CN1252946C - 接收机获取定时信息及确定接收机中频率偏置的方法 - Google Patents

Abstract

一种接收机确定以分时隙方式发射的信号的定时的方法，所述信号包括以已知的时间间隔被重复并具有至少已知最小长度的一序列信息。该方法是在信息的多组接收的时隙间执行相关操作，所述多组被已知时间间隔所分隔。所述多组被移动通过接收的信号，添加及去除时隙，以便为应符合时隙定时的组来确定最大相关值总和。该方法还可被用于确定接收机端的频率偏置和/或初相。

Description

接收机获取定时信息及确定接收机中频率偏置的方法

技术领域

本发明涉及用于接收机对无线电信号发射机进行信号获取的系统和方法，尤其涉及一种用于无线电接收机获取并解译来自发射机的多路复用无线电信号的系统和方法，该发射机采用分时隙或其他基于时间的发射结构。

背景技术

高级的无线电通信系统正在被开发和使用，以便提供无线语音和数据业务。目前正在开发的这种高级的无线电通信系统的一个实例是由第三代合作项目(Third Generation Partnership Project)或3GPP规定的无线电通信系统，3GPP是电信标准组织的国际合作。有关由3GPP所规定的通信系统的更多信息，包括技术规范，可在其网站www.3gpp.org或是从各种会员组织找到。

所提出的3GPP系统是一种采用蜂窝型网络来允许在固定的基站收发机和用户收发机间通信的通信系统，所述用户收发机可以是移动的或固定的。这种高级的通信系统必须执行的任务之一是，当用户设备开机以及其他各种时候，例如为了支持用户设备在基站间的切换，由用户设备收发机中的接收机对基站发射机进行信号获取。用户设备接收机对基站发射机进行的信号获取包括用于开始基站和用户设备间的通信所要求的许多步骤，包括确定用户设备从基站接收的信号的同步/定时、载波偏置以及初相。

由于物理通信信道的结构及安排的复杂性，以及多径效应等，可能难于和/或在计算上是昂贵的完成信号获取。这种困难和/或复杂性可增加用户设备的成本和/或可导致差的服务，例如如果完成信号获取要求太长的时间，这对本领域的技术人员而言是显而易见的。

发明概述

本发明的目的是提供一种新颖的方法和系统，用于通信系统中的无线电接收机对无线电发射机进行信号获取，该方法和/或系统消除或减少了现有技术的上述缺点中的至少一些缺点。

根据本发明的第一方面，它提供一种无线电接收机获取用于无线电发射机的定时信息的方法，该无线电发射机以时隙方式发射至少一个信号，该信号包括指示时隙定时的一序列信息，该序列信息的长度至少等于已知最小长度，并且该序列在所述至少一个信号中以已知的时间间隔被重复，所述方法包括步骤：

(i)接收所述至少一个信号的多个时隙，所述信号至少足够允许接收所述序列的所述已知最小长度的两次重复；

(ii)形成至少在数量上与所述已知的最小长度相等的第一组所述接收的时隙以及对应的一组相同数量的接收的时隙，但被所述已知的时间间隔将其与所述第一组隔开，每组具有第一时隙和最末时隙；

(iii)对所述第一组中的每个时隙及其所述对应组中的相应时隙执行相关操作，以获得用于这些相应对时隙的每一对中的信息的相关值；

(iv)合计所述获得的相关值以获得相关总和并存储所述获得的相关总和；

(v)通过以下步骤，获得下一个相关总和：

(a)在所述第一组的第一时隙以及所述对应组中的相应时隙执行相关操作，以获得用于所述时隙中的信息的相关值；

(b)在所述第一组外邻接所述组的最末时隙的时隙及所述对应组的所述最末时隙外的相应时隙执行相关操作，以获得用于所述时隙中的信息的相关值；

(c)变换所述第一组和所述对应组，以去除各自时隙的第一时隙并包含各自邻接所述最末时隙的时隙；以及

(d)从最后获得的相关总和中减去在(a)中获得的相关值并加上在(b)中获得的相关值，以获得相关总和；

(vi)存储在(d)中获得的所述相关总和；

(vii)重复步骤(v)和步骤(vi)，直到获得并存储了与所述已知最小长度相等的多个相关总和；

(viii)检验所述存储的获得的相关总和，以选择具有最大值的总和，这个被选总和表现出所述序列的存在并由此指示时隙定时。

根据本发明的另一方面，它提供一种从无线电发射机发射的信号确定无线电接收机中的频率偏置的方法，所述无线电发射机以分时隙方式发射至少一个信号，该信号包括指示时隙定时并具有至少与已知最小长度相等的长度的一序列信息，并且该序列在所述至少一个信号中以已知的时间间隔被重复，包括步骤：

(a)接收所述信号并确定所述信号的时隙定时；

(b)形成一个矢量，所述矢量包括在由所述接收机接收的所述已知信息的所述最小长度的一个实例和所述已知信息信号间确定的相关值；

(c)为所述已知信息的所述最小长度的另外的接收的实例重复步骤(b)，以获得一组矢量；

(d)形成所述组矢量的内积，以获得一组得到的积；

(e)确定所述得到的内积的平均值，并确定所述平均值的反正切；

(f)从所关心的标称频率及接收机中预先确定的最大误差中确定所述值，若有的话，所述值可被加到所述确定的反正切；

(g)从

中，其中B＝tan^-1(平均值)+2π(在步骤(f)中确定的所述值)并且时间间隔是信号的实例起始之间的时隙数量，为在步骤(f)中确定的每个值确定可能的频率偏置Δf，并通过将每个确定的值应用于由所述接收机接收的所述已知信息的所述最小长度来测试每个确定的值，然后将作为结果的信息与所述已知信息信号进行相关；以及

(h)将具有在步骤(g)确定的最佳相关值的可能的频率偏置选择为频率偏置。

附图简要说明

本发明的实施例将参考附图只通过实例的方式而被说明，其中：

图1示出了由3GPP组织提出的无线电信道帧及时隙结构以及其中同步信号的排列；

图2示出了现有获取方法中相关操作的图示；

图3示出了根据本发明的相关操作的图示；以及

图4示出了相关值的绝对值与接收的码片(chip)间的关系曲线，所述相关操作在该码片(chip)上被执行。

发明详述

上述的3GPP系统包括主同步信道(PSCH)及辅同步信道(SSCH)，这些信道被从每个基站广播并被每个用户设备使用来对基站进行信号获取。在3GPP系统中，所有信道(包括这两种同步信道)都以分时隙的帧方式广播，大部分信道具有10毫秒(10ms)的帧，并且其中每个帧包括15个时隙。

目前，3GPP系统一般被视为是基于CDMA多路复用技术的，并且以下讨论涉及一个有关CDMA的本发明的实施例。然而，本发明可应用于其他多路复用技术，包括OFDM、FDMA、TDMA以及诸如GSM这样的这些技术的组合，这对本领域的技术人员而言是显而易见的。

正如在3GPP文件中讨论的那样，PSCH被用户设备使用来确定由基站发射的帧内时隙的定时。预定义的数据序列，即主同步序列，在PSCH的时隙和帧中被发射，并且这一序列被这样定义和排列，即用户设备可通过确定这一序列在一组接收到的码片(chips)(在CDMA实施中)中的位置来确定从基站发射的帧中的时隙的开始时间。

一旦时隙定时被用户设备从PSCH确定，SSCH被用户设备检验，以确定帧的定时，也就是每一帧的开始时间，以及其他信息，包括基站所使用的扰频码等。当用户设备首次对基站进行信号获取时，PSCH和SSCH信道的获取和处理在用户设备开始工作时被执行，至少在移动系统中是基于工作的基础上被执行的，以使邻近的单元允许随用户设备在服务区之间移动来进行单元间的切换。

图1示出了来自3GPP系统的一个PSCH帧。如图所示，帧20包括15个时隙24₁至24₁₅。每个时隙24_i包括2,560码片(chips)，所以帧20共有38,400码片(chip)。帧20的广播持续期间是10毫秒，表示码片速率(chip rate)是每秒3,840,000码片(chip)。

正如所指出的那样，主同步序列28在每个时隙24_i的最初256码片(chip)广播。作为对基站发射的信号的获取的一部分，用户设备执行接收的信号与主同步数据的已知256个预定义码片(chips)间的相关，以确定时隙定时。

按照现有技术，如图2所示，这种相关在一组接收的数据32中的每码片(chip)c_i被执行，并要求码片(chip)c_i及接下来接收的255码片(chips)(码片c_i+1至码片c_i+255)与用于主同步序列28的256个已知值进行相关，并要求将结果合计，以及当在每个其他码片(chip)c_i开始时，与得到的这些结果进行比较。实际上，为了确保以高置信度识别主同步序列28，相关操作通常在码片(chips)c₁到c₂₅₆₀的每一码片(chip)开始被执行，因此，要求2,816码片(chips)的处理，这相当于接收的数据的一又十分之一时隙。

在图2中，与主同步序列28的256个值的首次相关操作(在图的顶部示出)的执行开始于码片(chip)c₁并进行到码片(chip)c₂₅₆。与相同的主同步序列28的256个值的第二次相关操作(在第一次下面示出)开始于码片(chip)c₂并进行到码片(chip)c₂₅₇。为每个接下来的开始码片c_i执行相关操作，一直到在图的底部示出的最后一次操作，与主同步序列28的256个值的该次相关操作的执行开始于(chip)c₂₅₆₀并进行到(chip)c₂₈₁₆。

这些操作的的结果的最大绝对值表示了最佳相关性，它应在主同步序列28的第一个接收的码片(chip)的位置被发现，这就表示接收的时隙的开始定时。

实际实施时，通常，接收的码片(chips)至少被双采样(double-sampled)并被用平方根升余弦滤波器滤波。这样，在相关被执行前，主同步序列的已知拷贝也至少被双采样(double-sampled)并被用平方根升余弦滤波器滤波。

尽管这一现有技术的确行得通，但它要求执行大量的计算。特别地，为每一个一又十分之一时隙执行相关操作要求655,360次复数乘法运算(用于2,816码片(chip)中的每码片(chip)的256次复数乘法)被以采样速率乘(通常该采样速率至少是2)，以及同样数量的加法运算。因此，这种技术在计算上是昂贵并耗时的。

如果被获取的由发射机广播的其他信号的性能不好，那么现有技术的上述缺点会更严重。特别地，在3GPP系统中，所有数据都是基于上述的10毫秒的帧、15个时隙的结构被发射的。因此，用户设备在可能包括其他信道上发射的信号的全部接收的信号上执行相关操作。在3GPP系统中，只有QPSK(正交相移键控)调制被应用于发射信号，以QPSK调制的信号的功率级相对于PSCH和SSCH信号的功率级而言并不过大。在这种情况下，获取可常常在对接收的数据的一个或多个时隙进行相关之后被完成。

然而，如果其他信号是使用QAM(正交幅度调制)调制被发射的，如本发明的申请人所提出的那样，或其他调制技术，或是信号的性能不良，在某些信道上发射的信号的功率级相对于在PSCH和SSCH的那些信号的功率级而言可能要大，从而要求在结果中获得足够的置信度之前，在接收的信号的一帧或多帧上执行相关。用上述的现有获取技术将接收的信号的一帧进行相关，要求执行超过9,000,000次的复数乘法操作，并需要大量的内存来存储用于比较的相关结果。

本发明已经确定，相对于现有获取技术，根据以下系统和方法，可以用一种在计算上、时间上以及内存上更为有效的方式来获得时隙定时。

不同于上述的现有方法，其中已知的主同步序列在接收的信号的至少一个完整的时隙上被相关，本发明利用了主同步序列在已知的、固定数量的码片(chips)之后重复的这一事实。在3GPP系统中，主同步序列在一个时隙的2560码片(chips)的最初256码片(chips)中被发射，并且主同步序列每隔一个时隙被重复。因此，本发明确定接收的码片(chip)与接收的2560码片(chips)(也就是一个时隙)之前或之后的对应的码片(chip)之间的相关。因此，在一个接收的码片(chip)r(k)，相关值Cor(k)是接收的码片(chips)r(k)到r(k+256)中的每码片与接收的对应的码片(chips)r(k+2560)到r(k+2560+256)的256次复数乘法(复数的乘法)的总和或

$\mathrm{Cor}\left(k\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=k}^{k+256}r\left(i\right)*r(i+2560).$

对于第一次累加，Cor(k)被求出k，其中k是要检验的第一个接收的码片(chip)，这要求执行256次复数乘法运算和相同次数的加法运算。

接下来，Cor(k+z)必须被确定，其中z在一个完整时隙的余下部分内变化，也就是1≤z≤2559。然而，显而易见的是，通过使接收的信号与偏置的对应的接收信号相关，可以应用移动合计方法。不同于现有方法，其中当为下一个接收的码片(chip)执行相关时，要求执行256次乘法和加法运算，以本发明的移动合计方法，Cor(k+z)是从下式中确定的

Cor(k+z)＝Cor(k+z-1)-(r(k+z-1)*r(k+z-1+2560))

+(r(k+256+z)*r(k+256+z+2560))。换言之，在任何Cor(k+z-1)被确定后(在第一次累加时z＝1，Cor(k+z-1)＝Cor(k))，通过从为Cor(k+z-1)所确定的值中减去在那个最后确定的值中的首次接收的码片(chip)r(k+z-1)与其偏置的接收的码片(chip)r(k+z-1+2560)间的相关值，以及确定并加上为最近包括的接收的码片(chip)r(k+256+z)与其偏置接收的码片(chip)r(k+2560+z+256)间的相关值，可得到下一个相关值Cor(k+z)。

因此，首次确定的相关值Cor(k)要求256次复数乘法和加法运算，并且每个接下来的Cor(k+z)要求两次另外的复数乘法[一次是计算要被减去的r(k+z-1)*r(k+z-1+2560)，一次是计算要被加上的r(k+256+z)*r(k+2560+z+256)]，以及一次加法和一次减法运算。

图3以图解说明了这一点。在图中，已经获得了多个接收的码片(chips)40。重复序列42的长度是256码片(chips)，每隔2056码片(chips)被重复。

第一个接收的码片(chip)r₁被任意地选择，所有余下的接收的码片(chip)r_i都相对于这个任意的开始点被考虑。换言之，接收的码片(chip)r₂₅₆被定义为在接收了码片(chip)r₁后，已经接收255码片(chips)，接收的码片(chip)r₂₅₆₂被定义为在接收了码片(chip)r₁后，已经接收2561码片(chips)。在图中，重复序列42的一个实例被示出开始于接收的码片(chip)r₁₀₂₀，下一个实例被示出开始于接收的码片(chip)r₃₅₈₀。

接收的码片(chips)r₁至r₂₅₆与接收的码片(chips)r₂₅₆₁至r₂₈₁₆分别相对被相关，以便求出Cor(1)，即r₁与r₂₅₆₁相关，r₂与r₂₅₆₂相关等等。接下来通过获得为Cor(1)确定的值并减去r₁与r₂₅₆₁相关的基值(contribution)44，并加上r₂₅₇与r₂₈₁₇相关的基值48来求出Cor(2)。通常，该过程在至少已知的时间间隔被重复，诸如一个时隙，在此期间信号被重复。在本实例中，其中主同步序列每隔2560码片(chip)重复，至少Cor(1)至Cor(2560)被确定。图4示出了Cor(1)至Cor(2560)的绝对值的结果。可以看出，峰值发生在重复序列的开始位置Cor(1020)。

即使信号的大于一个时隙的长度必须被处理，为了足够的置信度，该方法只继续减去和加上来自每个在前和相继的一对码片(chips)的基值。本发明的发明人将其称为快速扫描获取方法。

因此，用该快速扫描获取方法在一个完整的时隙上确定相关值比上述的现有获取方法需要的计算量要少的多，如果不只一个时隙必须被处理，这种差别会更大。此外，尽管上面的讨论已经涉及到了目前提出的3GPP系统，其中采用了预定义的同步序列，但快速扫描获取方法也可被用于同步序列未被预定义(或已知)给用户设备的系统中。特别地，只要时间间隔(在此期间同步序列被重复)和该序列具有至少一个已知的最小长度，就可采用快速扫描获取方法。

此外，该序列不必包括邻近组的码片(chips)(即，一些邻近的码片(chips))，该序列也不限于任何特定数量的码片(chips)(即，256码片(chips)vs.300码片(chips))。该序列可包括任何所需长度的任何周期序列，这对本领域的技术人员是显而易见的，其中该序列的周期及最小序列长度对接收机而言是已知的。例如，同步序列可包括：码片(chips)1至75；码片(chips)1000至1200；以及一个时隙的码片(chips)2000至2075。选择长度来提供结果中所需的置信度，通常较长的序列提供较高级别的置信度。

应考虑到小于一个完整的序列可被特定的接收机处理。例如，该序列可以占用完整的时隙，并且一个接收机可能只考虑十分之一时隙，而另一个要求结果中更高置信度的接收机可以处理一半或甚至整个序列。

许多其他具有适当长度和周期的序列对本领域的技术人员而言是显而易见的，并只被众所周知的对这种序列的设计要求所限制，包括需要该序列产生恰当的自相关响应以及具有足够提供相关结果中足够的置信度的序列长度。

取决于用户设备所经历的操作条件，特别是对于接收的低信噪比(SNR)，上面所披露的快速扫描获取方法可能不会提供结果中足够的置信度和/或正确度。在这种情况下，上述的快速扫描获取方法可被用于确定时隙开始位置的最佳估计量k_est，通过从一组确定的Cor(k)的绝对值中识别峰绝对Cor()值，也就是，从

      k_est＝arg max(|Cor(k)|)，1≤k≤2560

(如果有多于一个接收的时隙被处理，则k的上限可超出2560)中。一旦k_est已经被确定，根据图2的上述现有类型的获取方法或任何其他适当的技术可在被选数量的接收的k_est之前或之后的码片(chips)上被应用来对时隙定时求精(refine)。例如，所关心的区域可被认为是从k_est-40延伸到k_est+40，上述的现有获取技术可在这个时间间隔被使用来用于求精。

如果要求另外的正确度，或许由于很低的SNR水平等，在被选的所关心的区域上，上述的快速扫描和/或快速扫描及现有获取方法都可以独立地在I和Q分量(quadratures)中被执行。此外，这些步骤可在数个时隙、一个完整的帧或者甚至多帧上被执行，直到获得所需水平的正确性和/或置信度。

对发射机进行信号获取时的另一个问题发生在确定频率偏置时，该频率偏置是由于接收机的振荡器误差而在接收机端经历的。例如，要达到大于百万分之三(3ppm)的振荡器准确度是昂贵的，由于成本的原因，许多系统规定了5ppm振荡器是足够的。然而，为了正确地接收信号，接收机必须能确定从这种振荡器误差中产生的频率偏置。

如果发射机发射了一个信号s_k，在采样的域中，接收机将接收r(k)＝(k)e^jΔf2πkTe^jΦ+n(k)

其中是发射的信号的接收形式(由多径效应产生)，Δf是频率偏置，Φ是初相，T是一码片(chip)的持续时间，n是噪声。在连续的域中，接收的信号是r(t)＝(t)e^j2πΔfte^jΦ+n(t)

在本发明中，时隙定时被确定后，用接收的帧中的每个时隙中的最初256码片(chips)构造矢量V，所述码片与已知的主同步序列(psc_i)相关，以获得矢量

$V\left(1\right)=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{psc}}_1*r_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\mathrm{psc}}_{256}*r_{256}\end{array}\right],V\left(2\right)=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{psc}}_1*r_{2560+1}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\mathrm{psc}}_{256}*r_{2560+256}\end{array}\right],\·\·\·,$

$V\left(N_{\mathrm{acc}}\right)=\begin{array}{}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{psc}}_1*r_{(14*2560)+1}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\mathrm{psc}}_{256}*r_{(14+2560)+256}\end{array}\right]\end{array}$

如上面所指出的那样，可能需要和/或要求考虑接收的信号的多于一帧的时隙来达到所需水平的置信度和/或准确性。因此，N_acc个时隙可被考虑，其中N_acc可大于15(或是在其他时隙结构中，小于15)。频率偏置信息被包含在矢量V(k)中。用于提取该信息的一种方法在下文中说明，但其他适当的方法对本领域的技术人员而言是显而易见的。

为了获得频率偏置信息，V的内积可被确定以产生N_acc-1个数据点

α(m)＝V(m)^*TV(m+1)，m＝1，2，…，(N_acc-1)这些数据点与e^j2π2560ΔfT成比例。然后，定义

$\frac{1}{N_{\mathrm{acc}}}{\mathrm{\Σ}}_{m=1}^{N_{\mathrm{acc}}}\mathrm{\α}\left(m\right)=A$

以及

                2π2560ΔfT＝∠(A)＝B除了B＝2π2560Δf以2π为模外，用于确定Δf所需的一切都是已知的。然而，正如前面所提到的那样，通常，接收机中的振荡器被规定为具有已知最大误差，并且用于B的可能的值的范围易于被确定。例如，如果接收机振荡器被规定为具有5ppm的最大误差，并且如果发射频率是1.8GHz，那么B只可能有13个值，具体地B＝∠A+2π×{0，±1，±2，…，±6}。如果在其他实施中，主同步序列是不同数量的码片(chips)和/或每时隙的码片(chips)数和/或最大振荡器误差不同，上面的运算将被适当地修改，这对本领域的技术人员而言是显而易见的。

因此，通过将值B_i应用到接收的主同步序列28(在我们的实例中是接收的时隙的最初256码片(chips))并将结果与已知的主同步序列28进行相关，来估计B的这13个可能值中的每一个。最佳相关将发生在与B的正确值相关时。一旦B已知，由于所有其他量现在是已知的，频率偏置Δf可从

$\mathrm{\Δf}=\frac{B}{2\mathrm{\π}2560T}$

中推导出。

如果需要确定初相Φ，例如为了初始化一个RAKE接收机，现在这也可以被容易地确定。上述的矢量V()也可被用于这个目的。如果κ＝∑e^jkTΔf2π，那么Φ可从下式中确定

$e^{\mathrm{j\Φ}}=\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{acc}}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{sum}\left(V\left(k\right)\right)}{N_{\mathrm{acc}}*\mathrm{\κ}}$

如上所述，本发明通过减少计算的复杂性、存储要求以及对无线电发射机进行信号获取所需要的时间，可提供比现有技术具有显著优点的获取方法和系统。另外，本发明的方法和系统还可以以其他有利的方式被应用。

本发明这种另外的应用的一个实例是，如果用户设备采用了方向性可控天线(电可控或机械可控)来接收来自基站发射机的信号，上述的快速扫描获取方法可用来迅速地确定具有可接受的接收特性的天线方向。例如，如果采用了具有4个可能方向的电可控天线，每个方向可被依次选择，并且可为该方向执行快速扫描方法，从每个方向进行的快速扫描的结果可被用于选择一个可接受的方向，以便进一步的通信。在本发明的一个实施例中，比较为每个方向确定的峰相关值的大小，最大值的方向被选择。

本发明另外的应用的另一个实例是，用于用户设备监控其他基站的接收级别或基站区(在多区基站的情况下)，以允许用户设备在基站或区之间的切换。在这个范围内，用户设备可在间歇的基础上为每个所关心的基站或基站区执行快速扫描，以便在用户设备端获得每个发射机的接收级别的初始指示。用户设备可利用这种信息来请求从目前的基站或基站区切换到它可以以较好的级别进行接收的另外的基站或基站区，或是这种信息可被从用户设备传输给基站，然后继续传输给可监控和/或确定是否应该执行切换的网络管理系统。

本发明的其他用途和优点对于本领域的技术人员而言是显而易见的。上述的本发明的实施例目的在于作为本发明的实例，并且在不脱离本发明所附权利要求限定的范围的情况下，本领域的技术人员可以对其做出变更和修改。

Claims (5)

1.一种无线电接收机获取用于无线电发射机的定时信息的方法，所述无线电发射机以分时隙方式发射至少一个信号，所述信号包括指示时隙定时的一序列信息，所述序列信息的长度至少等于已知最小长度，并且所述序列在所述至少一个信号中以已知的时间间隔重复，所述方法包括步骤：

(i)接收所述至少一个信号的多个时隙，所述信号至少足够允许接收所述序列的所述已知最小长度的两次重复；

(ii)形成至少在数量上与所述已知的最小长度相等的第一组所述接收的时隙，以及对应的一组相同数量的接收的时隙，但所述对应的一组接收的时隙被所述已知的时间间隔将其与所述第一组隔开，每组具有第一时隙和最末时隙；

(iii)对所述第一组中的每个时隙及其所述对应组中的相应时隙执行相关操作，以获得用于这些相应对时隙的每一对中的信息的相关值；

(iv)合计所述获得的相关值以获得相关总和并存储所述获得的相关总和；

(v)通过以下步骤获得下一个相关总和：

(a)在所述第一组的第一时隙以及所述对应组中的相应时隙执行相关操作，以获得用于所述时隙中的信息的相关值；

(b)在所述第一组外邻接所述组的最末时隙的时隙及所述对应组的所述最末时隙外的相应时隙执行相关操作，以获得用于所述时隙中的信息的相关值；

(c)变换所述第一组和所述对应组，以去除各自时隙的第一时隙并包含各自邻接所述最末时隙的时隙；以及

(d)从最后获得的相关总和中减去在(a)中获得的相关值并加上在(b)中获得的相关值，以获得相关总和；

(vi)存储在(d)中获得的所述相关总和；

(vii)重复步骤(v)和步骤(vi)，直到获得并存储了至少与所述已知最小长度相等的多个相关总和；

(viii)检验所述存储的获得的相关总和，以选择具有最大值的总和，这个被选总和表现出所述序列的存在并由此指示时隙定时。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤(viii)中的时隙定时的所述指示被用来指示供后续获取操作处理的所述至少一个信号的所述接收数量的时隙中所关心的区域。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，指示所述时隙定时的所述序列信息是发射机和接收机都已知的，并且一旦所述时隙定时被确定，所述接收机中的频率偏置从以下步骤被确定：

(1)形成一个矢量，所述矢量包括在由所述接收机接收的所述已知信息的所述最小长度的所述一个实例与所述已知信息信号间确定的相关值；

(2)为所述已知信息的所述最小长度的另外的接收的实例重复步骤(1)，以获得一组矢量；

(3)形成所述组矢量的内积，以获得一组得到的积；

(4)确定所述得到的积的一个平均值，并确定所述平均值的反正切值；

(5)从所关心的标称频率以及在接收机中预先确定的最大误差中确定所述值，若有的话，所述值可被加到所述确定的反正切上；

(6)从

中，其中B＝A+2πV，其中A为步骤(4)确定的平均值的反正切，V为步骤(5)确定的一个值，并且时间间隔是信号的实例开始间的时隙数量，为在步骤(5)中确定的每个值确定可能的频率偏置，并通过将每个确定的值应用于由所述接收机接收的所述已知信息的所述最小长度来测试所述每个确定的值，然后将作为结果的信息与所述已知信息信号进行相关；以及

(7)将在步骤(6)中确定的具有最佳相关值的所述可能的频率偏置选择为所述频率偏置。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，指示时隙定时的所述序列信息是发射机和接收机都已知的，并且一旦所述时隙定时被确定，所述接收机端的初相偏置从以下步骤被确定：

(1)形成一个矢量V，所述矢量V包括在所述接收机接收的所述已知信息的所述最小长度k的所述实例与用于所述接收的信息的Nacc实例的所述已知信息信号间确定的相关值；

(2)从下式中确定初相Φ

$e^{\mathrm{j\Φ}}=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Nacc}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\mathrm{sum}\left(V\left(k\right)\right)}{\mathrm{Nacc}*\mathrm{\Σ}{e}^{\mathrm{jkT\Δf}2\mathrm{\π}}}$

其中T表示每个信号的持续时间，Δf表示所述频率偏置。

5.一种从无线电发射机发射的信号来确定无线电接收机中的频率偏置的方法，所述无线电发射机以分时隙方式发射至少一个信号，所述信号包括指示时隙定时并具有至少与已知的最小长度相等的长度的一序列信息，并且所述序列在所述至少一个信号中以已知的时间间隔重复，包括步骤：

(a)接收所述信号并确定所述信号的时隙定时；

(b)形成一个矢量，所述矢量包括在由所述接收机接收的所述已知信息的所述最小长度的一个实例与所述已知信息信号间确定的相关值；

(c)为所述已知信息的所述最小长度的另外接收的实例重复步骤(b)，以获得一组矢量；

(d)形成所述组矢量的内积，以获得一组得到的积；

(e)确定所述得到的积的平均值，并确定所述平均值的反正切；

(f)从所关心的标称频率及接收机中预先确定的最大误差中确定所述值，若有的话，所述值可被加到所述确定的反正切上；

(g)从

中，其中B＝A+2πV，其中A为步骤(e)确定的平均值的反正切，V为步骤(f)确定的一个值，并且时间间隔是信号的实例开始间的时隙数量，为在步骤(f)中确定的每个值确定可能的频率偏置f，并通过将每个确定的值应用于所述接收机接收的所述已知信息的所述最小长度来测试每个确定的值，然后将作为结果的信息与所述已知信息信号进行相关；以及

(h)将在步骤(g)确定的具有最佳相关值的所述可能的频率偏置选为所述频率偏置。

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