CN102412958A - 窄带接收机 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及窄带接收机，尤其涉及对以低数据率接收到的数据进行解码的多个方面。一种配置中，接收机包括：信号处理器，执行对包括在包括一组时隙的信号中的数据进行解码的方法，至少一个时隙包括前导部分和净荷部分并以预定传输频率被发送。信号处理器配置成执行第一处理，从前导部分获得定时数据，执行第二处理，从净荷部分提取信息，第二处理由从第一处理获得的定时数据触发。前导部分至少包括第一序列的数据和第二序列的数据，第二序列是第一序列的逆序列。数据的序列可以被具体化为包括至少两个元素的重复图案。第一序列和第二序列之间的变换或分界通过信号处理器的组件来识别，并且使得接收机能够识别与前导相关的比特定时。

Description

窄带接收机
本申请是分案申请，其原案申请的申请号为200780044522.X，申请日为2007年11月30日，发明名称为“窄带接收机”。
技术领域
本发明涉及数字通信系统和方法，并且尤其但不专门用于对以低数据率接收到的数据进行解码。
背景技术
由于与数据接收和发送相关联的高数据率和实时要求，大多数点对多点无线电通信系统在相对高的带宽进行操作。由于与功率要求的范围和降低相关的相称优势，对于具有不太严格的数据率要求的应用，在低带宽进行操作是很具有吸引力的。然而，由于在发射机和接收机之间的频率误差会大大超过信号带宽的事实，低带宽系统会导致显著的频率锁定问题；频率误差的识别典型地涉及高精度组件的使用，其等同于费用方面的大量开销以及在低宽带系统的使用时的相称限制。
美国专利US6,522,698提供了低成本解决方案，其中，大部分解码和处理在中心站中执行，任何给定的远程站仅须以相对低的数据率进行发送：远程站(或外围站(outstation))被配置成及时任意地生成上行链路消息，将其留在基站，以识别任何给定远程站点的唯一标记。典型地，这涉及向基站提供多个滑动检测器，在计算要求方面这些滑动检测器很昂贵，并且对于大量远程站，会变得不敢问津地昂贵。
希望提供一种适于利用大量远程外围站的更低成本的窄带传输系统。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于对包括在信号中的数据进行解码的方法，该信号包括一组时隙，至少一个所述时隙包括前导部分和净荷部分并以预定的传输频率被发送，该方法包括：
执行第一处理，以从前导部分获得定时数据；以及
执行第二处理，以从净荷部分提取信息，第二处理由从第一处理获得的定时数据触发，
其中，前导部分至少包括第一序列的数据和第二序列的数据，第二序列是第一序列的逆序列，以及
其中，第一处理包括：识别所述第一序列的数据和第二序列的数据之间的转换，并且从所识别的转换获得所述定时数据。
在本发明的至少一个实施例中，信号从中心站被发送并且通过远程的外围站从该中心站接收。
在一种配置中，第一序列的数据包括包括至少两个元素的重复图案(pattem)；两个元素中的每一个可以不同于两个元素中的另一个，并且图案可以对应于优选地具有相等数量的不同元素的方波。该第二序列的数据可以包括与第一序列的数据不同数量的元素，并且两个序列均是周期性的。在最优选的配置中，第一序列包括24对{1，0}“点”以及第二序列包括8对{0，1}“逆点(anti-dotting)”；因此，可以想到第一序列突然地转换到第二序列，并且序列之间的转换可以被识别为它们之间的分界(interface)。
在一种配置中，第二处理在处理第二序列期间被触发，以使得在处理净荷部分之前有进行控制的足够时间以在第一处理和第二处理之间进行切换。时隙包括另一部分，另一部分包括多个比特，通常在现有技术中被称为同步字，并且该方法进一步包括在从净荷部分提取信息之前，关于同步字执行第二处理，以使第二处理与净荷部分的起始同步。
在优选配置中，第一处理采用FFT作为一组滤波器库，每个滤波器库对应于一个频带；对于包括在前导部分中的每个数据项，FFT被用于识别在每个所述频带内接收到的信号的幅度，并且从所识别的用于第二所述频带的第二信号幅度减去所识别的用于第一所述频带的第一信号幅度，以对所述前导部分的至少一部分中的信号进行解调。第一处理还涉及：将相减后的信号幅度与调谐至与所述第一序列相关联的周期的基频的来自振荡器的输出(诸如复指数)进行合成，并且例如使用漏积分器将振荡器的输出累加在前导部分上。
在前导部分包括上述点和逆点序列的情况下，所累加的值在点序列的处理期间增加并且在逆点序列的处理开始时突然减小。然后，由于在转换点输出的漏积分器的相位与复指数和解调后的第一序列之间的相对相位成比例，并且该相对相位直接与外围站的比特定时偏移成比例，在该转换点与漏积分器的输出相关联的相位被用于获得所述定时数据。
从而，在本发明的实施例中，远程站被配置为获得定时和频率信息，并且可以随后使用定时数据以使其本身与基站同步；有利地，当将数据发送至基站时，该同步可以被最有效地使用，这是因为在远程站与基站同步的情况下，这隐含地减小了当接收来自远程站的信号时要求由基站执行的处理量。应该理解，当存在大量这样的远程站(每一个都彼此相当独立地进行发送)时，这明显地减轻了对基站的处理要求(否则，其要求有现有技术的系统，诸如US6,522,698)。
根据本发明的第二方面，提供了一种识别用于调节接收机的频率偏移的频率数据的方法，该方法包括：
在接收机处接收信号，该信号包括一组时隙，至少一个所述时隙包括前导部分并以预定的传输频率被发送，其中，所述预定频率在已知的频率范围内。
将频率范围划分为多个频带；
对于包括在前导部分中的每个数据项：
识别在每个所述频带内接收到的信号的幅度；
识别多个频带对，每个所述频带对均包括第一频带和第二频带，
对于多个频带对中的至少一些，从所识别的用于所述第二所述频带的第二信号幅度减去所识别的用于所述第一所述频带的第一信号幅度，从而对所述前导部分的至少一部分中的信号进行解调。
将对应于各个频带对的相减后的信号幅度与从调谐至与所述前导部分相关联的周期的基频的振荡器的输出进行合成；以及对于每对第一所述频带和第二所述频带，将合成的信号幅度累加在前导部分上，从而识别用于调节接收机的频率偏移的频率数据。
优选地，该方法包括：识别累加的信号幅度是最大值的一对第一所述频带和第二所述频带，从而识别频率数据。频率数据基本上表示接收机相对于传输的预定频率(即，载频)的频率偏移。
在一种配置中，该方法包括：监控用于前导部分中的连续数据项的所述累加的幅度的改变，以识别其中的转换点；以及识别与所述转换相关联的相位，以确定用于调节接收机的比特定时偏移的定时数据。
最优选地，前导部分包括第一序列和不同于第一序列的第二序列，并且上述的转换点可从第一序列和第二序列之间的切换获得。用于前导的特别优选的格式是第一序列和第二序列是周期性的并且第二序列是第一序列的逆序列的格式。
根据本发明的其他方面，提供了一种适于执行上述方法的接收机及其部件。
从参考附图作出、仅通过实例的方式给出的本发明的优选实施例的以下描述中，本发明的更多特征和优势将变得很显而易见。
附图说明
图1是示出本发明的实施例可以进行操作的点到多点系统的实例的示意图；
图2是示出根据本发明的实施例的给定帧的第一时隙的多个部分的示意图；
图3是示出图1中所示的外围站所利用的接收机的多个组件的示意图；
图4是示出图3的信号处理器的多个组件的示意性框图；
图5是示出形成图4的接收机的一部分的基于FFT的并行解调器的多个组件的示意性框图；
图6是示出图4的窄带检测器的多个组件的示意性框图；
图7是图6中所示的漏积分器组件的输出的图形表示。
具体实施方式
在本文中描述的收发机和通信系统具有通用的应用。然而，为了清楚，在远程测量系统的情况下描述系统和方法，诸如在家庭或商业环境下与需给电表结合使用。然而，应理解，本发明不限于这样的应用。例如，本发明可以应用于从以下各个方面的低数据率遥测：从远程(例如，非电网供电的(non-mains powered))设施(诸如水库)；从人身或财产意外或攻击安全警报(诸如防盗警报、攀山救援警报等)；用于建筑、低功率无线警报、将静态警报连接到国家中央监控系统的安全系统；例如在家庭环境下的远程控制，诸如用于电器控制；用于控制装置(诸如路灯)的远程控制；用于挽回被盗财产(诸如车辆)的跟踪系统；以及使用例如经由电源发信号的非无线电通信系统。以下描述提到各种值-在频率、采样率等方面；应理解，特定值仅是示例性的，而本发明不限于任何特定的单个值或多个值的组合。
参考图1，在一种配置中，通信系统1包括一组基站B1...Bn，每个基站Bi均能够与一组外围站O1Bi...OnBi(其中，i和n为表示任何给定基站Bi具有n个与其相关联的外围站的索引标识符)通信。每个基站和外围站均能够双向通信，并且基站根据帧结构发送数据。该发送包括与所有外围站相关的元件和特别用于一个外围站的元件。时分复用(TDD)用于将消息多路复用到单个载波，并且所采用的调制是具有±250Hz偏差的每秒500比特(bps)的连续相位频移键控(FSK)。虽然不是必要的，但在一些配置中(例如，当通信系统1在USA使用时)，基站使用联邦通信委员会(FFC)所要求的跳频，其涉及每0.4秒改变传输频率。下面将详细描述给定帧的格式，但是可以说，该跳频条件的必然结果是帧内的任何给定时隙均具有0.4秒的持续时间；因而，对于500bps的比特传输速率，任何给定时隙均可以包括达到200比特的数据。
本发明的第一方面涉及外围站的功能，尤其是其接收机部分，并且根据本发明的实施例，将在帧的前导的上下文中参考图3-7描述接收机的功能。如在现有技术中已知的，前导总是出现在传输的开始时并且占用每帧的开始；因而，基站的传输中的前导的检测是来自基站的传输的解调中的第一步。参考图2，在本发明的实施例中，前导包括两个序列的数据P1、P2，第二序列P2为第一序列P1的至少一部分的逆序列。时隙1的剩余部分包括同步字部分P3、净荷部分P4、误差校正周期P5以及保护周期P6(最后部分在跳频系统中是相关的)。
在一种配置中，第一序列P1和第二序列P2是周期性的；例如，第一序列可以包括所谓的点序列{0，1，0，1...}，以及第二序列可以包括所谓的逆点序列{1，0，1，0...}。除了序列应该包括在序列内重复的图案并且包括非质数的元素(点/逆点序列分别包括两个元素(0，1)和(1，0)的重复图案)之外，本发明的实施例不限于序列的任何特定格式。优选地，图案包括任意的比特序列，并且第二序列可以包括与包括在第一序列中的重复不同数量的重复。在更优选的配置中，第一序列P1包括24对点，并且第二序列P2包括8对逆点。
现在参考图3-图5描述关于接收机的各方面的多个部分P1...P6的重要性。总的来看，接收机10包括模拟接收机部件3和信号处理器5，并且在一个实施例中，模拟接收机部件3包括下变频器7，其将接收到的数据信号的载频变换为约8kHz的中频(IF)。由模数转换器9(ADC)对正交IF信号进行采样，该模数转换器以32ksps生成复合2x12比特样本作为输出，从而具有20kHz有效噪声带宽；ADC 9的输出被供给到信号处理器5。
如上所述，本发明的实施例以低数据率进行发送和接收，以将功率要求保持在仍能够越过长距离收发(transceive)数据的最小值。以下，假设外围站已识别出与时隙相关联的标称载频，尽管不是对于外围站的本地谐振器所表现的载频的实际值；因此，在基站和外围站之间存在还未确定的频率误差(也就是说，发送信号的频率的值与这样的频率对外围站所表现出的值之间的差)。如在背景技术部分中所描述的，该频率误差可能比信号带宽更大，由于这样，通过限定使其很小。
为了能够成功地解调窄噪声带宽中的信号(其对于长距离是必不可少的)，必须去除频率误差。在本发明的实施例中，这通过快速傅里叶变换(FFT)来完成，参考图3，其在信号处理器5的第一解调部件11中实现并且主要起基于载频的外围站的版本周围隔开的滤波器库的作用。在如图4所示，除了FFT 19外，第一解调部件11还包括窄带检测器元件21，其用于识别与前导相关联的比特定时，以下将更详细地描述。
返回图2和图3，一旦识别出频率误差和比特定时，对包括在时隙1内的数据的解调的控制就会转移至第二解调部件13。如将在以下详细解释的，这通常在从FFT 19获得的频率处对于前导的第二序列P2的末端发生；然后，第二解调部件13用于基于从第一解调部件11获得的比特定时对时隙1的第三部分P3进行解码，以确保对净荷部分P4的解调正好发生在净荷部分P4的起始处，因而，从基站发送的所有数据都由外围站恢复。这后面的处理被称为包定时恢复，并且基本确保了净荷数据与比特定时的精确且可再生的对准。由于与所发送的数据相关联的频率误差先前已经被FFT 19识别出来，所以第二解调部件13可以具有比第一解调部件11的带宽窄很多的带宽。
因此，总的来说，前导部分P1、P2用于识别频率误差和比特定时，它们被用于控制第二解调部件13的配置和触发；这又使外围站能够利用窄带解调器使净荷数据的处理与净荷部分P4的起始同步。
现在将详细描述这些多种部件和处理的详情，以第一解调部件11开始并且首先参考图4。在一种配置中，第一解调部件11包括：第一振荡器15，用于将接收到的样本混合到基带，以及装置17，用于抽取(decimate)混合信号，以修改数据被引入FFT 19的速率；第一振荡器15将从模拟接收机部件3接收到的ADC样本乘以调谐至标称IF(8kHz)的复指数，并且部件17所应用的抽取导致标称地以0Hz为中心并以4kHz被采样的基带信号。第一振荡器15优选地与用作低通滤波器的抗混叠滤波器(未示出)结合操作。因此，作为提取的结果，样本以4kHz的速率被引入FFT；在优选配置中，FFT的仓分辨率(bin resolution)被选为62.5Hz，意味着FFT 19包括如图5所示的64点FFT(4000/62.5)。
FFT 19优选地为每隔1ms执行FFT计算的基于FFT的并行解调器，使得对于4kHz的输入速率，对于FFT的每次迭代增加了4个新样本，并且FFT仓跨越±2kHz，这意味着对于500bps的数据率(即，2ms的比特周期)，在每个比特周期存在2种FFT结果。
Figure BDA0000127497240000091
Figure BDA0000127497240000092
仓分离的多对仓之间的幅度的差影响；这由图5中的部分23表示。这是与诸如美国专利US6,522,698中所描述的方法非常不同的方法，在该美国专利中，解调被作为与频率识别的处理分离的处理来执行(除在基站执行之外，与在外围站中截然相反)。
在图5中，输入的样本被表示为复合样本；对于这样的配置，仓32至63对应于负频率，这意味着在估计各对分离的仓之间的差之前，仓的排序必须根据频率的升序重新排序。FFT 19的输出是一组56个解调后的频率偏移，并且典型地，该组的子集(例如，中心的52个、或50个或47个；优选地为47个，由I0...47表示)被选择用于到窄带检测器21的输入。
考虑到前导部分利用包括合理限定的图案的序列，窄带检测器21可以被设计为利用第一序列的特性；关于优选实施例，其中，第一序列包括具有500bps的比特率的周期点图案，从FFT 19输出的基频成分被精确地定位于比特率的一半(即，250Hz)处。由于基频成分可以精确地被定位，所以复指数可以与FFT 19的输出混合，以识别与外围站相关联的频率误差。因此，在一个实施例中，窄带检测器21包括多个检测器元件210...2147(在图6中只示出一个，21a)，每一个均接收来自FFT 19的(47个)解调后的输入Ia中的一个，并且将输入与振荡器25a混合，以便将与序列P1、P2相关联的周期图案的基频混合降至0Hz。然后，通过漏积分器27a(例如，脉冲响应滤波器)对振荡器25a的输出进行低通滤波，该漏积分器主要将从FFT 19连续接收到的输入的幅度相加。漏积分器(与其他滤波器类型相反)优选地为低通滤波器，这是因为它提供用于在不影响处理或内存需求的情况下调节带宽的便利机制。
图7示出对理想前导信号的连续接收部分的漏积分器27a的频率响应29和检测器的时间响应。由前导部分的逆点序列P2产生响应29的相对锐利的衰减31，并且由于从点序列P1到逆点序列P2的转换或转变在单个比特内发生，其是使得能够从前导识别出比特定时的响应的这一部分。
返回参考图6，每个窄带检测器元件21a还包括用于对从FFT 19接收到的输入Ia的平均幅度和相位进行计算的装置33a、35a，并且幅度值被输入到用于确定从FFT 19接收到的输入Ia是否对应于前导(而不是噪声)的算法41。可以利用多种机制来实现触发标准，并且事实上，与接收机10的多种其他部件相关联的复制(roll-off)意味着不存在适用于从FFT 19接收到的所有输入的单个值；作为替代，适用于来自FFT 19的给定输入Ia的触发阈值被选择并输入到算法41，被修改以(在适当的地方)解决局部干涉，如图6中的部分37a所示。
在一种配置中，算法41将从每个窄带检测器210...47接收到的平均幅度与其各个阈值进行比较，并且如果该输出的幅度超过阈值持续长于指定的时期，则接收机10相对于正检查的窄带检测器单元21i进入“被触发的”状态。已经回顾了来自所有窄带检测器元件210...47的该组幅度输出，算法41识别具有最大幅度的输出，并且这用于限定新阈值，Th检测。该新阈值被应用于所有窄带检测器元件210...47的输出，并且重复处理，直到“被触发的”窄带检测器元件21i中的信号电平下降到阈值以下：该点被认为由图7中所示的转换点31表示。
还可以应用多种超时相关条件，以消除错误的检测，并且本领域技术人员能够设计适当的控制以减轻这些情况。
返回图3，第一解调部件11的输出(其包括由算法41识别的连续生成的幅度信息)被输入至控制器15。控制器15可以被用于基于来自窄带检测器元件210...47和算法41的输出(如上所述并且基于图7)识别频率误差和比特定时；一旦这些被确定，控制器15就可以利用已知的频率误差和对其实质上为单信道解码器(并且其具有比FFT 19所使用的4kHz窄很多的带宽)的切换控制，以执行对同步字部分P3和净荷部分P4的解调。
同步字部分P3包括在时隙1中，以减少由于切换至第二解调部件13而导致的定时误差(该切换有效地削弱了之前从第一序列P1和第二序列P2之间的边界识别的精确比特定时)。由于同步字部分P3具有预定的格式，所以利用单信道解码器13对该部分P3进行解调并且使解调后的数据与已知格式的部分P3相关，使得第二解调部件13能够重新获得可能通过解调部分11、13之间的切换已经丢失的任何定时损失；结果，到对净荷部分14的处理开始时为止，单信道解码器13被同步并且可以开始处理。
事实上，一旦由漏积分器27识别出比特定时并且因而在前导部分的第二序列P2期间，控制器15就可以触发单信道解码器(第二解调部件13)的操作。然而，可以理解，单信道解码器13的定时同步必须基于某种类型的唯一数据图案来执行(而不是仅仅基于第二序列P2，这是由于那是不具有区别特征的重复图案并且一旦已失去与序列中的特定比特的精确对准(当在解调部件11、13之间切换时，这是不可避免的)，就不可能仅仅基于重复序列重新获得)。
单信道解码器13可以使用标准解调方法(诸如标准方法)来具体化，诸如匹配滤波器解调器。解码器13在“眼睛的中间”以每比特一个样本(从而以每秒500个样本)的速率执行采样(如在本领域中已知的，模拟波形可以表示为定时“眼图”，其是用于帮助评估信号质量的可视指南。随着噪声电平增大时，“眼闭上”，所以优选地避免了眼呈看起来闭上的区域)。在前导部分P1、P2利用点和逆点的序列的实施例中，对数据流进行采样的最佳点可以例如从窄带检测器元件210...47的相位输出或漏积分器27a的实/虚峰值相对容易地被识别。
以上实施例被理解为本发明的说明性实例。可以想到本发明的更多实施例。例如，第一序列P1和第二序列P2可以被实现为基于1100图案的点序列，其可以使FFT 19更加抗噪声，但是以需要更长序列为代价。应该理解，关于任何一个实施例描述的任何特征都可以被单独使用，或者与所描述的其他特征结合，并且还可以用于与任何其他实施例的一个或多个特征结合。此外，在不背离在所附权利要求中限定的本发明的范围的情况下，还可以采用以上未描述的等同物或修改。

Claims (10)

1.一种用于识别用于调节接收机的频率偏移的频率数据的方法，所述方法包括：
在所述接收机处接收信号，所述信号包括一组时隙，至少一个所述时隙包括前导部分并且以预定的传输频率被发送，其中，所述预定的传输频率在已知的频率范围内；
将所述频率范围划分为多个频带；
对于包括在前导部分中的每个数据项：
识别在每个所述频带内接收到的信号的幅度；
识别多个频带对，每个所述频带对均包括第一频带和第二频带，对于所述多个频带对中的至少一些，从所识别的用于第二所述频带的第二信号幅度减去所识别的用于第一所述频带的第一信号幅度，从而对所述前导部分的至少一部分中的信号进行解调；
将对应于各个频带对的相减后的信号幅度与调谐至与所述前导部分相关联的周期的基频的来自振荡器的输出进行合成；以及
对于每对第一所述频带和第二所述频带，将所合成的信号幅度累加在所述前导部分上，从而识别用于调节所述接收机的频率偏移的频率数据。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：识别所累加的信号幅度为最大值的一对第一所述频带和第二所述频带，从而识别所述频带数据。
3.根据权利要求2所述的方法，包括：监控用于所述前导部分中的连续数据项的所述累加的幅度的改变，以识别其中的转换点；以及识别与所述转换相关联的相位，以确定用于调节所述接收机的比特定时偏移的定时数据。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其中，所述前导部分包括第一序列和第二序列，所述第二序列是所述第一序列的逆序列。
5.根据权利要求3所述的方法，其中，所述前导部分包括第一序列和第二序列，所述第二序列是所述第一序列的逆序列，所述方法包括：监控用于所述前导部分中的连续数据项的所述累加的幅度的改变，以识别所述第一序列的数据和所述第二序列的数据之间的分界，从而识别所述转换点。
6.一种接收机，用于识别用于调节所述接收机的频率偏移的频率数据，所述接收机包括：
天线，用于接收信号，所述信号包括一组时隙，至少一个所述时隙包括前导部分并且以预定的传输频率被发送，其中，所述预定的传输频率在已知的频率范围内；
数字滤波器，被配置为将所述频率范围划分为多个频带，其中，对于包括在所述前导部分中的每个数据项，所述滤波器被配置为：识别在每个所述频带内接收到的信号的幅度，以及识别多个频带对，每个所述频带对均包括第一频带和第二频带，所述滤波器被配置为：对于所述多个频带对中的至少一些，从所识别的用于第二所述频带的第二信号幅度减去所识别的用于第一所述频带的第一信号幅度，从而对所述前导部分的至少一部分中的信号进行解调；以及
检测器元件，被配置成将对应于各个频带对的相减后的信号幅度与调谐至与所述前导部分相关联的周期的基频的来自振荡器的输出进行合成，其中，对于每对第一所述频带和第二所述频带，所述检测器元件被配置为将所合成的信号幅度累加在所述前导部分上，从而识别用于调节所述接收机的频率偏移的频率数据。
7.根据权利要求6所述的接收机，被配置为识别所累加的信号幅度为最大值的一对第一所述频带和第二所述频带，从而识别所述频带数据。
8.根据权利要求7所述的接收机，被配置为：
监控用于所述前导部分中的连续数据项的所述累加的幅度的改变，以识别其中的转换点；以及
识别与所述转换相关联的相位，以确定用于调节所述接收机的比特定时偏移的定时数据。
9.根据权利要求6至8中任一项所述的接收机，其中，所述前导部分包括第一序列和第二序列，所述第二序列是所述第一序列的逆序列。
10.根据权利要求8所述的接收机，其中，所述前导部分包括第一序列和第二序列，所述第二序列是所述第一序列的逆序列，所述接收机被配置为：监控用于所述前导部分中的连续数据项的所述累加的幅度的改变，以识别所述第一序列的数据和所述第二序列的数据之间的分界，从而识别所述转换点。
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