CN1179509C - 用于搜索小区的装置和获得每个小区唯一代码的方法 - Google Patents

Abstract

提供了在异步宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)接收机中用于搜索网孔的装置和获得每个网孔唯一的代码的方法。网孔搜索装置根据在接收机中接收的异步宽带DS/CDMA信号搜索网孔。接收的信号包括数据信道和同步信道，同步信道由每个网孔通用的第一码和表示分组成多个分配给不同的的第二码的码组的第三码构成。网孔搜索装置包括码组识别单元，用于估算和补偿同步信道和内部产生的主同步码之间的频率误差，估算和补偿同步信道已经经历的信道劣化，并对补偿的同步信道和可用的次同步码执行相关，由此识别码组；扰码识别单元，用于对属于该码组的多个扰码执行相关，由此获得每个网孔唯一的扰码。通过估算和补偿频率误差，可以改善网孔搜索性能，并最终可以减少网孔搜索时间。

Description

用于搜索小区的装置和获得每个小区唯一代码的方法

技术领域

本发明涉及在异步宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)接收机中用于搜索小区的装置和获得每个小区唯一代码的方法。

背景技术

异步宽带DS/CDMA系统是国际移动电信(IMT)-2000标准推荐之一并且希望在下一代移动通信中起重要作用。在DS/CDMA系统中存在有同步和异步系统。同步系统利用外部的定时源诸如全球定位系统来同步小区。而另一方面异步系统不去同步小区。

在DS/CDMA系统中，利用扩展码来彼此区别小区。在能够控制小区同步的同步系统中，为每个小区分配具有不同相位的扩展码。换句话说，使用单一的独特扩展码。另一方面，不利用时间信息的异步系统为每个小区分配不同的扩展码。

在DS/CDMA系统中，小区搜索表示一个过程，在该过程中当移动站MS和基站BS之间的通信开始时，移动站MS搜索最佳小区，并且获得分配给小区的扩展码以及码的同步。通常在异步系统比在同步系统中更加困难和花费更多时间来搜索小区。在同步系统中，所有小区被分配了相同的扩展码，需要做的事情只是要获得码的相位。在异步系统中，应当获得扩展码的相位和码序列。因此，在一异步宽带CDMA系统中小区搜索非常困难和重要。

在宽带CDMA系统中，区分小区的扩展码被称为扰码。有512种扰码。在小区搜索期间如果要搜索所有的512种扰码，则将花费很多时间和处理。为克服此问题，把码组概念和同步信道(SCH)应用到宽带CDMA系统中。一个码组是扰码被划分为组的其中之一。每个小区被分配了唯一的码组。结果，能够减少MS要搜索的扰码数量。在宽带CDMA系统中，存在有64个码组。每个码组分配有8个扰码。从而，在小区搜索期间一旦一个码组被检测到，那么要搜索的扰码数量就会减少为8个。分配给每个小区的码组由SCH来确定。

SCH是用于小区搜索的下行物理信道，它与基本公共控制物理信道(p-CCPCH)进行时间复用并在每个时隙发送。SCH是一种控制信道并由主同步码(PSC)和次同步码(SSC)组成。PSC和SSC在每个时隙被同时发送。

图1(a)到图1(c)说明分级结构中的SCH。图1(a)展示由72帧组成的一个超帧。单个超帧的间隔是720ms。图1(b)展示由15个时隙组成的一个帧。单个的时长是10ms。图1(c)展示由9个码源构成的p-CCPCH和各自由一个码源构成PSC C_P和SSC C_S ⁱ组成的单个时隙。单个时隙的时长是0.667ms，一个码源由256个时间片构成。

每个PSC和SSC是由256个时间片组成的码序列。在宽带CDMA系统中，每个小区共同具有单一的独特PSC，每帧中的15个时隙有16个不同的SSC。此外，PSC与SSC正交。利用SCH执行小区搜索。通过时隙同步找到时隙边界，根据SSC和接收信号之间的相关性识别码组。一旦码组被识别到，则检测分配给每个小区的扰码。

从而，有必要准确地检测通过每个时隙的SCH发送的SSC以便识别一个码组。在理想环境下，对于15个接收时隙的每个时隙来说，接收时隙的SCH信号与16个SSC相关，检测出给定最大相关值的SSC。然而，在实际条件下，由于各种因素造成性能下降。性能下降的主要因素是噪声、由于MS移动造成的信道变化、由于发送机和接收机之间的振荡器不匹配造成的频率误差等。

在上述因素中，由于通信系统中设备的物理特性和系统性能显著的降级导致频率误差是不可避免的现象。特别在宽带DS/CDMA系统中，通过把接收信号与多个代码相关来执行小区搜索，频率误差在相关特性上产生不良影响。结果，小区搜索的可能性降低并且小区搜索的时间增加了。

为减小由于上述因素造成的性能下降，则在整个多个帧中把接收信号和SSC之间相关的结果进行彼此组合。组合方法包括相干组合方法和非相干组合方法。相干组合方法对噪声很有效但当信道状态严重改变或出现频率误差时，性能下降得更严重。另一方面，非相干组合方法对信道状态变化和频率误差有效但当由于更多的噪声造成信噪比(SNR)降低时，性能严重下降。在没有频率误差的理想附加的高斯白噪声(AWGN)信道情况下，相干组合方法的性能优于非相干组合方法性能大约3dB。从而，最好从接收信号中去掉频率误差和信道的影响并使用相干组合方法。

发明内容

为解决上述问题，本发明的一个目的是提供搜索小区的装置和获得每个小区唯一代码的方法，通过频率误差和信道估算，利用估算值补偿接收信号，从而在异步宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)接收机中相干地组合补偿信号和次同步码(SSC)之间的相关结果。

从而，为获得本发明的上述目的，提供了一种小区搜索装置，其中该装置根据接收机中接收的异步宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)信号来搜索小区，该接收的信号包括数据信道和同步信道，同步信道由每个小区共同使用的主同步码和表示每个小区唯一码组的次同步码构成，该小区搜索装置包括：主同步码发生器，用于产生一个主同步码；频率误差补偿器，用于获得同步信道与所述主同步码之间的频率误差并补偿同步信道所述频率误差；信道补偿器，用于从补偿了频率误差的同步信道中估算信道特性并为补偿了频率误差的同步信道补偿所估算的信道特性；和码组识别器，用于将补偿了信道特性的同步信道与可用的多个主同步码的相关的结果进行组合，由此识别该码组；扰码识别单元，用于将属于该码组的多个扰码与数据信道相关，由此获得每个小区唯一的扰码。

还提供了一种从异步宽带DS/CDMA接收机接收的异步宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)信号中获得包括在码组中的扰码的方法，接收的信号包括数据信道和由每个小区通用的主同步码和表示每个小区唯一码组的次同步码构成的同步信道，扰码是对每个小区唯一的扩展码，该方法包括步骤：(a)产生一个主同频码；(b)获得所述同步信道和主同步码之间的频率误差；(c)补偿所述同步信道所述频率误差；(d)通过使补偿了所述频率误差的同步信道与多个可用的次同步码相关来识别包含在同步信道中的一个次同步码；(e)把属于所述次同步码所代表的码组的多个扰码与数据信道相关，以获得每个小区唯一的扰码。

附图说明

通过参考附图详细描述实施例，本发明的上述目的和优点将变得更加明显，其中：

图1是说明在分级结构中的同步信道(SCH)图；

图2是说明根据本发明的宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)接收机的方框图；

图3是说明图2的码组识别单元的详细方框图；

图4是详细说明图3的相干组合器的图；和

图5是详细说明图3的频率误差估算器的图。

具体实施方式

参考图2，宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)接收机包括天线200、射频(RF)接收机210、下行变换器220、低通滤波器(LPF)230、模拟数字转换器(ADC)240、时隙同步器250、码组识别单元260、扰码识别单元270和解调器280。时隙同步器250包括相关单元251、主同步码(PSC)发生器252、PSC同步信号检测器253、校验器254和PSC同步信号调整器255。码组识别单元260包括频率误差补偿器261、信道补偿器262和码组识别器263。扰码识别单元270包括码同步信号调整器271、扰码发生器272、相关单元273和扰码识别器274。

在上述宽带DS/CDMA接收机的操作中，RF接收机210经过天线200接收RF信号并将之转换为中频(IF)信号。下变换器220、LPF230和ADC240将IF信号下变换为基带离散信号。

时隙同步器250检测从ADC240输出的来自同步信道(SCH)的时隙边界。换句话说，在从PSC匹配滤波器的输出中检测的峰值点是时隙的同步点。相关单元251将来自PSC发生器252的PSC输出与ADC240的输出相关。PSC同步信号检测器253从相关单元251的输出端检测时隙的同步信号。PSC同步信号调整器255调整从PSC同步信号检测器253输出的时隙同步信号以便将它与接收信号的同步信号匹配，并向PSC发生器252输出调整结果。校验器254验证时隙的同步信号是否被PSC同步信号检测器253检测，并向相关单元251输出校验结果。

码组识别单元260补偿ADC240的输出SCH的频率误差和信道下降以便识别码组(SSC)。单独的帧由15个时隙组成。16个SSC之一与每个时隙的PSC同时发送。换句话说，在一帧的传输期间，15个SSC被发送。根据在一帧期间发送的连续15个SSC来确定一个码组。码组识别单元260识别码组，并根据时隙同步器获得的时隙同步信息和16个SSC和ADC240的输出SCH之间的相关结果，通过检测发送的SSC来获得帧同步信号。频率差错补偿器261估算PSC发生器252产生的PSC和ADC240的输出SCH之间的频率误差并对估算的频率误差补偿自ADC240的SCH输出。ADC240的输出SCH包括在发送机和接收机之间的振荡频率的失配导致的频率误差ω。信道补偿器262从频率误差补偿器261的输出信号中估算复合信道的特性，并补偿频率误差补偿器261的输出信号所估算的特性。码组识别器263将信道补偿器262的输出信号与16个SSC相关，并相干地组合每帧的相关结果，由此检测SSC和获得帧同步。

扰码识别单元270将包含在由码组识别单元260确定的码组中的8个扰码与ADC240的输出数据进行相关，并获得分配给每个小区的扰码。码同步信号调整器271利用263检测的帧同步信号调整扰码的同步信号。扰码发生器272根据码同步信号调整器271调整的同步信号产生属于263码组识别器识别的码组的8个扰码。相关单元273将ADC240的输出数据与扰码发生器272产生的8个扰码的每一个进行相关。扰码识别器274根据相关单元273的结果识别扰码。

解调器280执行典型的RAKE处理并解调和输出数据。

图3是说明图2的码组识别单元260的详细方框图。频率误差补偿器261包括开关301、频率误差估算器302、数控振荡器(NCO)303和乘法器304。信道补偿器262包括信道估算器311、复共轭器312和乘法器313。码组识别器263包括相关单元321、相干组合器322和码组识别和帧同步单元323。

在操作时，频率误差补偿器261根据ADC240的输出SCH估算频率误差并补偿该估算的频率误差。频率误差估算器302对于通过开关301输入的ADC240的输出SCH和PSC发生器252产生的PSC之间的频率误差ω输出一个估算值ω。NCO303产生对应于估算值ω的复合正弦波。乘法器304将NCO303输出的复合正弦波与ADC240的输出SCH相乘以便补偿频率误差。下面将参考附图5更加详细地描述频率误差的估算。

信道补偿器262估算包括在ADC240的输出SCH的信道特性并补偿ADC240的输出SCH该估算的特性。信道估算器311利用典型方法估算信道特性。对每个时隙来说利用其频率误差已经被乘法器304补偿过的一个信号和PSC之间的相关值来更新信道估算必要的参数。复共轭312得到与估算的信道特性的复共轭值。乘法器313将乘法器304的输出信号与复共轭312的输出相乘以便补偿信道特性。因此，可以从ADC240的输出SCH中去掉频率误差和信道特性的影响。

码组识别器263识别包括在ADC240的输出SCH中的一个码组并获得一个帧同步信号。相关单元321将乘法器313的输出信号与16个SSC进行相关。这里，相关单元321执行16点快速Hadamard转换。相干组合器322为每一帧连贯地组合相干单元321的输出。最好使用相干的组合的方法，因为已经去掉了频率误差和信道特性的影响。码组识别和帧同步单元323检测一个SSC，在这SSC点上相干组合器322的输出值超过预定门限或在这点上输出值最大。因此，能够检测单独帧的时间期间发送的15个SSC。码组识别和帧同步单元323还获得一个帧同步信号。图4是说明相干组合器322的详细方框图。相干组合器322包括多个加法器401到403和平方器410。当相关单元321的输出是Z₁、Z₂，...Z_L，时，加法器401到403累积地将这些输出相加。平方器410将从相关单元321输出的和进行平方并输出如下相干组合的值Z。

$Z={\left|\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_i\right|}^2...\left(1\right)$

图5是用于详细解释频率误差估算器的详细方框图。频率误差估算器302包括多个相关单元500、510和520部分，多个除法器501、511和521，一个平均器530、一个相位算术单元540和乘法器550。

在频率误差估算器302的操作中，每个相关单元500、510和520针对ADC240的输出SCH，把每个时隙中的256时间片长度的SCH划分为M块，并把PSC发生器252产生的PSC的复共轭与SCH的M块进行部分相关。换句话说，不是把256时间片SCH与256PSC全部相关，而是把PSC划分为M个块，每块具有16的整数倍时间片长度，并在每个块上执行部分时段相关。这里，M是2，4，8和16之中。每个部分相关单元500，510和520最好被实现为匹配滤波器或有源相关器。部分相关单元500，510和520的输出是相位值。

具体地，根据本发明的频率误差估算是基于PSC在每16个时间片处与SSC正交的相关特性来实现的，如等式(2)所示。

$\underset{i=16I}{\overset{16(I+J)-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_p\left(i\right)C_s^n\left(i\right)=0...\left(2\right)$

其中n表示SSC的索引并且是1，2，...16之一，I是零或大于零的正整数，J是1或大于1的正整数，(I+J)16。换句话说，即使只在PSC和具有16的整数倍的长度的SSC上执行部分时段相关，而不是在256时间片的PSC和SSC上执行整个时段相关，也能维持PSC和SSC之间的正交特性。

假定在一个时隙的SCH周期期间接收的每个时间片的复合信号被称为r(n)。在平坦衰落的环境下，即，当不存在多路径时，复合信号r(n)能以(3)式表示。

r(n)＝h(n)x(n)+N(n)   (n＝0，1，...255)          …(3)

其中X(n)是发送的复合SCH信号，h(n)是复合信道，经过该信道发送信号，N(n)是复合高斯噪声。这里，X(n)可由等式(4)表示。

P(n)＝PSC(n)+jPSC(n)

S_i(n)＝SSC_i(n)+jSSC_i(n)                      …(4)

x(n)＝P(n)+S_i(n)

如果存在频率误差fe，则变为等式(5)。

r(n)＝h(n)x(n)exp[j(2πf_eT_c+Φ)]+N(n)            …(5)

其中Tc是时间片宽度，Φ是在周期[0，2π]内均匀分布的相位。SCH周期接收的信号被分为16N时间片长度的M块。N是1，2，4和8中的一个，M＝16/N。该信号被16N时间片长度划分以便利用其至少16时间片PSC与至少16时间片SSC正交的特性。在此实施例中，做两种假设。一个假设是信道在SCH周期不改变。另一个假设是由于频率误差Φ₀，Φ₁...和Φ_M-1造成的相位在一个M块的一个周期内是常数，Φ_M/2+m-Φ_m＝2πf_e(128T_C)。

第一种假设在实际条件下是合理的。第二种假设意味着信号在单个周期内具有相同的相位，彼此分离成128时间片的块之间的相位差与频率误差造成的相位变化相同。

当SCH信号的M块分别由r₀(n)、r₁(n)、....r_M-1(n)表示时，根据第二种假设，r_m(n)(n＝0，1，...M-1)由等式(6)表示。

r_m(n)＝r(16Nm+n)

     ＝hexp(jΦ_m)x(16Nm+n)+N(16Nm+n)             …(6)

其中n＝0，1，...16N-1，h是复合信道的数量。

当根据上述方法调制ADC240的输出SCH时，在单独周期期间接收的SCH信号可以被认为是这样一个信号，就是把噪声加到发送的信号乘以复合常数的结果中，使得可以利用PSC和SSC之间的相关特性。

M块信号与PSC的相关结果Ym(m＝0，1，...M-1)可以以等式(7)表示。

$Y_m=\underset{n=0}{\overset{16N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_m\left(n\right)P^{*}(16\mathrm{Nm}+n)$

$=\mathrm{khexp}\left({\mathrm{j\Φ}}_m\right)+N_m...\left(7\right)$

这里，K是正数，Nm是噪声产生的分量作为对PSC和接收信号执行相关的结果。根据M块来获得相关结果Ym。对应于M/2块的128时间片宽度内的相位变化可以从M个相关结果Ym中得到。通过操作除法器501、511和521、平均器530和相位算术单元540获得相位变化。换句话说，每个除法器501、511和521使被128时间片长度彼此分开的两个值成对，即，在每个部分相关单元500、510和520的输出当中的Y_M/2+m和Ym，并执行诸如Y_M/2+m/Ym的除法。平均器530平均除法器501、511和521的输出。相位算术单元540获得平均器530的输出相位。这里，可以通过个别地获得除法器501、511和521的输出并平均该相位来获得相位变量ΔΦ。上述运算结果可由等式(8)表示。

${\mathrm{\Δ\Φ}}_m={\tan }^{-1}\left[\frac{\mathrm{Im}(Y_{M/2+m}/Y_m)}{\mathrm{Re}(Y_{M/2+m}/Y_m)}\right](m=\mathrm{0,1},\·\·\·M/2-1)$

$\mathrm{\Δ\Φ}=\mathrm{Average}\left[{\mathrm{\Δ\Φ}}_m\right]...\left(8\right)$

乘法器550将相位变量ΔΦ与1/[2π(ΔT)]相乘并输出一个频率误差估算

在此实施例中，ΔT是128Tc，频率误差估算 由等式(9)表示。

$\tilde{f}=\frac{\mathrm{\Δ\Φ}}{2\mathrm{\π}\left({128T}_c\right)}...\left(9\right)$

本发明估算频率误差并补偿该误差，因此改进了搜索小区的性能并最终减少了小区搜索时间。当使用本发明时，只通过加入简单运算就能完成小区搜索以便减少加入硬件的负担。此外，估算和补偿频率误差的方法可以应用到软件中的自动频率控制或NCO控制或者无线系统中。

Claims (9)

1.一种小区搜索装置，其中该装置根据接收机中接收的异步宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)信号来搜索小区，该接收的信号包括数据信道和同步信道，同步信道由每个小区共同使用的主同步码和表示每个小区唯一码组的次同步码构成，该小区搜索装置包括：

主同步码发生器，用于产生一个主同步码；

频率误差补偿器，用于获得同步信道与所述主同步码之间的频率误差并补偿同步信道所述频率误差；

信道补偿器，用于从补偿了频率误差的同步信道中估算信道特性并为补偿了频率误差的同步信道补偿所估算的信道特性；和

码组识别器，用于将补偿了信道特性的同步信道与可用的多个次同步码的相关的结果进行组合，由此识别该码组；

抗码识别单元，用于将属于该码组的多个扰码与数据信道相关，由此获得每个小区唯一的扰码。

2.根据权利要求1的小区搜索装置，其中频率误差补偿器包括；

具有一端可操作的开关，以便可以接收同步信道；

连接到开关另一端的频率误差估算器，该频率误差估算器获得同步信道和所述主同步码之间的相位差并把相位差转换为频率误差；

数字控制的振荡器，用于产生对应于频率误差的复合正弦波；和

连接到开关另一端的乘法器，该乘法器把从开关输入的同步信号与复合正弦波相乘。

3.根据权利要求2的小区搜索装置，其中频率误差估算器包括：

多个部分相关单元，每个单元用于将在每个时隙中划分为预定数目块的同步信道与主同步码发生器产生的主同步码相关；

除法器，用于用所述多个部分相关单元的多个输出中的一个输出去除另一个输出，这两个输出彼此被预定的时间片间隔所分开；

相位算术单元，用于从除法器的输出中获得相位；和

乘法器，通过以预定的时间周期去除相位算术单元的输出而把相位转换为频率。

4.根据权利要求3的小区搜索装置，其中频率误差估算器还包括一个平均器，用于以预定次数求和除法器的输出，并利用所述预定次数来平均输出的总和。

5.根据权利要求1的小区搜索装置，其中码组识别器包括：

多个相关单元，用于把信道补偿器的输出与多个次同步码相关；

相干组合器，用于求和相关单元的输出并对其输出之和平方；和

选择装置，用于选择次同步码，在此码上，相干组合器的输出超出一个预定值。

6.一种从异步宽带DS/CDMA接收机接收的异步宽带直接序列码分多址(DS/CDMA)信号中获得包括在码组中的扰码的方法，接收的信号包括数据信道和由每个小区通用的主同步码和表示每个小区唯一码组的次同步码构成的同步信道，扰码是对每个小区唯一的扩展码，该方法包括步骤：

(a)产生一个主同频码；

(b)获得所述同步信道和主同步码之间的频率误差；

(c)补偿所述同步信道所述频率误差；

(d)通过使补偿了所述频率误差的同步信道与多个可用的次同步码相关来识别包含在同步信道中的一个次同步码；

(e)把属于所述次同步码所代表的码组的多个扰码与数据信道相关，以获得每个小区唯一的扰码。

7.根据权利要求6的方法，其中步骤(b)包括步骤：

(b1)在每个时隙中把同步信道划分为预定数目的块并将划分的同步信道与主同步码发生器产生的主同步码相关；

(b2)用相关结果中的一个输出去除另一个输出，相关的两个结果彼此被预定的时间片间隔分离；

(b3)从除法结果中得到相位；

(b4)把所述相位转换为所述频率误差。

8.根据权利要求7的方法，其中在步骤(b1)中，同步信道的每一块具有16的整数倍的时间片长度。

9.根据权利要求7的方法，其中在步骤(b2)，预定时间周期对应于同步信道的1/2时间片长度。

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