CN1167205C - 用于捕获异步宽带ds/cdma信号的设备 - Google Patents

用于捕获异步宽带ds/cdma信号的设备 Download PDF

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Abstract

提供一种捕获异步宽带直接序列/码分多址信号的设备。该捕获设备从一个直接序列/码分多址控制信道信号获取一个长码，其中公共短码和该长码在一帧中发送，并且表示基站所属编码组的组标识码被与公共短码组合并一起发送，该设备包括：长码屏蔽相关部分，差动相干组合部分，编码组和帧定时捕获部分，和长码捕获部分，用于通过分别相关属于所获取编码组的长码和所接收的长码来获取长码。

Description

用于捕获异步宽带DS/CDMA信号的设备
技术领域：
本发明涉及一种用于捕获异步宽带DS/CDMA信号的设备。
背景技术：
异步宽带宽带直接序列/码分多址(DS/CDMA)系统是在日本和欧洲建议的下一代移动通信系统中之一，并具有不需要外部定时信息的优点，这不同于其它DS/CDMA系统。在DS/CDMA系统中，必须在数据解调之前捕获编码，在异步系统的情况下，基站使用不同的编码，所以花费比同步系统更多的捕获时间。
DS/CDMA系统是使用扩频码标识信道或用户的系统，所以它的发射机发射相乘扩频码的调制数据的信号。在DS/CDMA系统中，必须先进行捕获过程以便移动终端解调从基站发送的数据。在同步系统中，例如现在普遍使用的IS-95，所有的基站使用相同的编码，每个基站用不同的偏移来标识，所以捕获处理是指搜索移动站所属基站中使用的编码偏移的处理。
如果未实现捕获，不可能估计信道相位。因此，在捕获处理中通常使用非相干检测器，它可以不考虑信道而相位鉴别是否实现捕获。图1是非相干检测器的方框图。根据图1的非相干检测器包括天线100、本振(LO)102、混频器104、相关器106、自乘器108和鉴别器110。
根据上述结构的操作如下。天线100接收通过无线电信道经历衰落和附加噪声的高频信号。混频器104将所接收的信号乘以本振102中生成的信号，并将所接收的信号变化成基带复信号。相关器106分别使复信号的实部和虚部相关。自乘器108使相关信号平方并去除信道引入的相位分量。鉴别器110通过鉴别自乘器108的输出值确定是否实现捕获。
相关器106可以是有源相关器或匹配滤波器相关器。有源相关器通过将内部编码生成器生成的编码乘以所接收的信号，然后在相关间隔上积分相乘值来执行相关。有源相关器的实现相对简单，但其捕获时间长。匹配滤波器相关器具有捕获时间比有源相关器短的优点，因为匹配滤波器相关器可以在每个码片时间上测试不同相位。
图2(a)至2(e)表示在假设所接收信号的功率是1和不具有噪声和衰减的理想信道时，对于实现捕获的情况和未实现捕获的情况下匹配滤波器相关器的相关结果。rk表示在匹配滤波器每个抽头上所接收信号的抽样。ck表示匹配滤波器的抽头系数，和pk表示rk和ck的乘积。
图2(a)表示匹配滤波器的抽头系数ck。图2(b)表示在实现捕获时所接收信号的抽样rk(同步)，和图2(c)表示图2(a)和图2(b)中所示值的相乘结果pk。根据这些图，如果实现捕获，所有pk的值变为1和匹配滤波器的输出值变为1。
图2(d)表示在实现捕获时所接收信号的抽样rk(未同步)，和图2(e)表示图2(a)和图2(b)中所示值的相乘结果pk。根据这些图，如果未实现捕获，所有pk的值变为1或-1，因而其总和变得远小于1。实际上，由于信道的衰落和附加噪声，匹配滤波器的每个输出值变成一个复数，并且同步情况下的匹配滤波器的输出可能变得小于未实现同步情况下的匹配滤波器的输出，所以可能导致错误锁定。
另外，如果信噪比低，或者信号分量因衰落衰减，不可能仅使用预定间隔上所接收信号的匹配滤波器输出来可靠地判决是否实现捕获。因此，通过组合在上述间隔上重复获得的匹配滤波器的输出能够更加可靠地进行判决。
作为组合匹配滤波器输出的一种方法，有相干组合法或非相干组合法。相干组合法在L个间隔过程中连续累加匹配滤波器的输出(L是正整数)，然后，求累加结果的平方并确定是否实现捕获。然而，相干组合法的缺点在于如果衰落或频率偏移超过一个阈值则性能快速地降低。非相干组合法求L个间隔中匹配滤波器输出的平方，并将它们线性地组合，从而确定是否实现捕获。即，非相干组合法的输出变成非相干检测器输出之和。然而，非相干组合法的缺点在于如果信噪比(SNR)变差则性能严重下降。
发明内容：
为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种实现实现异步宽带直接序列/码分多址(DS/CDMA)信号的信号捕获的设备，它通过在L间隔过程中差动相干组合匹配滤波器的第i和第i-1个输出来确定是否实现捕获。
根据本发明的一个方面，这里提供一种捕获直接序列/码分多址信号的设备，它从一个直接序列/码分多址控制信道信号获取一个长码，其中公共短码和该长码在一帧中发送，并且表示基站所属编码组的组标识码被与公共短码组合并一起发送，其特征在于，该设备包括：长码屏蔽间隔相关部分，用于相关内部生成的公共短码和控制信道信号；差动相干组合部分，用于通过相乘长码屏蔽间隔相关部分前一输出的复共轭值和长码屏蔽间隔相关部分的当前输出，通过在预定时间内累加相乘结果，并求累加值的绝对值，确定是否实现公用短码的获取；编码组和帧定时捕获部分，用于通过分别相关可以根据公共短码相干性生成的每个组识别码和所接收的组识别码，并通过组合每个相关结果，获取编码组和帧定时；和长码捕获部分，用于通过分别相关属于所获取编码组的长码和所接收的长码来获取长码。
根据本发明的另一个方面，这里提供一种直接序列/码分多址信号的捕获设备，它从一个直接序列/码分多址控制信道信号获取一个长码，其中公共短码和该长码在一帧中发送，并且表示基站所属编码组的组标识码被组合并与公共短码一起发送，其特征在于，该设备包括：长码屏蔽间隔相关部分，用于相关内部生成的公共短码和控制信道信号；一个开关，用于将长码屏蔽间隔相关部分的每个输出连接到输出终端，并重复这个过程，终端数与公共短码数一样多；差动相干组合部分，用于通过比较一个装置的输出值，其中该装置将从连接到开关的输出终端的输入值延迟预定时间，求延迟值的复共轭，相乘该复共轭值与输出终端的输入值，在预定时间上累加相乘值，并求累加值的绝对值，确定是否实现公用短码的获取；编码组和帧定时捕获部分，用于通过分别相关可以根据公共短码相干性生成的每个组识别码和所接收的组识别码，并通过组合每个相关结果，获取编码组和帧定时；和长码捕获部分，用于通过分别相关属于所获取编码组的长码和所接收的长码来获取长码。
附图说明：
通过参考附图详细说明其优选实施例，本发明的上述目的和优点将变得更加明显，在附图中：
图1是非相干检测器的方框图；
图2(a)至2(e)表示在实现捕获的情况下和未实现捕获的情况下匹配滤波器相关器的相关结果，其中所接收信号的功率是1，并具有无噪声和衰减的理想信道；
图3是生成控制信道和业务信道的异步宽带直接序列/码分多址系统发射机的方框图；
图4(a)至4(d)表示图3的直接序列/码分多址生成的CCH信号的模式；
图5是根据本发明用于获取宽带DS/CDMA信号的设备的方框图；
图6是图5所示的LC屏蔽部分相关部分和差动相干组合部分的详细方框图；和
图7是图6所示的LC屏蔽部分相关部分和差动相干组合部分的另一种优选实施例。
具体实施方式
图3是表示生成控制信道(CCH)和业务信道(TCH)的异步宽带DS/CDMA系统发射机的方框图。图3中的发射机包括CCH数据调制器300、第一短码生成器(SC0)301、第一乘法器302、屏蔽控制部分303、第二乘法器304、第三乘法器305、第一加法器306、长码生成器(LC)310、组标识码生成器(GIC)311、TCH数据调制器321至323、短码生成器(SC1、SC2、SCM-1)331至333、乘法器341至343、第二加法器350、第三乘法器351和第三加法器360。
CCH数据调制器300和TCH数据调制器321至323分别调制输入CCH数据和TCH数据。第一短码生成器301和短码生成器331至333生成M个短码(SC)(M是正整数)，并且在SC中，SC0用于CCH，SC1至SCM-1分别用于标识TCH。SC为所有基站公用，并且彼此正交。在此，M与一个处理增益，每数据码元的相乘码片数相同，并且SC的周期等于一个码元间隔。即，码片时间是码元间隔的1/M。从长码生成器310生成的长码(LC)对于每个基站是唯一的并用于标识一个基站。从GIC生成器311生成的GIC是用于标识基站所属编码组的SC，W个LC序列形成一个编码组。
第一乘法器302相乘第一短码生成器301生成的SC0和CCH数据解调器300的输出。屏蔽控制部分303根据长码生成器310和GIC生成器311的输出控制CCH数据调制器300和第一乘法器302输出的预定间隔的屏蔽，第二和第三乘法器304和305根据屏蔽控制部分303的控制执行屏蔽。第一加法器306相加第二和第三乘法器304和305的输出，然后将相加结果输出为CCH。
乘法器341至343分别相乘TCH数据调制器321至323的每个输出与短码生成器332至333的每个输出，并且第二加法器350相加乘法器341至343的输出。第三乘法器351相乘第二加法器350的输出和长码生成器310的输出，并将相加结果输出为TCH。第三加法器360相加CCH和TCH并发送该结果。
移动终端使用基站所发送的CCH信号用于捕获。CCH信号具有基站固有的LC在SC的周期即MTc(Tc：码片时间)上被定期屏蔽的形式。因此，SC仅在MTc上出现，LC仅在其余时间出现。即，SC和LC被时分复用和发送。
图4(a)至4(d)表示图3中形成的CCH信号模式。图4(a)表示一帧的LC周期。图4(b)表示L时隙形成的LC，每个时隙的长度是NTc。在屏蔽部分中，SC由互相正交的两个编码之和形成。两个编码之一是诸如图4(c)所示的SC0的公共短码(CSC)，另一编码是图4(d)所示的GIC。
图5是表示根据本发明用于捕获宽带DS/CDMA信号的设备的方框图。根据本发明的捕获设备包括LC屏蔽间隔相关部分500、差动相关组合部分502、GIC捕获部分504和LC捕获部分506。
LC屏蔽间隔相关部分500相关接收机中生成的CSC和所接收的信号。差动相干组合部分502差动地相干组合LC屏蔽间隔相关部分500的相关结果，并确定是否实现时隙捕获。GIC捕获部分504相关GIC和LC屏蔽间隔，并组合一帧或多帧的匹配滤波器的结果，选择具有最大组合结果的GIC。将所选择的GIC确定为移动终端所属基站的编码组，同时实现帧捕获。LC捕获部分506匹配滤波属于在GIC捕获部分504中获得的编码组和除了LC屏蔽间隔的其它部分的W个LC，并选择具有最大匹配滤波结果的LC。
图6是表示在预定时隙部分过程中执行的LC屏蔽部分相关部分500和差动相干组合部分502的操作的方框图。根据图6，LC屏蔽间隔相关部分包括相关器(MF)601至604，和差动相干组合部分包括共轭器611至613、乘法器621至623、加法器631和632、绝对值计算器640和鉴别器650。
相关器601至604相关所接收的信号和CSC。在此，相关器601至604是匹配滤波器。匹配滤波器包括M个抽头，并且抽头系数是CSC。匹配滤波器在每个码片时间上生成一个输出。
共轭器611至613输出每个匹配滤波器601至604输出的复共轭值。乘法器621至623相乘前一时隙的复共轭输出和当前时隙的相关器输出。每个加法器631至632相加在每个码片时间上输出的乘法器621至623的输出。绝对值计算器640求相加最终结果的绝对值，并且鉴别器650通过选择绝对值变得最大的时间检测LC屏蔽间隔。
图6所示的方框图假设存在多个相关器(MF)601至604、多个共轭器611至613、多个乘法器621至623和多个加法器631和632以简要地解释在预定时隙内执行的操作。然而，实际上，相关器、共轭器、乘法器和加法器在每个码片时间上顺序地执行操作。
图7是图6所示LC屏蔽间隔相关部分500和差动相干组合部分502的另一种优选实施例。
根据图7，LC屏蔽间隔相关部分由CSC相关器72构成，并且差动相干组合部分包括开关73、延迟701至703、复共轭器711至713、乘法器721至723、加法器731和732、绝对值计算器741至743和鉴别器750。参考标号70表示本地振荡器(LO)和71表示通过相乘所接收的信号和本地振荡器70中生成的信号将所接收的信号转换成基带信号的变频器71。
操作如下。CSC相关器72是匹配滤波器，匹配滤波器系数是CSC。匹配滤波器在每个码片时间上输出一个时隙周期(NTc)的相同编码相位。因此，通过将与N个不同编码相位中每个编码相位对应的匹配滤波器输出存储在存储器(未图示)中，为L个时隙差动地相干组合在存储器中存储的值并累加它们，然后求累加结果的绝对值，可以确定是否实现捕获。如下获取每个时隙的LC屏蔽间隔中第n个编码相位的捕获判决值(Zn)。首先，每个延迟701至703将通过开关73的每个值延迟Ntc即一个时隙的持续时间。每个复共轭器711至713求每个延迟701至703输出的复共轭。每个乘法器721至723分别相乘在当前码片时间上通过开关73的信号和复共轭器711至713的输出。即，CSC相关器72的第n个输出复共轭乘以CSC相关器72的第N+n个输出，CSC相关器72的第N+n个输出复共轭乘以CSC相关器72的第2N+n个输出，……，CSC相关器72的(L-1)N+n个输出复共轭乘以CSC相关器72的第LN+n个输出。结果，输出(Zn0*Zn1)、(Zn1*Zn2)、……、(Zn(L-1)*ZnL)。每个加法器731至733累加与L个时隙相同数目的乘法器721至723的输出。每个绝对值计算器741至743求每个累加值的绝对值。鉴别器750在N个判决值(Zn：n＝1，2，……，N)中选择对应于最大值的编码相位，并确定是否实现捕获。如果判决是错误的，重复上述处理。需要L+1个时隙的匹配滤波器输出以获得N个判决值。然而，在第二次判决之后，可以使用前一判决所用的最后一个时隙的匹配滤波器输出，所以仅需要L个时隙的匹配滤波器输出。对于差动相关组合，需要用于存储N个匹配滤波器输出和N个累加值的2N个存储器。而且，需要L个复共轭装置和乘法装置，并需要L-1个相加装置。
本发明的差动相关组合装置随着组合时隙数的增加具有判决值的更高可靠性。然而，捕获接收机变得更加复杂并需要花费更长的时间来获取判决值。因此，应当合理地选择组合时隙的数目，反映捕获时间和复杂性。
尽管仅使用差动相干组合的例子解释本发明，可以使用同时采用相干组合和差动相干组合的组合方法。即，通过相干组合组合结果和和未受衰落和频率偏移严重影响的时隙，并累加相干差动相干组合该累加结果，可以获得判决值。在此，总时隙数是相干组合时隙数和差动相干组合时隙数的乘积。
根据本发明，首先，因为在不同时隙上匹配滤波器的差动相干组合输出获得与异步组合相比具有大组合收益的判决值，并可以提供更高可靠性的判决，可以降低捕获时间。第二，如果存在频率偏移，相干组合衰减判决值的信号分量，增加捕获时间，所以通过差动相干检测可以降低频率偏移的影响。第三，在组合之后，通过获取因衰减和频率偏移发散到实部和虚部的所有信号能量，可以降低衰减和频率偏移的影响。第四，它不仅可以用于异步DS/CDMA系统，而且可以用于同步DS/CDMA系统，或者使用导频信号的系统捕获。

Claims (6)

1.一种捕获直接序列/码分多址信号的设备，它从一个直接序列/码分多址控制信道信号获取一个长码，其中公共短码和该长码在一帧中发送，并且表示基站所属编码组的组标识码被与公共短码组合并一起发送，其特征在于，该设备包括：
长码屏蔽间隔相关部分，用于相关内部生成的公共短码和控制信道信号；
差动相干组合部分，用于通过相乘长码屏蔽间隔相关部分前一输出的复共轭值和长码屏蔽间隔相关部分的当前输出，通过在预定时间内累加相乘结果，并求累加值的绝对值，确定是否实现公用短码的获取；
编码组和帧定时捕获部分，用于通过分别相关可以根据公共短码相干性生成的每个组识别码和所接收的组识别码，并通过组合每个相关结果，获取编码组和帧定时；
和长码捕获部分，用于通过分别相关属于所获取编码组的长码和所接收的长码来获取长码。
2.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，长码屏蔽间隔相关部分是包括多个抽头的匹配滤波器相关器，其抽头系数是内部生成的公共短码。
3.根据权利要求2所述的设备，其特征在于，差动相干组合部分包括：
一个复共轭器，用于求匹配滤波器相关器输出的复共轭；
一个乘法器，用于相乘复共轭器的前一输出和长码屏蔽间隔相关部分的当前输出；
一个累加器，用于累加乘法器的输出；
一个绝对值计算器，用于求累加器输出的绝对值；和
一个鉴别器，用于根据绝对值计算器的输出确定是否实现公共短码的捕获。
4.一种直接序列/码分多址信号的捕获设备，它从一个直接序列/码分多址控制信道信号获取一个长码，其中公共短码和该长码在一帧中发送，并且表示基站所属编码组的组标识码被组合并与公共短码一起发送，其特征在于，该设备包括：
长码屏蔽间隔相关部分，用于相关内部生成的公共短码和控制信道信号；
一个开关，用于将长码屏蔽间隔相关部分的每个输出连接到输出终端，并重复这个过程，终端数与公共短码数一样多；
差动相干组合部分，用于通过比较一个装置的输出值，其中该装置将从连接到开关的输出终端的输入值延迟预定时间，求延迟值的复共轭，相乘该复共轭值与输出终端的输入值，在预定时间上累加相乘值，并求累加值的绝对值，确定是否实现公用短码的获取；
编码组和帧定时捕获部分，用于通过分别相关可以根据公共短码相干性生成的每个组识别码和所接收的组识别码，并通过组合每个相关结果，获取编码组和帧定时；和
长码捕获部分，用于通过分别相关属于所获取编码组的长码和所接收的长码来获取长码。
5.根据权利要求4所述的设备，其特征在于，长码屏蔽间隔相关部分是包括多个抽头的匹配滤波器相关器，其抽头系数是内部生成的公共短码。
6.根据权利要求4所述的设备，其特征在于，差动相干组合部分包括：
多个延迟，将从连接到开关的输出终端输入的值延迟时隙的持续周期；
多个复共轭器，求每个延迟器输出的复共轭；
多个乘法器，相乘每个复共轭器的输出和从输出终端输入的值；
多个累加器，累加每个乘法器的输出；
多个绝对值计算器，求每个累加器输出的绝对值；和
一个鉴别器，比较绝对值计算器的输出确定是否实现公共短码的捕获。
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