CN102036362B - 复帧同步的获取方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种复帧同步的获取方法及装置，该方法包括对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计，比较所述广播信道的信道估计和所述下行导频信道的信道估计之间的相位差，并根据所述相位差获取复帧同步。本发明提高了小区搜索的成功概率。

Description

复帧同步的获取方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种复帧同步的获取方法和装置，应用于时分双工移动通信系统中。

背景技术

时分同步码分多址技术(Time Division-Synchronous CodeDivision Multiple Acess，简称为TD-SCDMA)是由中国提出第三代移动通信的国际标准，该标准的主要技术特征包括：

接收机使用先进的联合检测技术，降低用户间/同频间干扰，提高终端用户质量，同时提高系统容量；

采用时分双工(Time Division Duplex，简称为TDD)，上下行工作在同一个频点上，这样无需UE侧的信道质量反馈信息，NodeB侧就可以通过上行信道检测就获得下行信道质量，从而为智能天线的实现提供便利；

灵活的上、下行物理资源分配，可以根据上下行业务量分配不对等的上下行资源，最有效的利用频谱资源。

TD-SCDMA的子帧结构、时隙结构图如图1所示，一个完整的TD-SCDMA子帧包括7个常时隙和3个特殊时隙(下行导频时隙DwPTS、保护间隔GP和上行导频时隙UpPTS)。常时隙例如TS0，它包括第一用户数据部分352码片、144码片的中导码部分、第二用户数据部分352码片以及16码片的保护间隔。其中DwPTS时隙是由32个码片的保护间隔和64码片的四相相移键控信号(Quadrature Phase Shift Keying，简称为QPSK)构成。

移动终端在最开始的工作过程，开机上电后需要通过小区搜索注册到许可的网络中去。图2是相关技术中小区搜索的流程图，如图2所示，小区搜索包括以下的步骤S200至步骤S203：

步骤S200，搜索DwPTS，获取移动终端与无线网络间的时间同步，并获得下行导频SYNC_DL码。

步骤S201，扰码以及基本中导码(用于信道训练码)检测。

步骤S202，控制复帧同步检测。

步骤S203，读取广播信道(Broadcast Channel，简称为BCH)消息。

当移动终端完成上述四个步骤后，才能成功驻留到一个合适小区中，进入待机或工作模式。如果移动移动终端不能完成上述小区搜索过程，那么射频段在TD-SCDMA许可的频带范围内，更换其他频点进行小区搜索尝试。

上述小区搜索的四个步骤中，复帧同步过程原理就是检测图1所示中的DwPTS与TS0的中导码之间的相对相位。

传统的检测算法是进行位于TS0的BCH信道估计，然后利用这里获得的信道估计来恢复下行导频DwPTS位置的接收信号，再对比真实接收到的下行导频信号，从而获得控制复帧同步的相位值。这个方法缺点是仅仅在BCH上考虑干扰抵消，而没有考虑接收到的下行导频信号中的干扰，当干扰较强时，对小区搜索的成功概率存在风险。

针对相关技术中复帧同步没有考虑下行导频信号中的干扰会造成小区搜索的成功概率比较低的问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

针对复帧同步没有考虑下行导频信号中的干扰会造成小区搜索的成功概率比较低的问题而提出本发明，为此，本发明的主要目的在于提供一种时分双工移动通信系统中获取复帧同步的方案，以解决上述问题。

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种复帧同步的获取方法，应用于时分双工移动通信系统中。

根据本发明的复帧同步的获取方法包括：对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计，比较广播信道的信道估计和下行导频信道的信道估计之间的相位差，并根据相位差获取复帧同步。

其中，信道估计采用频域并/串行部分干扰抵消的信道估计算法。

优选地，对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计之后，方法还包括：对信道估计进行降噪处理。

优选地，比较广播信道的信道估计和下行导频信道的信道估计之间的相位差包括：比较降噪处理后的广播信道的信道估计和降噪处理后的下行导频信道的信道估计之间的相位差。

具体地，根据相位差获取复帧同步，将相位差构成相位序列，相位序列和表示存在广播信道信息的序列相比较，如果比较结果相同，则确定复帧同步；将相位差构成相位序列，相位序列和表示不存在广播信道信息的序列相比较，如果比较结果相同，则确定复帧不同步。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种复帧同步的获取装置。

根据本发明的复帧同步的获取装置包括：信道估计模块、相位检测器模块和复帧同步检测模块。

信道估计模块，用于对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计；相位检测器模块用于检测信道估计模块得到的信道估计的相位；复帧同步检测模块，用于比较相位检测器得到的信道估计相位差，根据相位差获取复帧同步。

优选地，复帧同步的获取装置还包括：降噪模块，用于对信道估计模块得到的信道估计进行降噪处理。

具体地，复帧同步的检测模块将相位差构成的相位序列和表示存在广播信道信息的序列相比较，以便获取复帧同步。

优选地，上述装置还包括确定模块，用于确定复帧同步。当复帧同步的检测模块的比较结果为相同，则确定复帧同步，如果比较结果为不相同，则确定复帧不同步。

通过本发明，采用对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计，比较广播信道的信道估计和下行导频信道的信道估计之间的相位差，并根据所述相位差获取复帧同步，解决了复帧同步没有考虑下行导频信号中的干扰会对小区搜索的成功概率比较低的问题，进而提高了小区搜索的成功概率。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据相关技术的TD-SCDMA系统的子帧结构、时隙结构以及复帧同步的迭代相位信息示意图；

图2是根据相关技术的小区搜索流程图；

图3是根据本发明实施例的复帧同步的获取方法的流程图；

图4是根据相关技术的频域串/并行部分干扰抵消信道估计算法示意图；

图5是根据本发明实施例的复帧同步的获取装置的结构框图；

图6是根据本发明实施例的复帧同步的获取装置的优选结构框图；

图7是根据本发明实施例的基于干扰抵消的信道估计及降噪装置结构框图。

具体实施方式

功能概述

本发明实施例提供了时分双工移动通信系统中获取复帧同步的方案，使用频域并/串行部分干扰抵消的信道估计算法，对广播信道和下行导频位置进行两次信道估计，然后比较两个信道信道估计之间的相位差，从而获得控制复帧同步检测。这个过程中，使用到干扰抵消信道估计，本发明采用频域并行部分干扰抵消算法来执行信道估计，该方法有较强的抗同频干扰能力，也可以使用在对常时隙的接收过程中，进而提高了小区搜索的成功概率。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

方法实施例

根据本发明的实施例，提供了一种复帧同步的获取方法，应用于时分双工移动通信系统中。

图3是根据本发明实施例的复帧同步的获取方法的流程图，如图3所示，该方法包括如下的步骤S302至步骤S306：

步骤S302，对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计。

具体地，使用频域并/串行部分干扰抵消的信道估计算法，对广播信道和下行导频位置进行两次信道估计。

优选地，对信道估计进行适当的降噪处理。

步骤S304，比较所述广播信道的信道估计和所述下行导频信道的信道估计之间的相位，得到相位差。

步骤S306，根据相位差获取复帧同步。

下面将结合实例对本发明实施例的实现过程进行详细描述。

以TD-SCDMA系统为例，本发明的“复帧同步检测”，就是检测附图1中下行导频与TS0时隙主控制物理信道(Primary ControlPhysical Channel，简称为PCCPCH)对应的中导码部分(即广播信道)之间预置的相位，逐子帧每四个子帧的相位构成序列，跟表示存在广播信道(Broadcast Channel，简称为BCH)信息的S1模式或表示不存在BCH信息的S2模式相比较，获得BCH检测解码边界。

天线口接收数据经过模拟基带后，送给数字基带的低通RRC滤波器，RRC滤波就是将接收到的信号经过一个滤波器进行滤波，滤波器模型为

${\mathrm{RC}}_0\left(t\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\π}\frac{t}{T_C}(1-\mathrm{\α})\right)+4\mathrm{\α}\frac{t}{T_C}\cos \left(\mathrm{\π}\frac{t}{T_C}(1+\mathrm{\α})\right)}{\mathrm{\π}\frac{t}{T_C}(1-{\left(4\mathrm{\α}\frac{t}{T_C}\right)}^2)}$

这里α＝0.22，Tc是码片周期，TD-SCDMA中，Tc＝7.8125e-007秒，假设滤波后的一个子帧6400个码片数据用r(n)，n＝1，2，...，6400来表示；获得的低滤波后的数据进行TS0的中导码接收数据和DwPTS接收数据分离，具体DwPTS和TS0的中导码数据位置参考附图1，其中TS0中导码接收信号(选取TS0中导码的后128位)，

r_TS0，MA＝r(n)，n＝369，370，...，496

DwPTS接收信号可以是

r_DwPTS＝r(n)，n＝865，866，...，992

或

r_DwPTS＝[[0_1×32或r(896)前推32码片][r(n)，n＝897，...，960][0_1×32或r(961)后推32码片]]

或者上面的变种，然后这两个接收信号r_TS0，MA和r_DwPTS统一用r_m来表示；分离后的数据r_m分别进行独立的下行导频信道估计和PCCPCH信道估计，这里所述的两次信道估计采用同频干扰抵消算法，以提高信道估计的准确性；干扰抵消的信道估计模块参考图4；两个信道估计获得以后，取出本小区的信道估计，分别采用h_TS0，MA(n)，n＝1，2，...，128和h_DwPTS(n)，n＝1，2，...，128来表示，对这两个信道估计进行适当的降噪处理，降噪处理方法较多，这里我们采用信道估计径功率与噪声相比较的方法；

降噪处理后的两个信道估计进行相位检测，从而获得DwPTS与TS0的PCCPCH中导码之间的相位差，具体方法可以是： $z_i=\underset{n=1}{\overset{16}{\mathrm{\Σ}}}[h_{\mathrm{DwPTS},i}\left(n\right)\×h_{\mathrm{TS}0,\mathrm{MA},i}\left(n\right)],$ 取z_i实部、虚部为R_i＝real(z_i)，I_i＝imag(z_i)，对z_i进行硬判为θ_i，如下：

这里i表示第i个子帧，获得的θ_i按照子帧时间顺序，由上述相位差构成一个相位序列，与S1或S2模式比较，获得BCH信道存在的指示信息和BCH的边界信息，为进一步的BCH解码和解析提供可能。

为了更好地理解本发明，下面对本发明涉及的干扰抵消算法进行详细描述。图4是根据相关技术的频域串/并行部分干扰抵消信道估计算法示意图，如图4所示，这里我们以TS0中导码部分进行干扰抵消的信道估计为例来说明，DwPTS的信道估计类似，我们也在后续部分简单说明一下。

步骤1，对接收信号rm进行FFT变换，得到频域的接收信号R；

步骤2，从这一步开始，干扰抵消的迭代过程开始，设第i次迭代，R进行全干扰抵消，得 $R^{\left(i\right)}=R-{\hat{S}}^{(i-1)},$ 其中初始值 ${\hat{S}}^{\left(0\right)}=0_{1\×128};$ 步骤3，将频域干扰抵消后的接收信号R⁽ⁱ⁾送往ISCP测量模块，获得第i次迭代的“噪声”测量值δ_n ²⁽ⁱ⁾，其中初始值 ${\mathrm{\δ}}_n^{2\left(1\right)}=0,$ 此后ISCP测量按照公式 ${\mathrm{\δ}}_n^{2\left(i\right)}=\frac{1}{128}\underset{k=1}{\overset{128}{\mathrm{\Σ}}}{\left|R_k^{\left(i\right)}\right|}^2$ 来进行；

步骤4，上面获得的数据R⁽ⁱ⁾与1/M_j对应元素相乘，其中M_j为第j个小区对应基本中导码的FFT变换，这里M_j＝fft(m_j)，而m_j是第j小区QPSK调制的基本中导码；

步骤5，对上面乘积获得的数据进行IFFT变换，得到该小区的剩余信道估计

步骤6，对获得所有同频小区的

进行联合的主径选择，获得信道估计主径选择可以这样进行：求出最多四个小区的上述信道估计残余

的径功率 $[P_{\mathrm{1,1}}^i{P}_{\mathrm{1,2}}^i...P_{\mathrm{1,128}}^i{P}_{\mathrm{2,1}}^i{P}_{\mathrm{2,2}}^i...P_{\mathrm{2,128}}^i{P}_{\mathrm{3,1}}^i{P}_{\mathrm{3,2}}^i...P_{\mathrm{3,128}}^i{P}_{\mathrm{4,1}}^i{P}_{\mathrm{4,2}}^i...P_{\mathrm{4,128}}^i],$ 共512个；找出最大值： $P_{\max }=\max [P_{\mathrm{1,1}}^i{P}_{\mathrm{1,2}}^i...P_{\mathrm{1,128}}^i{P}_{\mathrm{2,1}}^i{P}_{\mathrm{2,2}}^i...P_{\mathrm{2,128}}^i{P}_{\mathrm{3,1}}^i{P}_{\mathrm{3,2}}^i...P_{\mathrm{3,128}}^i{P}_{\mathrm{4,1}}^i{P}_{\mathrm{4,2}}^i...P_{\mathrm{4,128}}^i]$

P_max上乘上一个大于0小于1的参数λ⁽ⁱ⁾，形成主径选择门限，这里λ⁽ⁱ⁾可以按照不同的迭代次数i来配置，一般地，随着迭代次数增加，信道估计越来越准确，λ⁽ⁱ⁾可以逐次增大，比如[0.3 0.4 0.5 0.6]。所有512个功率值与主径选择门限λ⁽ⁱ⁾×P_max相比较，超过门限的

径保留，否则重置为0

这样就获得

步骤7，对获得的

跟

加起来，获得

这里初始值 ${\hat{h}}_j^{\left(0\right)}=0_{1\×128}.$

步骤8，对

按照上面测量出来的“噪声”功率δ_n ²⁽ⁱ⁾以及降噪门限进行降噪处理，获得降噪后的

降噪处理与上面所述的主径选择过程类似，具体如下：

求出

的径功率值 $[T_{\mathrm{1,1}}^i{T}_{\mathrm{1,2}}^i...T_{\mathrm{1,128}}^i{T}_{\mathrm{2,1}}^i{T}_{\mathrm{2,2}}^i...T_{\mathrm{2,128}}^i{T}_{\mathrm{3,1}}^i{T}_{\mathrm{3,2}}^i...T_{\mathrm{3,128}}^i{T}_{\mathrm{4,1}}^i{T}_{\mathrm{4,2}}^i...T_{\mathrm{4,128}}^i],$ 共512个；

求降噪判决门限γ⁽ⁱ⁾×δ_n ²⁽ⁱ⁾，这里γ⁽ⁱ⁾是降噪因子，该因子可以按照迭代次数i来配置，一般地，随着迭代次数增加，信道估计就越来越准确，该因子可以逐次减小，比如[65.554.5]。

将所有 $[T_{\mathrm{1,1}}^i{T}_{\mathrm{1,2}}^i...T_{\mathrm{1,128}}^i{T}_{\mathrm{2,1}}^i{T}_{\mathrm{2,2}}^i...T_{\mathrm{2,128}}^i{T}_{\mathrm{3,1}}^i{T}_{\mathrm{3,2}}^i...T_{\mathrm{3,128}}^i{T}_{\mathrm{4,1}}^i{T}_{\mathrm{4,2}}^i...T_{\mathrm{4,128}}^i]$ 跟降噪门限γ⁽ⁱ⁾×δ_n ²⁽ⁱ⁾比较，超过该门限的保留，小于此门限的多径全部重置为0这样就获得了降噪后的信道估计

步骤9，干扰抵消反馈通道中，对进行FFT变换，得到频域信道估计

步骤10，M_j点乘上

得到第i次迭代、第j个小区的接收信号恢复

步骤11，将获得的

按照不同小区叠加起来，获得

以备

第i+1次迭代时从R中减去重复上面步骤2到步骤11，直到迭代次数满足设置值后，信道估计模块执行完毕， ${\hat{h}}_j^{\left(i\right)},i=4,j=\mathrm{1,2,3,4}$ 输出

上述针对TS0的中导码接收信号部分的信道估计，如果应用在DwPTS上时，本地训练码s_{SYNC_DL}长度只有64比特，而接收信号我们选取了128个值，需要对s_{SYNC_DL}进行扩展：[[0_1×32][s_{SYNC_DL}(n)，n＝1，2，...，64][0_1×32]]

需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

装置实施例

根据本发明的实施例，提供了一种复帧同步的获取装置，应用于时分双工移动通信系统中。

图5是根据本发明实施例的复帧同步的获取装置的结构框图，如图5所示，该装置包括：信道估计模块52、相位检测器模块54和复帧同步的检测模块56，下面对上述结构进行具体描述。

信道估计模块52，用于对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计。

相位检测器模块54，连接至信道估计模块52，用于检测信道估计模块52估计的相位。

复帧同步的检测模块56，连接至相位检测器模块54，用于比较相位检测器54得到的相位，并根据相位差获取复帧同步。

图6是根据本发明实施例的复帧同步的获取装置的优选结构框图，如图6所示，该装置包括：降噪模块62和确定模块64，下面对上述结构进行具体描述。

降噪模块62，连接至信道估计模块52和相位检测器模块54，用于对信道估计模块52得到的信道估计进行适当的降噪处理。

确定模块64，连接至复帧同步的检测模块56，用于根据复帧同步的检测模块56的比较结果确定复帧同步。当复帧同步的检测模块的比较结果为相同，则确定复帧同步，如果比较结果为不相同，则确定复帧不同步。

以下通过一个具体实例来描述复帧同步的获取装置及其工作过程，图7是根据本发明实施例的基于干扰抵消的信道估计及降噪装置结构框图，如图7所示，该装置包括：低通滤波器70、数据分离模块71信道估计模块72对应于上述装置中的信道估计模块52、IC干扰抵消器73、降噪模块74对应于上述装置中的降噪模块62、相位检测器75对应于上述装置中的相位检测器模块54、复帧同步检测模块76对应于上述装置中的复帧同步的检测模块56和BCH接收模块77，下面对上述结构进行具体描述。

天线口接收数据经过模拟基带后，送给数字基带的低通RRC滤波器70，将获得的低通滤波70后的数据通过数据分离模块71进行分离，分别得到TS0的中导码接收数据和DwPTS，分离后的数据通过信道估计模块72分别进行独立的下行导频信道估计和PCCPCH信道估计，这里所述的两次信道估计采用同频干扰抵消算法，以提高信道估计的准确性。两个信道估计获得以后，取出本小区的信道估计，通过降噪模块74对这两个信道估计进行适当的降噪处理，降噪处理后的两个信道估计通过相位检测器75进行相位检测，从而获得DwPTS与TS0的PCCPCH中导码之间的相位差，由上述相位差构成一个相位序列，通过复帧同步检测模块76与S1或S2模式比较，获得BCH信道存在的指示信息和BCH的边界信息，为进一步的BCH解码和解析提供可能，复帧同步检测成功，则通过BCH接收模块接收BCH。

综上所述，根据本发明的上述实施例，提供了一种复帧同步的获取方案，采用对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计，比较广播信道的信道估计和下行导频信道的信道估计之间的相位差，并根据所述相位差获取复帧同步，解决了复帧同步没有考虑下行导频信号中的干扰会对小区搜索的成功概率比较低的问题，进而提高了小区搜索的成功概率。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种复帧同步的获取方法，应用于时分双工移动通信系统中，其特征在于，所述方法包括：

对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计；

比较所述广播信道的信道估计和所述下行导频信道的信道估计之间的相位差，并根据所述相位差获取复帧同步。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道估计采用频域并/串行部分干扰抵消的信道估计算法。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述广播信道和所述下行导频信道分别进行信道估计之后，所述方法还包括：

对所述信道估计进行降噪处理。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，比较所述广播信道的信道估计和所述下行导频信道的信道估计之间的相位差包括：

比较降噪处理后的所述广播信道的信道估计和降噪处理后的所述下行导频信道的信道估计之间的相位差。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述相位差获取复帧同步包括：

将所述相位差构成相位序列，所述相位序列和表示存在广播信道信息的序列相比较，如果比较结果相同，则确定复帧同步。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述相位差获取复帧同步包括：

将所述相位差构成相位序列，所述相位序列和表示不存在广播信道信息的序列相比较，如果比较结果相同，则确定复帧不同步。

7.一种复帧同步的获取装置，其特征在于，所述装置包括：

信道估计模块，用于对广播信道和下行导频信道分别进行信道估计；

相位检测器模块用于检测信道估计模块得到的信道估计的相位差；

复帧同步检测模块，用于比较相位检测器得到的所述信道估计相位差，根据所述相位差获取复帧同步。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

降噪模块，用于对信道估计模块得到的信道估计进行降噪处理。

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，复帧同步的检测模块将所述相位差构成的相位序列和表示存在广播信道信息的序列相比较，以便获取复帧同步。

10.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

确定模块，用于确定复帧同步，当复帧同步的检测模块的比较结果为相同，则确定复帧同步，如果比较结果为不相同，则确定复帧不同步。

Images