CN1540896B - 小区搜索方法以及实现装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种数字通信，更具体地是指小区搜索方法、实现装置以及移动通信终端，它是利用第一同步码与接收信号进行部分或全相关运算，并对相关运算结果进行差分检波，基于部分相关运算结果或者差分检波结果进行小区搜索第一步的时隙同步判定，以提高小区搜索的抗初始频率误差能力。基于上述差分检波结果，估计本地振荡器生成的载波信号与接收信号中载波信号的频率偏差并进行相应的频率控制，以降低频率偏差，并根据所估计的频率偏差选择小区搜索第二步骤及第三步骤的相关运算方法，因此可以降低小区搜索的第二步和第三步的误检测率，并提高小区搜索后的广播信道的接收性能。

Description

小区搜索方法以及实现装置

一、技术领域：

本发明涉及一种数字通信，更具体地是指小区搜索方法、实现装置以及移动通信终端，它是利用第一同步码与接收信号进行部分或全相关运算，并对相关运算结果进行差分检波，基于部分相关运算结果或者差分检波结果进行小区搜索第一步的时隙同步判定，以提高小区搜索的抗初始频率误差能力。基于上述差分检波结果，估计本地振荡器生成的载波信号与接收信号中载波信号的频率偏差并进行相应的频率控制，以降低频率偏差，并根据所估计的频率偏差选择小区搜索第二步骤及第三步骤的相关运算方法，因此可以降低小区搜索的第二步和第三步的误检测率，并提高小区搜索后的广播信道的接收性能。

二、背景技术：

近年来，在移动通信领域，应用直接扩频码分多址(DS-CDMA)技术且扩频谱带宽为5MHz的宽带码分多址(W-CDMA)移动通信系统已经被采纳为第3代移动通信系统的三大国际标准之一。W-CDMA移动通信系统采用基站间非同步配置方式，避免了公共的外部参考时钟系统(比如GPS系统)的必要性，使得系统的配置更为容易。但是，没有公共的外部参考时钟系统，移动通信终端在上电之后搜索所处的小区并选择最佳接入基站的初始小区搜索变得非常困难，需要很长时间，并且要消耗大量功率。低误检测率、最短搜索时间、低功耗的小区搜索技术的实现对于WCDMA系统移动通信终端设备的性能至关重要。

WCDMA系统在下行链路中设定了第一同步信道、第二同步信道以及公共导频信道等三个物理信道以帮助移动终端进行小区搜索。小区搜索一般包括以下三个步骤(3GPPTS25214《Physical Layer Procedures(FDD)》)：

(1)利用第一同步信道检测时隙同步时序；

(2)利用第二同步信道检测无线帧同步时序以及识别扰码组；

(3)利用公共导频信道从扰码组中检测信号最强的基站所使用的扰码。

在移动终端中所使用的本地振荡器，由于体积和代价的限制，性能以及稳定性都比较差。移动终端在上电之后，本地振荡器生成的载波信号与接收信号中载波信号的频率偏差(以下简称频率偏差)最大可能达到±20000Hz。该频率误差的存在严重影响小区搜索的性能，甚至使得移动通信终端无法找到可以接入的基站，以致不能实现与基站的通信。此外，小区搜索后移动通信终端必须接收下行链路的广播信道，以获得基站的基本信息，然后才能开始与基站进行正常通信。通常的自动频率控制技术只能在移动通信终端与基站开始正常通信之后才能进行有效的频率控制。在广播信道接收之前如果不能有效地消除该频率误差，广播信道的接收性能也将大大恶化，致使无法正确地获得基站的基本信息，从而不能实现与基站的通信。

三、发明内容：

WCDMA系统中，由基站向移动通信终端设备发送的信号中包含3个物理信道：第一同步信道(P-SCH)，第二同步信道(S-SCH)和公共导频信道(CPICH)。移动通信终端利用这3个物理信道进行小区搜索。如附图1所示，WCDMA系统中物理层信号以无线帧为单位传送，1无线帧包含38400码片，1无线帧分又为15个时隙。公共导频信号经过每个基站特定的周期为38400码片的扰码序列扩散调制后由公共导频信道传送。第一同步信道(P-SCH)，第二同步信道(S-SCH)只在每一时隙的前256码片期间传送。第一同步信道(P-SCH)在每一时隙所传送的是所有基站共通的第一同步码序列(Primary Synchronization Code：PSC)。第二同步信道(S-SCH)以无线帧为周期在每一时隙传送16个第二同步码序列(SecondarySynchronization Code：SSC)中的一个。1无线帧中所传送的15个第二同步码构成的第二同步码组模式SSGP[I]对应基站所使用的特定的扰码序列所属的扰码组号SCRG[I]。对应扰码组号SCRG[I]的第二同步码组模式中的15个第二同步码分别记作SSC(I，0)、SSC(I，1)、......SSC(I，14)。公共导频信道传送的是无调制的全“1”系列经过用每一基站特定的扰码进行扩散处理后数据。关于以上各信道的详细描述可参阅3GPP TS 25211：《Physical Channels and mapping of transport channels onto physical channels(FDD)》和3GPP TS 25213：《Spreading and Modulation(FDD)》)。初始小区搜索的最终目标是在移动通信终端上电之后在最短时间内以最低功耗检测出最佳接入基站的无线帧同步时序以及确定该基站所用的特定的扰码序列。

在本发明中所述初始小区搜索，包括前述小区搜索第一步骤、小区搜索第二步骤以及小区搜索第三步骤，以及与上述三个步骤并列进行的自动频率控制处理以下分别说明。

在小区搜索第一步骤，移动通信终端使用以前述所有基站共通的周期为256码片的第一同步码序列PSC为滤波器系数的匹配滤波器对接收信号进行相关检测运算(以下称第一同步码相关检测)，根据相关检测峰值的大小判定最佳基站的时隙同步时序。为了克服噪声的影响，一次第一同步码相关检测处理通常包括对连续多个时隙的接收信号进行相关运算，然后对相邻多个相关运算结果进行平均运算后得到相应的相关检测峰值。相关检测性能主要受噪声信号和频率偏差的影响，并且相关检测的性能直接决定小区搜索所需要的时间以及误检测率。在没有频率偏差或者频率偏差比较小的条件下，256码片全相干相关检测的性能比不足256码片的部分相干相关检测的性能好，但是在频率偏差比较大的条件下，256码片全相干相关检测的性能恶化，反而比不足256码片的部分相干相关检测的性能要差。如图2所示为根据本发明人的研究结果所作的频率误差与误检测概率的关系图。根据所述关系图，当频率小于Δf_T1时，全相干相关检测的性能比部分相干相关检测的性能好，当频率小于Δf_T1时全相干相关检测的性能比部分相干相关检测的性能差，Δf_T1被称之为第一同步码相干相关检测门限。另一方面，移动通信终端上电之后，进行小区搜索之前，频率偏差的大小是随机的，所以在第一同步码相关检测处理中固定地使用全相干相关检测或者部分相干相关检测进行小区搜索第一步骤的检测都不能确切地获得最佳性能。因此，本发明中采用基于频率偏差估计进行对第一步骤中相关检测方法的选择。另外由于恶劣的信道条件的影响，第一同步码相关检测所检测出的最大第一同步码相关检测峰值并不一定代表具有足够接收信号强度的有效最佳接入基站，当所述最大第一同步码相关检测峰值并不对应具有足够接收信号强度的有效最佳接入基站时，称为第一步骤误检测事件。第一步骤误检测事件将导致基于该次检测结果的第二步骤以及第三步骤的处理同样会产生无效的结果，因此导致功耗的浪费以及初始小区搜索时间的延长。

本发明中，小区搜索第一步骤包括以下处理：(1)用第一同步码序列PSC匹配滤波器对接收信号进行相关检测处理的第一同步码相关检测处理；(2)基于第一同步码部分相干相关运算结果或全相干相关运算结果之间进行差分检波以检测一定时间区间内的相位偏转，然后基于相位偏转估计计算移动通信终端的本地振荡器生成的载波频率与接收信号中的载波频率之间的偏差的频率偏差估计处理；(3)根据频率偏差估计结果，选择下一次对第一同步码进行相关检测运算的方法的第一同步码相关检测方法选择处理；(4)根据每一次相关检测运算所得的相关检测结果求得相关检测峰值的相关检测峰值计算处理；(5)从对应所有可能的时隙同步时序的相关检测峰值中求得最大相关检测峰值的最大相关检测峰值选择处理；(6)有效时隙同步时序判断处理包括：比较前述最大相关检测峰值与预先设定的第一步骤相关检测峰值阈值，如果最大相关检测峰值大于或等于第一步骤相关检测峰值阈值，则该最大相关检测峰值所对应的时隙同步时序为有效时隙同步时序，并输出给小区搜索第二步骤的处理；如果最大相关检测峰值小于第一步骤相关检测峰值阈值，则该最大相关检测峰值所对应的时隙同步时序不是有效时隙同步时序，返回第(1)步重复上述各步骤，直到得到有效时隙同步时序。

所述第一同步码相关检测处理采用以前述所有基站共通的周期为256码片的第一同步码序列PSC为滤波器系数的匹配滤波器对接收信号进行相关检测运算。第一同步码相关检测处理可以采用第一同步码全相干相关检测方法，也可以采用第一同步码部分相干相关检测方法。根据所采用的方法的不同，之后的各项处理的参数设置也不同。全相干相关检测方法是将本地生成的长度为256的第一同步码序列与输入复数信号的相应256个间隔各为一个码片的采样分别进行共轭复数运算，然后将256个共轭复数乘法结果进行求和运算得到一个全相干相关检测结果。部分相干相关检测方法是指将长度为256的第一同步码序列分为M个长度为N(M*N＝256)的的子序列，将输入复数信号的长为256的间隔各为一个码片采样序列也相应地分为M个长度为N(M*N＝256)的的子序列，将第一同步码序列的M个子序列与输入复数信号的M个子序列分别进行共轭复数运算以及求和运算得到M个部分相干相关检测结果。令PSC(i)，i＝0，1，...，255代表长度为256的第一同步码序列，IN(j)，j＝0，1，2，...，255代表输入复数信号的长为256的采样序列，则第一同步码全相干相关检测方法的数学表达式为：

$\mathrm{full}\_\mathrm{corr}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{PSC}\left(i\right)(1-j)\·\mathrm{IN}\left(i\right)$ ...公式(1)

第一同步码部分相干相关检测方法的数学表达式为：

$\mathrm{partial}\_\mathrm{corr}\left(j\right)=\underset{i=N*j}{\overset{N*(j+1)}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{PSC}\left(i\right)(1-j)\·\mathrm{IN}\left(i\right),j=\mathrm{0,1},...,M-1$ ...公式(2)

相关检测所得到的结果为复数。

在第一次进行第一同步码相关检测处理时，由于没有可供参考的频率偏差估计信息，因此第一同步码相关检测方法缺省地被设定为第一同步码部分相干相关检测方法。所述频率偏差估计处理是，首先对每两个相邻的相关检测结果进行共轭复数运算，运算结果代表两个相关检测结果所对应的时间区间内接收信号的相位偏转量；然后对所有的共轭复数运算结果求平均得到一定时间区间内的平均相位偏转量；然后根据前述平均相位偏转量以及所选择进行前述共轭复数运算的每两个相关检测结果所对应的时间距离以及公式(3)计算频率偏差。

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{\Δ\Φ}}{\mathrm{\Δt}}$ ......公式(3)

所述第一同步码相关检测方法选择处理是指：如果前述频率偏差估计处理计算得到的频率偏差大于或等于前述相干相关检测门限Δf_T1，则选择前述第一同步码部分相干相关检测方法进行下一次第一同步码相关检测；如果前述频率偏差估计处理计算得到的频率偏差小于前述相干相关检测门限Δf_T1，则选择前述第一同步码全相干相关检测方法进行下一次第一同步码相关检测。

所述相关检测峰值计算处理是基于前述相关检测处理所得到的对应同一可能时隙同步时序的相关检测结果序列，如图3所示，通过以下两种方式中的一种计算对应前述可能时隙同步时序的相关检测峰值结果：(1)对每一相关检测结果求其绝对值的平方得到相应的相关检测功率值，然后对所有相关检测功率值求平均得到平均相关检测峰值；(2)对前述相关检测结果序列中每相邻两个相关检测结果进行共轭复数运算，对所得共轭复数运算结果求其绝对值的平方得到相关检测功率值，然后对所有相关检测功率值求平均得到平均相关检测峰值。对每一可能的时隙同步时序重复所述相关检测峰值计算处理得到对应每一可能的时隙同步时序的平均相关检测峰值。图3所示是采用部分相干相关检测方法时的处理示意图，但是上述相关检测峰值计算处理的两种方法对采用全相干相关检测方法时也同样适用。

在小区搜索第二步骤，基于第一步骤所获得的时隙同步时序信息，移动通信终端用16个第二同步码对对应第二同步信道时间区间的接收信号进行连续15个时隙的第二同步码相关运算，然后将这些相关运算值与对应所有扰码组的各第二同步码组模式进行时隙间位移相关运算以确定无线帧同步时序以及最佳接入基站所用的特定的扰码所属扰码组。所述时隙间位移相关运算可以是时隙间全相干相关运算，也可以是时隙间部分相干相关运算，也可以是时隙间非相干相关运算。三种相关运算方法性能取决于频率偏差，如图4所示是根据本发明人的研究结果所得第二步骤中误检测率与频率偏差和时隙间相关运算方法的关系示意图。根据图4，所述三种位移相关运算方法分别在一定的频率偏差范围内获得最佳性能，但是在移动通信终端上电之后进行初始小区搜索的时候，频率偏差的大小是随机的，固定地使用某一种时隙间相关运算方法无法确切地获得第二步骤的最佳检测性能。因此，本发明中采用基于频率偏差估计进行对第二步骤中相关检测方法的选择。

本发明中，小区搜索第二步骤包括以下处理：(1)基于第一步骤所获得的时隙同步时序信息，移动通信终端用16个第二同步码对对应第二同步信道时间区间的接收信号进行连续15个时隙的第二同步码相关运算的第二同步码相关运算处理；(2)基于前述频率偏差估计处理所得的频率偏差信息选择时隙间位移相关运算方法的时隙间位移相关运算方法选择处理；(3)基于所选择的时隙间位移相关运算方法以及前述第二同步码相关运算处理所得的相关运算结果进行时隙间位移相关运算的时隙间位移相关运算处理；(4)从前述时隙间位移相关运算处理所得到的时隙间位移相关检测峰值矩阵ISSCP[64][15]的960个相关检测峰值元素中挑选出最大值，并根据最大时隙间位移相关检测峰值在前述时隙间位移相关检测峰值矩阵ISSCP[64][15]中的位置以及前述第二同步码相关运算处理的起始时间确定无线帧同步时序以及最佳小区所使用的扰码所属扰码组的无线帧同步时序和扰码组判定处理。

所述第二同步码相关运算处理是基于第一步骤所获得的时隙同步时序信息，用16个已知的第二同步码并行地对对应第二同步信道时间区间的接收信号进行连续15个时隙的相关运算，每个时隙内的相关运算从前述第一步骤所获得的时隙同步时序信息所对应的一个时隙的开头开始，相关运算长度等于第二同步码的长度为256码片。第二同步码相关运算处理得到大小为16×15的复数相关运算结果矩阵CCRM[16][15]。

所述时隙间位移相关运算方法选择处理是前述频率偏差估计处理所得的频率偏差信息根据以下规则选择时隙间位移相关运算方法：

if|Δf|＜＝Δf_T2

                              选择时隙间全相干相关运算；

else if Δf_T2＜|Δf|＜＝Δf_T3

                              选择时隙间部分相干相关运算；

else

                              选择时隙间非相干相关运算；

所述时隙间位移相关运算处理是基于对应于64个扰码组的64种第二同步码组模式分别对前述复数相关运算结果矩阵CCRM[16][15]进行选择性相关运算，并且通过对前述选择性相关运算中选择参与相关运算的各矩阵项相对位置的位移操作实现对15种可能的无线帧同步时序的全部扫描选择性相关运算。所述时隙间位移相关运算处理生成大小为64×15的实数的时隙间位移相关检测峰值矩阵ISSCP[64][15]。根据前述时隙间位移相关运算方法选择处理所选择的时隙间位移相关运算方法，时隙间位移相关运算处理各不相同，以下分别说明。为了说明的方便，采用类似C程序语言的结构进行说明。但是其实现也可以用其他的程序语言或者用硬件进行实现。

所述时隙间非相干相关运算方法所对应的时隙间位移相关运算处理如下所示：

for(l＝0；l＜＝63；l++){for(m＝0；m＜15；m++){ISSCP[l][m]＝0；for(n＝0；n＜15；n++){ISSCP[l][m]+＝||CCRM[SSC[l，n]][(m+n)％15]||<sup>2</sup>；}}}

所述时隙间部分相干相关运算方法所对应的时隙间位移相关运算处理如下所示：

for(l＝0；l＜＝63；l++){for(m＝0；m＜15；m++){ISSCP[l][m]＝0；for(n＝0；n＜15；n++){for(p＝0；p＜floor(15/q)；p++){temp＝0；for(k＝0；k＜q；k++){temp+＝CCRM[SSC[l，n]][(m+n+q*p+k)％15]；}ISSCP[l][m]+＝||temp||2；}temp＝0；for(p＝floor(15/q)*q；p＜15；p++){temp+＝CCRM[SSC[l，n]][(m+n+p)％15]；}ISSCP[l][m]+＝||temp||2；}}}

所述时隙间全相干相关运算方法所对应的时隙间位移相关运算处理如下所示：

for(l＝0；l＜＝63；l++){for(m＝0；m＜15；m++){temp＝0；for(n＝0；n＜15；n++){temp+＝CCRM[SSC[l，n]][(m+n)％15]；}ISSCP[I][m]＝||temp||<sup>2</sup>}}

所述无线帧同步时序和扰码组判定处理中，假定第二同步码相关运算处理的起始时间为T0，前述最大时隙间位移相关检测峰值在前述时隙间位移相关检测峰值矩阵ISSCP[64][15]中的位置为[M，N]，即是说，ISSCP[M][N]＝max{ISSCP[m][n]|m＝0，1，...，63；n＝0，1，...，14}，则断定，无线帧同步时序为：

T_{Frame_Sync}＝T₀+M*2560(chips)        ...公式(4)

以及最佳小区所用扰码所属扰码组号为N。

所述小区搜索第三步骤基于前述第二步骤所检测出无线帧同步时序，分别用8个扰码相关器进行前述第二步骤所检测出的扰码组中的8个扰码与接收信号的扰码相关运算。然后比较扰码相关运算所得到的8个扰码相关检测峰值，以确定最佳接入基站所使用的特定的扰码。因为公共导频信道传送的是无调制全“1”序列，所以扰码相关运算等价于公共导频信道相关运算，在以下的说明中，使用扰码相关运算的提法。由于扰码的良好的自相关特性和互相关特性，所述扰码相关运算只需要用周期为38400码片的扰码序列的一部分与接收信号进行相关运算。与前述第一步骤中一样，扰码相关运算也分为全相干扰码相关运算和部分相干扰码相关运算，根据本发明人的研究结果，全相干扰码相关运算和部分相干扰码相关运算的检测性能与图2所示相似，这里不再重复说明。由于恶劣的信道条件(瑞利多径衰落信道，背景噪声等)，上述处理中所检测到的最大扰码相关检测峰值并不一定代表有效的可以接入的最佳基站(具有足够的接收信号器强度)，而最佳基站的误检测将导致大量的功耗的浪费和与基站建立连接的时间的大幅度延迟。为了避免最佳接入基站的误检测，本发明中采用扰码相关检测峰值阈值来判断所检测到的最大扰码相关检测峰值是否真正代表有效的可以接入的最佳基站。

本发明中小区搜索第三步骤包括以下处理：(1)扰码相关运算方法选择处理；(2)扰码相关运算处理；(3)最大扰码相关检测峰值选择及其有效性判断处理。

所述扰码相关运算处理可以用以下公式来描述，其中N为总的扰码相关长度，M为部分相干扰码相关运算中相干相关运算的长度，当M＝N时，即为全相干扰码相关运算。在扰码相关运算方法选择处理中第三步骤根据前述频率偏差估计值选择总的扰码相关长度N以及相干相关运算的长度M。

$\mathrm{SCRC}\_\mathrm{OUT}\left[i\right]=\underset{p=0}{\overset{N/M-1}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left|\right|\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{SCR}\right[i\left]\right[p*M+l\left]\right)}^{*}\·\mathrm{SIN}[L_0+p*M+l]\left|\right|}^2\right),i=\mathrm{1,2},...,8$

...公式(5)

在一般的初始小区搜索算法中，前述小区搜索的三个步骤的处理串行进行，三个步骤构成初始小区搜索处理的一个循环。但是由于恶劣的信道条件，小区搜索通常无法在一个循环中成功检测到有效的最佳接入基站。当需要多个处理循环时，串行处理将导致很长的小区搜索时间。在本发明中，采用如图5所示的3级流水线式的并行处理方式，并行地进行小区搜索的三个步骤的处理，这样可以最大限度地缩短小区搜索所需要的时间。

所述自动频率控制处理是，在进行所述小区搜索的第一步骤、第二步骤或者第三步骤的同时，基于所述频率偏差估计处理所得到的频率偏差结果，相应地调整本地振荡器所产生的本地载波频率，减小接收信号中载波频率与本地振荡器所产生的本地载波频率之间的频率偏差。

基于以上所述小区搜索方法，移动通信终端可以有效地克服很大的初始频率误差、大噪声和瑞利多径衰落信道等不利条件，在最短的时间内实现低误检测率的小区搜索；同时，还能够有效地将频率误差控制到一定的范围以内，大大提高初始小区搜索之后的广播信道接收性能。以下说明本发明的实现形态。

四、附图说明：

附图1 第一同步信道、第二同步信道和公共导频信道的结构示意图

附图2 第一步骤误检测率与频率偏差和第一同步码相关检测方法的关系示意图

附图3 第一步骤相关检测峰值处理方法示意图

附图4 第二步骤误检测概率与频率偏差和时隙间相关检测方法的关系示意图

附图5 3级流水线式的小区搜索处理流程

附图6 移动通信终端设备的概要模块图

附图7 附图6中所示移动移动通信终端设备中的基带信号处理部分的概要模块图

附图8 小区搜索模块的概要模块图

附图9 匹配滤波器概要模块图

附图10 时隙同步时序信号SLOT_SYNC1的时序示意图

附图11 相位偏转与频率偏差检测模块282的详细模块图

附图12 相关检测峰值计算模块283的详细模块图

附图13 时隙同步时序检测模块284的详细模块图

附图14 第二同步码相关运算模块285的详细模块图

附图15 扰码运算模块289的详细模块图

附图16 小区搜索的详细处理流程

附图17 第二实现形态的相关检测峰值计算模块283^*的详细模块图

五、具体实施方式：

第一实现形态：

参考附图6，本发明所述的移动通信终端设备，包括有天线81、与天线81相连接的发送/接收切换双工器82、射频接收处理模块83、射频发送处理模块84、本地压控振荡器(VCXO)89、以及基带信号处理模块85等处理模块。

所述发送/接收切换双工器82的作用是分离由射频发送处理模块84流向天线81的发送电流信号和由天线81流向射频接收处理模块83的接收电流信号，以防止接收和发送信号发生混合。

所述射频接收处理模块83，由接收信号载波合成器、对接收信号频率进行变换的混频器、QPSK正交解调器、以及一些放大器和滤波器构成。射频接收处理器83的这种构成为人所熟知，这里不作详细说明。射频接收处理模块83根据从基带信号处理模块85输入的控制信号CS、DT等将射频接收信号变换成复数基带接收信号RS，并输出给基带信号处理模块85。

所述射频发送处理模块84，由QPSK正交调制器、对发送信号频率进行变换的混频器、发送信号载波合成器、以及一些放大器和滤波器构成。射频发送处理模块84的这种构成为人所熟知，这里就不作详细说明。射频发送处理模块84根据从基带信号处理模块85输入的控制信号CS、DT等将从基带信号处理部85输入的复数基带发送信号TS变换成射频发送信号，并输出给天线81。

所述本地压控振荡器(VCXO)89根据基带信号处理模块产生的用于控制本地载波频率的信号VCS，生成本地载波信号FC，并输出给射频接收处理器83和射频发送处理器84。

此外，移动通信终端设备还包含与基带信号处理模块85相连接的微处理器(MPU)86、数字信号处理器(DSP)87、编码/解码器(CODEC)88、液晶显示屏等输出显示装置91、键盘等输入装置92、扬声器93和话筒94等。

所述微处理器MPU86对移动通信终端设备整体进行控制，键盘等输入装置92和液晶显示屏等输出显示装置91与MPU86相连接。移动通信终端设备的用户通过输入装置92输入的数据被传送到MPU86后，MPU86根据输入数据的类型将这些数据内容在显示装置91、或将数据传送给基带信号处理器85。

所述DSP87在MPU86控制下，辅助基带信号处理模块负责部分基带数字信号相关处理。

所述CODEC88连接在基带信号处理模块85和扬声器93及话筒94之间，负责语言信号的编码、解码处理，也就是说：从基带信号处理模块85输出的数字化的语音信号由CODEC88转换成模拟语音信号，然后输出到扬声器93，转为声音；由话筒94输入的模拟语音信号由CODEC88采样编码处理后转换成数字语音信号并提供给基带处理模块85。

参考附图7，所述的基带信号处理器85中包含有如下模块：对由射频接收信号处理模块83输出的基带信号RS进行采样量化处理的模数转换器(A/D)851、小区搜索模块(CSR)852、多径搜索模块(PSR)853、广播信道接收处理模块(BCHRR)854、专用用户信道接收处理模块(TCHRR)856、以及接收处理缓存模块(RBUF)855等；存储由DSP87传送过来的用户数据的发送处理缓存(TBUF)859、发送扩频调制处理模块(TR)858、发送低通整形滤波器(RNF)857、数模转换器8514、自动频率控制模块(AFC)15、和对基带信号处理模块85进行全面控制的控制器(CTRL1)8511、射频信号处理控制模块(RFC)8510等组成。

所述模数转换器(A/D)851包括两个模数转换器(A/D)，分别用于对复数基带信号RS的同相成分和正交成分进行采样量化处理。模数转换器(A/D)851对基带信号RS的处理结果基带数字信号RSD被输出给小区搜索模块(CSR)852、多径搜索模块(PSR)853、广播信道接收处理模块(BCHRR)854、专用用户信道接收处理模块(TCHRR)856等模块。

所述小区搜索模块(CSR)852基于基带信号RS中所包含的第一同步信道(P-SCH)、第二同步信道(S-SCH)、以及公用导频信道(CPICH)的信号进行同步检测以搜索在移动通信终端上电之后的最佳接入基站(初始小区搜索)以及在移动通信终端在待机状态或者与基站通信状态中搜索适合进行软切换或者硬切换的目标基站(周边小区搜索)。小区搜索的目的是检测出合适于与之进行无线连接的基站的无线帧同步时序以及该基站所用的特定的扰码序列。小区搜索处理包括硬件处理合软件处理，小区搜索模块负责其中的硬件处理。小区搜索模块(CSR)852的详细构成将在后面说明。小区搜索模块(CSR)852的处理结果通过MPU总线B2报告给MPU86。

所述多径搜索模块(PSR)853，基于无线帧同步时序信号或者已经检测出的主路径时序信息检测从基站到移动通信终端装置之间的瑞利多径传输路径中所产生的时间延迟不相同的各多径成分的精确时序。这些多径成分时序信息通过MPU总线B2报告给MPU86。

所述控制信道接收处理模块(BCHRR)854中包括滑动相关器、相干解调器以及RAKE合成器等模块。基于MPU发出的接收控制信息(包括前述基站所用扰码序列、多径时序信息等)通过对数字基带信号RSD进行解扩、相干解调、以及RAKE合成等处理提取从基站通过广播信道或其他控制信道发送出来的控制信息数据，这些数据首先被存放接收处理缓存855中，然后通过MPU总线B2传送给MPU86。MPU86基于这些控制信息对移动通信终端装置进行各种各样的控制。

所述专用用户信道接收处理模块(TCHRR)856中包括滑动相关器、相干解调器以及RAKE合成器等模块。基于MPU发出的接收控制信息(包括前述基站所用扰码序列、多径时序信息等)通过对数字基带信号RSD进行解扩、相干解调、以及RAKE合成等处理提取从基站发送出来的用户数据，这些数据首先被存放在接收处理缓存855中，然后通过MPU总线B2传送给MPU86，或者通过DSP总线B1传送给DSP87以进行进一步的处理，或者被直接传送给语音编解码器CODEC88以生成语音信号。

所述自动频率控制模块(AFC)8515基于小区搜索模块852或者专用用户信道接收处理模块(TCHRR)856或者控制信道接收处理模块(BCHRR)854输出的频率偏差估计信息，生成用于控制本地载波频率的数字频率控制信号VCS，该信号输出给本地压控振荡器(VCXO)89以控制所生成的本地载波的频率。在初始小区搜索过程中，自动频率控制模块(AFC)8515使用来自小区搜索模块852的频率偏差估计信息进行自动频率控制；在初始小区搜索过程结束以后，根据专用用户信道接收处理模块(TCHRR)856或者控制信道接收处理模块(BCHRR)854的活动状况，使用两个模块之一输出的频率偏差估计信息或者同时使用两个模块输出的频率偏差估计信息进行自动频率控制。当所述频率偏差估计信息表明本地振荡器所产生的本地载波频率小于接收信号中载波频率时，所述自动频率控制模块(AFC)8515产生正向的数字频率控制信号VCS，指示本地压控振荡器(VCXO)89提高本地载波频率；当所述频率偏差估计信息表明本地振荡器所产生的本地载波频率大于接收信号中载波频率时，所述自动频率控制模块(AFC)8515产生负向的数字频率控制信号VCS，指示本地压控振荡器(VCXO)89降低本地载波频率。

所述发送扩频调制处理(TR)模块858中包括扩频运算用的演算器等处理模块。用户数据从MPU86、DSP87或者CODEC通过MPU总线B2或者DSP总线B1传送并暂时保存在发送处理缓存859中。发送扩频调制处理(TR)模块858用指定的扩频码与这些数据进行复数乘法运算以实现扩频处理。然后用低通整形滤波器(RNF)模块857对扩频处理所生成的数据进行整形滤波处理生成数字基带发送信号TSD，再经过数模转换器8514处理后生成基带发送信号TS并输出给射频发送处理模块84。

所述射频处理控制模块RFC8510，基于从MPU86通过MPU总线传送过来的命令，生成控制射频发送处理模块84和射频发送处理模块83的动作的控制信号CS、DT等并传送给射频发送处理模块84和射频发送处理模块83。所述控制模块8511则基于从MPU86通过MPU总线传送过来的命令，对基带信号处理模块85进行上述控制以外的控制。

参考附图8：所述小区搜索模块852，包含有以下一些模块：(1)执行复数基带接收信号RSD与第一同步码PSC之间的相关运算的匹配滤波器(MF)281；(2)基于匹配滤波器(MF)281输出的相关运算结果MF_OUT[P]估计相位偏转量以及频率偏差的相位偏转和频率偏差估计模块282；(3)基于匹配滤波器(MF)281输出的相关运算结果MF_OUT[P]计算相关检测峰值的相关检测峰值计算模块283；(4)基于相关检测峰值计算模块283输出的相关检测峰值MF_PEAK检测时隙同步时序的时隙同步时序检测模块284。此外，匹配滤波器281的控制信号MF_CTRL由微处理器86通过总线B2提供；相位偏转和频率偏差估计模块282通过总线B2将频率偏差估计结果FREQ_ERR传送给微处理器86，同时还传送自动频率控制模块8515；从时隙同步时序检测模块284输出时隙同步时序信号SLOT_SYNC2到第二同步码相关运算模块(SSCC)285以及与之相应的采样时序信号SLOT_SYNC2到相位偏转检测模块282。

参考附图9：所述匹配滤波器(MF)281，由以下模块构成：(1)P个部分匹配滤波器101₀(SMF₀)、101₁(SMF₁)、...、101_P-1(SMF_P-1)；(2)对各部分匹配滤波器的复数输出结果进行复数求和运算的加法器103；(3)用于选择匹配滤波器的输出数据的多路综合及选择器105。各部分匹配滤波器分别利用第一同步码系列的一部分作为系数对接收信号进行相关运算，P个匹配滤波器的系数构成完整的第一同步码系列，P个部分匹配滤波器前后串联连接而且并行动作等价于一个以完整的第一同步码系列为系数的匹配滤波器(以下称全匹配滤波器)的动作。用P个部分匹配滤波器取代一个全匹配滤波器目的在于可以提供部分相干相关运算结果。第I个部分匹配滤波器在时刻n的动作可以用以下公式表示：

$\mathrm{SMF}\_\mathrm{OU}\left[i\right]=\underset{k=i\·\frac{256}{P}}{\overset{(i+1)\·\frac{256}{P}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{PSC}\left[k\right]\·(1-j)\·{\mathrm{SIN}}_i[n-k]$ ......公式(6)

各部分匹配滤波器一方面执行第一同步码的部分系列与接收信号的相关运算，另一方面对接收信号进行256/P码片延迟处理输出给下一级部分匹配滤波器，即SIN_i(n)＝SIN_i-1(n-256/P)。加法器103将各个部分匹配滤波器输出的结果SMF_OUT[i]进行求和运算得到等价于用完整的第一同步码系列与接收信号进行全相干相关运算的结果FMF_OUT。多路选择器根据由微处理器86通过总线B2传递过来的控制信号MF_CTRL从各个部分匹配滤波器输出的结果SMF_OUT[i]以及全相干相关运算的结果FMF_OUT中选择信号作为匹配滤波器的输出信号MF_OUT[P]。当控制信号MF_CTRL表示选择全相干相关运算时，FMF_OUT被选择作为MF_OUT[0]输出；当控制信号MF_CTRL表示选择部分相干相关运算时，SMF_OUT[i](i＝0，1，...，P-1)被选择分别作为MF_OUT[0]、MF_OUT[1]、...、MF_OUT[P-1]输出。

参考附图11：所述相位偏转与频率偏差估计模块282，由以下模块构成：(1)差分检波模块821₀、821₁、821₂、..、821_P-1；(2)延迟模块823；(3)相位偏转计算模块822；(4)频率偏差计算模块824。相位偏转检测模块82的动作受时隙同步时序控制信号SLOT_SYNC1控制，仅当时隙同步时序控制信号SLOT_SYNC1有效时，才采样匹配滤波器的输出信号并进行运算，因此一个时隙区间只动作一次。所述时隙同步时序控制信号SLOT_SYNC1如图10所示。所述差分检波模块对两个复数输入数据进行共轭复数乘法运算，即DD_OUTi＝IN1^*·IN2，其中()^*表示复数共轭运算。所述延迟模块将输入数据延迟一个时隙的时间后输出。所述相位偏转计算模块基于控制信号MF_CTRL从差分检波模块DD_OUTi中选择信号以计算相位偏转量。当控制信号MF_CTRL表示选择部分相干相关运算时，相位偏转计算模块选择DD_OUT₀、DD_OUT₁、...、DD_OUT_P-2、通过如下方式计算平均相位偏转量：

$\mathrm{PR}\_\mathrm{OUT}=\mathrm{Im}(\frac{1}{P-2}\·\underset{k=0}{\overset{P-2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DD}\_{\mathrm{OUT}}_k)$ ......公式(7)

其中，Im(.)表示对复数取其虚部的运算。上述结果可以直接作为最终相位偏转估计值输出，也可以对连续几个时隙的运算值进行平均以后输出。当控制信号MF_CTRL表示选择全相干相关运算时，相位偏转计算模块选择DD_OUT_P-1计算平均相位偏转量，在这种情况下，每一个时隙匹配滤波器在前述当时隙同步时序控制信号SLOT_SYNC1有效时只输出一个DD_OUT_P-1，相位偏转计算模块直接对该复数值取其虚部后作为最终相位偏转估计值PR_OUT输出，也可以对连续几个时隙从匹配滤波器输出的DD_OUT_P-1进行平均后再取其虚部作为最终相位偏转估计值PR_OUT输出。所述频率偏差计算模块824基于前述相位偏转估计值PR_OUT并参照公式(3)计算频率偏差FREQ_ERR如下：

其中，K为调节系数，T_c＝0.26μs为WCDMA系统中一个码片时间周期。

参考附图12：所述相关检测峰值计算模块283，由以下模块构成：(1)功率计算模块831₀、831₁、...、831_P-1，这些模块分别计算各部分匹配滤波器的输出信号的功率(即复数信号的绝对值的平方)，或者计算前述全相干相关匹配滤波输出信号FMF_OUT的功率；(2)加法器832，在控制信号MF_CTRL表示选择部分相干相关运算时，对各部分匹配滤波器的输出信号的功率进行求和运算；(3)选择器833，基于控制信号MF_CTRL的控制，选择MFP₀或者MFP_P作为相关检测峰值MF_PEAK输出，当控制信号MF_CTRL表示选择部分相干相关运算时，选择MFP_P，当控制信号MF_CTRL表示选择全相干相关运算时，选择MFP₀。相关检测峰值计算模块的动作与匹配滤波器的动作同步进行。

参考附图13：所述时隙同步时序检测模块84，由以下模块构成：(1)加法器841，执行由相关检测峰值计算模块283输出的相关峰值信号MF_PEAK与从相关峰值存储以及最大相关峰值判定模块843读出的信号加法运算；(2)存储延迟器件842，将加法器的输出结果存储延迟后，再经过写端口写入相关峰值存储以及最大相关峰值判定模块；(3)相关峰值存储以及最大相关峰值判定模块843，该模块保存相关峰值信号，并最后执行最大相关峰值判定。相关峰值存储以及最大相关峰值判定模块843中存储阵列的大小为N＝P*Q，其中P＝2560为一个时隙的码片数，Q为对每一码片的过采样倍数，决定了小区搜索对同步时序搜索的精度。在小区搜索开始之前，前述存储阵列全部被清零，在匹配滤波器执行第一同步码与接收信号的相关运算时，每个时隙要执行N次相关运算，对应每一次相关运算，前述存储阵列的相应单元的值MF_PEAK[I]被读出与匹配滤波器输出的MF_PEAK由前述加法器841执行加法运算，然后经存储延迟器件842存储延迟后，写入前述被读出时相同的位置。通过上述操作，实现了时隙间相关检测峰值的平均运算，从而可以提高检测性能。最后，经过一定次数时隙间平均运算后，相关峰值存储以及最大相关峰值判定模块843从所有N个相关检测峰值寻找其最大值MAX_PEAK。该最大相关峰值报告给微处理器86与预先设定的第一同步码相关峰值阈值相比较，以确定该最大相关峰值是否有效。如果有效的话，相关峰值存储以及最大相关峰值判定模块843根据该最大值在所有相关检测峰值中的相对位置生成时隙同步时序信号SLOT_SYNC2以及相应的采样信号SLOT_SYNC1。

参考附图8，小区搜索模块852还包含以下模块：(1)用第二同步码与接收信号进行相关运算的第二同步码相关检测模块(SSCC)285；(2)存储第二同步码相关检测模块(SSCC)285的检测结果的存储模块(SSCC_MEM)286；(3)无线帧同步时序及扰码组判定模块287。

参考附图14：所述第二同步码相关检测模块(SSCC)285，由16个相同的滑动相关器850、851、...、8515构成，每个滑动相关器负责16个第二同步码中的一个与接收信号的相关运算。从控制器来的控制信号SSC_EN控制SSCC模块的动作与否，时隙同步时序SLOT_SYNC2则控制SSCC模块动作的时序。滑动相关器85i执行的处理可以用以下公式表示：

$\mathrm{SSCC}\_\mathrm{OUT}\left[i\right]=\underset{k=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{SSC}\left[i\right]\left[k\right]\·(1-j)\·\mathrm{SIN}[K_0+k]$ ......公式(9)

其中，SIN[K₀]对应由时隙同步时序SLOT_SYNC2所代表的时隙同步时刻的输入信号。

SSC[i]表示第i个第二同步码序列。

从SSCC模块输出的信号SSCC_OUT[0]、SSCC_OUT[1]、...、SSCC_OUT[15]被按时间顺序存储在存储模块(SSCC_MEM)286，当连续15个时隙的相关运算结果被写入SSCC_MEM模块286时，无线帧同步时序及扰码组判定模块287读出这些相关运算结果，并基于时隙间相关运算方法控制信号SSCC_CTRL对这些相关运算结果进行时隙间相关运算处理，最后进行无线帧同步时序及扰码组判定处理并且输出无线帧同步时序信息FRM_SYNC以及扰码组号SCRG。在本发明中，鉴于处理的复杂性，无线帧同步时序及扰码组判定处理用软件实现。

参考附图8：小区搜索模块852还包含以下模块：(1)用前述已判定的扰码组SCRG中所包含的8个扰码序列与接收信号进行相关运算的扰码相关运算模块(SCRC)289；(3)根据前述扰码相关运算模块(SCRC)289输出的各扰码相关峰值SCRC_PEAK[0]、...、SCRC_PEAK[7]的大小判定最佳小区所用扰码序列号的扰码序列判定模块290。

参考附图15：所述扰码相关运算模块(SCRC)289，包含8个相同的扰码相关器289₁、...、289₈，从由无线帧同步时序FRM_SYNC所指示的无线帧同步时刻开时分别用已判定的扰码组SCRG中所包含的8个扰码之一与接收信号进行长度为N码片的相关运算。基于前述微处理器86根据前述频率偏差信息FREQ_ERR所选择的第三步骤扰码相关运算方法信息SCRC_CTRL，前述长度N码片的相关运算被分割为N/M次的M码片的相干相关运算，然后对各M码片的相干相关运算先求功率然后再求和得到各扰码相关器输出结果SCRC_PEAK[i]。各扰码相关器的运算可以用以下公式表示：

$\mathrm{SCRC}\_\mathrm{PEAK}\left[i\right]=\underset{p=0}{\overset{N/M-1}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left|\right|\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{SCR}\right[i\left]\right[p*M+l\left]\right)}^{*}\·\mathrm{SIN}[L_0+p*M+l]\left|\right|}^2\right),i=\mathrm{1,2},...,8$

...公式(10)

其中，SCR[i]代表所述扰码组中第i个扰码序列，SIN[L₀]对应由无线帧同步时序FRM_SYNC所代表的同步时刻的输入信号，(.)^*代表对复数进行共轭运算。所述扰码序列判定模块290比较8个扰码相关峰值确定其中最大值MAX_SCRC_PEAK并判定最佳小区所用的扰码序列。所述最大扰码相关峰值MAX_SCRC_PEAK以及最佳接入小区扰码序列信息BEST_SCR被报告给MPU86，MPU86比较MAX_SCRC_PEAK与预先确定的扰码相关峰值阈值，以确定所检测出的最佳接入小区结果是否有效。

基于如上所述构成的小区搜索模块2，以下叙述在微处理器86的控制下，小区搜索模块进行初始小区搜索的处理流程。所述初始小区搜索的流程如图16所示。移动通信终端上电之后，经过一定的初始化过程之后，启动寻找最佳接入小区的初始小区搜索过程。

首先，在微处理器86的指示下，开始初始小区搜索的第一步骤201。无线信号经天线81接收下来后，经过双工切换器82切换控制后输出给射频接收处理模块83，在射频接收处理模块83中经低噪声放大、滤波、下变频、正交检波等一系列处理后得到复数基带接收信号RS。复数基带接收信号RS被输出给基带信号处理模块85后由A/D变换器1采样量化后得到复数基带接收数字信号RSD，并输出给小区搜索模块2以及其他一些模块。前述匹配滤波器81则在控制信号MF_CTRL的控制下开始对复数基带接收数字信号RSD进行第一同步码相关运算。相关检测峰值计算模块在MF_CTRL的控制下基于前述第一同步码相关运算结果计算对应各可能时隙同步时序的相关检测峰值。在第一次进行第一步骤处理时，MF_CTRL被微处理器(MPU)86缺省设定为选择部分相干相关检测方法。然后，时序同步检测模块对所有相关检测峰值进行一定期间的时隙间平均后，经过比较后得出最大相关检测峰值。所述最大相关检测峰值通过总线B2报告给微处理器86，微处理器86比较该最大相关检测峰值与第一步骤相关检测峰值阈值，如果最大相关检测峰值大于或者等于第一步骤相关检测峰值阈值，微处理器86启动小区搜索第二步骤处理，否则，微处理器86不启动小区搜索第二步骤处理。同时，基于前述3级流水线式并行处理方法，微处理器86继续启动下一次第一步骤的处理。

从第二次第一步骤的处理开始，相位偏转检测及频率偏差估计模块基于上一次第一步骤处理所得到的采样时序信息SLOT_SYNC1对匹配滤波器输出的部分相干或全相干相关结果进行采样，然后基于采样后的相关结果估计相位偏转并计算频率偏差。所述频率偏差信息被传送给自动频率控制模块15，并由后者计算频率调节信号VCS，以调节本地振荡器的载波频率。

同时，相位偏转检测及频率偏差估计模块所估计的频率偏差信息FREQ_ERR被报告给微处理器86，微处理器86根据该频率偏差信息选择并列进行的或者下一次的第一步骤处理中第一同步码相关运算方法、第二步骤中时隙间相关方法以及第三步骤的扰码相关方法，并且相应地在下一次启动第一步骤处理、第二步骤处理和第三步骤处理时设定控制信号MF_CTRL、SSCC_CTRL和SCRC_CTRL。

如上所述，如果上一次第一步骤处理所得的最大相关检测峰值大于或者等于第一步骤相关检测峰值阈值，微处理器86启动小区搜索第二步骤处理203。在所述第二步骤处理203中，首先，SSCC模块85根据使能信号SSC_EN的指示，使用16个第二同步码分别对复数基带接收数字信号RSD进行与时隙同步时序信号SLOT_SYNC2同步的长度为256码片的相关运算。对每一次第二步骤处理，所述相关运算持续15个时隙。SSCC模块输出的信号SSCC_OUT0、SSCC_OUT0、...、SSCC_OUT15被按时间顺序存储在存储模块(SSCC_MEM)86，当连续15个时隙的相关运算结果被写入SSCC_MEM模块86时，微处理器86将读出这些相关运算结果，并基于控制信号FREQ_ERR选择前述时隙间全相干相关运算方法或者时隙间部分相干相关运算方法或者时隙间非相干相关运算方法对这些相关运算结果进行处理，最后进行无线帧同步时序及扰码组判定处理并且输出无线帧同步时序信息FRM_SYNC以及扰码组号SCRG。在本实现形态的说明中，无线帧同步时序及扰码组判定处理在微处理器86中通过软件实现。无线帧同步时序及扰码组判定处理也可以在数字信号处理单元87中通过软件实现，也可以通过硬件实现。在第二步骤处理203结束之后，微处理器86基于所检测的无线帧同步时序信息FRM_SYNC以及扰码组号SCRG信息，启动小区搜索第三步骤处理204。同时，基于上一次第一步骤处理所得的最大相关检测峰值，决定是否并行地再次启动小区搜索第二步骤处理203。

在所述小区搜索第三步骤处理204中，根据扰码相关运算方法控制信号SCRC_CTRL，扰码相关器89₀、...、89₁选择相应的相干相关运算长度和非相干相关运算长度分别用扰码组SCRG中8个扰码对接收信号进行相关运算，生成8个扰码相关峰值SCRC_PEAK[1]、...、SCRC_PEAK[8]。然后，扰码序列判定模块从这些扰码相关峰值中找出最大值MAX_SCRC_PEAK，并将该最大值及其所对应的最佳小区扰码信息BEST_SCR通过总线B2报告给微处理器86。接着，在步骤205中，微处理器86比较最大扰码相关峰值MAX_SCRC_PEAK与有效扰码相关峰值阈值，如果MAX_SCRC_PEAK大于或者等于有效扰码相关峰值阈值，则表明成功地找到了最佳接入小区，微处理器86发出指令结束初始小区搜索，开始步骤206的广播信道接收处理。如果SCRC_MAX_PEAK小于有效扰码相关峰值阈值，则表明没有检测到有效的最佳接入小区，微处理器86控制继续进行初始小区搜索。

第二实现形态：

本发明的第二实现形态与第一实现形态相比，差别仅在于小区搜索模块中第一步骤的相关检测峰值计算模块。以下，主要就相关检测峰值计算模块说明本实现形态。

参考附图17：本实现形态的第一步骤的相关检测峰值计算模块，包含以下模块：(1)差分检波模块834₀、834₁、...、834_P-2，这些模块分别进行相邻两个部分匹配滤波器的输出信号之间的共轭复数乘法运算；(2)功率计算模块831₀、831₁、...、831_P-1，功率计算模块831₀、831₁、...、831_P-2模块分别计算前述各差分检波模块的输出信号的功率(即复数信号的绝对值的平方)，而功率计算模块831_P-1直接计算前述匹配滤波器输出的MF_OUT[0]的功率；(2)加法器832，在控制信号MF_CTRL表示选择部分相干相关运算时，对各部分匹配滤波器的输出信号的功率进行求和运算；(3)选择器833，基于控制信号MF_CTRL的控制，选择FMF_PEAK或者SMF_PEAK作为相关检测峰值MF_PEAK输出，当控制信号MF_CTRL表示选择部分相干相关运算时，选择SMF_PEAK，当控制信号MF_CTRL表示选择全相干相关运算时，选择FMF_PEAK。相关检测峰值计算模块的动作与匹配滤波器的动作同步进行。

基于如上所示的第一步骤相关检测峰值计算模块，小区搜索模块852在微处理器86的控制下以第一实现形态中相同的流程进行初始小区搜索。

Claims (6)

1.一种用于WCDMA系统中小区搜索方法，其特征在于包括以下三个步骤：

小区搜索第一步骤包括以下处理：(1)用第一同步码序列PSC匹配滤波器对接收信号进行相关检测处理的第一同步码相关检测处理；(2)基于第一同步码部分相干相关运算结果或全相干相关运算结果之间进行差分检波以检测一定时间区间内的相位偏转，然后基于相位偏转估计计算移动通信终端的本地振荡器生成的载波频率与接收信号中的载波频率之间的偏差的频率偏差估计处理；(3)根据频率偏差估计结果，选择下一次对第一同步码进行相关检测运算的方法的第一同步码相关检测方法选择处理；(4)根据每一次相关检测运算所得的相关检测结果求得相关检测峰值的相关检测峰值计算处理；(5)从对应所有可能的时隙同步时序的相关检测峰值中求得最大相关检测峰值的最大相关检测峰值选择处理；(6)有效时隙同步时序判断处理包括：比较前述最大相关检测峰值与预先设定的第一步骤相关检测峰值阈值，如果最大相关检测峰值大于或等于第一步骤相关检测峰值阈值，则该最大相关检测峰值所对应的时隙同步时序为有效时隙同步时序，并输出给小区搜索第二步骤的处理；如果最大相关检测峰值小于第一步骤相关检测峰值阈值，则该最大相关检测峰值所对应的时隙同步时序不是有效时隙同步时序，返回第(1)步重复上述各步骤，直到得到有效时隙同步时序；

小区搜索第二步骤包括以下处理：(1)基于第一步骤所获得的时隙同步时序信息，移动通信终端用16个第二同步码对对应第二同步信道时间区间的接收信号进行连续15个时隙的第二同步码相关运算的第二同步码相关运算处理；(2)基于前述频率偏差估计处理所得的频率偏差信息选择时隙间位移相关运算方法的时隙间位移相关运算方法选择处理；(3)基于所选择的时隙间位移相关运算方法以及前述第二同步码相关运算处理所得的相关运算结果进行时隙间位移相关运算的时隙间位移相关运算处理；(4)从前述时隙间位移相关运算处理所得到的时隙间位移相关检测峰值矩阵ISSCP[64][15]的960个相关检测峰值元素中挑选出最大值，并根据最大时隙间位移相关检测峰值在前述时隙间位移相关检测峰值矩阵ISSCP[64][15]中的位置以及前述第二同步码相关运算处理的起始时间确定无线帧同步时序以及最佳小区所使用的扰码所属扰码组的无线帧同步时序和扰码组判定处理；

小区搜索第三步骤包括以下处理：(1)扰码相关运算方法选择处理；(2)扰码相关运算处理；(3)最大扰码相关检测峰值选择及其有效性判断处理。

2.根据权利要求1所述的用于WCDMA系统中小区搜索方法，其特征在于：所述频率偏差估计处理是，首先对每两个相邻的相关检测结果进行共轭复数运算，运算结果代表两个相关检测结果所对应的时间区间内接收信号的相位偏转量；然后对所有的共轭复数运算结果求平均得到一定时间区间内的平均相位偏转量ΔΦ；然后根据前述平均相位偏转量以及所选择进行前述共轭复数运算的每两个相关检测结果所对应的时间距离Δt以及下述公式计算频率偏差Δf：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{\Δ\Φ}}{\mathrm{\Δt}}.$

3.根据权利要求1所述的用于WCDMA系统中小区搜索方法，其特征在于：所述的小区搜索方法中第一步骤处理中：(1)采用第一同步码部分相干相关运算方法时，对第一同步码与接收信号的部分相干相关结果分别进行功率计算然后进行功率求和计算后求得第一同步码与接收信号的相关检测峰值；(2)采用第一同步码全相干相关运算方法时，对第一同步码与接收信号的全相干相关结果进行差分检波处理，对差分检波处理结果分别进行功率计算，然后进行功率求和计算后求得第一同步码与接收信号的相关检测峰值。

4.根据权利要求1所述的用于WCDMA系统中小区搜索方法，其特征在于：所述的小区搜索方法中第二步骤处理中：基于第二同步码相关运算结果矩阵，进行时隙间全相干相关运算方法、时隙间部分相干相关运算方法、时隙间非相干相关运算方法三种时隙间相关运算方法中的一种进行时隙间相关运算以求得时隙间位移相关峰值检测矩阵。

5.一种权利要求1～4中任意一项所述用于WCDMA系统中小区搜索方法的实现装置，其特征在于：小区搜索模块装置，包含有以下模块：(1)执行复数基带接收信号RSD与第一同步码PSC之间的相关运算的匹配滤波器MF(281)；(2)基于匹配滤波器MF(281)输出的相关运算结果MF_OUT[P]估计相位偏转量以及频率偏差的相位偏转和频率偏差估计模块(282)；(3)基于匹配滤波器MF(281)输出的相关运算结果MF_OUT[P]计算相关检测峰值的相关检测峰值计算模块(283)；(4)基于相关检测峰值计算模块(283)输出的相关检测峰值MF_PEAK检测时隙同步时序的时隙同步时序检测模块(284)；此外，匹配滤波器(281)的控制信号MF_CTRL由微处理器(86)通过总线(B2)提供；相位偏转和频率偏差估计模块(282)通过总线(B2)将频率偏差估计结果FREQ_ERR传送给微处理器(86)，同时还传送自动频率控制模块(8515)；从时隙同步时序检测模块(284)输出时隙同步时序信号SLOT_SYNC₂到第二同步码相关运算模块SSCC(285)以及与之相应的采样时序信号SLOT_SYNC₂到相位偏转检测模块(282)。

6.根据权利要求5所述的用于WCDMA系统中小区搜索方法的实现装置，其特征在于：所述匹配滤波器MF(281)，由以下模块构成：(1)P个部分匹配滤波器SMF₀(101₀)、SMF₁(101₁)、...、SMF_P-1(101_P-1)；(2)对各部分匹配滤波器的复数输出结果进行复数求和运算的加法器(103)；(3)用于选择匹配滤波器的输出数据的多路综合及选择器(105)。

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