解，数字调谐器中放置的计数器的输出数字值被维持原样，因为滤波器的锁定电压在VL与VH之间，尽管通过在分频器产生的周期脉冲信号PC测量了滤波器的电压。
在下文中，将参考图15到18来描述根据本发明实施例的频率合成器的稳定性。
使用如图15和16所示的DAT振荡器的频率合成器以稳定的方式操作。然而，在图15的情况下，因为根据数字调谐器中放置的计数器的输出数字值的各个频带应当相互重叠，所以需要在设计VCO时注意，。
使用如图17和18所示的DAT振荡器的频率合成器以不稳定的方式操作。也就是，发生振荡。如果在计数器执行递增计数之后，期望的锁定频率大于取决于给定数字调谐器的计数器输出数字值的频带中的VH，并且还低于取决于数字调谐器的计数器输出数字值的下一频带中的VL，则使用DAT振荡器的频率合成器以不稳定的方式操作。
在图15到18中，可以看出，当固定数字值的同时，如果取决于第一阈值电压的输出信号的频率与取决于第二阈值电压的输出信号的频率之间的差大于由于数字值的变化而能够改变的最小频宽，则所述操作是稳定的。
在下文中，将参考图19到20来描述根据本发明实施例的、在使用是一种模拟程序的Matlab设计频率合成器的功能块之后对于瞬时响应的模拟实验的结果。
图19是N分频器的分频率N从2400转变到2455的情况，而图20是N从165转变到175然后到168的情况。应当理解，粗频率变化是在N改变之后由数字调谐器做出的，并且随后通过环路滤波器的LPF电压精确地输出期望的频率，如图19和20中所描述的。
在下文中，将参考图21来描述根据本发明另一实施例的分数-N-频率合成器。
图21是图解说明根据本发明另一实施例的分数-N-频率合成器的示意图。在图21中，分数-N-频率合成器包括R分频器1110、相位频率检测器(PFD)1120、C分频器1130、电流泵(CP)1140、低通滤波器(LPF)1150、数字调谐器(DT)1160、DAT_VCO 1170、N/N+1分频器1180、和累加器1190。而且，它可以包括并到串(P to S)块1200。这里，R分频器1110、相位频率检测器1120、C分频器1130、电流泵1140、LPF 1150、数字调谐器1160和DAT_VCO 1170与图6所图解的整数-N-频率合成器的各个块相同。N/N+1分频器1180是具有分割率N和N+1的双模分割率的分频器电路，其中分割率N和N+1之一是由进位信号C来选择的。累加器1190对输入值进行累加，并且根据结果产生进位信号C。因此，根据本发明另一实施例的频率合成器的优点是通过使用能够使得VCO增益很小的DAT振荡器减少了激励功率，因为频率合成器变得对起源于LFP电压的周期噪声不敏感。
根据本发明，振荡器和频率合成器的优点是在能够减小从振荡器输出的噪声的同时可以获得宽带频率输出。
另外，根据本发明，振荡器和频率合成器的优点是它们适用于提供用于将射频(RF)信号转换为中间频率(IF)信号或基带信号的频率。
而且，根据本发明，振荡器和频率合成器的优点是具有宽的可变频率范围、小VCO增益、小寄生电容、以及更小的噪声和激励。

Claims (20)

1.一种压控数字模拟振荡器，包括：
振荡器，通过输入到模拟输入端的电压和输入到数字输入端的数字值来确定输出信号的频率；和
数字调谐器，用于将输入到模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且根据结果来改变输入到数字输入端的数字值。
2.根据权利要求1所述的压控数字模拟振荡器，其中所述振荡器包括第一和第二电感线圈、第一和第二可变电容器、第一和第二NMOS晶体管、电流源、和2的倍数个开关电容器，其中：
第一电感线圈连接到较高的电压源和第一节点；
第二电感线圈连接到较高的电压源和第二节点；
第一电容器连接到第一节点和模拟输入端；
第二电容器连接到第二节点和模拟输入端；
在第一NMOS晶体管中，第一源极和漏极连接到第一节点，栅极连接到第二节点，以及第二源极和漏极连接到第三节点；
在第二NMOS晶体管中，第一源极和漏极连接到第二节点，栅极连接到第一节点，以及第二源极和漏极连接到第三节点；
电流源连接到第三节点和较低电压源；
一半开关电容器的两端连接在第一节点与较低电压源之间并且它们的开关连接到数字输入端；
剩余开关电容器的两端连接在第二节点与较低电压源之间，并且它们的开关连接到数字输入端；和
差分输出的第一输出连接到第一节点，第二输出连接到第二节点。
3.根据权利要求1所述的压控数字模拟振荡器，其中所述振荡器包括：
电感线圈；
第一可变电容器，其具有根据输入到模拟输入端的电压而变化的电容；和
第二可变电容器，其具有多个电容器，并且具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电容，
其中所述电感线圈、第一可变电容器和第二可变电容器相互并联连接。
4.根据权利要求1所述的压控数字模拟振荡器，其中所述振荡器包括：
可变电容器，其具有根据输入到模拟输入端的电压而变化的电容；和
具有多个电感线圈的可变电感线圈，其具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电感，
其中所述可变电容器和可变电感线圈相互并联连接。
5.根据权利要求1所述的压控数字模拟振荡器，其中所述振荡器包括：
具有多个电感线圈的可变电感线圈，其具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电感；
第一可变电容器，其具有根据输入到模拟输入端的电压而变化的电容；和
第二可变电容器，其具有多个电容器，并且具有随着输入到数字输入端的数字值而变化的电容，
其中所述可变电感线圈、第一可变电容器和第二可变电容器相互并联连接。
6.根据权利要求1所述的压控数字模拟振荡器，其中所述数字调谐器包括：
第一元件，用于产生间歇信号；和
第二元件，用于将输入到模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且在产生间歇信号的情况下，根据比较结果来改变输入到数字输入端的数字值。
7.根据权利要求6所述的压控数字模拟振荡器，其中所述第一元件接收具有预定频率的信号，并且输出作为间歇信号的具有被预定整数分频的频率的信号。
8.根据权利要求7所述的压控数字模拟振荡器，
其中所述预定整数可以随着外部给出的信号而改变。
9.根据权利要求6所述的压控数字模拟振荡器，其中所述第二元件包括：
开关，用于当输入间歇信号时，输出输入到模拟输入端的电压，并且输出第一阈值电压与第二阈值电压之间的电压，否则；
比较器，用于将开关的输出电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且输出结果；和
计数器，用于根据比较器的输出执行上计数、下计数、或不计数。
10.根据权利要求9所述的压控数字模拟振荡器，
其中计数器的值可以随着外部给出的信号而改变。
11.根据权利要求1所述的压控数字模拟振荡器，
其中在数字值被固定的同时，第一阈值电压的输出信号的频率与第二阈值电压的输出信号的频率之间的差大于可以随数字值的变化而改变的最小频宽。
12.一种频率合成器，包括相位频率检测器、电流泵、低通滤波器、数字调谐器、振荡器和第一分频器，其中：
所述相位频率检测器将预定输入信号的频率和相位与第一分频器的输出信号的频率和相位进行比较，并且根据结果输出用于控制电流泵的信号；
所述电流泵根据相位频率检测器的输出信号而向低通滤波器提供正电流和负电流中的任意一个；
所述低通滤波器接收电流泵的输出电流，并且输出输入到振荡器的模拟输入端的电压；
所述数字调谐器间歇地将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且根据结果来改变输入到振荡器的数字输入端的数字值；
所述振荡器根据输入到模拟输入端的电压和输入到数字输入端的数字值的变化来改变和输出所述输出信号的频率；和
第一分频器输出具有被第一整数分频的振荡器输出信号的频率的信号。
13.根据权利要求12所述的频率合成器，还包括第二分频器，用于接收具有预定频率的信号，并且输入具有被第二整数分频的频率的信号，作为相位频率检测器的预定输入信号。
14.根据权利要求12所述的频率合成器，其中所述低通滤波器包括电阻器、以及第一和第二电容器，其中：
串联连接的电阻器和第一电容器的两端连接到第一节点和第二节点；
第二电容器连接到第一节点和第二节点；
第一节点连接到输入端和输出端；并且
第二节点连接到电压源。
15.根据权利要求12所述的频率合成器，其中所述数字调谐器包括：
第一元件，用于接收相位频率检测器的预定输入信号，并且输出具有被第三整数分频的信号的频率的信号作为间歇信号；和
第二元件，用于将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且在产生间歇信号的情况下，根据结果改变输入到振荡器的数字输入端的数字值。
16.根据权利要求12所述的频率合成器，其中在输入到振荡器的数字输入端的数字值被固定的同时，第一阈值电压的振荡器的输出信号的频率与第二阈值电压的振荡器的输出信号的频率之间的差大于可以随输入到振荡器的数字输入端的数字值的变化而改变的、振荡器的输出信号的最小频宽。
17.一种频率合成器，包括相位频率检测器、电流泵、低通滤波器、数字调谐器、振荡器和第一分频器，其中：
所述相位频率检测器将预定输入信号的频率和相位与第一分频器的输出信号的频率和相位进行比较，并且根据其结果输出用于控制电流泵的信号；
所述电流泵根据相位频率检测器的输出信号而向低通滤波器提供正电流和负电流中的任意一个；
所述低通滤波器接收电流泵的输出电流，并且输出输入到振荡器的模拟输入端的电压；
所述数字调谐器间歇地将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且根据其结果来改变输入到振荡器的数字输入端的数字值；
所述振荡器根据输入到模拟输入端的电压和输入到数字输入端的数字值的变化来改变和输出所述输出信号的频率；和
第一分频器输出在预定周期被第一整数以及在其他周期被通过使第一整数增加1而获得的值分频的振荡器的输出信号的频率。
18.根据权利要求17所述的频率合成器，其中所述第一分频器包括：
第一元件，用于执行累加运算，并且根据结果来输出用于确定是否将振荡器的输出信号的频率被第一整数或者被通过使第一整数增加1而获得的值分频的信号；和
第二元件，用于根据第一元件的输出信号而输出被第一整数或被通过使第一整数增加1而获得的值分频的振荡器的输出信号的频率。
19.根据权利要求17所述的频率合成器，其中所述数字调谐器包括：
第一元件，用于接收相位频率检测器的预定输入信号，并且输出具有被预定整数分频的信号频率的信号作为间歇信号；和
第二元件，用于将输入到振荡器的模拟输入端的电压与第一和第二阈值电压进行比较，并且在产生间歇信号的情况下，根据结果改变输入到振荡器的数字输入端的数字值。
20.根据权利要求17所述的频率合成器，其中在输入到振荡器的数字输入端的数字值被固定的同时，第一阈值电压的振荡器的输出信号的频率与第二阈值电压的振荡器的输出信号的频率之间的差大于可以随输入到振荡器的数字输入端的数字值的变化而改变的振荡器的输出信号的最小频宽。
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