CN1635725A - 一种正交频分复用系统中实现同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用(OFDM)系统中实现同步的方法，当前扇区要发送的信号经过信道编码、加扰和调制后，将经过调制的信号映射到物理信道上，以OFDM符号的形式在子载波上发射信号帧，由接收机接收后进行处理；在发射每个信号帧时，占用对应的基本导频格点在导频信道上发射OFDM符号的基本导频符号；占用对应的第二导频格点在导频信道上发射OFDM符号的第二导频符号；接收机根据接收到的导频格点完成同步；其中，所述基本导频格点与第二导频格点占用不同的频率，所有扇区导频格点位置仅由时间或频率的平移量区分。该方法不仅能实现移动无线通信系统的帧同步，克服相邻扇区的干扰，还能提高系统的资源利用率，还能实现精确的时间和频率同步。

Description

一种正交频分复用系统中实现同步的方法

技术领域

本发明涉及正交频分复用(OFDM)技术，特别是指一种正交频分复用系统中实现同步的方法。

背景技术

由于OFDM技术具有能够很好克服多径衰落的优势，该技术已在现有通信系统中得以广泛应用，例如：在无线局域网标准802.11a中、在固定无线接入标准802.16a中。而且，在移动无线通信接入系统中，如3GPP OFDM项目、IEEE802.20项目也正在考虑使用OFDM技术，以构建具有更高频率效率的移动无线通信接入系统。

目前，在移动无线通信系统中，通常采用蜂窝状的扇区覆盖整个服务区域，如图1所示，每个六边形覆盖的区域代表一个小区，每个六边形中间的实心圆表示基站(BS)，每个小区分为三个扇区，所有的扇区将整个服务区域覆盖，保证用户移动台在地理上连续的区域上都能与基站通信，从而得到服务。对于OFDM系统，每个扇区使用一个发射频率，如F₁、F₂、F₃，相邻扇区可以采用相同的频率，也就是说F₁＝F₂＝F₃；当然，相邻扇区也可以采用不同的频率，也就是说F₁、F₂、F₃互不相同。在相邻扇区采用不同频率时，对在地理上能够区分的扇区，如图1中基站N的扇区就可以重用基站1的扇区的频率，这里S₁₁、S_N1等是对应扇区的名称，其中N1就表示使用频率F₁。移动无线通信系统中需要重点解决的问题是：采用相同频率的扇区之间互相干扰的问题，特别是在相邻扇区采用相同频率时相互干扰问题尤为突出。

采用OFDM技术的移动无线通信系统，一般要通过信道编码、加扰、调制，然后将调制后的信号映射到物理信道上进行发射，其中映射到物理信道是通过OFDM技术实现的。具体来讲，调制后的信号为d_k(i)，其中，k是子载波的指标，k＝0，1，...，N-1，N是物理信道子载波(sub carrier)的个数，i是时间的指标，表示第i个符号周期，i＝-∞，...，+∞，d_k(i)以T′＝T+T_g为周期发送，其中T是OFDM符号中有用信号的时间长度，T_g是OFDM符号中循环前缀的时间长度。调制后的信号经过快速傅立叶逆变换(IFFT)，得到N个采样点的值，即有用符号。这里，如图2所示，OFDM符号的获取过程是：将有用符号采样数据后面的N_g个采样数据拷贝到有用符号的数据前面得到循环前缀，从而得到N+N_g个采样点，称为一个OFDM符号。基于此，经过数模转换(D/A)、低通滤波后，得到基带调制信号为：

信号s(t)通过加载到频率f₀上发射出去，经过衰落信道、高斯噪声，被接收机接收，d_k(l)是第l个OFDM符号、第k子载波上传送的信号，因此整个时频平面，被分割成时频格点，时间上以OFDM符号为单位，频率上以子载波为单位。每个时频格点上传送一个经过调制的信号，如图3所示，横坐标是子载波的频率，纵坐标是OFDM符号时间，图中假设OFDM符号从0到14，子载波也是从0到14。

发射的信号经过的时变信道，可以由如下的基带脉冲响应描述：

$h(t,\mathrm{\τ})=\underset{q=0}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_q\left(t\right)\mathrm{\δ}[\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_q\left(t\right)].$

其中，N_q表示接收到的多径的个数，ρ_q(t)和τ_q(t)分别是第q径的复幅度和时间延迟。信道脉冲响应在频率域的表示为H(f；t)(H(f；t)＝F_τ[h(τ，t)])。

在接收方，如图4所示，对接收到的信号的采样时刻为：

         t_l，n＝lT′+T_g+nT_s+εn＝-N_g，...，N-1

其中，ε是接收机进行FFT的同步误差，T_s是采样的时间间隔，T_g是循环前缀的时间周期，T′是整个OFDM符号的时间周期，有用符号的采样对应着n＝0，...，N-1。当考虑第l个OFDM符号的解调时，如果-ΔT＜ε≤T_s，则有用OFDM符号的采样不会受到相邻OFDM符号的干扰，其中ΔT＝T_g-τ_max，τ_max是最大的路径延迟。相应的，所接收到的复基带信号表示如下：

$r\left(t\right)=\underset{q=0}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_q\left(t\right)\underset{l=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}(t-l{T}^{\′}-T_g-{\mathrm{\τ}}_q\left(t\right))}\·\mathrm{Rec}{t}_{T^{\′}}[t-l{T}^{\′}-{\mathrm{\τ}}_q\left(t\right)]+n\left(t\right)$

其中n(t)是加性高斯白噪。

假设ρ_q(t_l，n)≈ρ_q(lT′)、τ_q(t_l，n)≈τ_q(lT′)，如果-ΔT＜ε≤T_s，则第l个有用采样为：

$r\left(t_{l,n}\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\left(\underset{q}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\ρ}}_q\left(l{T}^{\′}\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}{\mathrm{\τ}}_q\left(l{T}^{\′}\right)}\right)d_k\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}\mathrm{\ϵ}}+n\left(t_{l,n}\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k\left(l\right)d_k\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}\mathrm{\ϵ}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}}+n\left(t_{l,n}\right)$

其中，n＝0，...，N-1。

接收方进行N点的FFT，可得到如下的信号：

${\tilde{d}}_s\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(t_{l,n}\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πns}}{N}}$

$=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k\left(l\right)d_k\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}\mathrm{\ϵ}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}}\·e^{-j\frac{2\mathrm{\πsn}}{N}}+v_s\left(l\right)$

$=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k\left(l\right)d_k\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}\mathrm{\ϵ}}\frac{1-e^{j2\mathrm{\π}(k-s)}}{1-e^{j\frac{2\mathrm{\π}(k-s)}{N}}}+v_s\left(l\right)$

其中， $v_s\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left(t_{l,n}\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πsn}}{N}},$ 因此，有：

${\tilde{d}}_s\left(l\right)=H_s\left(l\right)d_s\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}\mathrm{\ϵ}}+v_s\left(l\right)---\left(1\right)$

从推导出的公式(1)可以看出，接收方在时间上的误差满足-ΔT＜ε≤T_s时，反映在解调后的信号上，只是一个与载波相关的相位变化，这时可以认为时间是同步的。但是，如果时间误差不满足-ΔT＜ε≤T_s，则反映在解调后的信号上不仅有相位的变化，还有幅度的变换以及符号间、载波间的噪声。那么，接收机为了能更好地解调信号，需要估计出正确的进行解调的时间，可以利用相邻符号的幅度变化来对同步的误差进行估计，相邻符号的幅度变化可表示为：

$\frac{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}|{\left|{\tilde{d}}_k\left(l\right)\right|}^2-{\left|{\tilde{d}}_k(l-1)\right|}^2|}{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\tilde{d}}_k\left(l\right)\right|}^2}---\left(2\right)$

如果接收机和发射机之间的载波存在频率误差Δf₀，则接收到的信号为：

$r\left(t\right)=e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{0}t}\·\underset{q=0}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_q\left(t\right)d_k\left(t\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}(t-l{T}^{\′}-T_g-{\mathrm{\τ}}_q\left(t\right))}{\mathrm{Rect}}_{T^{\′}}[t-l{T}^{\′}-{\mathrm{\τ}}_q\left(t\right)]+n\left(t\right)$

在t_l，n＝lT′+T_g+nT_s、n＝-N_g，...，N-1时刻进行采样，并假设ρ_q(t_l，n)≈ρ_q(lT′)、τ_q(t_l，n)≈τ_q(lT′)，则：

$r\left(t_{l,n}\right)=e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{f}_0(l{T}^{\′}+T_g+n{T}_s)}\·\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k\left(l\right)d_k\left(l\right)e^{j2\mathrm{\π}{f}_{k}n{T}_s}+n\left(t_{l,n}\right)$

因此，得到的信号为：

${\tilde{d}}_k\left(l\right)=e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{0}l{T}^{\′}}{e}^{-j(2\mathrm{\π\Δ}{T}_g+\mathrm{\π\ϵ}\frac{N-1}{N})}$

$\·[H_k\left(l\right)d_k\left(l\right)\frac{\sin \left(\mathrm{\π\ϵ}\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π\ϵ}}{N}\right)}+\underset{k^{\′}=0,k^{\′}\≠k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{k^{\′}}\left(l\right)d_{k^{\′}}\left(l\right)\frac{e^{\mathrm{j\π}\frac{(k-k^{\′})}{N}}}{N}\frac{\sin \left(\mathrm{\π\ϵ}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(\mathrm{\ϵ}+k-k^{\′})}{N}\right)}]$

$+v_k\left(l\right)---\left(3\right)$

其中，--ε＝Δf₀·T_s。因此，存在的频差导致接收到的解调信号在不同的OFDM符号上有不同的相位变化，可以通过解调后的导频的不同OFDM符号上的相位变化来进行频率误差的估计。也就是说，对 ${\tilde{d}}_k\left(l\right)\·{{\tilde{d}}^{*}}_k(l+1)$ 的相位进行估计，可以得到频率误差的估计。

在OFDM系统中，可以利用OFDM符号本身的特性进行OFDM符号时间和频率同步的估计。如图2所示，由于OFDM符号的循环前缀是从OFDM符号的有用符号后部拷贝得到的，因此，有用符号后部的采样值和循环前缀的采样值之间存在相关性，Jan-Jaap van de Beek，M.Sandell，and P.O.Borjesson，“MLestimation of Time and frequency offset in OFDM systems”，IEEE transaction onsignal processing，vol 45，No.7，July，1997中提出一种方法，其主要思想就是：利用上述相关性得到OFDM符号和频率的同步。Jan-Jaap等其后续的研究也给出结合导频符号进行OFDM符号同步的方法，确定了OFDM符号和频率的同步之后，精确的时间和频率的同步可以基于对两个连续的导频符号的时间和频率的误差估计，如前面公式(2)、公式(3)及其相关部分的描述。

在已实现OFDM符号同步，要进行解扰和信道译码等恢复原始数据的操作时，还必须知道发射数据的安排方式。一般的，多个OFDM符号汇集成一个OFDM帧，根据每帧的物理结构，就能按正确的顺序恢复发送的信号。例如：如图3所示，15个OFDM符号可以组成一个OFDM帧，一个用户按一定的方式占用时频平面的资源，图3中的阴影部分即为占用的时频平面资源；下一个OFDM帧，该用户再以另一种固定方式来占用时频平面的资源。接收方根据帧头的位置和用户占用时频平面的方式，就能确定用户要接收的数据的位置，进而提取用户需要的数据。因此，帧同步在OFDM系统中是正确提取用户数据的重要前提。

通过公式(1)可以看出，解调后的信号

和d_s(l)相比，多了一个因子。发送的信号在每个时频格点上看起来是经过一个单径的衰落，衰落因子为 $H_s\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}\mathrm{\ϵ}}.$ 为了能够正确解调信号，则需要对衰落因子进行估计，以去除衰落因子的影响。通常会采用导频辅助进行估计，即：发送一些已知的信号d_s(l)，这些已知的信号称为导频；根据接收到的信号，就可以对已知发送信号的时频格点上的信道衰落进行估计，即用

作为信道衰落因子的 $H_s\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πk}}{T}\mathrm{\ϵ}}$ 估计；再利用插值等方法，得到整个时频平面上的信道估计值。利用信道估计，就可以对数据进行正确的解调。对于信道估计，采用导频子载波的信道估计和采用时间、频率上都存在一定距离的导频格点的信道估计比，效率较低。

但是，现有OFDM通信系统对移动性的支持不够，具体表现在：OFDM通信系统例如802.11a，802.16a等，在设计同步方案时，没有考虑到移动台(MS，Mobile Station)位于蜂窝状覆盖的扇区中且存在占用同一频率的扇区。因此，对于蜂窝状的覆盖，如果不同的扇区占用同样的频率，则移动台会接收到互为干扰的多个扇区的信号，如此，就会导致移动台的扇区选择和识别、移动台和基站之间的时间和频率同步变得比较困难，不能保证移动台从一个扇区平滑地过渡到另一个扇区。

802.11a系统中采用的移动台与基站同步方式利用了前导符号(Preamble)，如表一所示，802.11a系统的帧结构由三部分组成：最前端是Preamble，其后是多个信令OFDM符号，信令OFDM符号后是多个数据OFDM符号。

Preamble

信令OFDM

数据OFDM

               表一

其中，Preamble由短训练OFDM符号重复10次和长训练OFDM符号重复2次组成，短训练OFDM符号组成方式如下：

$S_{-\mathrm{26,26}}=\sqrt{(13/6)}\{\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0}-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0}-1-j,\mathrm{0,0,0}-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,$

$\mathrm{0,0,0,0,0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0}-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},1+j,\mathrm{0,0}\}$

由于只用了52个子载波中的12个，因此短训练OFDM符号占用的时间只是OFDM数据符号的1/4。

长训练OFDM符号有如下载波组成方式：

    L_-26.26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，

    1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1}

另一个长训练OFDM符号通过重复得到。在802.11a系统中，通过短训练OFDM符号得到时间同步和粗略的频率同步，再通过长训练OFDM符号得到精确的频率同步。

为了保证数据OFDM符号的信道估计、同步估计，目前的解决方法是：802.11a系统在数据OFDM符号中设置了导频子载波，即在子载波21、7、-7、21一直发送导频符号。如图6所示，导频子载波在所有的数据OFDM符号上都发射导频信号，也就是说，用一个子载波完全用来作为导频。

上述同步设计方案采用了Preamble，即每个数据帧有一段完整的时间用来进行帧同步的获得，从而对资源利用上不够有效，而且Preamble的设计未考虑到相邻扇区的干扰问题。另外，对于数据OFDM符号的解调，利用了导频子载波，即在所有数据OFDM符号的某些载波上都发送导频信号。这种导频发射方式的安排，与采用在时频平面时间、频率上都间隔一定距离发射的导频来比，信道估计的性能较差。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种正交频分复用系统中实现同步的方法，不仅能实现移动无线通信系统的帧同步，克服相邻扇区的干扰，还能提高系统的资源利用率。

本发明进一步的目的在于提供一种正交频分复用系统中实现同步的方法，使其能实现精确的时间和频率同步。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种正交频分复用OFDM系统中实现同步的方法，当前扇区要发送的信号经过信道编码、加扰和调制后，将经过调制的信号映射到物理信道上，以OFDM符号的形式在子载波上发射信号帧，所发射的信号帧由接收机接收后进行处理；关键在于：

在发射每个信号帧时，占用对应的基本导频格点在导频信道上发射OFDM符号的基本导频符号，该基本导频符号在一个信号帧内以固定周期循环；并占用与对应基本导频格点频率不同的第二导频格点在导频信道上发射OFDM符号的第二导频符号，该第二导频符号分为一个以上不同组，每组第二导频符号位于对应基本导频符号的一个周期内，第二导频符号所划分组的个数等于对应基本导频符号每个循环周期的个数；

在接收每个信号帧时，接收机根据接收到的OFDM符号对应的导频格点完成同步。

上述方案中，频率相同的扇区占用不同频率的导频格点，所有扇区所占用导频格点的位置仅由时间和频率的平移量区分。不同扇区广播信道占用的频率由各自扇区导频信道占用的频率唯一确定。

上述方案中，每个扇区占用的导频格点由一个可逆二维矩阵和任意两个整数构成的二维元素之积与频率和时间平移量构成的二维元素之和唯一确定，其中平移量可以为零。每个扇区占用的导频格点对应的时间平移量由频率平移量唯一确定，且任意两个扇区所占用导频格点对应的频率平移量均不相同。

上述方案中，对于基本导频符号，不同OFDM符号上的基本导频符号为两两正交序列；存在传输时间误差时，不同OFDM符号上的基本导频符号的共轭乘积为两两正交序列。对于第二导频符号，所述每组第二导频符号之间为两两正交序列；存在传输时间误差时，所述每组第二导频符号的共轭乘积之间为两两正交序列；存在传输时间误差和频率误差时，所述每组第二导频符号共轭乘积的共轭乘积之间为两两正交序列。所有第二导频符号组组成的序列以一帧为一个循环周期。

上述方案中，所述接收机根据接收到的OFDM符号对应的导频格点完成同步进一步包括：

b11.接收方利用当前收到的OFDM符号的循环前缀得到OFDM符号同步和频率同步；

b12.接收方通过傅立叶逆变换从所有可能的子载波位置和OFDM符号平移上提取数据，并将所提取的数据与基本导频符号进行相关，获得该OFDM符号基本导频的同步；

b13.得到基本导频的同步后，接收方将接收到的信号的第二导频符号位置对应的值，与第二导频符号组序列的不同循环移位进行相关，确定第二导频的同步；

b14.确定第二导频的同步后，根据导频占用频率的偏移量，确定帧头和导频之间的时间偏移量，进而得到帧头的位置。

该方法还进一步包括：将由一个可逆二维矩阵和任意两个整数构成的二维元素之积与频率平移量和时间平移量构成的二维元素之和唯一确定的导频格点，在时间上平移一个OFDM符号生成新导频格点，并将新导频格点与已有导频格点一起作为发射用导频格点；

发射方以OFDM符号的形式在子载波上占用发射用导频格点进行发射，所述接收方根据时间上相邻的两个导频符号FFT后得到的不同解调值，进行频率和时间上的误差估计，然后利用跟踪环路进行时间和频率的精确同步。

本发明所提供的正交频分复用系统中实现同步的方法，不采用Preamble、不采用导频子载波，而采用导频格点完成帧同步以及精确的时间、频率同步；由于本发明设置地理位置上相邻的扇区采用不同频率的导频格点，在信号发射时，利用频率不同的基本导频格点和第二导频格点分别发射基本导频符号和第二导频符号，而且相邻扇区的广播信道等公共信道，也在频率上加以区分，如此，可有效完成扇区的识别和帧同步的检测，不仅能够克服相邻扇区的干扰问题，而且还提高系统资源的利用率。在实现帧同步的基础上，本发明进一步利用在时间上平移一个OFDM符号的方法获得新导频格点，接收方通过对新导频格点的解调、误差估计、环路跟踪等处理，可进一步实现时间和频率的精确同步。另外，本发明采用时间上、频率上有一定距离的导频格点，可有效提高信道估计的性能。

附图说明

图1为蜂窝状小区的组成结构示意图；

图2为一个的组成结构示意图；

图3为时频格点的示意图；

图4为时间误差与OFDM符号之间关系示意图；

图5为现有技术中导频子载波在OFDM符号上发射导频信号的示意图；

图6为本发明导频格点分布的示意图；

图7为本发明中不同频率下行帧结构中广播信道的发射位置示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。

本发明的基本思想是：不采用Preamble，也不采用导频子载波，而代替以导频格点，即：将在频率和时间上都间隔一定距离的格点作为导频，通过对导频格点的估计来完成下行的帧同步，并进一步实现精确的时间同步和频率同步，或是通过导频格点完成信道估计。

本发明中，导频格点的具体规划满足以下要求：如果两个扇区采用相同的频率，该两个扇区的导频格点占用不同的频率；并且，任意两个扇区中广播信道等公共信道占用的频率由导频信道占用的频率指示。

之所以在频率上区分这些公共信道，是由于公共信道使用的功率一般要高于数据业务信道，而且在整个扇区内都发射，因此对附近同频扇区的干扰比较大。从频率上区分，能尽量避免不同扇区公共信道之间的相互干扰，保证附近同频扇区的这些公共信道很好地工作。

如图6所示，图中阴影部分是一个扇区的导频格点，导频格点如果用二维坐标(m，n)来表示，则图6中的导频格点这样获得：

$\left[\begin{array}{c}m\\ n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}a& 0\\ 0& d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，m表示第m个子载波，n表示第n个OFDM符号；a、d、p、q为整数，a＝4、d＝4时得到的导频格点分布如图6所示。帧的长度和子载波的总个数，可以分别选择为d的倍数和a的倍数，比如：如果a＝4、d＝4，则帧的长度和子载波的总个数可选择为4的倍数，从而保证公式(4)对于不同的帧、不同的频带均成立。换句话说就是，可以将一帧的导频格点图案从时间、频率上周期延拓为所有频带上、所有帧上的导频格点。

公式(4)表示某个频率下的某个导频格点，对于采用相同频率的其他扇区，如果需要从频率上进行区分，则采用下面的导频格点：

$\left[\begin{array}{c}m\\ n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}a& 0\\ 0& d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}f\\ e\end{array}\right]$

其中，p、q为整数，f为频率的平移值，e为时间的平移值和，f和e的大小满足0≤f＜a，0≤e＜d。一个频带不同的导频格点的模式对应着由(f，e)组成的集合，集合中每个元素(f，e)的OFDM符号时间指标e由子载波指标f唯一确定，即集合中不存在两个元素--它们的子载波指标相同而OFDM符号时间指标不同，例如：可以存在(f₀，1)，(f₁，1)，但不能存在(f₀，1)，(f₀，2)，也就是说，某个频率已被选用，就不能再选择该频率了。

如图6所示，如果原扇区导频格点模式对应的(f，e)＝(0，0)，另一个同频扇区的导频格点模式对应着频率上平移两个子载波，即标记为P的格点，则另一同频扇区导频格点模式对应的(f，e)＝(2，0)。

一般，对任意可逆的二维矩阵 $\left(\begin{array}{cc}a& b\\ c& d\end{array}\right),$ 时频平面上的点可用公式(5)表示：

$\left[\begin{array}{c}m\\ n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}a& b\\ c& d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}f\\ e\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中，p、q为整数，平面上的格点可以分解为下面互相没有交点的集合的并：

$\left\{(m,n)\right|\left(\begin{array}{cc}a& b\\ c& d\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}f\\ e\end{array}\right)\}$

其中，p、q为整数，只要选择不同的(f，e)，即可得到没有交点的集合，这样选择的话，(f，e)个数为 $\left|\det \left(\begin{array}{cc}a& b\\ c& d\end{array}\right)\right|.$ 从得到的集合中选择部分集合作为导频格点模式，要求对每个选定的f，只有一个e，即对选择的(f，e)，其中的e由f唯一确定，例如：选择(f，0)。如此选择导频格点模式的原因是：接收机方是通过不同的频率来识别不同的扇区，并用导频符号的不同来识别扇区的帧头，导频符号的安排应与帧头有一个确定的相对位置，所以一种导频格点的模式，只能对应一种导频和帧头的位置差。

至于帧长度和子载波个数的选择，分别选择为导频符号间距的倍数和导频子载波间距的倍数，以保证对不同的频带、不同的帧导频格点模式可以周期延拓得到。

对应不同的导频格点模式，广播信道(BCH)的位置也在频率上进行区分，以避免扇区之间的干扰。也就是说，设计导频格点模式(f，e)与广播信道占用频率之间的一种对应关系，比如：对应关系可以是导频格点模式中频率的平移f对应着广播信道中频率平移f。如图7所示，如果f＝0对应的广播信道在子载波0上传播的话，则f＝x对应的广播信道在子载波x上传播，如此，f＝0对应的广播信道与f＝x对应的广播信道不存在直接的冲突，因为导频信号的发射频率不冲突。

为了利用导频格点的符号来进行扇区帧同步，本发明首先将所有扇区的导频格点符号设置为相同的，仅仅在频率或时间上有平移的不同，即如公式(5)所示，加一个平移量(f，e)。其次，本发明将一个扇区所有的导频格点，从频率上分为两组：一组称为基本导频，另一组称为第二导频，其中，基本导频上调制的是基本导频符号，第二导频上调制的是第二导频符号；基本导频符号用来进行第二导频符号组位置的确定，第二导频符号用来进行帧头位置的确定；基本导频和第二导频的组合可以不占满一帧中所有的导频格点。基本导频符号和第二导频符号的具体产生方法是这样的：

1)基本导频符号的生成如公式(6)所示：

$p_{f_i,t_j}=a_{i\mathrm{mod}I,j\mathrm{mod}J},i\∈\{0,...,M\·I-1\},j\∈\{0,...,N\·J-1\}--\left(6\right)$

其中p_fi，tj表示子载波f_i、OFDM符号t_j上的导频符号；M·I表示一帧中基本导频符号占用的子载波的个数；N·J表示一帧中基本导频符号占用的OFDM符号个数，也是一帧中导频的OFDM符号个数；而且a_i，j满足：

$\underset{i=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{i,j}{a^{*}}_{i,j^{\′}}=0,j\≠j^{\′}\∈\{0,...,J-1\}$

可以看出，每经过J个OFDM符号，基本导频符号循环一次。这样的a_i，j的构造可以采用OVSF码，或采用一个循环自相关正交的序列构造，例如R.L.Frankand S.A.Zadoff，“Phase shift pulse codes with good periodic correlation properties，”IRE Transactions on Information Theory，Oct.1962，pp.381-382，或D.C.Chu，“Polyphase codes with good periodic correlation properties，”IEEE Transactions onInformation Theory，July 1972，pp.531-532中构造的序列。一般来说，循环自相关正交的序列可能是非二元序列，也就是不仅由-1、1组成。对I＝J＝4时的循环正交序列可以这样构造：

$A=\left(a_{i,j}\right)=\begin{array}{}\left(\begin{array}{cccc}1& -1& 1& 1\\ 1& 1& -1& 1\\ 1& 1& 1& -1\\ -1& 1& 1& 1\end{array}\right)\end{array}$

对OVSF码可这样产生：

$A=\left(a_{i,j}\right)=\begin{array}{c}\left(\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right)\end{array}$

如果考虑到时间误差，则根据前面的分析，通过公式(1)可以知道，时间的误差会导致一个相位的变化，因此，这种情况下可采用以下抵抗时间误差的基本导频符号构造方式，即利用共轭数据来满足正交：

$p_{f_i,t_j}\·{p^{*}}_{f_{i+1},t_j}=a_{i\mathrm{mod}I,j\mathrm{mod}J},i\∈\{0,...,M\·I-1\},j\∈\{0,...,N\·J-1\}$

其中，M·I+1是基本导频符号占用的子载波个数；N·J表示基本导频符号占用的OFDM符号个数。而且a_i，j满足 $\underset{i=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{i,j}\·{a^{*}}_{i,j^{\′}}=0,j\≠j^{\′}\∈\{0,...,J-1\}.$ 这里，抵抗时间误差的基本导频符号的产生，实际是要求相邻两个基本导频符号占用的子载波的共轭乘积是满足正交码字的特性。构造过程中，初始的第一个子载波p_f0，tj的初值，可以任意的选取，由这些初始值得到其它基本导频符号的值，因此与不考虑时间误差的基本导频符号的产生相比，这种利用共轭乘积构造基本导频符号的方法要多占用一个子载波，即占用M·I+1个子载波，而利用公式(6)生成基本导频符号时只占用M·I个。

对应于基本导频格点符号p_fi，tj，第二导频符号可根据公式(7)产生：

$j\∈\{0,1,...,J_2-1,J,J+1,...,J+J_2-1,...,(N-1)J,...,(N-1)\·J+J_2-1\}---\left(7\right)$

其中， 表示小于j/J的最大整数，是第二导频符号的组号；M₂·I₂是第二导频符号占用的子载波个数；N·J₂是一帧内第二导频符号占用的OFDM符号个数，J₂≤J。p_{fi′，tj′}表示子载波f_j′、OFDM符号t_j′上的导频格点符号。这里，t_j′必须满足t_j+J′-t_j′＝t_j+J-t_j，例如：可以选取t_j′＝t_j。{f_j′|j＝0，1，...}和{f_j|j＝0，1，...}要求没有相同的元素，即基本导频符号和第二导频符号在频率上完全是分离的。

a_m(i，j)可以这样产生：a_m(i，j)＝h_m(i+j·J₂)，其中 $\underset{n=0}{\overset{I_2\·J_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m\left(n\right)\·{h^{*}}_{m^{\′}}\left(n\right)=0,$ 对m≠m′。这种正交的序列同样采用OVSF码或循环正交码构造，例如：对I₂＝J₂＝4，h_m(n)可选择长度为16的OVSF码。

因此，基本导频符号的周期为J个OFDM导频符号，在每个基本导频符号的周期内对应着一组第二导频符号。一帧内共有N个不同的第二导频符号组分别对应N个基本导频符号的周期。接收机可以通过对基本导频符号的检测，确定第二导频符号组的位置，进而通过对第二导频符号组排列顺序的检测，确定帧头的位置。

同样的，如果考虑时间误差，可通过下式产生第二导频符号：

$i\∈\{0,...,M_2\·I_2-1\},j\∈\{0,...,J_2-1,J,J+1,...,(N-1)J+J_2-1\}$

其中，

表示小于j/J的最大整数；M₂·I₂+1是第二导频符号占用的子载波个数；N·J₂是一帧内第二导频符号占用的OFDM符号个数，J₂≤J。这里，t_j′必须满足t_j+J′-t_j′＝t_j+J-t_j，比如：可以选取t_j′＝t_j。{f_j′|j＝0，1，...}和{f_j|j＝0，1，...}没有相同的元素，即基本导频符号和第二导频符号在频率上完全是分离的。a_m(i，j)可以这样构造：

                     a_m(i，j)＝h_m(i+j·J₂)

其中，

这种正交的序列同样可采用OVSF码或者循环正交码构造。如此产生第二导频符号，与不考虑时间误差的第二导频符号产生方法比较，占用的导频子载波个数要多一个。在产生过程中，初始的第一个子载波p_{f0′，tj′}的初值，可以任意选取，由这些初始值得到其它第二导频符号的值。

对于第二导频符号而言，不仅可能存在时间误差，同时还可能存在频率误差，那么，如果同时考虑时间误差和频率误差的存在，可根据下式生成第二导频符号：

$i\∈\{0,...,M_2\·I_2-1\},j\∈\{0,...,J_2-2,J,J+1,...,(N-1)\·J+J_2-2\}$

其中，

表示小于j/J的最大整数；N·J₂是一帧内第二导频符号占用的OFDM符号个数；J₂≤J。这里，t_j′必须满足t_j+J′-t_j′＝t_j+J-t_j，比如：可选取t_j′＝t_j。{f_j′|j＝0，1，...}和{f_j|j＝0，1，...}没有相同的元素，即：基本导频符号和第二导频符号在频率上是分离的。

a_m(i，j)可以这样产生：

                   a_m(i，j)＝h_m(i+j·(J₂-1))

其中， 这种正交序列同样可采用OVSF码或循环正交码构造。构造过程中，初始导频格点p_{f0′，tj′}，{p_{fi′，t0′}，p_{fi′，tj′}，...，p_{fi′，t(N-1)j′}}的值，可任意选取，由这些初始值得到其它第二导频符号的值。

如图6所示，图6为一个导频格点设置的具体实施例，图中的阴影部分是一个扇区的导频格点，导频格点可分为两组：一组是子载波{0，4}上的导频格点，为基本导频符号；另一组是载波{8，12，16，20}上的导频格点，为第二导频符号。对图6中所示的例子，对应I＝J＝2，M＝3，N＝1，可选取的基本导频符号对应的正交矩阵为：

$A=\left(a_{i,j}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)$

也就是说，图6中的基本导频符号是以每两个OFDM符号导频符号循环一次，两个不同的导频码字，在基本导频占用的频率上是正交的。

图6中第二导频符号在载波{8，12}和载波{16，20}上是完全相同，对应I₂＝J₂＝2，导频符号对应的a₀(i，j)＝h₀(i+j·2)为{1，1，1，1}，a₁(i，j)＝h₁(i+j·2)为{1，1，-1，-1}，a₂(i，j)＝h₂(i+j·2)为{1，-1，1，-1}，第二导频符号这三组向量之间也是正交的。

如果获得了帧同步，需要利用导频符号来得到精确的时间同步和频率同步，则需要利用导频格点来进行时间误差和频率误差的估计。从背景技术可以看出，在有时间误差或有频率误差时，接收方进行FFT后得到的解调值和没有误差时得到的解调值不同，因此，利用时间上相邻的两个导频符号FFT后得到的解调值的不同，可以进行频率和时间上的误差估计，从而可利用跟踪环路进行时间和频率的精确同步。

这种情况下，导频格点的位置设置可在已有导频格点的设置基础上，在时间上平移一个符号，得到新的导频格点位置。如图6所示，除了阴影部分，在F的位置上增加导频格点。对这样得到的所有导频格点，同样可采用上面所述的各种导频符号的产生方法，因此，本发明对导频格点的生成方法不仅能满足帧同步的需要，还能满足时间和频率精确同步的需要。

基于上述导频格点的设置、划分以及基本导频符号和第二导频符号的生成，本发明中同步帧的发送过程是这样的：在无线移动通信中，要发送的信号经过信道编码、加扰和调制后，将经过调制的信号被映射到物理信道上，以OFDM符号的形式在子载波上进行信号帧发射。本发明在发射信号帧的数据段，也就是数据OFDM时，占用对应的基本导频格点在导频信道上发射OFDM符号的基本导频符号，占用对应的第二导频格点在导频信道上发射OFDM符号的第二导频符号。这里，所述对应的导频格点是按公式(5)生成的；并且，基本导频格点和第二导频格点之间满足：基本导频格点和第二导频格点占用不同的频率；同时，基本导频符号和第二导频符号之间满足：基本导频符号在一帧内以固定周期循环，第二导频符号分为不同的组，每组第二导频符号均位于一个基本导频符号的周期内。

针对所述同步帧的发射过程，相应的，本发明中接收机方采用的同步方法包括以下步骤：

1)首先，利用循环前缀得到OFDM符号同步和频率同步。

本步骤可采用的Jan-Jaap van de Beek，M.Sandell，and P.O.Borjesson，“MLestimation of Time and frequency offset in OFDM systems”，IEEE transaction onsignal processing，vol 45，No.7，July，1997中给出的方法来得到符号同步和频率同步。

2)其次，进行基本导频符号的同步。

由于接收方预先知道任意一个频带内的所有可能存在的扇区的导频格点的频率分布，也就是说，知道可能存在的发射方导频格点占用的频率，进而可以获知发射方有关基本导频符号和第二导频符号的划分情况。由于所有扇区的基本导频符号仅仅在某一些子载波上存在，因此，通过FFT对在所有可能的基本导频符号的子载波位置上，所有可能的OFDM符号平移上的数据进行提取，并与基本导频符号进行相关，这里由于所有扇区采用的导频符号都是相同的，所以不必再区分导频符号对应的扇区。最大相关峰对应的频率移位和时间移位，即为对应搜索到的最优扇区和正确基本导频的位置，基本导频的位置对应着第二导频组的位置。在发射方采用可抵抗时间误差的基本导频符号时，接收方用p_fi，tj·p^* _fi+1，tj和接收到的信号 ${\tilde{d}}_{f_i}\left(t_j\right)\·{{\tilde{d}}_{f_{i+1}}}^{*}\left(t_j\right),$ 即将接收到的信号先进行相邻符号的共轭相乘，再进行相关。其中，每个子载波位置对应不同的扇区；OFDM符号平移对应所有可能的基本导频符号的正确OFDM符号位置。

3)然后，进行第二导频的同步。

在得到基本导频的同步后，由于第二导频的符号组可由基本导频的位置完全确定，因此，接收机继续提取出接收到的信号的第二导频符号位置对应的值，用第二导频符号组序列的不同循环移位进行相关，来确定第二导频的同步。对于考虑时间误差或频率误差的第二导频符号，接收机先做相应的相邻符号的共轭相乘，再进行相关操作。

4)最后，完成帧同步和广播信道位置的确定。

确定第二导频的同步后，根据导频占用频率的偏移量，来确定帧头和导频之间的时间偏移量，进而确定帧头的位置。同时，根据导频占用频率的偏移量，来确定广播信道的偏移量，得到广播信道的位置。其中，导频频率的偏移量对应固定的帧头的时间偏移量。

在完成上述帧同步后，还可进一步执行步骤5)：

5)进行精确时间同步和频率同步的维护。

可利用现有技术中通常的时间误差和频率误差的估计方法，例如：可采用两个符号的相位差对频率差进行估计，利用两个符号的幅度差对时间误差进行估计；然后通过跟踪环路完成精确的时间、频率同步。

总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (13)

1、一种正交频分复用OFDM系统中实现同步的方法，当前扇区要发送的信号经过信道编码、加扰和调制后，将经过调制的信号映射到物理信道上，以OFDM符号的形式在子载波上发射信号帧，所发射的信号帧由接收机接收后进行处理；其特征在于，

在发射每个信号帧时，占用对应的基本导频格点在导频信道上发射OFDM符号的基本导频符号，该基本导频符号在一个信号帧内以固定周期循环；并占用与对应基本导频格点频率不同的第二导频格点在导频信道上发射OFDM符号的第二导频符号，该第二导频符号分为一个以上不同组，每组第二导频符号位于对应基本导频符号的一个周期内，第二导频符号所划分组的个数等于对应基本导频符号的循环周期的个数；

在接收每个信号帧时，接收机根据接收到的OFDM符号中对应的导频格点完成同步。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，频率相同的扇区占用不同频率的导频格点，所有扇区所占用导频格点的位置仅由时间和频率的平移量区分。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，不同扇区广播信道占用的频率由各自扇区导频信道占用的频率唯一确定。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，每个扇区占用的导频格点由一个可逆二维矩阵和任意两个整数构成的二维元素之积与频率和时间平移量构成的二维元素之和唯一确定。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，每个扇区占用的导频格点对应的时间平移量由频率平移量唯一确定，且任意两个扇区所占用导频格点对应的频率平移量均不相同。

6、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，不同OFDM符号上的基本导频符号为两两正交序列。

7、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，存在传输时间误差时，不同OFDM符号上的基本导频符号的共轭乘积为两两正交序列。

8、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述每组第二导频符号之间为两两正交序列。

9、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，存在传输时间误差时，所述每组第二导频符号的共轭乘积之间为两两正交序列。

10、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，存在传输时间误差和频率误差时，所述每组第二导频符号共轭乘积的共轭乘积之间为两两正交序列。

11、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所有第二导频符号组组成的序列以一帧为一个循环周期。

12、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收机根据接收到的OFDM符号对应的导频格点完成同步进一步包括：

b11.接收方利用当前收到的OFDM符号的循环前缀得到OFDM符号同步和频率同步；

b12.接收方通过傅立叶逆变换从所有可能的子载波位置和OFDM符号平移上提取数据，并将所提取的数据与基本导频符号进行相关，获得该OFDM符号基本导频的同步；

b13.得到基本导频的同步后，接收方将接收到的信号的第二导频符号位置对应的值，与第二导频符号组序列的不同循环移位进行相关，确定第二导频的同步；

b14.确定第二导频的同步后，根据导频占用频率的偏移量，确定帧头和导频之间的时间偏移量，进而得到帧头的位置。

13、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：将由一个可逆二维矩阵和任意两个整数构成的二维元素之积与频率平移量和时间平移量构成的二维元素之和唯一确定的导频格点，在时间上平移一个OFDM符号生成新导频格点，并将新导频格点与已有导频格点一起作为发射用导频格点；

发射方以OFDM符号的形式在子载波上占用发射用导频格点进行发射，所述接收方根据时间上相邻的两个导频符号FFT后得到的不同解调值，进行频率和时间上的误差估计，然后利用跟踪环路进行时间和频率的精确同步。

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