CN1792071A - 使用前同步发起通信的方法和无线设备 - Google Patents

Abstract

一种用于检测已经由发射机(200)生成和提供的消息标识符或前同步的无线接收机(300)及其相应的方法，使用FFT来估计频率和时间偏移。无线接收机(300)在唤醒期间异步地、有序地扫描多个预先确定的频率以搜索消息标识符或专用前同步。收集多个接收采样序列，在多个预先确定的频率中的每一个上收集一个接收采样序列。将对应于前同步的数据与对应于接收采样序列的数据之间的相关同阈值进行比较，确定何时检测到前同步。在检测到前同步时，无线接收机(300)被从低功率模式唤醒。

Description

使用前同步发起通信的方法和无线设备

技术领域

本发明一般涉及通信系统，更具体涉及一种用于提供和检测用来发起无线设备间的通信交换的前同步的方法和装置。

背景技术

在无线通信系统中，通常需要接收机确定发射机是否试图发起通信。在发射机正常活动的系统中，或者在空中接口包括调度信息的系统中，这个问题是易于解决的。但是，在使用异步通信协议的系统中，确定通信是否为有效率方式中所需，这还是一个十分显著的问题。在特定通信频率未知的情况下，以及由于发射机与接收机之间频率失配，特别是对电池寿命敏感的应用中，这个问题还有可能恶化。监控来自另一设备的异步通信来确定是否有通信企图的过程中消耗的功率可能会显著降低电池寿命，并由此降低移动单元的可用服务时间。显而易见，需要一种方法和装置来识别何时想要通信，优选是以时间和功率有效率的方式给出了在通信设备间的频率偏移。

附图说明

附图中，相似的参考标号指的是各个视图中相同或功能相近的元件，附图与具体实施方式结合在一起形成了说明书的一部分，用于进一步说明各种实施例并解释根据本发明的各种原理和全部优点。

图1描绘了无线通信环境的系统元件的简化示意图；

图2以示例方式描绘了用于发射前同步信号的发射机的框图；

图3以示例方式描述了用于检测前同步信号的无线接收机的框图；

图4说明了发射机信号模式及相关的接收机采样模式；

图5说明了发射机信号模式，详细示出了图4发射机前同步时隙及相关接收机采样收集定时(collection timing)；

图6描绘了用于检测无线接收机中消息标识符的方法的流程图；

图7更详细描绘了图6流程图一部分的流程图；和

图8更详细描绘了图6流程图另一部分的流程图。

具体实施方式

总体上看，本公开涉及支持双向通信的无线通信设备。讨论了用于有效识别两个无线设备(例如便携无线通信设备)之间即使在发射机和接收机之间存在频率失配时的通信发起消息(优选为异步通信消息)的方法和装置中所体现的更具体的各种发明概念以及原理。尤其关注的无线通信设备是使用频移键控和跳频协议的那些设备，尽管发明原理和概念同样适用于各种使用不同调制方式的设备。

如下面进一步讨论的，各种发明原理及其组合都有利地用于使用新的和现存的无线通信设备内的设备来提供对前同步或专用前同步消息的有效率的识别，从而最小化功率消耗。这是在提供频率失配估计来调整通信设备频率以匹配发起传输的发射机的同时完成的。

提供了立即公开来以实现做出和使用根据本发明的各种实施例的最佳模式的方式进行解释说明。该公开还进一步用于提升对本发明原理及其优点的理解和认识，而不是以任何方式限制本发明。本发明仅仅是由所附权利要求，包括在本申请的审查阶段所作的任何修改及所公布的权利要求的所有等价物，来限定的。

还要明白，关系术语的使用(如果有的话)，例如第一和第二、顶和底等等，仅仅用于区别一个实体或动作与另一个实体或动作，而不必需要或暗示这样的实体或动作之间的任何实际这样的关系或顺序。

多数发明功能及许多发明原理都可以通过或者在软件程序或指令及诸如专用集成电路(ASIC)的集成电路(IC)中实现。所期望的是，本领域普通技术人员，尽管可能由于例如可用时间、当前技术和经济考虑而付出大量努力和许多设计选择，在由这里公开的概念及原理的指导下，能够易于生成这样的软件指令和程序及IC，而仅需要最少的实验。因此，出于简短并最小化使根据本发明的原理和概念晦涩的风险的目的，对这样的软件和IC的讨论(如果有的话)，将限制于关于优选实施例的原理和概念的本质。

参看图1，将讨论和描述无线通信环境的各种系统元件的简化示意图。无线通信设备100能够从固定发射机104接收信号102，从另一无线通信设备接收信号108。接收信号102、108的频率直接相关于或由无线通信设备104、106的发射机的信号源所提供的信号的频率所确定。该频率将可能与无线通信设备100的接收机中的相应信号源的频率不同。这两个频率之间的差异转换到额定的信道频率或假设信道上信号所在的频率，被称为或叫做发射机和接收机之间的频率失配。这个频率失配部分或与无线通信设备中其他非理想特性的组合可能导致错失通信企图。例如，如果两个信号源具有每百万5部分(5partper million)的公差(这在无线通信设备100、106是很典型的)，用于900MHz范围载波的频率失配可能高达9KHz。这么大的频率偏移尤其会在无线通信设备100、106用于围绕或直接通信交谈，如信号108所示的时候出现。在直接通信情况中遇到的大频率偏移还可能由于这些通信通常都是异步的而进一步变得恶化。在异步通信中，接收机不具有对发射机何时试图进行通信的任何指示。另一个与异步通信有关的问题是，时钟同步不会例行可用，无线通信设备100必须使用某种方法来克服各自时钟之间的任何定时偏移。直接通信的不频繁及不可预测的特性使得不能使用同步通信方法，主要是由于用于维持频率和定时同步的便携单元电池的功率损耗。在异步环境中，识别有效信号并校正频率和定时失配的负担落在了接收机上。对电池寿命的关注需要特别考虑最小化无线接收机必须活动的时长，同时检测异步通信并最少化分析用于指示已经做出异步通信企图的消息标识符的呼入信号所需的处理步骤。

频率偏移、定时偏移的减少及对功率有效率消息标识符的检测获得的同时，无线通信设备及其组件无线接收机用于按照下面所述进行工作。无线通信设备100可以是典型的蜂窝电话或手机，诸如可用例如摩托罗拉等制造商那里得到的设备。一种这样的手机，这里通常称为型号i95，可以在按下面公开内容描述增强时有利地使用原理和概念。图2的发射机的必要元件可以用于固定发射机104和便携无线通信设备106两者中。发射机200是普通通信设施系统，类似于集成数字增强网络设备，可从摩托罗拉买到，并用于通过服务提供商(诸如Nextel Communications)操作的网络中。可替换地，发射机200包括在第二便携无线手机中，其中，两个手机都配置用于以如上所述的直接通信模式直接互相通信。

参看图2，讨论和描述了用于发射前同步信号的发射机200的示例框图。发射机200包括信号发生器202、信号源204、发射器电路206、控制电路208、和音频/数据输入210，其如所描绘的那样互相连接。发射器电路206包括控制电路208，其连接到并能够选择来自音频/数据输入210的音频/数据或是信号发生器202生成的消息标识符，其将连接到并由发射机200发射或广播。框图是以简洁的方式进行描绘的。在替换实施例中，某些实体的功能，诸如信号发生器202、控制电路208和一部分音频/数据输入，可能与其他功能一起包括在信号处理器212中。控制电路208连接到并控制信号源204来设置发射机200的载波频率。信号处理器212输出I和Q数字信号对，驱动数模(D/A)转换器214、216。D/A转换器214、216的模拟输出在混频器218、220中与来自本地振荡器222的注入信号(injection signal)组合。本地振荡器直接连接到混频器218，以及通过将注入信号相位移动π/2弧度的移相器224连接到混频器220。混频器218、220的输出添加到求和电路226中，组合输出混合或上变频到具有由信号源204建立的载波频率的射频信号。RF滤波器230限制了边带，最终放大器232增加了调制载波的功率，用于从天线234广播。

发射机200中的组件及其操作是公知的，并且除了信号发生器以外都是可以得到的。信号源204可以是N分数合成器。混频器218、220、228、滤波器230、放大器232、数模转换器214、216、移相器224以及求和电路226都是可以买到的，并且是本领域公知的。信号处理器212是或者包括数字信号处理器。这样的一种设备，示例设计可以是从诸如摩托罗拉公司的制造商得到的几个设备之一。控制电路208和信号发生器可以是独立电路，诸如可以买到的现场可编程门阵列，或者如上所述，包括在信号处理器212中，以或通过软件程序实现。信号发生器202可以硬件实现，使用例如连接到系统级时钟(未示出)的现场可编程门阵列，用于根据下面提供的细节提供前同步信号。可替换地，前同步也可以至少部分地由信号处理器提供。

工作中，发射机200用于发射前同步信号来唤醒目标接收机，其中，发射机200包括信号发生器202，用于创建前同步信号。前同步信号包括前同步周期上的周期性数据序列，并在多个时间段或时隙期间重复。发射机200还包括信号源204，提供建立发射机工作频率的信号，作为多个时隙或时间段的每个期间的唯一预定的频率。发射机还包括连接并响应信号源204的发射器电路或装置206，用来发射在多个时间段中通过前同步信号调制的信号。发射机200是双向无线系统的一个组件。在一个实施例中，它可以是独立固定的基单元104的一部分。在另一实施例中，发射机200可以是用于直接进行便携-到-便携通信的便携收发机106的一部分。

发射机200和这里描述的前同步信号都特别适用于使用对载波信号进行连续相位频移键控(CPFSK)调制的系统。而且，这种类型的载波可以如这里一样用在跳频系统中，其中传输频率或载波频率改变到连续时隙中的不同频率，例如，每90毫秒中的64个时隙。每个时隙都用于发射编码信号。在示例实施例中，首先的三个时隙用于发射前同步信号，其预定特征用于接收机300检测传输的存在。在进一步的示例实施例中，首先的三个用于发射前同步信号的时隙始终在相同的三个预定频率上。

简短地参看图4，前同步数据传输的示例序列402显示了数据传输的首先的三个时隙。第一额定90毫秒时隙404的频率是f1，之后是个短暂的停顿，例如2.5毫秒，使发射机改变频率，第二额定90毫秒传输406的频率是f2。类似的短暂停顿之后，第三额定90毫秒传输408的频率是f3。频率f1、f2和f3都是发射机200及示例接收机300已知的。在整个频率集合或跳集合的可用频率中选择频率f1、f2和f3来有效地配置的同时，获得前同步检测系统的三阶分集(third orderdiversity)。如所知，如果频率彼此差异足够大的话，由于多径干涉，在一个频率处的信号消除将不会相关于另一频率处的消除。示例系统中在三个频率上发射的另一个目标在于，监控传输的接收机将至少具有一个清楚的信号来分析前同步。图4将在下文中进一步进行解释。

前同步波形或信号或调制的选择在示例实施例中尤其相关。前同步传输的数据序列被选择，然后用预定频率偏移来调整(如果需要的话)，使得前同步信号跨越整数个全周期，当使用相移调制时优选是前同步周期上的2π弧度的整数倍。前同步传输的调制可以是包括音调(tone)或多个单音调的数据序列。在示例设计中的两个或更多个音调的使用降低了误将寄生信号当成有效前同步信号的可能性。数据序列还可以从代码集中选取或选择，该代码集选择用来展示与其他码字在时间偏移和频率偏移方面的低互相关。包括奇数长度的非二进制循环Bose-Chaudhuri-Hocquenghem(BCH)码的代码集就是这样的代码。用于编码数据传输中数据的BCH码的使用是很普遍的，但是将这样的代码用于调制，其中像这样代码不代表数据而是用作前同步信号(因为其低互相关)则是新颖的，尤其是有利的。

频移键控(FSK)信号可以写成其复数基带包络的形式：

s(t，u)＝exp[jφ(t，u)]         式1

其中u是发射符号序列。对于M元FSK，数据序列的每个元素u_i都包含于符号集

u_i∈[1-M，3-M，...，M-3，M-1]   式2

不需要使数据符号集遵从这样的格式，即可以选择非均一频率偏差。在任何情况中，连续相位FSK(CPFSK)信号的相位在符号周期的结尾处为

$\mathrm{\φ}(\mathrm{iT},u)=\mathrm{\πh}\underset{i=0}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{k}i\≥1$ 式3

其中，h称为调制指数，T是符号间隔。在这个表达式中，假设前同步传输开始于时刻t＝0，没有一般性的损失，并且，在时刻t＝0处的相位是0弧度。

在优选实施例中，前同步信号是通过经过每个预定前同步时隙重复地发射已知的长度N符号序列u₀而生成的。在一个N符号间隔的持续时间上相位的改变为

$\mathrm{\φ}(\mathrm{NT},u_0)=\mathrm{\πh}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{0,i}\mathrm{mod}2\mathrm{\π}$ 式4

例如，一个实施例可以使用奇数长度、h＝1的M元序列，相位改变为φ(NT，u₀)＝π弧度，而h＝2的任何M元序列，相位改变为φ(NT，u₀)＝2π弧度。

简短地参看图5，更详细显示图4发射机前同步时隙及相关接收机采样收集定时的发射机信号模式将涵盖在当前讨论的上下文中。示例前同步时隙500详细显示为周期性已知前同步波形在时隙上重复发射的情况。这个已知前同步波形，标为s₀(t)502，具有NT秒的持续时间，其中T是符号持续时间，以秒计，N是前同步检测间隔，以符号计。接收机300在至少NT秒的整数倍时间内唤醒并收集信号采样，即，它收集至少一个完整周期的前同步信号。接收机300将在图3的讨论中更详细地进行讨论。

在额定实施例中，长度N的前同步数据序列u₀通过CPFSK调制的重复传输导致具有周期NT的波形。如稍后将讨论的那样，从接收机信号处理的观点来看，希望的是，信号具有周期NT，如图5中所示。长度N数据序列通过CPFSK调制器的重复传输不必生成具有周期NT秒的信号。这在式4中证明，其中h＝1的奇数长度的序列通过CPFSK调制器，在数据序列过程中经历了π弧度的相位改变。可以通过向前同步信号施加小频率偏移来使CPFSK信号具有周期NT，从而在长度N数据序列的过程中获得2π弧度的相位改变。例如，应用式4，在h＝1的长度为9的M元序列以及符号率为3200波特的情况下，在该数据序列的过程中存在π弧度的相位改变。为使得另一π弧度的相移以及获得总共2π弧度的相位改变，并由此得到具有9/3200秒的周期的波形，所施加的主动频率偏移为：

$\mathrm{\Δ}{f}_0=\frac{1/2\mathrm{cycle}}{9/3200\sec \mathrm{onds}}=177.\stackrel{\‾}{777}\mathrm{Hz}$ 式5

这示范了通过CPFSK发射机200以小主动频率偏移重复发射任意长度N的数据序列来生成具有周期NT的前同步波形的一种示例方法。结果，接收机300将呈现以发射前同步信号s₀(t)502的循环位移504，如图5中所示。

在一个实施例中，数据序列u₀的简单选择是相同符号重复N次的序列，从而得到单音调前同步信号。这不是期望的选择，因为任何寄生音调等都可能欺骗接收机，并且不正确地将其从节电模式中唤醒。在另一实施例中，选择是长度为8的序列，形为：

u₀＝[+D+D+D+D-D-D-D-D]     式6

其套接于两个音调频率之间。符号值D的选择应该是基于所涉及的硬件，以及所预期的频率错误的。例如，如果预期大的本地振荡器错误，并且示例接收机300使用具有有限通带的模拟滤波器348、346，则符号值D应该选择为足够小，从而信号不会落在模拟滤波器的过渡频带中。

在另一实施例中，前同步信号或前同步序列是从代码集中选择的，该代码集包括多个序列。已经确定，循环码，诸如非二进制BCH码，在相互存在时间和频率偏移时提供了代码集之间的良好距离。这些序列始终是奇数长度的，所以，如果使用的是h＝1(或者产生非周期性信号的任何其它模指数)，上述的偏移调整可以用于产生所需特性的信号。下面描述的信号处理元件用于单音调或多音调的音调信号，或BCH码集。

参看图3，讨论和描述了用于检测前同步信号的无线接收机300的示例框图。无线接收机300是无线通信设备100、106的组件，并且包括一个或多个实际上可以展示诸如频率不稳定性的非理想特性的组件或元件。这些非理想特性来自于无线接收机300的构造中使用的组件的统计特性和变化、诸如电池电压电平和温度的环境因素、以及真实接收机元件之间的其它非计划相互作用。

无线接收机有若干个可变性的影响。其中可能有频率变化。频率变化通常是包括并围绕信号源的组件的内在变化以及诸如温度和组件使用时间变化等其它因素的结果。频率变化将使得接收信号比预定频率上移或下移。则有必要在处理接收信号时减少频率变化的影响。无线接收机300必须克服的另一影响在于时钟定时同步，尤其是在异步环境中。

无线接收机300用于如上所述地使用或检测前同步信号或者类似的专用前同步消息，并且包括连接到用于提供多个接收采样序列给控制器306的采样器304的接收器302，通常包括数字信号处理器(DSP)。前同步检测器电路308和节电电路310可以是单独的电路或者实现为控制器306的功能。前同步检测器308如下所述工作。节电电路310用来通过去除或降低非重要电路的功率或降低其时钟速率、相应地降低其在不活动或较少活动的时间段内的功耗来降低无线通信设备100的功耗。节电电路310用来在无线接收机300仅监控前同步信号或无线通信设备100在另一低功率模式中时降低功率使用。控制器306连接到包括易失和非易失存储器的存储器314。

接收器302在天线318接收信号316，包括前同步信号。接收的信号由射频滤波器320进行整形，其用于拒绝接收信号的带外能量，该信号随后由RF放大器322进行放大。信号进一步在混频器324中进行处理。信号源326包括合成器328和电压控制振荡器(VCO)330。合成器328引向振荡器(未示出)，通常规定稳定在5ppm(部分每百万)内。合成器328控制电压控制振荡器330的频率，以产生注入信号332，用来在混频器324组合并下变频接收信号。得到的中频信号由IF滤波器334进行整形。在示例数字接收机中，信号被分割并混频为两个基带信号。

在零中频接收机或主动偏移中频的量(诸如13.7MHz)的情况中，注入信号332的频率可以匹配或近似匹配接收信号。在下面的讨论中应该理解，在上下文中，信号源被调整到允许注入频率校正与接收信号的频率失配。

更具体地说，第二振荡器336产生第二注入频率，其提供90度移动版本，用来与中频信号在混频器340混合，还提供未移动的版本，用来与中频信号在混频器342混合。得到的基带信号，通常称为I和Q信号，分别通过基带滤波器346和348进行滤波。接收机302的这些输出，具体是来自基带滤波器的输出信号，提供到采样器304，如所描绘的那样。采样器包括模数转换器350和352。

模数转换器产生数字信号的I和Q输出，然后连接或发送到前同步检测器308和控制器306或者只发送到控制器306，这取决于实现配置。

控制器306还连接到或包括存储器314，用于储存程序指令和配置数据354、算法，诸如相关程序358，以及波形采样356或用于对接收信号进一步处理的与之相应的信息及本领域普通技术人员显而易见但与我们的用途不相关的多个其它程序。控制器306连接到信号源326，可操作用于通过控制信号360调整信号源326的频率。

无线接收机300的结构元件通常是已知的和可得到的，并且可以修改为根据这里公开的发明原理和概念来工作和起作用。信号源326可以是例如N分数合成器。混频器324、340、342，滤波器320、334、346、348，放大器322，振荡器330、336，移相器338，以及模数转换器350、352都是可以买到的，并且是本领域公知的。在示例情况下，例如控制器306是或者包括DSP的情况下，各种设备都是已知的，并且都可以从诸如摩托罗拉的制造商那里得到。存储器314包括易失和非易失存储器，也都可以买到，并且是公知的，而且可以包括在全部或部分处理器中。前同步检测器308如果是以软件实现的话，将实现为DSP或处理器，或由DSP或处理器帮助实现。当前同步检测器308是以硬件实现的时候，多个可买到的现场可编程门阵列等，在给定这里公开的原理和概念之后，适于实现任务。用逻辑硬件实现DSP任务是本领域公知的，并且在给定这里的讨论和解释之后，可以由本领域普通技术人员来完成，而不需要不适当的试验。节电电路310可以通过可买到的现场可编程门阵列实现或者在DSP中实现，这取决于DSP上可获得的可控输出的数量以及电路在控制下的功率降低要求。

工作中，无线接收机300用于检测前同步信号，诸如上述的前同步，并用于在检测到前同步时退出待机低功率模式等。无线接收机300包括用于在唤醒时间期间异步地且有序地扫描前同步信号以搜索多个预定频率的接收器302。简单地参看图4，将讨论代表性的接收机(Rx)采样定时410。接收器302在三个预定前同步频率(本例中标为f1、f2、f3)在时间间隔412、414、416收集三个采样或采样序列。实际频率取决于接收机的频带以及上述的分集考虑，但是在给定适当的政府细则等之后，可以经过试验而确定。接收器302可以取这些采样，例如每2.5毫秒一个，开始于与发射周期的开始相关的未知时刻，如偏移420所示。尽管为了可读性，附图并不是按照比例绘制的，但可以看出，如果接收器收集采样恰恰是在与发射时隙相同的周期，本例中是90毫秒，并且偏移420使得在频率间的传输间隙期间取得采样序列，则在时间间隔412、414、416中取得的一个或多个采样序列可能是在没有传输的时刻取得的，并且可能错过前同步信号。在一个实施例中，接收器302采样周期设定为稍微偏移的速率，本例为每80毫秒，由此，后续的采样周期从传输周期偏移，也就是，422和424更加接近相应发射机传输周期的开始，帮助确保每个前同步频率将可由接收器302在至少一个传输周期中获得。

回过来看图3，无线接收机300还包括采样器304，连接到接收器302，用于收集多个接收采样序列，在多个预定频率中的每个收集一个接收采样序列。在一个实施例中，3个时间段412、414、416每个都是2.5毫秒(ms)长并且这对应于前同步信号或波形502的周期的整数倍。注意，接收信号或前同步信号当在数字接收机实施例中出现时，包括采样序列，具体是I/Q采样对，它们是在2.5ms窗上以优选51,200采样每秒的采样率选取的，或者是在每2.5ms的时间段或观察间隔中的128个I/Q采样对。这样，接收信号采样序列包括在2.5ms时间段之一上收集的多个接收波形的采样或者接收采样序列。

无线接收机300还包括连接到接收器302和采样器304的控制器306，用于基于储存的程序358在对应于储存在存储器356中的前同步信号的数据和对应于接收采样序列的数据之间进行相关，从而提供相关结果，并用来比较相关结果和也储存在存储器314中的阈值，从而确定何时检测到前同步信号。节电电路310连接到控制器306，用于降低无线接收机300的功耗，直到得到控制器的通知，具体地说是得到前同步检测器对于检测到前同步信号的通知。如上面讨论的，采样器304用于在每个时间412、414、416或者在预定时间段上(示例中是2.5毫秒)收集多个接收采样序列之一。前同步信号在整数倍的N符号上是周期性的，因此在如上与式4和式5相关的讨论中所示的预定时间段上是周期性的。

使用最优检测方法需要前同步信号在时间和频率上都与无线接收机300同步。控制器306用于通过定位接收采样序列的快速傅立叶变换的幅度平方值和期望前同步信号的快速傅立叶变换的幅度平方值的相关的峰值，来估计接收采样频率之一与信号源326的额定频率之间的频率偏移，其中期望前同步信号储存在存储器356中。这个相关的峰值导致或提供了频率偏移或者估计能够用于根据频率偏移调整接收采样序列以创建调整后的接收采样。然后，计算对应于前同步信号和调整后的接收采样序列的数据之间的循环时域相关，以提供相关结果。

假定使用控制器306在可用的时间内，这些值的穷尽和直接的计算可能仍旧被认为是不切实际的，同时仍旧符合其他的代价和功耗要求。如果这样的话，对于示例实施例，提出并建议了对专设频率估计器的使用和对相关的单独搜索。

前同步检测算法或处理工作在固定数目NN_s复数采样的接收信号之上，其中N是以符号计的前同步周期，N_s是每符号的采样数目。通常，NN_s应该选择为2的幂，由此可以使用标准快速傅立叶变换(FFT)技术。在一个示例实施例中，控制器306首先计算接收信号或接收采样序列的补零(zero-padded)FFT，然后取幅度平方：

$P_r\left(l\right)=\frac{1}{2}|\frac{1}{N_{s}N}\underset{k=0}{\overset{N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_k{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πkl}}{2N_{s}N}}{|}^{2}l=\mathrm{0,1},...2N_{s}N-1$ 式7

该计算的频率解析度是标准非补零FFT的频率解析度的两倍，其中，标准FFT或DFT的频率解析度等于收集采样序列的观察间隔或时间段的倒数。当该时间段为2.5ms时，标准解析度是400Hz，使用补零FFT，就会改进为200Hz。实验证明，将频率解析度加倍到采样周期期间收集的实际采样上的2NN_s点，提供了在特设频率估计中的巨大的性能改进。

期望前同步信号的幅度平方值，包括任何在发射机中添加的主动频率偏移，如上所述，都是预先计算的。这个模版的长度匹配接收信号的补零长度2NN_s。

$P_s\left(l\right)=A_s|\underset{k=0}{\overset{N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{0,k}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πkl}}{2N_{s}N}}{|}^{2}l=\mathrm{0,1}...2N_{s}N-1$ 式8

计算频域中匹配的滤波器相关：

$C_f\left(l\right)=\underset{m=0}{\overset{2N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_r\left(m\right)P_s\left((m+l)\mathrm{mod}2{\mathrm{NN}}_s\right)-L_{\max }\≤l\≤L_{\max }$ 式9

其中，L_max是根据预先确定的频率偏移范围，基于系统参数对期望最大频率偏移的贡献而选择的。频率偏移随后被估计为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_e=\frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{NN}}_s}\·\mathrm{frac}\arg \mathrm{ma}{x}_l\left[C_f\left(l\right)\right]\mathrm{radians}$ 式10

其中，“fracargmax”表示使C_f(l)或者式9中的相关峰值最大化的l的分数幅角。可以得到式9中相关的一种简化。可以截断对应于前同步信号的数据，以限制非零元素的数目，由此降低估计频率偏移的计算量，如下：

P_s(l) if P_s(l)＞η_s

P′_s(l)＝                    式11

0  ifP_s(l)≤η_s

其中η_s是预先确定的阈值。尽管其大大减少了计算量，在频率偏移估计的准确性方面却没有显著的恶化，尤其是对于2-音调前同步。

使用式10的频率偏移估计，为频率偏移收集接收采样序列：

$x_k=r_k{e}^{-j{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{e}k}k=\mathrm{0,1},...,N_{s}N-1$ 式12

在发射机200构造前同步信号，使得接收前同步信号展示出前同步信号的循环移位，其开始相位任意，如前所述。接下来，控制器306使用相关程序358进行在对应于前同步信号(本例中是{s_0，k}的共轭)和调整后的接收采样序列{x_k}的数据之间的循环时域相关，以提供相关结果。这两个序列都是复数的，因此强力(brute-force)计算在计算上有所加强。离散傅立叶变换(DFT)的使用可用于降低计算复杂度。取所需信号的预先计算的DFT

$S_l=\underset{k=0}{\overset{N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{0,k}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πkl}}{N_{s}N}}l=\mathrm{0,1},...,N_{s}N-1$ 式13

使用快速傅立叶变换来计算频率校正信号{x_k}的离散傅立叶变换：

$X_l=\underset{k=0}{\overset{N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πkl}}{N_{s}N}}l=\mathrm{0,1}...,N_{s}N-1$ 式14

这样，计算调整后接收采样的离散傅立叶变换与对应于前同步信号的数据的共轭离散傅立叶变换之积的逆离散傅立叶变换，就给出了这二者的循环时域相关：

$c_k=\frac{1}{N_{s}N}\underset{l=0}{\overset{N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S_l^{*}X}_l{e}^{j\frac{2\mathrm{\πkl}}{N_{s}N}}k=\mathrm{0,1},...,N_{s}N-1$ 式15

通过确保前同步信号在适当时间帧上的周期性，使得可以使用时间上的循环相关，其使用DFT进行有效计算。由于相关可能开始于信号中的任何点，这允许N符号与最小接收机“运行(on)”时间相关，从而降低对前同步检测的电池要求。

使用阈值测试来将相关结果与用于前同步信号的度量进行比较。控制器306可用来比较相关结果与对应于宽带噪声度量的第一阈值，该度量定义如下：

$C_1={\max }_k\left(\right|\frac{c_k}{N_{s}N}{|}^2)$ 式16

该度量通过接收采样的功率进行归一化。使用Parseval关系式：

$\underset{l=0}{\overset{2N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_r\left(l\right)=\frac{1}{N_{s}N}\underset{k=0}{\overset{N_{s}N-1}{\mathrm{\Σ}}}|r_k{|}^2$ 式17

归一化的因子被定义为接收采样中的相关功率，考虑接收采样的频率偏移：

$P_n=\underset{l=l_1}{\overset{l_2}{\mathrm{\Σ}}}{P}_r\left(l\right)$ 式18

如果使用了所有能量，度量会在低信噪比时变小，由此允许使用高阈值，避免区分在高信噪比接收的不想要的信号的问题。

在通过BCH代码集调制前同步信号的实施例中，对于阈值测试的唯一要求是：

C₁≥η₁P_n                式19

其中，η₁是根据系统实现标准和实验结果而预先确定的阈值。依赖于不想要的代码之间的低互相关而减少误检测。

在另一实施例中，在例如前同步信号包括多个音调时，控制器306可用来比较相关结果和对应于窄带噪声度量的第二阈值。这个额外的测试减少了窄带信号上的误检测。这样一种实施例中的窄带度量可以是：

$C_2={\max }_{l\∈L}\left(\right|\frac{X_l}{N_{s}N}{|}^2)$ 式20

其中，L是接收信号频谱的相关子集。通过窄带度量需要

C₁≥η₂C₂               式21

其中，η₂是第二预先确定的阈值，是专门用于实现的并且基于系统配置和环境因素。

图4，已经通过上述某些细节讨论了发射机信号模式和相关接收机采样模式。总体来说，发射机200安排用于发送前同步信号作为传输序列402的一部分。传输序列被分为相等的时隙，其中在不同频率广播每个时隙的信号。在讨论的示例中，在传输的首先的三个90毫秒时隙404、406、408期间以已知频率f1、f2、f3广播相同的前同步信号。其他应用也是易于想象的，其中，时隙的时长可以变化，专用于前同步的数目可以基于发送的消息的频带、关键性和环境考虑而改变。

无线接收机300安排用来结合发射机200工作。无线接收机监控信道，如图410所表示的那样。无线接收机短暂唤醒来监控用于前同步传输的三个频率f1 412、f2 414和f3 416中的每个。选择接收机唤醒周期(在示例中是80毫秒)，使得监控接收机中处理的定时偏移开发射机序列的定时，从而改进了接收机在三个采样周期之一中捕捉至少一个前同步信号的良好采样的可能性。

参看图5，将考虑发射机信号模式，其显示了图4的发射机前同步时隙和相关接收机采样收集定时的细节。如上所述，前同步时隙500用于重复广播持续时间为NT秒的前同步信号s₀(t)502，其中T是秒数/符号，N是符号数/前同步周期。相应接收机将在整数个前同步周期采样前同步信号。在一个实施例中，接收机采样仅NT秒504来最小化无线接收机300的功率耗散。

参看图6，讨论和描述用于检测无线接收机中的消息标识符或前同步的方法的流程图。在无线接收机300中设置起始条件600。频率f的计数器和另一时隙t的计数器初始化为0。无线接收机300随后开始在唤醒时期期间异步地、有序地扫描多个预先确定的频率用于搜索消息标识符。无线接收机收集多个接收采样序列中的第一个602，在多个预先确定频率的每个上收集一个接收采样序列。无线接收机300在消息标识符的一个周期内收集多个接收采样序列中的每个，其中，消息标识符包括周期性信号，其在时间段上跨越整数倍的周期，用于收集多个接收采样序列中的每个。

在604，估计频率偏移，并根据频率偏移调整接收采样。参看图7的描述和上面的讨论。

在606，在对应于消息标识符的数据和对应于第一接收采样序列的数据之间进行相关，以提供相关结果。相关结果与阈值进行比较，以确定何时或者是否检测到消息标识符。优选地，第一接收采样序列根据频率偏移进行调整，以创建调整后的接收采样序列，并在对应于消息标识符的数据和对应于调整后的接收采样序列的数据之间进行循环时域相关，以给出相关结果。在示例中，循环时域相关的峰值幅度平方与阈值进行比较，从而确定何时检测到消息标识符。在一个实施例中，如上详述，在消息标识符是多个音调或是代码集时使用宽带噪声度量。在消息标识符是多个音调的情况中，窄带噪声度量加入到宽带噪声度量中。参看图8的描述及以上的讨论。

当没有检测到消息标识符，判定点608的“否”分支前进到610。如果没有用尽预先确定的前同步序列采样计划，例如，在三个采样周期上的三个预先确定频率上的三个采样组，则“否”分支前进到612。在612，频率和时隙的计数器更新，如果取了三个采样，则调用m秒的等待时间，在上述的示例中，m＝80毫秒。采样处理在602继续。当在大量唤醒时间段上进行扫描时，可能导致分集增益，同时多个预先确定的频率之间相隔开选取的合适距离。

当检测到消息标识符时，在608的“是”分支前进到614。无线接收机300被从降低功耗状态唤醒用以进一步处理。信号源将根据频率偏移做出调整，以补偿无线接收机300的额定频率和接收采样序列的频率之间的失配。当完全可工作时，即，当无线接收机300是全功率时，它将进一步对频率偏移估计进行提纯，做出合适的调整并采样跳频序列中用于余下的发射消息的剩余时隙。

在接收到消息之后，接收机返回到降低功率模式并进入等待状态618，在示例中，是80毫秒。处理随后会在600重新开始。

如果在610，用尽了采样计划，即在示例中，在三个周期的每个中取了三个采样，选取“是”分支，接收机返回到降低功率状态并进入等待状态618，在示例中，是80毫秒。处理随后会在600重新开始。

参看图7，讨论和描述了图6的流程图中的更详细的流程。在602之后，通过寻找对应于消息标识符的数据和对应于接收采样序列的数据的频域相关中的峰值来估计无线接收机300的额定频率和接收采样序列的频率之间的频率偏移。为了获得电池频率偏移估计，进行对接收信号的补零快速傅立叶变换的计算700(参看式7)，在示例中是使频率解析度加倍。计算频域或频域相关中的期望波形采样702(参看式9)，然后计算频率偏移704(参看式10)。计算后的频率偏移用于调整接收波形706(参看式12)，稍后的计算用来确定接收信号的时间偏移，之后是606。

参看图8，讨论和描述了图6的流程图中的更详细的流程。604之后，工作在频率调整后的接收波形采样，以确定接收信号的时间偏移。频率调整后的接收采样序列使用离散傅立叶变换进行变换，以创建变换后的序列800。

在802，变换后的序列与对应于消息标识符的数据的共轭离散傅立叶变换相乘，创建积序列。计算积序列的逆离散傅立叶变换，由此创建调整后的接收采样序列与消息标识符的循环时域相关(参看式15)。使用快速傅立叶变换来计算离散傅立叶变换，使用逆快速傅立叶变换来计算逆离散傅立叶变换。

由于宽带阈值测试施加于消息标识符是多个音调或是BCH代码集的实施例，应用宽带测试804。如果消息标识符是多个音调，进行进一步的窄带测试808，然后处理在608继续。如果消息标识符是BCH代码集，窄带测试可以避免，假设代码集之间的距离将把误检测降低到一个可接受的水平。在806取“是”分支，处理在608继续。

上述的处理和装置，及其发明原理，希望并且将会克服面对使用跳频CPFSK编码进行异步通信的系统的许多难题。使用新颖的算法应用和用于前同步信号设计与检测的技术，可以获得更快有效前同步检测和降低功耗的目标。而且，对系统的诸多调整确保在使用手上设备允许的时间内就可以进行计算加强的数学运算。这样的调整和创新组合包括但不限于：调整前同步调制以确保在合适时间段上的周期性和在移相系统中的模2π的弧度，从而使得可以在最小的时长内应用循环时域相关，其中，在接收机内使用最小接收采样，补零以获得更好的频率偏移计算，并且限制对应于期望前同步信号的数据的非零元素数目以降低频率偏移计算所需的计算量。在这个最后的例子中，在某些代表性实施例中，计算量减少因子达到13。使用预先确定的限制数目的跳频用于前同步信号传输还降低了接收机的负担，并且如果根据环境选择的话，增加了关于前同步检测的系统分集。

本公开想要解释怎样根据本发明实现和使用各种实施例，而不是限制本发明的真实的、打算的、公正的范围和精神。上面的描述不想是穷尽的或者将本发明限制到所公开的精确的形式。根据上述教导可能做出修改或变化。选择描述的实施例提供了对本发明原理及其实际应用的最佳说明，并使得本领域普通技术人员能够以各种实施例和通过适合于特定用途考虑的各种修改来使用本发明。所有这样的修改和变化都在本发明的范围之内，该范围是由权利要求及其等价物所确定的，权利要求有可能在本专利申请的审查阶段进行修改，该范围必须以公正、合法、公平的态度来解读。

Claims (25)

1.一种在无线接收机中检测消息标识符的方法，包括：

在唤醒时期期间异步地、有序地扫描多个预先确定的频率而搜索消息标识符；

收集多个接收采样序列，在多个预先确定频率中的每个收集一个接收采样序列；

在对应于消息标识符的数据和对应于第一接收采样序列的数据之间进行相关，以提供相关结果；和

比较相关结果和阈值，确定何时检测到消息标识符。

2.权利要求1的方法，其中，所述扫描是在多个唤醒时间进行的，当多个预先确定的频率隔开选取的距离时，导致分集增益。

3.权利要求1的方法，还包括：

当检测到消息标识符时，将无线接收机从降低功耗状态唤醒来进一步处理。

4.权利要求1的方法，其中，所述收集还包括：

在消息标识符的一个周期上收集多个接收采样序列的每一个，其中，消息标识符包括在时间段上跨越整数倍个周期的周期信号，用于收集多个接收采样序列中的每一个。

5.权利要求1的方法，还包括：

通过寻找对应于消息标识符的数据和对应于第一接收采样序列的数据的频域相关中的峰值，来估计无线接收机的额定频率和第一接收采样序列的频率之间的频率偏移。

6.权利要求5的方法，还包括：

根据频率偏移调整信号源，以补偿无线接收机的额定频率与第一接收采样序列的频率之间的失配。

7.权利要求5的方法，其中，所述进行相关的步骤还包括：

根据频率偏移调整第一接收采样序列，以创建调整后的接收采样序列；和

在对应于消息标识符的数据和对应于调整后的接收采样序列的数据之间进行循环时域相关，以给出相关结果。

8.权利要求7的方法，其中，所述进行循环时域相关的步骤还包括：

使用离散傅立叶变换来变换调整后的接收采样序列，以创建变换后的序列；和

将变换后的序列与对应于消息标识符的数据的共轭离散傅立叶变换相乘，创建积序列，然后计算积序列的逆离散傅立叶变换，由此创建调整后的接收采样序列与消息标识符的循环时域相关。

9.权利要求1的方法，其中，所述比较相关结果的步骤还包括：

比较循环时域相关的峰值幅度平方与阈值，以确定何时检测到消息标识符。

10.权利要求9的方法，其中，当消息标识符包括多个音调和代码集中的一种时，所述阈值包括宽带噪声度量。

11.权利要求10的方法，其中，当消息标识符包括多个音调时，所述阈值还包括窄带噪声度量。

12.一种安排用来发射前同步信号以唤醒目标接收机的发射机，该无线发射机包括：

信号发生器，用于创建前同步信号，该前同步信号包括在前同步周期上的周期性数据序列，该前同步信号在多个时隙期间重复；

信号源，其在多个时隙的每个期间，提供具有唯一和预先确定频率的信号；和

发射器装置，其连接到并响应于信号源，用来在多个时隙期间发射由前同步信号调制的信号。

13.权利要求12的发射机，其中，所述数据序列对预先确定的频率偏移进行选取或调整，使得前同步信号在前同步周期上跨越整数倍个2π的弧度。

14.权利要求12的发射机，其中，所述数据序列包括多个音调。

15.权利要求12的发射机，其中，所述数据序列包括代码集，选择该代码集来展示与时间偏移和频率偏移之一的低互相关。

16.权利要求15的发射机，其中，所述代码集是奇数长度的非二进制循环Bose-Chaudhuri-Hocquenghem(BCH)码。

18.一种安排用于检测前同步信号以退出待机低功率模式的无线接收机，该无线接收机包括：

接收器，用于在唤醒时期期间异步地、有序地扫描多个预先确定的频率而搜索前同步信号；

采样器，连接到接收器，用于收集多个接收采样序列，在多个预先确定频率中的每个收集一个接收采样序列；和

控制器，连接到接收器和采样器，

-用于在对应于前同步信号的数据和对应于第一接收采样序列的数据之间进行相关，以提供相关结果；和

-用于比较相关结果和阈值，确定何时检测到前同步信号。

19.权利要求18的无线接收机，还包括：

节电电路，连接到控制器，操作用于降低无线接收机的功耗，直到接收到控制器关于检测到前同步信号的通知。

20.权利要求18的无线接收机，其中，所述采样器操作用于在预先确定的时间段里收集多个接收采样序列的每一个，其中，前同步信号在预定时间段上的整数倍个周期内是周期性的。

21.权利要求18的无线接收机，其中，所述控制器还操作用于：

将第一接收采样序列和信号源的额定频率之间的频率偏移估计为第一接收采样序列的快速傅立叶变换的幅度平方值和期望前同步信号的快速傅立叶变换的幅度平方值的相关的峰值；

根据频率偏移调整第一接收采样序列，以创建调整后的第一接收采样；和

在对应于前同步信号和调整后的接收采样序列的数据之间进行循环时域相关，以提供相关结果。

22.权利要求21的无线接收机，其中，第一接收采样序列的快速傅立叶变换计算为第一接收采样序列的补零快速傅立叶变换，导致频率解析度大于用于收集第一接收采样序列的时间段的倒数。

23.权利要求21的无线接收机，其中，所述循环时域相关还包括：

计算调整后的第一接收采样的离散傅立叶变换与对应于前同步信号的数据的共轭离散傅立叶变换的积的逆离散傅立叶变换。

24.权利要求21的无线接收机，其中，截断对应于前同步信号的数据，以限制非零元素的数目，由此降低用来估计频率偏移的计算量。

25.权利要求21的无线接收机，其中，所述控制器还操作用于比较相关结果和对应于宽带噪声度量的第一阈值。

26.权利要求25的无线接收机，其中，当前同步信号包括多个音调时，所述控制器还操作用于比较相关结果和对应于窄带噪声度量的第二阈值。

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