CN1717862B - 起动信号输出电路和确定电路 - Google Patents

Abstract

一种具有向其输入指定频率的射频功率(RF)且从其中输出直流电位(DC)的RF/DC转换电路的起动信号输出电路，包括：检测/放大电路210，其包括配置成包括用于检测射频功率的检测二极管Q1(Tr34)的倍压检波器电路10、包括差分晶体管对Tr31和Tr32的差分放大器、和电流镜电路。使差分晶体管对的其中一个Tr31的基极电流与流过检测二极管Q1(Tr34)的电流的直流分量基本相同。利用电流镜电路将流过差分晶体管对Tr31和Tr32的总电流调节成基本上恒定的值。由此，能够实现小尺寸、高灵敏度且低功耗的起动信号输出电路。

Description

起动信号输出电路和确定电路

技术领域

本发明涉及一种具有RF/DC转换电路的起动信号输出电路，该RF/DC转换电路输入指定频率的射频功率(RF)并输出直流电位(DC)，以及一种对起动信号输出电路等等非常有用的确定电路。

在此，直流电位(DC)表示在由检测二极管在如下时间周期期间检测的检测电位的基础上产生的输出电位，在所述时间周期内通过射频功率(RF)的波形的包络而确定的波形的电平(振幅)基本上具有恒定值或更大值。

因此，在射频功率(RF)间歇地到达或周期性地到达的情况下，直流电位(DC)的波形能够变成周期性的。当然，即使是在例如直流电位(DC)按照此种方式周期性地或间歇地波动的情况下，本发明当然也是有用的。

也就是说，当将要检测的射频功率(RF)的自身功率电平是波动的或间歇性的时，直流电位(DC)必然也是波动的或间歇性的。在下文中，此种电位应该被包括在上述直流电位(DC)中。

背景技术

在日本专利No.2,561,023、日本专利No.2,605,827和JP-A-4-291167中描述的发明均涉及基于二极管检波的射频检测技术。图36和37是举例说明现有技术中的射频检测电路的电路图。为了将射频功率转换成直流，例如采用利用图36或图37中的二极管D实现的半波整流操作。在这种场合中，例如为了考虑低功耗而将直流偏置限制到约1μA，当采用3V的电源电压时在图36和37中的任何一个情况下，需要把几MΩ量级的电阻器作为在检测电路中使用的电阻器。

图38是举例说明现有技术的通用或典型的起动信号输出电路的布局的电路图，且该电路布局使得将图37中的检波器电路和通用的差分放大器组合在一起。对于这类现有技术中的装置，在例如日本专利No.3,202,624和JP-A-10-56333中也提出了申请。在图38中的电路布局中，在匹配电路(MC)内部的信号传送线上串联布置图37中的电容器C₀₀。

其间，作为确定输入电位的电平的现有技术的确定电路，例如存在一种通常且广为熟知的电路，在“Guide to Electronic circuit Work forLearning by Fabrication(从制造中学习电子电路工作的指南)”(由Seiichi Inoue所著，Sougou-Denshi Shuppan出版)中对该电路作了描述。在图39A和39B中所示的是现有技术的确定电路(检波器和检测电路)。此外，图39C是示出图39B的电路图中所示的检测电路的输出的变化状态的波形图。该电路图示出了超声波测距设备的检测电路。如图39B所例示，现有技术中的确定过程是利用比较器来执行的，其中利用需要mA量级的电流的运算放大器来对该比较器进行配置。

然而，在电池供电等等的前提下，当采用需要mA量级电流的运算放大器时，难以按要求降低功耗。此外，当例如执行众所周知的外差式检波时，能够检测出约-60dBm的低电平无线电波功率。然而，在这样一种设备中，信号发生器、LNA、混频器等等必须总是操作，因此，难以抑制在待机时间周期期间的功耗。由此，也不能达到目标的低功耗。另一方面，现有技术的基于二极管的检测方案难以提高检测灵敏度。这些情况将成为难以实现检波器电路的高灵敏度和低功耗之间的兼容性的主要原因。

此外，为了制造具有更广泛应用的起动信号输出电路并将它投入实际的使用中，除上述各种问题之外还需要解决下列两个问题：

(1)对温度环境的适应性的问题

在例如将起动信号输出电路用于ETC或“智能板”的情况下，期望该起动信号输出电路在约-30℃至+60℃的温度范围内应该可应用。

(a)对于电源电压降低的抗扰性

图40是举例说明市场上可得到的锂电池的放电-温度特性曲线的视图。所述电池是圆柱形二氧化锰锂电池。它的额定电压是3V，假定的连续标准负载是20mA，并且工作温度范围是-40℃至+70℃。该图中所示的是在放电负载被设置为60Ω的情况下，在约30个小时的范围内测量的输出电位时所获得的结果。正如从图40所看到的那样，干电池的输出电压极大程度上取决于温度，而且在其使用的某些情况下，它变得显著地低于在正常温度下的电池的初始电压。

因此，应该理解的是：在企图利用电池供电的情况下，特别是例如在寒冷地区中电池被假设用于期望的起动信号输出电路的情况下，需要对于电源电压降低的强抗扰性。

其间，当考虑电路操作时，检测二极管的直流分量需要在起动信号输出电路中被放大。因此，需要直接地连接现有技术示例(图38)中的二极管检测电路的输出点P1和放大器的输入点P2。其结果是，无法使检测二极管和放大器的偏置独立。因此，为了即使是在电池提供的电源电压Vcc已下降时也使所检测到的输出保持稳定，需要随着电源电压相对于时间的降低而降低二极管检测电路的输出点P1的电位、放大器侧上的输入点P2的电位以及在放大器中使用的偏置电压Vbb，同时它们总是以平衡方式被保持。

例如在图38中所示的起动信号输出电路900中，即使是在适当地设置电阻器R1和R2的电阻以便二极管检测电路和放大器可以合适地以某一特定值的电源电压Vcc来进行操作的情况下，在电源电压Vcc变低时偏置状态也会发生变化。

然而，在这种场合中，除非放大器的偏置依照与二极管检测电路的偏置类似的平衡方式合适地降低，否则当电源电压Vcc极大地降低时，起动信号输出电路900整体上就不能正确地进行操作。也就是说，担心在某些情况下不具备能克服这类与电源的输出电压的降低有关的问题的灵活对应机制(平衡功能)的现有技术配置的电路(示例：图38中的起动信号输出电路900)会错误地操作。

即使可以进行准确地操作，但是在那种场合下电源电压的合适范围窄，由此在把电池用作为电源的情况下，工作时间周期会缩短。

(b)对于噪声的抗扰性

此外，在高温环境下，正如在例如将MOSFET用于电路的情况下经常会观测到的那样，在电路内容易产生热噪声、闪烁噪声等。因此，起动信号输出电路需要具备对于在电路内形成的噪声的预定抗扰性。也就是说，为了实现即使在例如上面所述的较宽温度范围的环境下其灵敏度也高的起动信号输出电路，对于内部噪声需要保证高的信噪比。

(2)确定电路的功耗问题

在从射频转换成直流之后，需要确定电路确定ON/OFF(信号是否已经到达)。正如同样从图39B中的上述电路布局中看到的那样，这类确定电路的添加导致功耗增加。也就是说，不容易总是以低电压和低电流来操作整个期望的起动信号输出电路。

作为在制造RF/DC转换器时，被假定为可能需要mA量级电流的外围设备，例如是用于保证偏置的DC-DC转换器或调节器，和用于将从RF/DC转换器输出的结果放大且进行二值化的运算放大器或电压比较器。然而，当采用其中外围设备还必须总是工作的设备配置时，具有非常低的功耗的起动信号输出电路无法被最终构造成整个设备。

而且，这类问题变成一个问题或者这类问题特别是在电池驱动的情况下出现。为了将整个电路的功耗抑制到低水平，因此起动信号输出电路将需要包括一个具有低的自身功耗的专用确定电路。

此外，需要考虑高阻抗的问题。当在如图37所例示的IC芯片上形成约几MΩ的高阻抗时，电阻元件变长，由此需要大空间。其结果是，面对地的电阻元件的区域扩大。因此，在芯片上的电阻与基片内的地之间出现寄生电容和寄生电阻，并且射频功率泄漏到该基片。因此，利用这样的简单结构，二极管无法将例如处于5.8GHz的频率和-60dBm的低电平的射频功率转换为直流。

此外，作为关于二极管检波的其它问题，有人指出，由于在负载阻抗变高的情况下，二极管的阳极和阴极之间的施加电压变小，所以无法将射频功率转换为直流，而且即使是在成功地将射频功率转换为直流的情况下，也不能辨别二极管的输出电位波动是否可归因于射频功率的偏置或DC转换的波动。

本发明正是为了解决上述问题而做出的，而且其一个目的就是实现一种尺寸小、灵敏度高且功耗低的起动信号输出电路。

本发明的另一个目的是实现一种起始信号输出电路，即使是在电池驱动的情况下，该起动信号输出电路的工作温度范围也是宽的。

然而，上述的每一个目的都可以分别由稍后将要描述的若干发明的任何一个或至少一个来独立实现，并且本申请的各个发明不必确保存在能够同时解决所有上述问题的装置。

发明内容

本申请的第一个发明在于：一种具有向其输入指定频率的射频功率(RF)且从其中输出直流电位(DC)的RF/DC转换电路的起动信号输出电路。所述转换电路包括检测/放大电路，该检测/放大电路包括用于检测射频功率的检测二极管Q1；用于放大检测二极管Q1所输出的电流的直流分量I_Q1的晶体管TrL；和电流镜电路，该电流镜电路包括作为电路元件的晶体管TrL；晶体管TrL的基极电流I_B与直流分量I_Q1基本相同，并且晶体管TrL的发射极电流I_E受限于该电流镜电路。

此外，本申请的第二个发明在于：在第一个发明的电流镜电路中，基准晶体管，该基准晶体管的发射极端连接于预定接地点或馈电点且其具有预定的负载并由此来确定整个起动信号输出电路的电流量；和多个附属晶体管，其各个发射极端与基准晶体管的发射极端连接，并且其各个基极端分别连接于基准晶体管的基极端，由此来以基本上等同于基准晶体管的电流量的量来传递电流。

此外，本申请的第三个发明在于：在第一个或第二个发明中，差分放大器。晶体管TrL形成布置在差分放大器的信号输入部分中的差分晶体管对中的一个。利用电流镜电路将流过差分放大器的总电流调节为基本上恒定的值。

此外，本申请的第四个发明在于：在第三个发明中，不检测射频功率的非检测二极管Q2。以至少逻辑上基本上对称于检测二极管Q1的方式来安置二极管Q2。虽然射频功率未被输入到起动信号输出电路，但是非检测二极管Q2的阴极端子向差分晶体管对的另一TrR的基极端输出与检测二极管Q1的阴极端子电压相同的电压。

表述“以至少逻辑上基本上对称的方式”在此表示：电路不必总是在物理上处于基本上对称的状态，而是在电路图上是基本上对称的电路形式就可以满足。

此外，本申请的第五个发明在于：在第四个发明中，以差分放大器为中心的差分电路的整个电路是以基本上对称的方式加以配置的。

此外，本申请的第六个发明在于：在第三个至第五个发明的任一个发明中，电流镜电路的有源负载是由作为差分放大器的的负载使用的两个MOSFET配置而成的。

此外，本申请的第七个发明在于：在第六个发明中，MOSFET中的每一个被设置为栅极长度为至少1μm和栅极宽度为至少2μm。

此外，本申请的第八个发明在于：在第一个至第七个发明的任一个发明中，匹配电路，该匹配电路与向其输入射频功率的检测二极管Q1的第一端子侧连接，以用于有效地输入射频功率。

此外，本申请的第九个发明在于：在第一个至第八个发明的任一个发明中，短截线或谐振器连接于向其输出功率的检测二极管Q1的第二端子侧，以便对于指定频率可以使短截线或谐振器的两个端子都短路。

此外，本申请的第十个发明在于：在第一个至第九个发明的任一个发明中，所述检测二极管Q1是由N-P-N型或P-N-P型晶体管构成的，所述晶体管的基极和集电极直接连接来作为向其输入射频功率的检测二极管Q1的第一端子，而其发射极被用作为向其输出射频功率的检测二极管Q1的第二端子。

此外，本申请的第十一个发明在于：在第一个至第十个发明的任一个发明中，所述检测/放大电路包括：倍压检波器电路，其是按如下方式加以配置的，即位于用于射频功率的输入部分中的电容器C1的输出端，以及其阳极射频接地的二极管D1的阴极端与检测二极管Q1的阳极端连接，且其另一端射频接地的电容器C2的一端连接于检测二极管Q1的阴极端。

在此，可以将电容器C1布置在检测/放大电路和预定匹配电路之间，电容器C1可以被构造成检测/放大电路的射频功率输入部分，或可以被构造成预定匹配电路的一部分。这样的判定以仅仅限定(划分)扩展成什么匹配电路或检测/放大电路由什么扩展来的问题而结束。

此外，本申请的第十二个发明在于：在第一个至第十一个发明的任一个发明中，在起动信号输出电路的后级上安置使用CMOS的二值化电路，并且由该二值化电路对起动信号输出电路的输出信号进行二值化。

此外，本申请的第十三个发明在于，一种确定电路，其被配置成包括逻辑上基本对称的差分放大器，并且该确定电路将输入电平与基准电位进行比较。所述确定电路的特征在于：对于以至少逻辑上基本上对称的方式而彼此相对的一对负载电阻Ra和Rb，将其输入电平相应于射频功率的输入的存在或不存在而波动的输入波动侧的负载电阻Ra设置成比在确定标准输入侧上的负载电阻Rb更低，其中该对负载电阻对流过差分放大器的电流进行调节，同时构成差分放大器的负载部分。

此外，本申请的第十四个发明在于，在第十三个发明中，负载电阻Ra和负载电阻Rb之间的差ΔR(＝Rb-Ra＞0)是可以根据需要来调节的，由此来自由地设置输出电位相对于输入电位的灵敏度。

此外，本申请的第十五个发明在于，在确定电路中，其被配置成包括逻辑上基本对称的差分放大器，并且该确定电路将输入电平与基准电位进行比较，用于调节流过差分放大器的电流的差分放大器的负载部分具有电流镜电路配置，并且是用不对称的有源负载来对负载部分加以配置。

此外，本申请的第十六个发明在于，在第十五个发明中，所述有源负载包括两个双极性晶体管。

此外，本申请的第十七个发明在于，在第十三个至第十六个发明的任一个发明中，所述差分放大器包括两组放大电路，其中每一组都是由达林顿连接的两个晶体管配置而成的，所述两组放大电路以至少逻辑上基本上对称的方式而彼此相对。

此外，本申请的第十八个发明在于，在第十三至第十七个发明的任一个发明中，在确定电路的后级上安置使用CMOS的二值化电路，并且所述二值化电路对确定电路所输出的确定结果进行二值化。

此外，本申请的第十九个发明在于，在具有向其输入指定频率的射频功率(RF)且从其中输出直流电位(DC)的RF/DC转换电路的起动信号输出电路中，提供了如第十三至第十八个发明中任一个发明所述的确定电路。

此外，本申请的第二十个发明在于，在第一至第十二个发明的任一个发明中，提供了如第十三至第十八个实施例中任一个发明所述的确定电路。

此外，本申请的第二十一个发明在于，在第一至第十二个发明的任一个发明中或在第十九或第二十个发明的任一个发明中，提供了使用短截线、谐振器、电感器或滤波电容器的低通滤波器或低带放大电路。由此，就用于检测二极管Q1的检测电位(δv)的直流电位(DC)的传递函数而言，提供了一种窄带低通滤波器特性，该窄带低通滤波器特性尤其在直流附近相对于频率值突然单调下降。

根据本发明的另一个方面，提供一种具有向其输入指定频率的射频功率且从其中输出直流电位的射频-直流转换电路的起动信号输出电路，所述起动信号输出电路包括：

检测/放大电路，其包括：

检测二极管Q1，用于检测所述射频功率；

晶体管TrL，用于放大由所述检测二极管Q1输出的电流的直流分量I_Q1；和

电流镜电路，

其中所述检测二极管Q1的输出与所述晶体管TrL的基极相连，所述晶体管TrL的基极电流I_B与直流分量I_Q1基本相同，并且

晶体管TrL的发射极电流I_E受限于所述电流镜电路；

其中所述起动信号输出电路还包括：

差分放大器，

其中所述晶体管TrL形成差分晶体管对中的一个，所述差分晶体管对被布置在所述差分放大器的信号输入部分中，并且

利用所述电流镜电路将流过所述差分放大器的总电流调节为基本上恒定的值，

其中：

以相对于所述差分晶体管对与所述检测二极管Q1对称的方式，设置不检测所述射频功率的非检测二极管Q2；并且

非检测二极管Q2的阴极端子向所述差分晶体管对的另一晶体管TrR的基极端输出与所述检测二极管Q1的阴极端子电压相同的电压，同时不向所述起动信号输出电路输入所述射频功率。

鉴于本申请的上述发明，能够有效地或合理地解决上述问题。本申请的这些发明所获得的优点如下所述。

作为本发明的最重要的特征部分，它具有通过采用如下电路布局来将检波器电路并入到差分放大器中的重要性(主要特征1)，在所述电路布局中，还把用于调节差分放大器的偏置电压或偏置电流的二极管用作为检测二极管，还具有通过使用电流镜电路来配置检波器电路的偏置电流的重要性(主要特征2)。

现在，依照阐述各个发明的顺序，将在描述主要特征1的功能和优点之前首先描述由本申请的第一和第二发明提供的主要特征2。

根据本申请的第一个发明，利用电流镜电路所确定的恒定电流来稳定地控制流过检测二极管Q1和晶体管TrL的偏置电流。也就是说，上述电路元件是通过由电流镜电路从单个电源电压稳定馈送的电流来进行操作的，从而即使是当偏置电流因电源电压的降低而降低时，也给电路元件馈送已经相对降低的偏置电流。其结果是，能够使电源电压的可操作的下限值变得更低。因此，起动信号输出电路变得不受温度改变的影响，并且能够延长其可操作的时间周期。

此外，将晶体管TrL和检测二极管Q1连接起来，以使晶体管TrL的基极电流变成流过该检测二极管Q1的电流。因此，能够将流过检测二极管Q1的偏置电流减少到流过晶体管TrL的电流的1/(电流放大系数β)。也就是说，由电流镜电路将流过晶体管TrL的电流限制在一个小数值，由此能够把检测二极管Q1的偏置电流控制到等于该极限电流值的1/β的非常小的数值，并且允许利用电流镜电路来进行稳定控制。其结果是，能够使用检测二极管Q1的V-I特性曲线当中较高非线性的区域，由此射频功率的整流值扩大。也就是说，能够提高检测灵敏度。

此外，利用所述配置使检测二极管Q1的偏置电流非常小就等价于使检测二极管Q1的负载阻抗非常大。在此，由于是通过检测二极管Q1和晶体管TrL的连接关系来实现负载电阻的，因而大负载阻抗是利用微小的区域来成功地形成的，并且成为降低灵敏度的原因的寄生电容能够得以减小。

由此，根据本申请的第一个发明，不必采用上述MΩ量级的具有寄生元件的大面积电阻，从而能够消除射频泄漏的问题。

举例来说，可以通过像在本申请的第二个发明中那样包含下列元件来实现电流镜电路，所述被包含的元件包括：基准晶体管，该基准晶体管用于通过使其发射极端连接于预定的接地点或馈电点并且具有预定的负载来确定整个起动信号输出电路的电流量；以及多个附属晶体管，该多个附属晶体管分别通过使其各个发射极端连接于基准晶体管的发射极端和使其各个基极端连接于基准晶体管的基极端来以基本上等同于基准晶体管的电流量的量来传递电流。

例如，图1中的晶体管Tr6形成电流镜电路的一部分，并且它确定电流镜电路的电流。在下文中，这类晶体管(Tr6)应被称为电流镜电路的“基准晶体管”。此外，以与电流镜电路中的基准晶体管(Tr6)基本上相同的恒等量来传递电流的晶体管，例如图1中的晶体管Tr5、Tr9和Tr11，应被称为电流镜电路的“附属晶体管”。

现在，将描述上述的主要特征1。

根据本申请的第三个发明，安置了差分放大器，并且把晶体管TrL设置为差分放大器的差分晶体管对中的一个。利用电流镜电路来把流过差分放大器的总电流控制成恒定的。因此，如同在第一发明中，能够由电流镜电路来稳定控制流过包括检测二极管Q1和晶体管TrL的差分放大器的偏置电流。因此，能够在由电流镜电路使偏置电流稳定的同时基于单个电源电压来将偏置电流馈送到差分放大器，结果是单个电路元件的偏置依照电源电压的波动而均匀地变化。因此，实现了与在第一发明中相同的优点。此外，由于使用了差分放大器，因此由检测二极管Q1整流的直流电压能够被检测为与根据依照电源电压变化的基准电压的差值，从而提高射频信号的检测灵敏度，并且提高相对于电源电压波动的检测稳定性。

此外，根据本申请的第四个发明，在将基准电压施加到差分放大器上的过程中，不检测射频功率的非检测二极管Q2以对称于检测二极管Q1的方式与差分放大器连接。因此，在不检测射频信号的时间周期期间，能够把差分输出设置为零基准。此外，基于检测二极管Q1而检测出的检测电压和基准电压都与电源电压波动和温度波动相一致地类似地变化，以使波动分量不包含在根据两个电压确定的差分输出中，并且提高了检测精度。其结果是，能够使电源电压的可操作的下限值仍然较低。

也就是说，根据本申请的第四个发明，在将差分放大器引入到检测/放大电路(检波/放大电路)中的情况下，能够在射频功率未到达的时间周期期间，使差分晶体管对的两个偏置电位总是达到基本相同。因此，能够可靠地排除电源电压漂移对两个偏置电位的不希望有的影响。

然而，以差分放大器为中心的电路布局不必总是如图2中所例示的对称配置。例如，在以图2中的差分放大器为中心的电路布局中，虚线所包围的部分(滤波电容器Ca和谐振器Reso)是位于根据本申请的第五个发明的左右对称的布局中的，但是连接于差分晶体管对的右侧晶体管TrR的基极端的滤波电容器Ca和谐振器Reso并不总是必需的。

实质上，在此重要的是：在射频功率未到达的时间周期期间，差分晶体管对的两个偏置电位保持为近似相同。当然，理想的情形是：两个偏置电位基本相同，但是它们处于电路正常操作的范围内就足够了。例如通过像第五个发明中那样将所采用的元件配置成左右对称的结构，来使具有提供偏置电位且串联位于供电路径上的电阻器的元件的电阻保持基本相同，由此差分晶体管对的两个偏置电位在射频功率未到达的时间周期期间确实地达到基本相同。

此外，严格来讲，具有这类电阻器的元件的电阻呈现温度依赖性。然而，当将供电路径上的电阻确定为提供偏置电位的元件位于左右对称的结构中时，差分晶体管对的两个偏压电位总是在射频功率未到达的时间周期期间确实地变成同一电位。因此，就可以可靠地避免上述缺陷，即：由于诸如电源电压降低之类的漂移因素而不合理地使输出电位之差((检测侧的DC)-(基准DC))的符号反相。

此外，根据本申请的第五个发明，设计被配置为以差分放大器为中心的检测/放大电路(检波/放大电路)变得非常简单。同样，根据本申请的第五个发明，由于电路的对称性，所以能够确实地实现基于第四个发明的功能和优点。

此外，根据本申请的第六个发明，能够有效地构造差分放大器的负载而无需采用大面积的高阻抗。

此外，根据这样的配置，能够总是把在检测电位侧和比较基准侧上流向差分晶体管对的电流(负载电流)控制到相同的量。

此外，对于MOSFET，闪烁噪声严重是大家所熟知的。具体来讲，例如从“RF CMOS circuit design technology(RF CMOS电路设计技术)”(由Nobuyuki Itoh编写，并由Kabushiki-Kaisha Triceps出版)中可知：扩大栅极长度和宽度是一种利用不同于制造过程中的加工方法的手段来降低闪烁噪声的有效对策。也就是说，根据本申请的第七个发明，能够有效地抑制MOSFET的闪烁噪声。

此外，依照本申请的第八个发明和第九个发明，例如采用其中在匹配电路和谐振器之间插入检测二极管的配置，由此能够有效地将期望的射频功率施加到向其输入检测二极管的射频功率的第一端子侧上。

此外，根据本申请的第十个发明，能够保证电路布局的高通用性。也就是说，第十个发明具有这样的广泛应用，即：即使是当采用P-N-P型晶体管作为检测二极管等等时，也能够实现起动信号输出电路。

图1中所例示的是采用N-P-N型晶体管作为检测二极管、基准晶体管和附属晶体管的电路形式。然而，在基本上同样地采用P-N-P型晶体管作为检测二极管、基准晶体管和附属晶体管的情况下，以及在电路布局的变形的情况下，比如作出馈电点和接地点的替换，还可以配置电流镜电路，在该电流镜电路中将电流流动的方向反相至图1中的那些方向。在这种情况下，基准晶体管的发射极端连接于预定的馈电点，由此能够同样地配置所期望的起动信号输出电路。

此外，根据本申请的第十一个发明，正如例如在“Design andManufacture of Radio frequency circuit(射频电路的设计和制造)”(由Kenji Suzuki编写，并由CQ发行有限公司出版)中所举例说明的那样，能够通过基于采用检测二极管作为电路元件中的一个(升压二极管)的升压电路(倍压整流电路)的倍压整流操作来实现高的检测灵敏度。

此外，根据本申请的第十二个发明，能够以低功耗来配置二值化电路，从而也可以实现整体上具有低功耗的起动信号输出电路。也就是说，根据第十二个发明，利用低功耗的配置能够使二值化电路之前的电路(比如检测/放大电路)在性能方面得以提高，以使需要高电平直流电位输入的CMOS电路也可以被用作为后续的二值化电路。

此外，根据本申请的第十三个发明，在确定电路中，在依照射频功率到达(检测)的存在或不存在而波动的两个输出中，允许或便于根据所述存在或不存在来使确定标准电位和检测电位的大小之间的关系显著地反相。因此，利用这样的设置，允许或便于提高检测灵敏度或显著地降低错误检测。此外，利用这样的设置，允许或便于有效地抑制将要使用的晶体管的数目和整个起动信号输出电路中的功耗。

此外，根据本申请的第十四个发明，能够自由地设置输出电位相对于输入电位的灵敏度。当偏移量(差值ΔR＝Rb-Ra＞0)过大时，检测灵敏度变迟钝。当偏移量过小时，由于噪音而变得容易出现错误检测。人们期望把偏移量(差值ΔR)设置成约等于检测电位δv的1/3-到2/3的数值，所述检测电位δv对应于作为期望的射频功率的标准的强度(标准检测电平)。

此外，确定电路提供对具有RF/DC转换电路的起动信号输出电路而言非常有效的确定装置，由此，根据本申请的第十九或第二十个发明，允许或便于配置具有非常低的功耗的起动信号输出电路。

此外，根据本申请的第二十一个发明，仅仅在直流附近相对于频率值实现低通滤波和放大。因此，能够有效地消除其它的噪声，从而能够将灵敏度提高到远远超过现有技术的二极管检波的灵敏度。

在利用低功耗的模拟电路来实现这些配置的情况下，传递函数通常变为频率的单调递减函数。

附图说明

图1是第一实施例中的起动信号输出电路100的电路图。图2是第一实施例中的起动信号输出电路100的检测/放大电路110的电路图。图3是第一实施例中的起动信号输出电路100的确定电路120的电路图。图4是举例说明起动信号输出电路100的输出电压与其输入功率的关系曲线图。图5是举例说明作为对比的起动信号输出电路100′(Ra＝Rb)的输出电压与其输入功率的关系曲线图。图6是举例说明起动信号输出电路100的输出特性与其电源电压的关系曲线图。图7是举例说明起动信号输出电路100的电源电流与其电源电压的关系曲线图。图8是举例说明起动信号输出电路100中的检测二极管的检测电位(δV)相对于频率的传递函数的图。图9是起动信号输出电路100′的电路图。图10A是示出第一实施例中的确定电路120的输入直流电位的图。图10B是示出第一实施例中的确定电路120的输入噪声的频谱(计算值)的图。图11A是示出本实施例中的确定电路120的输出直流电位的图。图11B是示出确定电路120的输出噪声的频谱的图。图12A是通过利用图10A和10B的前提条件对确定电路120的输入波形进行建模而获得的图。图12B是通过利用图11A和11B的前提条件对确定电路120的输出特性(信噪比)进行建模而获得的图。图13是第二实施例中的起动信号输出电路200的电路图。图14是包含在第二实施例中的起动信号输出电路200中的检测/放大电路210的电路图。图15是常规倍压检波器电路10的电路图。图16A是包含在起动信号输出电路100的检测/放大电路110中的检波器电路的电路图。图16B是包含在起动信号输出电路200的检测/放大电路210中的检波器电路的电路图。图17是起动信号输出电路200的前级(检测/放大电路210)和中间级(确定电路220)的电路图。图18是包含在确定电路220中的有源负载的等效电路的电路图。图19是示出图17中的a点和b点的电位变化的图。图20是举例说明确定电路220的修改实施例(确定电路220′)的电路图。图21是第二实施例中的起动信号输出电路203的电路图。图22A是示出第二实施例中的放大电路220″的输入直流电位的图。图22B是示出第二实施例中的放大电路220″的输入噪声的频谱(计算值)的图。图23A是示出放大电路220″的输出直流电位的图。图23B是示出放大电路220″的输出噪声的频谱的图。图24A是通过利用图22A和22B的前提条件对放大电路220″的输入波形进行建模而获得的图。图24B是通过利用图23A和23B的前提条件对放大电路220″的输出特性(信噪比)进行建模而获得的图。图25是举例说明第三实施例中的确定电路222的电路图。图26是第三实施例中的起动信号输出电路202的电路图。图27A是示出第三实施例中的确定电路222的输入直流电位的图。图27B是示出第三实施例中的确定电路222的输入噪声的频谱(计算值)的图。图28A是示出确定电路222的输出直流电位的图。图28B是示出确定电路222的输出噪声的频谱的图。图29A是通过利用图27A和27B的前提条件对确定电路222的输入波形进行建模而获得的图。图29B是通过利用图28A和28B的前提条件对确定电路222的输出特性(信噪比)进行建模而获得的图。图30是第四实施例中的起动信号输出电路201的电路图。图31A是示出第四实施例中的确定电路220的输入直流电位的图。图31B是示出第四实施例中的确定电路220的输入噪声的频谱(计算值)的图。图32A是示出确定电路220的输出直流电位的图。图32B是示出确定电路220的输出噪声的频谱的图。图33A是通过利用图31A和31B的前提条件对确定电路220的输入波形进行建模而获得的图。图33B是通过利用图32A和32B的前提条件对确定电路220的输出特性(信噪比)进行建模而获得的图。图34是第五实施例中的整个起动信号输出电路301的电路图。图35是第五实施例中的起动信号输出电路301的检测/放大电路310的电路图。图36是举例说明现有技术中的射频检测电路的电路图。图37是举例说明现有技术中的射频检测电路的电路图。图38是举例说明现有技术中的通用起动信号输出电路(900)的电路图。图39A是举例说明现有技术中的检波器和检测电路的电路图。图39B是举例说明现有技术中的检测电路的电路图。图39C是示出图39B的电路图中所示的检测电路的输出的变化状态的波形图。图40是举例说明市场上可得到的锂干电池的温度特性的图。图41是已知的二值化电路的电路图，所述已知的二值化电路类似于起动信号输出电路100的确定结果二值化电路130。

发明详述

现在，将结合可行的实施例来描述本发明。然而，用于实现本发明的模式不局限于下面给出的各个实施例。

(第一实施例)

图1是这个实施例中的起动信号输出电路100的电路图。所述起动信号输出电路100包括RF/DC转换电路，其中指定频率的射频功率(RF)被输入到所述RF/DC转换电路中并且从所述RF/DC转换电路中输出直流电位(DC)。

<整个起动信号输出电路100的功能的概述>

在起动信号输出电路100中，首先经由匹配电路、检测二极管Q1和低通滤波器(Reso，Ca)将输入功率(射频)转换为直流，并且通过差分晶体管对的晶体管TrL将该直流电放大，由此来放大差分晶体管对TrL和TrR的集电极端之间的电位差。通过采用本申请的第五个发明来内部地设置晶体管TrR的基极端的电位。

在处于后级的确定电路120中，对由此在检测/放大电路110中被检测和放大并从该检测/放大电路中输出的直流电位设置阈值(偏移量)。当所输出的直流电位超过阈值电压(偏移量)时，输出级(确定结果二值化电路130)变为饱和，并且能够获得与电源电压基本上处于相同电平或基本上处于相同量级的激励电位(＝起动信号)。

<整个起动信号输出电路100的布局的概述>

起动信号输出电路100中的晶体管Tr6形成电流镜电路的一部分。它确定电流镜电路的电流。如上所述，这类晶体管(Tr6)称为电流镜电路的“基准晶体管”。所述起动信号输出电路100主要配置有：检测/放大电路110、确定电路120、确定结果二值化电路130和LC滤波器部件140。此外，由于如上所述使用了电流镜电路，所准备的电源电压在图中只包含例如通过电池提供的正电位Vcc，因此根本不需要用来提供任何其它电位的专用偏置电源电路等等。

图1中的起动信号输出电路100形成具有多个附属晶体管的一个多输出类型。类似于晶体管Tr5，晶体管Tr9、Tr11、Tr13和Tr20都是其基准晶体管为晶体管Tr6的附属晶体管。

此外，为了提高检测精确度，起动信号输出电路100被设计成使得可以在整个电路上几乎只放大检测二极管Q1所输出的电位的直流分量。

(各级的配置结构)

1.前级(检测/放大电路110)

图2是起动信号输出电路100的检测/放大电路110的电路图。构成图1和2中的起始信号输出电路100的概图的电流镜电路形成具有符合一个基准晶体管(Tr6)的多个附属晶体管(Tr5、Tr9、…)的所述多种输出类型。

此外，用于有效地输入射频功率的匹配电路MC连接在第一端侧上，其中检测二极管Q1的射频功率被输入到所述第一端。所述匹配电路MC具有众所周知的配置结构，并且它很可能具有在稍后将要描述的第五实施例(图35)中作为举例所示出的已知配置结构。作为选择，众所周知的或期望的适当方面的匹配电路很可能被用作为这种匹配电路。

在检测/放大电路110中，其特征在于：检测二极管还充当调节差分放大器的差分晶体管对TrL的偏置电压的二极管。

在电源电压Vcc和地之间布置的是串联连接负载电阻R0和晶体管Tr6。在此，电阻器R0很可能是通过例如将如图35所示的晶体管和电阻器组合在一起而形成的。同样，在电源电压Vcc和地之间还布置串联连接的晶体管Tr5和差分放大器，所述差分放大器是晶体管Tr5的负载并且其由晶体管TrL和TrR组成。

另一方面，由晶体管的二极管连接而形成的检测二极管Q1的发射极连接于晶体管TrL的基极。在此，“晶体管的二极管连接”应该表示其中集电极端和基极端直接彼此相连的晶体管的连接形式。此外，检测二极管Q1的集电极通过电阻器rL连接于电源电压Vcc。同样，非检测二极管Q2的发射极连接于晶体管TrR的基极，并且非检测二极管Q2的集电极通过电阻器rR连接于电源电压Vcc。此外，滤波电容器Ca和谐振器Reso都连接于差分晶体管对(TrL、TrR)的基极端(靠近A点)。不与差分晶体管对(TrL、TrR)的基极端连接的它们(Ca、Reso)的那些端各自接地。

然而，对于检测射频功率而言，谐振器Reso并不总是必需的。特别是，非检测二极管侧(Q2侧)上的谐振器Reso即使是当被省略时也不会导致任何特定的缺陷。

检测/放大电路110的主要特征如下：(1)由于这个电流镜电路的功能，确保了电流镜电路的基准电流Iref(＝晶体管Tr6的集电极电流)和附属电流Ic(＝晶体管Tr5的集电极电流)基本上相同。更具体而言，由于晶体管Tr5和Tr6的偏置电压相等，因而不管这些晶体管的负载如何，流过这两个晶体管的电流量变得基本相同。依照上述外围电路(差分电路)的配置结构，当通过使用电阻器R0来使电流Ic变为μA量级时，根据晶体管TrL的电流增益β，晶体管TrL的基极电流Idia和晶体管TrR的Idib变为Ic/β。因此，基极电流必定变为几十nA量级，由此低偏置电流就能够自动地被施加到差分晶体管对(TrL、TrR)上。此外，相当于图38中的几MΩ量级的高阻抗R2的电阻器能够由晶体管TrL的基极端的输入阻抗形成，并且它必定变为高阻抗。

(2)谐振器(Reso)连接于检测二极管Q1的阴极侧上的A点，由此对于将要检测的预定射频功率(RF)的频率，把图2中的A点设置成短路接地。此外，匹配电路MC被安置在第一端侧(阳极侧)上，由此将射频功率馈送到检测二极管Q1的输入端直至最大值。元件Ca是用于DC转换的滤波电容器。

(3)外围电路(差分电路)被配置成使得被配置成包含差分晶体管TrL(检测侧)和差分晶体管TrR(非检测侧)的差分放大电路的电流可以通过配置成包含基准晶体管Tr6的电流镜电路加以调节，并且使假定基本为流过附属晶体管Tr5的电流一半的电流Idia可以基本上与流过检测二极管Q1的电流的直流分量相同。

以基本上对称的形状来布置由N-P-N型晶体管构成的检测二极管Q1和与其类似构造的非检测二极管Q2，从而防止由于电源电位Vcc上的漂移而产生的不希望有的影响。

换言之，检测/放大电路110被配置成能够根据非检测二极管Q2的阴极侧上的直流电位和检测二极管Q1的阴极侧上的直流电位之间的差来检测射频信号以形成基准偏置，从而防止电源电压Vcc的波动的影响。更具体而言，在图2的右端，根据非检测二极管Q2的阴极侧上的直流电位和检测二极管Q1的阴极侧上的直流电位之间的差来输出作为基准的直流(基准直流电位)和检测侧直流电(＝基准直流+δv)之间的偏差δv，以形成基准偏置。也就是说，当偏差δv为0时，理想情况下差分放大器的差分输出基本上变为0。

因此，在起动信号输出电路100(图1)中，能够自动地保证平衡以下电位的平衡功能；即平衡上述图38中所称的二极管检测部分的输出点P1的电位、放大器侧的输入点P2的电位以及在放大器中使用的偏置电压Vbb。因此，虽然可以排除伴随直流电源电压Vcc的波动而出现的不希望有的影响，但是可以利用检测二极管Q1来检测射频信号，并且可以利用差分晶体管TrL(检测电位侧)、附属晶体管Tr5中的电阻分量和电容器Ca的滤波功能来将检测二极管Q1所检测出的电位转换成直流。

当在上述的直流偏压状态下接收射频信号时，射频信号经过匹配电路MC、检测二极管Q1和谐振器Reso(或滤波电容器Ca)流向地。在这种场合中，由于利用nA量级的偏置电流对检测二极管Q1进行偏置，射频信号的正极区域的半波分量基本上能够通过检测二极管Q1，并且利用滤波电容器Ca来累加和滤波每一周期的半波电流。因此，能够从射频信号中获得直流信号。

由于事实上按照此种方式检测二极管Q1的偏置电流非常小，节省了功率，因此提高了半波整流的效率，而且能够显著地提高检测灵敏度。

将参照图2，通过利用数学表达式来更详细地定量描述第一实施例中的检测/放大电路110的操作。如下面所阐述的使用电流镜电路的第一实施例的检测/放大电路的工作原理基本上也适用于稍后将要描述的第二实施例。

图2中的检测/放大电路110的差分晶体管对的非检测侧晶体管TrR的基极电流与流过非检测二极管Q2的电流的直流分量基本上相同。也就是说，将检测/放大电路110的非检测侧对称地配置到其检测侧上。

由于使用了这样一种电流镜电路的电路布局，图2中的基准电流Iref和附属电流Ic变为相等(Iref＝Ic)。此外，更详细地来讲，例如都是MOSFET的两个元件FE1和FE2形成电流反射镜布局，以使从各个元件输出的电流Ia和Ib变为相等(Ia＝Ib＝Iref/2)。

其间，当通过匹配电路输入射频功率时，利用检测二极管Q1来对射频功率进行整流，由此A点的电位升高。其结果是，流过晶体管TrL的直流Ia增加数值Δa。此外，B点的电位变为一恒定值，该恒定值低于与二极管接法的晶体管FE1上的电压降的电压相同的电源电压Vcc，从而使电流Ia全部流过晶体管TrL。同样，对于构成差分放大器的有源负载的两个MOSFET(FEI、FE2)而言，构造电流镜电路，以使得与电流Ia(在FE2侧上)相对一侧上的电流Ib同样增加数值Δa。此外，图2中的符号Id表示差分晶体管对TrR的集电极电流。如同下面的解释，当输入射频功率时，电流Id与上述电流Ib不相同。

(电流的等式)

Ia＝Ib

Iref＝Ic＝Ia+Id＝常数…(1)

在这种场合中，由于电流镜电路的功能而使得附属晶体管Tr5的集电极电流Ic在量上总是等于电流Iref，并且它不会增加。

因此，从等式(1)中可知，当存在射频输入时，电流Ia和Ib中的每一个都增加如上所述的数值Δa，并且电流Id降低数值Δa。因此，在存在射频输入中，图中的电流Ioutb增加数值2Δa。换言之，在存在射频输入的情况下，C点的电位升高以使得电流Ioutb可以增加数值2Δa。这是检测/放大电路110的基本原理。

此外，如同在上面描述的第一实施例(图2)中，可以根据非检测二极管Q2的直流电位(阴极端电位)和检测二极管Q1的直流电位(阴极端电位)之间的差，来以高精度有效地检测所期望的射频。此外，根据这样的配置结构，即使是当电源电位(Vcc)降低时，差分放大器的差分晶体管对(示例：图2中的TrL和TrR)的两个偏置电位都以平衡方式降低，由此防止因电源电位的降低而不适当地使输出电位的((检测侧直流电)—(作为参考的直流电))的差的符号反相。因此，由于此种功能，能够有效地防止因电源电压的漂移而导致的检测错误。

2.后级(确定电路120)

可以通过适当地调节电阻Ra和Rb，来自由地设置后级上的差分放大器(确定电路120)中的确定标准，由此输出灵敏度和反转宽度能够得以调整或最优化。

图3是这个实施例中的起动信号输出电路100的确定电路120的电路图。将其基极端连接于图2中的C点的晶体管Tr7的负载电阻Ra(输入波动侧)设置成略微小于晶体管Tr8的负载电阻Rb(确定标准输入侧)，其中不管存在或不存在射频输入，晶体管Tr8的基极电位都几乎不变。由此，将当不存在射频输入时的图3中a点的电位设置成略微高于当不存在射频输入时的图3中的b点的电位。也就是说，施加了偏移量。

更具体而言，在图3中，按如下列等式(2)和(3)所述来设置电阻：

(个体电阻)

rc＝45kΩ

ra＝4kΩ

rb＝5kΩ    …(2)

(组合的电阻)

Ra＝45kΩ+4kΩ＝49kΩ

Rb＝45kΩ+5kΩ＝50kΩ    …(3)

根据例示的这种设置，当射频输入电平小时或当不存在射频输入时，图3中的a点的电位高于b点电位，由此位于后级上的确定结果二值化电路130(图1)中的晶体管Tr18变成导通状态。因此，根据这些功能，当射频输入电平小时或当不存在射频输入时，图1中E点的电位能被降低至几乎接近于0V。

相反，当射频输入电平大时，图3中a点的电位降低，并且b点的电位升高，由此b点的电位变得高于a点的电位。其结果是，晶体管Tr15和Tr17变成导通状态，而同时晶体管Tr18和Tr19变成截止状态。归根结底，当射频输入电平大时，图1中E点的直流电位升至接近于电源电压Vcc。

根据这样的配置结构，能够在安装有起动信号输出电路的IC内产生适当的比较标准电位(基准电位)。因此，不需要用于产生外部的比较标准电位的外部电路或用于引入基准电位的电线。也就是说，根据这样的配置结构，能够在IC内形成标准偏移量，由此能够容易地促进IC实现(半导体电路的集成)。

3.末级(确定结果二值化电路130、LC滤波器部件140)

放大输出的功能和将放大后的输出转换成直流电位的功能都是由末级来完成的。末级使其信号振荡至饱和电平，由此当信号到达时末级输出变成接近于电源电压Vcc的电平，而当信号未到达或比基准电平低时，末级输出变成接近于0V的电压。

图41是已知的二值化电路的电路图，所述已知的二值化电路类似于起动信号输出电路100的确定结果二值化电路130。这个电路图是从“Analysis and Design of Analog Integrated Circuit(模拟集成电路的分析和设计)”(第二版，Paul R.Gray、Robert G.Meyer、JohnWiley&Sons)中提取的。这类二值化电路例如在本发明的实际解决中是有用的。

(整个起动信号输出电路的估计)

图4是举例说明起始信号输出电路100的输出电压与输入功率(射频功率)的强度的关系曲线图。从该图中可知，至少-60dBm的输出升至饱和电平，所以能够检测到期望的射频功率(约5.8GHz)到达。此外，小于-65dBm的输出不被检测。

对于约2.7V的电源电压Vcc来说，起动信号输出电路100的输出电位的上述饱和电平约为2.4V，而对于约1.7V的电源电压Vcc来说，起动信号输出电路100的输出电位的上述饱和电平约为1.5V。

另一方面，图5中所例示的是在设定Ra＝Rb＝50kΩ的情况下，用于对比的起动信号输出电路100′的输出电压与其输入功率的关系曲线图。这对应于这样的情况，即其中：在上述等式(2)中设置rc＝45kΩ和ra＝rb＝5kΩ。然而，在这种情况下，即使是被确定为射频功率未到达，输出电压也高达约1V。例如，正如从这样的一个比较示例中了解到，可以通过适当地设置差值ΔR(＝Rb-Ra＞0)来保证二值化电路的输出的大变化宽度。

图6和7是举例说明起动信号输出电路100与电源电压Vcc的关系的几种特性的图。图6表示起动信号输出电路100的输出电位(输出电压(V))与电源电压Vcc的关系曲线。从该图中可以了解到，如果保持Vcc＞1.6V，则能够在所述检测结果(检测/未检测)的二值化之后，保证令人满意地输出电位之间的电位差。

此外，图7表示起动信号输出电路100的电源电流与电源电压Vcc的关系。例如，在此种情况下，起动信号输出电路100在Vcc＝1.6V下操作，电源电流变成20μA，并且整个电路的功耗变成32μW。由此，当然，根据这样的电路布局，即使包括确定电路，也能够配置具有明显低功耗的起动信号输出电路。

此外，图8是举例说明起动信号输出电路100中的检测二极管的检测电位(δr)的传递函数(传递比)与频率的关系曲线图。按照这种例示的方式，应该理解的是，根据上述起动信号输出电路100的布局，比其它频率值更有效地放大检测二极管的检测电位的直流分量。

根据此种配置结构，就频率而言，特别是仅仅使直流的附近经过低通滤波和放大，从而能够有效地消除其它噪声分量。因此，可以比现有技术的二极管检测更显著地提高灵敏度。换言之，在利用低功耗的模拟电路来实现所述配置的情况下，传递函数通常变为频率的单调递减函数。

[第一实施例的估计和问题]

在上述第一实施例，不能说对于在装置内产生的噪声(内部干扰)(例如MOSFET中的沟道噪音)的抗扰性的考虑是令人满意的。

因此，当使用起动信号输出电路100时，例如在高温操作环境下信噪比恶化，并且有时要考虑发生错误确定等的情况。也就是说，在第一实施例中，可能要考虑这样一种情况，即：检测/放大电路的输出和确定电路的输出电平并不总是令人满意，所以无法把检测灵敏度设置成令人满意的程度。

作为令人满意的信噪比无法总是在第一实施例中得到保证的供考虑的首要原因就是，有人指出在检测/放大电路110中检测振幅小，而MOSFET的闪烁噪声大。此外，不能说确定电路120总是处于所希望的方面中，这是因为由于电阻负载而使确定电路120无法达到充分的放大。

为了验证关于信噪比的原因与效果的关系，对根据上述发明(第一实施例)来配置的起动信号输出电路100′(图9)的检波操作进行模拟实验。

图10A是示出确定电路120的输入直流电位的图，而图10B是示出确定电路120的输入噪声的频谱(计算值)的图。此外，图11A是示出确定电路120的输出直流电位的图，而图11B是示出确定电路120的输出噪声的频谱的图。此外，图12A是通过利用图10A和10B的前提条件对确定电路120的输入波形进行建模而获得的图。此外，图12B是通过当在图11A和11B的情况下射频功率未到达时对确定电路120的输出端上的信噪比进行建模而获得的图。

更具体而言，图12A示出了在将与图10B相对应的噪声叠加到检测/放大电路的输出上的情况下的模拟波形图。此外，图12B示出了将确定电路输出中的噪声叠加到具有电压宽度的矩形波上的情况下的模拟波形图，在不存在射频功率的输入的情况下，所述电压宽度对应于确定电路的输出端的确定电平差。

在模拟实验中，输入是使5.8GHz和-60dBm的输入信号经过ASK调制所获得的波形，该波形的宽度为781μsec和周期为2.343msec。由于图9中的起动信号输出电路100′的中间级(确定电路120)具有采用电阻负载的配置，因而如图11B所示的噪声电平分别在图中的两点V2outa和V2outb出现。因此，正如从图12B中所视，被揭示的是：信噪比在图9中的起动信号输出电路100′的中间级(确定电路120)上的比较结果(确定电路的输出信号)上显著地低，所以基于正在产生的噪声电压(图10B)的电平可能会出现错误的确定。

(第二实施例)

结合图13至24的附图例示的第二实施例就是为了解决这些问题。作为解决这些问题的手段，举例来说，修改上述实施例以便能够将倍压检波器电路用于检测/放大电路，通过采用具有大栅极的MOSFET来提高信噪比，或者允许通过将由晶体管配置成的有源负载引入到确定电路中来获得高振幅。此外，考虑与使用CMOS的二值化电路的组合，以便能够进一步降低功耗。

[倍压检波器电路]

图13是举例说明第二实施例中的起动信号输出电路200的电路图。此外，图14是包含在起动信号输出电路200中的检测/放大电路210的电路图。在第二实施例中，首先，如图13所示，在具有向其中输入指定频率的射频功率(RF)且从其中输出直流电位(DC)的RF/DC转换电路的起动信号输出电路中，安置有检测/放大电路，该检测/放大电路包括：倍压检波器，其包括用于检测射频功率的检测二极管；差分放大器，其包括与上述差分晶体管对TrL和TrR相对应的晶体管Tr31和Tr32；以及电流镜电路，其中将差分晶体管对中的一个Tr31(TrL)的基极电流变为与流过检测二极管的电流的直流分量基本相同，并且利用电流镜电路将流过差分晶体管对Tr31和Tr32(TrR)的总电流调节为基本上恒定的值。

此外，“倍压检波器电路”表示通过采用倍压整流电路而配置的检波器电路，并且在上述第十一个发明中示出了该配置。例如，公知的是将这种倍压检波器电路用于电源电路，并且在上述“Design andManufacture of Radio frequency circuit(射频电路的设计和制造)”(由Kenji Suzuki编写，并由CQ发行有限公司出版)中包含了对其功能上的详细公开。图15示出了常规的倍压检波器电路10的电路图。在第二实施例中，将等效于这种检波器电路的电路与差分放大器结合并且包含在检测/放大电路210(图14)中。

更具体而言，举例来说，分别用如图13和14中例示的两个二极管(Tr35、Tr37)来代替包含在上述第一实施例中的检测/放大电路110(图2)中的两个电阻器。可以仅仅通过执行这样的替换来把与倍压检波器电路10等效的配置并入检测/放大电路中。可以把所述替换(修改型)视作为是与第一实施例中的检测/放大电路110(图2)的改进发明相对应的(也就是，本申请的第十一个发明)。也就是说，应当注意的是，将倍压检波器电路并入图14中的检测/放大电路210中是有利的。

图13和14中的电流镜电路的基准晶体管是晶体管Tr30，所述晶体管Tr30的负载电阻R0是由如图14所示的电阻器R₀₀、电阻器R₀₁和晶体管Tr₀₀配置而成的。

图14中的晶体管Tr31和Tr32的负载包括：其中MOSFET以对称形式安置的有源负载。从馈电点一侧开始连续地，在晶体管Tr31(TrL)的基极端和馈电点(Vcc)之间串联地插入两个二极管接法的晶体管Tr35和Tr34。将匹配电路的输出端连接在两个晶体管Tr35和Tr34之间。此外，晶体管Tr34相当于检测二极管，而晶体管Tr36相当于非检测二极管。滤波电容器Cb连接于晶体管Tr31(TrL)的基极端。除存在或缺少与匹配电路之间的连接节点之外，基本上以左右对称的方式配置检测/放大电路210。

图15是通常已知的倍压检波器电路10的电路图。在位于输入端上的电源电压的负半周期期间，二极管D1表现为导通的，并且以图中指示的极性给电容器C1充电，直至输入电压的最大值Vm。在后续的正半周期中，二极管D1不表现为导通的，并且二极管D2(检测二极管)表现为导通的。在此种时候，由于增加电容器C1中所充电的电压Vm，而使电容器C2的端电压充电至约2Vm，例如，正如“Textbook：Electronic circuit(教程：电子电路)”(由Noriyuki Itoh编写，并且由Nippon Riko Shuppan Kal出版)或“Design andManufacture of Radio frequency circuit(射频电路的设计和制造)”(由Kenji Suzuki编写，并且由CQ发行有限公司出版)中所述的那样。

因此，如果这类倍压检波器电路是可使用的，那么就能够获得比在上述第一实施例的情况下更大的检测信号。在实际情况中，将如下所述的等效对应关系保存在第二实施例中的检测/放大电路210中，由此，在检测/放大电路210中获得的接收灵敏度高达检测/放大电路110(图2)中的双倍。

<倍压检波器电路10>            <检测/放大电路210>

C1                    ：      C₀₀(匹配电路内的电容)

D1                    ：      Tr35(第一实施例中的电阻器)

D2                    ：      Tr34(检测二极管Q1)

C2                    ：      Cb

RL                    ：      Tr31(差分晶体管对TrL)

通过比较来更具体地描述图14和15中的电路。二极管D1是用二极管接法的晶体管Tr35实现的。此外，二极管D1的地对应于电源电压(Vcc)，二极管D2对应于二极管接法的晶体管Tr34，电阻器RL对应于晶体管Tr31的输入阻抗，电容器C1对应于与匹配电路内的信号传输线串联的电容器C₀₀，而电容器C2对应于滤波电容器Cb。按照这种方式，这个实施例具有这样的配置，即：其中将倍压检波器电路并入到使用电流镜电路的差分放大电路中是非常有利的。

也就是说，作为第一实施例中的起动信号输出电路100的检测/放大电路110中的电阻器的部分是由第二实施例中的检测/放大电路210中的二极管(Tr35)构成的，由此实际上安置了倍压检波器电路。由此，以与第一实施例相同的方式，即第一实施例将二极管检波器电路并入到差分放大器中，第二实施例也将倍压检波器电路(倍压整流电路)并入到差分放大器中。由此，自然地获得了比在第一实施例中的检测/放大电路110当中更高的输出(灵敏度)。

[基于倍压检波器电路的其它优点]

此外，如上所述，第二实施例中的检测/放大电路(210)的振幅比第一实施例的上述情况下的振幅(增益)更大。因此，当如图13所示的那样将适当的放大电路(确定电路220)安置在起动信号输出电路(200)的中间级上时，它的输出变为足以满足使CMOS电路的输出电平反相的电位。因此，允许在放大电路的后级上安置由图13所例示的CMOS电路构成的二值化电路230。在把CMOS电路安置在这类放大器(确定电路220)后面的情况下，CMOS电路的输入阻抗是很高的，由此，振幅变得仍然更大。也就是说，允许用图13中所例示的CMOS电路(二值化电路230)来替换诸如图41或图1中所例示的二值化电路之类的宽范围放大器(限幅放大器)。根据这种配置结构，可以删除处于末级(二值化电路130)上的放大器，以便能够利用所述配置来进一步抑制功耗。

此外，还揭示出了这样的情况，即：根据上述电路形式，能够以比在用电阻器代替这些晶体管的情况下(即，在检测/放大电路110的情况下)更适当的偏压值来设置图14中的晶体管Tr35和Tr37，从而实现提高差分放大器本身的增益的功能。

图16A中所示的是与第一实施例中的起动信号输出电路100的检测/放大电路110中所包含的检波器电路等价的电路的图。同样，图16B中所示的是包含在第二实施例中的起动信号输出电路200的检测/放大电路210中的检波器电路的电路图。第一实施例中的图16A的电路对应于在用电阻器(即，作为图9中的检测/放大电路110′的一部分)代替图16B中所示的第二实施例中的电路的晶体管Tr35的情况下的电路。

在图16A的电路图中，来自于例如由电池馈送的电源电压(Vcc3.0V)的、总是连续地流经晶体管Q1和TrL的晶体管TrL的基极电流是nA量级的，由此完全可以忽略电阻器上的电压降。在此，晶体管Q1和TrL的基极和发射极之间的电位差两者都约为0.6V，从而D点的电位Vd变为约“Vcc-2×0.6(V)”。在下文中，除非另作说明，否则就假定 $\mathrm{Vcc}\&cong;3.0V.$

此外，在二极管连接的情况下的MOSFET(FE1)的阈值电压被指定为Vth。在这个时候，B点的电位变为Vb＝Vcc-Vth左右，并且B点和D点之间的电位差变为1.2-Vth。可以取决于过程而设置不同的阈值电压Vth，并且通常它是1.0V左右。此外，由于晶体管FE1和TrL在起动信号输出电路100中都是以μA量级的低电流进行工作的，因而晶体管FE1是在阈值电压Vth附近工作的。

在这些工作条件下，晶体管TrL的集电极-发射极电位差变为约0.2V，这不满足于晶体管TrL的激活操作(active operation)，以致晶体管TrL的增益变低。

另一方面，在图16B中，D点的电位Vd变为约“Vcc-3×0.6(V)”，由此，B点和D点之间的电位差变为1.8-Vth。此外，如上所述保持 $\mathrm{Vth}\&cong;1.0V,$ 结果是能够施加约0.8V的电位差并且允许晶体管Tr31执行其激活操作。因此，晶体管Tr31的增益是高的。

换言之，因此可以说，由于电压降是基于晶体管Tr35的设置而起作用的，因而允许将图14中的检测/放大电路210的晶体管Tr31的增益(检测侧上的差分晶体管TrL)设置得比第一实施例中的更高。此外，利用这种功能还可以有效地提高信噪比。

[确定电路1]

图17是根据第二实施例的起动信号输出电路200的前级(检测/放大电路210)和中间级(确定电路220)的电路图。也就是说，图17示出了将确定电路220设置在检测/放大电路210后面的电路布局。此外，图18示出了与包含在确定电路220中的有源负载(Tr23、Tr24)的电路等价的电路的图。

图17中的确定电路220包括逻辑上基本对称的差分放大器，所述差分放大器是利用相对放置两个晶体管(Tr21、Tr22)来配置的。它利用差分放大器来将输入电平(V1outb)与基准电位(V1outa)进行比较。用于调节流过差分放大器的电流的负载部分(Tr23、Tr24)是由图18中的有源负载构成的，实际上不管电流镜电路布局怎样，所述有源负载都是不对称的。更具体而言，有源负载(Tr23、Tr24)是由两个双极性晶体管(Tr23、Tr24)配置而成的。此外，正如从图13和17中看到的那样，利用上述的附属晶体管Tr10来对流过确定电路220的电流进行调节并将其限制到一个小数值。

即使是当如图17中的确定电路220中那样形成基本上对称的形状时，由上述双极性晶体管配置而成的有源负载实际上也变为如图18所示的不对称电路。其原因就在于：实际上插入了在图18中的等效电路中标明的电阻rc，并且b点的电位因而与由元素βib和rc形成的电压降相对应地变得比a点的电位更低。在此，a点的电位以晶体管Tr23的基极-发射极电位差(约0.6V)相对应地降低，并且因此它被固定为约“Vcc-0.6V”。

图19中所示的是a点和b点的电位变化。如图19所示，在不存在信号期间，在a点上形成固定为约″Vcc-0.6V″的基准电位，并在b点上产生比a点更低的电位。然而，当输入信号时，b点的电位升高，并且对于大电平的输入信号而言，它超过了a点的电位。换言之，可以参照a点的电位来比较信号电平。

也就是说，当如图17和18所示优选地利用有源负载的不对称性时，可以依照输入信号的存在或不存在或者其大小，来有效地使a点和b点的电位的大小之间的关系反相，如图19中所例示。

为了实现这样的良好反相操作，需要适当地调整不对称负载(不对称负载的大小之间的关系)的平衡。

[确定电路2]

例如，在将处于无输入状态的a点的电位略微降低的情况下，可以在如图20中所示的晶体管Tr23的一侧上插入电阻器R。也就是说，图20是举例说明确定电路220的修改后的实施例(确定电路220′)的电路图，在其中由电阻器R₂₀来完成这种调节。

此外，可以通过在晶体管Tr24的一侧上插入电阻器来同样地调节处于无输入状态的b点的电位，并且还能够对这两个电位进行微调。在这样的电路(示例：图21中的放大电路220″)中，能够扩大基准电位和确定电路输出电平之间的差值，由此能够容易地利用对个体阻抗值进行优化来实现信噪比的提高。

此外，在图17和18中的a点上，晶体管Tr23是二极管连接的，以便即使存在输入也不放大电位。因此，噪声远小于b点上的噪声。相反，在采用第一实施例的配置(图3中的确定电路120)的情况下，其中用电阻器来代替晶体管Tr23和Tr24，相同程度的噪声被叠加在a点和b点上。在这一点上讲，也可以说第二实施例是更为出色的。

[确定电路3]

此外，图21是通过修改图13中的起动信号输出电路200的确定电路的一部分而获得的起动信号输出电路203的电路图。在起动信号输出电路203中，采用CMOS的二值化电路230起比较/确定电路的作用，不过在中间级上的放大电路220″仅仅作为一个输出的放大器进行操作，而不会向后级传递基准电位。

(标记)

V1outa：确定电路的直流输入电位(基准侧)

V1outb：确定电路的直流输入电位(检测侧)

V2outa：确定电路的直流输出电位(检测侧)

[起动信号输出电路203的估计]

现在，将描述关于具有放大电路220″的第二实施例的起动信号输出电路203的信噪比的特性。

为了验证采用图21中的上述确定电路3(即：图21中的确定电路220″)的起动信号输出电路203的效率(灵敏度)，执行电路操作的模拟实验。在模拟实验中，假定输入功率为通过使5.8GHz和-60dBm的载波经过ASK调制而获得的波，该波的宽度为781psec且周期为2.343msec。此外，电源电压Vcc被假定为3V，并且工作电流被假定为13.2μA。这些数值表示比稍后将要描述的第三和第四实施例中更出色的显著低的功耗，并且它们是利用图21中的起动信号输出电路203的电路布局加以实现的。

图22A是示出放大电路220″的输入直流电位的图，而图22B是示出放大电路220″的输入噪声的频谱(计算值)的图。在第二实施例中的起动信号输出电路203中，在前级上采用了检测/放大电路210。从图22A和22B中了解到：在这个实施例的检测/放大电路210中，在接收到射频功率的情况和射频功率不大于第一实施例的情况(图9和10)之间出现了电平差，并且噪声更低。电平差(振幅)已经变大的原因就是：倍压检波器电路的引入。噪声变低的原因就是：MOSFET的栅极尺寸的更改。检测/放大电路210中的MOSFET M1和M2具有5μm的栅极宽度和10μm的栅极长度。另一方面，在第一实施例的电路中的MOSFET(图9)中，栅极宽度是1.3μm，而栅极长度是0.4μm。也就是说，利用第二实施例的起动信号输出电路203的配置，能够在适量的情况下例如根据上述的“RF CMOScircuit design technology(射频CMOS电路设计技术)”(由NobuyukiItoh编写，并由Kabushiki-Kaisha Triceps出版)，来适当地实现因本申请的第七个发明而带来的功能和优点。

图23A是示出放大电路220″的输出直流电位的图。此外，图23B中所示的是放大电路220″的输出噪声的频谱。放大电路220″包括有源负载，并且进一步在后续级上安置采用CMOS的二值化电路230。因此，正如从图23A的图中所看到的，放大电路220″的负载阻抗高，并且第二实施例的起动信号输出电路203具有非常大的增益。

图24A是利用图22A和22B假定的前提条件对放大电路220″的输入波形进行建模而获得的图。在此，对这样的一种情况进行建模，所述情况就是：将40nV的噪声叠加在其振幅为7.16mV的基波上。所述振幅变得比在现有技术的示例中的更大，并且噪声的绝对值变得更小。

图24B是通过在未接收射频功率的情况下，利用图23A和23B假定的前提条件对放大电路220″的输出特性(信噪比)进行建模而获得的图。这个图表示将19μV的噪声叠加到其振幅为0.49V的基波上的情况。对于第二实施例的起动信号输出电路203而言，正如从图24B中所看到的，在放大之后的噪声电平比在第一实施例(图12B)中的更大，但是信噪比却更为出色。

此外，由于末级上的二值化电路(限幅器放大电路)是采用降低功耗的CMOS的二值化电路230，因而第二实施例的起动信号输出电路203仍然能够相应地实现低功耗，并且它实际上以3V和13.2μA的功耗来进行操作，该功耗小于其它实施例的一半。同样，在这一点上讲，第二实施例的起动信号输出电路203是非常出色的。

(第三个实施例)

作为一种用于在确定电路(示例：图1中的确定电路120)中实现高振幅(增益)的方法，例如描述了这样的方法，在所述方法中采用了如上述第一实施例的图3中的详细例示的适当的负载电阻(ra、rb和rc)。然而，作为选择，还存在这样一种方法，在所述方法中提高了确定电路的差分放大器的差分晶体管对的增益。所述方法例如是这样一种方法，在其中将达林顿连接用于确定电路的差分放大器的差分晶体管对的一部分中。

图25举例说明了利用达林顿连接来对上述第一实施例中的确定电路120(图3)进行重新配置的确定电路222。顺便提及，同样在此，依照和第一实施例相同的方法，来将负载电阻设置为Ra＜Rb。正如已经解释的，这是因为在没有输入的情况下需要a点的电位高于b点的电位。

图26是利用确定电路222配置的第三实施例中的起动信号输出电路202的电路图。在起动信号输出电路202中，将具有图14中的倍压器形式的检测/放大电路210用作检测/放大电路，并且后级上的二值化电路130与第一实施例(图1)中的相同。

同样，对于起动信号输出电路202而言，在与上述实施例中相同的条件下执行类似的模拟实验。然而，电源电压vcc被假定为3V，并且工作电流被假定为28.8μA。这些数值表示显著低的功耗，并且它们是通过图26中的起动信号输出电路202的电路布局加以实现的。

图27A示出了确定电路222的输入直流电位。此外，图27B中所示的是确定电路222的输入噪声的频谱(计算值)。从这些图中可以看出：利用检测/放大电路210，检测波形和噪声两者都如同在第二实施例中那样得到了明显的改善。由于达林顿连接的输入阻抗提供了晶体管的高输入阻抗，因而检测信号的振幅变得比在上述第二实施例的图22A中的更大。

图28A是示出确定电路222的输出直流电位的图，而图28B是示出确定电路222的输出噪声的频谱的图。从这些图中可以看出：尽管噪声值与现有技术中的噪声值处于相同的量级，但是振幅得到了改善。

图29A是通过利用图27A和27B假定的前提条件来对确定电路222的输入波形进行建模而获得的图。这例示了这样一种情况，即：将40nV的噪声叠加到其振幅为76mV的基波上，并且它表示电位V1outb的波形。

此外，图29B是在未接收到射频功率的情况下，通过利用图28A和28B假定的前提条件来对确定电路222的输出特性(信噪比)进行建模而获得的图。它表示这样的情况，即：将1.85μV×2的噪声叠加到其振幅为0.13V的基波上。也就是说，它相当于将噪声叠加到电位V2outa和V2outb(确定电路)之间的差值上的情况。电压1.85μV被加倍的原因就在于：在确定电路222中，处于相同电平的噪声在电位V2outa和V2outb两者中都产生。

从这些图中可以看出：与第一实施例中相比，远远地提高了信噪比。

(第四实施例)

图30中所示的是按照以下的方式提供的第四实施例中的起动信号输出电路201的电路图，所述方式是：在第二实施例的起动信号输出电路200中，用第一实施例中的二值化电路130来代替二值化电路230。

更具体而言，在此，将图16B中的倍压器形式的检波器电路(倍压检波器电路)用作检测/放大电路210，并且将使用双极性晶体管Tr23和Tr24构造的有源负载(图17和18)用作确定电路220的负载。然而，确定电路220的输出形式是双输出的形式，并且对于进一步安置在二值化电路130的后级上的低通滤波器140，采用了与在上述第一实施例(图1)中的相同形式中的一种形式。

在此，第四实施例的图中的标记如下：

(标记)

V1outa：确定电路的直流输入电位(基准侧)

V1outb：确定电路的直流输入电位(检测侧)

V2outa：确定电路的直流输出电位(检测侧)

V2outb：确定电路的直流输出电位(基准侧)

为了验证起始信号输出电路201的功效，执行电路操作的模拟实验。在模拟实验中，输入功率在使5.8GHz和-60dBm的载波经过ASK调制而获得的波形中给出，该波形的宽度为781μsec和周期为2.343msec。此外，电源电压Vcc被假定为3V，并且工作电流被假定为28.8μA。这些数值表示显著低的功耗，并且它们是通过图30中的起动信号输出电路201的电路布局加以实现的。

图31A中所示的是确定电路220的输入直流电位。此外，图31B中所示的是确定电路220的输入噪声的频谱(计算值)。从图31A和31B可以理解到：在图30中的检测/放大电路210中，振幅比第一实施例(图9和10)中的更大，并且噪声更低。振幅变得更大的原因是：倍压检波器电路的引入。噪声变低的原因是：MOSFET的栅极尺寸的更改。检测/放大电路210中的MOSFET M1和M2的栅极宽度为5μm和栅极长度为10μm。另一方面，在第一实施例的电路(图9)中的MOSFET中，栅极宽度是1.3μm，而栅极长度是0.4μm。也就是说，利用图31B中的配置结构，能够例如根据“RF CMOScircuit design technology(射频CMOS电路设计技术)”(由NobuyukiItoh编写，并由Kabushiki-Kaisha Triceps出版)，来适当地实现因本申请的第七个发明而带来的适量功能和优点。

图32A中所示的是确定电路220的输出直流电位。此外，图32B中所示的是确定电路220的输出噪声的频谱。从这些图中可以看出；尽管振幅要远大于现有技术中的振幅，但是其直流分量为30μV的噪声并没有增加很大。

图33A是通过利用图31A和31B假定的前提条件来对确定电路220的输入波形进行建模而获得的图。因此，40nV的噪声被叠加到其振幅为7.16mV的基波上。这对应于叠加在电位V1outb(检测/放大电路210)上的噪声。在确定电路220的输入波形中，振幅变得比第一实施例(图12A)中的更大，而噪声的绝对值变得更小。

此外，图33B是在接收到射频功率的情况下，通过利用图32A和32B假定的前提条件来对确定电路220的输出特性(信噪比)进行建模而获得的图。因此，30μV的噪声被叠加到其振幅为0.6V的基波上。这对应于将噪声叠加到电位V2outa和V2outb之间的差值上的情况。在此，电压差变得比第一实施例(图12B)中的更大。此外，噪声的绝对值变得更大，但是其影响却变得更小。

也就是说，类似于图10A和10B-图12A和12B，这些图表示出通过模拟噪声的比率而获得的结果。如上所述，可以理解的是：在检测/放大电路210和确定电路220两者中分别获得的结果比第一实施例中的远远出色。此外，在确定电路220中，噪声值本身比在现有技术中的更大，但是信噪比却极大地得到了改善。

(第五实施例)

图34中所示的是第五实施例中的整个起动信号输出电路301的电路图。此外，图35是形成起动信号输出电路301的检测/放大电路310的电路图。

在形成图35中的起动信号输出电路301的示意图的电流镜电路中，符合一个基准晶体管的多个附属晶体管被形成并被并行地安置且成为多输出类型。

例如在这样一种电路布局的情况下，即：基准晶体管和附属晶体管中的所有晶体管的发射极端都各自接地(或连接于馈电点)。因此，除非考虑晶体管的随温度而变的特性等等，否则可以仅仅通过晶体管的基极端的电位(偏置电压)来唯一地确定各个晶体管的集电极电流。此外，基准晶体管和附属晶体管中的晶体管的特性是相同的，并且各个附属晶体管的基极端都与基准晶体管的基极端连接。因此，各个附属晶体管的偏置电压与基准晶体管的偏置电压V_B-CM相同。

因此，附属晶体管的集电极电流总是被控制成与基准晶体管的集电极电流相同的量。

此外，用于放大由检测二极管Q1输出的电流的直流分量I_Q1的晶体管TrL的发射极端连接于附属晶体管的集电极端，从而晶体管TrL的发射极电流基本上与附属晶体管的集电极电流相同。

根据这样的电路布局，可以由单个电流源来驱动用于形成这个实施例的起动信号输出电路的所有晶体管。因此，所有晶体管的偏置电压随着电源电压的降低而均匀地降低。结果，即使是在电源电压降低的情况下，这个实施例的起动信号输出电路也能够稳定地操作。也就是说，这个实施例的起动信号输出电路对温度降低、电池损坏等等具有强抗扰性，并且它具有电源电压的一个宽操作范围。

此外，根据这样的电路布局，能够按照需要，通过利用电流镜电路的功能，也就是通过将基准晶体管的负载R0调节和设置成大电阻，来将流过晶体管TrL的发射极电流抑制到足够小的数值。因此，在检波器电路上不必直接使用具有MΩ量级的大区域电阻，该大区域电阻具有能产生与电容器、接地电阻等的等效动作的成问题的寄生元件。也就是说，可以把这类高电阻间接地安置在检波器电路外面，以作为基准晶体管的负载。由此，允许有效地消除上述射频泄漏的问题。

更具体而言，利用如图36或图37所示的普通的二极管检波器电路，当电流将被降低时，电阻变得很高，从而所述电路不适合于集成。相反，依据如上所述的这个实施例，能够通过采用晶体管可以同时且容易地实现集成(微型化)和电流降低(降低的功耗)。

换言之，实际上，相当于图38中的现有技术的起动信号输出电路900的电阻R2的大阻抗分量能够通过包含在用于形成电流镜电路的一个主要部分的附属晶体管Tr5和上述晶体管TrL中的阻抗分量来产生。因此，通过利用这样的操作，能够把晶体管TrL的发射极电流I_E限制在μA量级。也就是说，根据这样的配置结构，晶体管TrL的基极电流确实地变成几十nA量级，结果是能够将低电流的偏置自动施加到晶体管TrL上。

例如，在图35中的检测/放大电路310的情况下，来自馈电点(Vcc)且总是经二极管接法的晶体管(D1)、检测二极管Q1、晶体管TrL和附属晶体管Tr5流向接地点的偏置电流与上述晶体管TrL的基极电流基本相同，而同时射频功率没有输入到检测/放大电路310。也就是说，高电阻是通过检测二极管Q1和晶体管TrL的连接而实现的。由此，依据这个实施例，能够有效地将基极电流量限制在期望值，而不必在检波器电路上直接采用具有能够导致射频泄漏问题的寄生元件的MΩ量级的大区域电阻。

此外，有效地将基极电流量限制在适合值，由此能够自然地实现下列优点：

(1)能够为射频输入(微小功率)而优化检测二极管Q1的整流动作。

(2)因此，在滤波电容器(有或没有谐振器)等被布置在检测二极管Q1之后的情况下，当把检测电流输入到晶体管TrL的基极端时，仅仅能够有效地以比其它频率值的增益相对较高的增益来放大与由检测二极管Q1输出的检测电流接近的直流分量(直流分量I_Q1)。

(3)能够有效地抑制检波器电路(检测/放大电路)的功耗。

这类基于本申请的第一或第二个发明的功能和优点当然是在之前描述的第一到第四实施例中实现。也就是说，由于基于电流镜电路的单个电源电压，可操作的电池电压的范围被扩大。此外，在连接用于直流电位(DC)的放大电路中，通过根据如上所述的配置来降低放大电路的电流，提供了带宽限制功能。此外，通过在放大电路之前或之后的级上安置滤波电路，加强了带宽限制功能，由此能够通过带宽限制来提高对于所输出直流电位(DC)附近的放大电路的灵敏度。也就是说，根据第一和第二个发明，放大电路的功耗降低和灵敏度提高是可兼容的。因此，可以通过低功耗的电路布局来容易地实现高灵敏度的起动信号输出电路，该起动信号输出电路免于连接高电阻时伴随的射频泄漏。

此外，当通过采用如上所述的电流镜电路来将多个附属晶体管(Tr5、Tr9...)并行地布置并且成为多输出型时，能够同时对下一级或更后级的电路(例如，放大电路)执行类似的相同电流控制。更具体而言，根据这样的电路布局，以平衡的方式可以非常容易且简单地实现了包括检测/放大电路和其它后续电路在内的整个电路的偏置电压控制，并且以平衡的方式使整个电路的偏置电压和电流稳定，因此便于有效地防止因电源电压漂移而导致的检测错误。

第五实施例的起动信号输出电路301(图34和35)的电路布局的特征总结如下：

(1)在不使用任何差分放大器的情况下配置检测/放大电路310。

(2)通过采用电流镜电路，来以平衡的方式对起动信号输出电路301进行便利地电流控制。

(3)通过利用第二实施例中的检测/放大电路210的电路布局来配置中间级上的放大电路320。

(4)在位于中间级上的放大电路320之前或之后，在信号传输路径上分别串联地插入电容器C_e1和C_e2。

(5)在位于二值化电路230之前的用于进行比较和判断的级上安置缓冲器325。

图35是起动信号输出电路301的检测/放大电路310的电路图。将图35中的匹配电路MC配置成包括：电容器C₀₀，其与来自射频输入端的射频信号的传输路径相串联地连接和布置；电容器C₀，其一端连接在电容器C₀₀的输出端上并且其另一端接地；半开放的短截线SH，其一端连接在电容器C₀₀的输出端上并且另一端不是闭合的；和短截线S，其一端连接于电容器C₀₀的输出端，在上述传输路径上串联地布置并且其另一端充当匹配电路MC的输出端。

也就是说，匹配电路MC包括其中串联的电容器C₀₀，由此如同在之前描述的第二实施例中的检测/放大电路210中那样，将倍压检波器电路并入到检测/放大电路310中。此外，馈送自馈电点(Vcc)且总是经二极管接法的晶体管(D1)、检测二极管Q1、晶体管TrL和附属晶体管Tr5流向接地点的电流与上述晶体管TrL的基极电流基本相同。同样，在这一点上讲，检测/放大电路310类似于上述检测/放大电路210来进行配置。

检测/放大电路310(图35)的工作原理如下所述。

基准晶体管Tr6和附属晶体管Tr5的基极端和发射极端各自彼此连接，以便各个晶体管的集电极电流I_ref和I_c变为相等。当接收到射频输入时，通过元件D1和Q1来对射频功率进行倍压整流，由此晶体管TrL的基极电流I_Q1增加。因此，流过电阻器RL的电流I_e在这个时候增加。然而，由于附属晶体管Tr5的集电极电流I_c总是被调节成与集电极电流I_ref相同，因而由于电流I_e的增加而给滤波电容器Ca充电，并且电流I_e还在下一级(图34中的放大电路320)流入放大电路，从而使得A点的电位相应地升高。

同样，还允许采用这样的电路布局，在其中代替把A点的电位用作为检测/放大电路310(图35)的输出电位，而是将晶体管TrL(图35中的G点)的发射极端的电位设置为检测/放大电路310的输出电位。当接收到射频功率时，利用由检测二极管Q1输出的电流的直流分量I_Q1来降低晶体管TrL的电阻，由此G点的电位升高。因此，还可以将这个电位用作为检测信号。

作为选择，与电源电压和地之间的电路配置相同的电路是由图35中的二极管D1、检测二极管Q1、晶体管TrL、附属晶体管Tr5和电阻器RL配置而成的，所述电路还可以进一步被独立地配备，以便并行地连接电源电压和地之间的两个电路并且差分地输出两个电路的两个G点之间的电位差。当然，在这种情况下，在重新并行添加的电路的一侧上没有连接匹配电路MC。因此，在这种情况下，重新并行添加的电路一侧上的二极管Q1作为非检测二极管进行操作。

接下来，将对在起动信号输出电路301(图34)的布局中布置在各级之间的电容器C_e1和C_e2的功能进行解释。

放大电路320通过电容器C_e1与检测/放大电路310相连。能够输入到放大电路320的信号的截止频率fc是由放大电路320的输入阻抗和电容器C_e1确定。也就是说，电容器C_e1实现了形成高通滤波器的功能。

因此，当目标射频输入以间歇周期间歇地到达时，例如，在将截止频率fc设置为例如约40Hz的情况下该间歇周期约为1/300秒，射频输入到达的间歇操作的频率远高于截止频率fc。因此，即使在这种情况下，也能够通过放大电路320来实现期望的放大功能。

此外，根据这样的配置结构，就可以有效地避免或缓和低频噪声(示例：闪烁噪声)的现象，将不能预料的直流偏移量等等从起动信号输出电路的前级传输到中间级，或从中间级传输到后级。因此，能够实现高信噪比。

缓冲器325的输入端通过电容器C_e2与放大电路320的输出端相连。电容器C_e2具有近似等于电容器C_e1的电容值，并且它实现了类似于电容器C_e1的高通滤波器形成功能。

缓冲器325具有已知的配置结构，并且二值化电路230与之前描述的第二实施例中的相同。

例如，即使是当并不总是按照例示的方式将差分放大器引入到检测/放大电路(310)中时，也能够根据本发明的第一种方法来实现本发明的功能和优点。

[其它修改后的实施例]

用于执行本发明的模式不局限于上述实施例，而是还可以按如下所示例的那样作进一步的修改。即使通过这样的修改或应用，也可以根据本发明的功能来实现本发明的优点。

(修改后的第一实施例)

举例来说，在上述第二实施例中，更加期望的是，按照以下方式把短截线或谐振器添加到向其输出射频功率的检测二极管的第二端子的一侧上(示例：图14中的A点)，使得对于将要接收的目标频率，所添加的短截线或谐振器的两个端子都短路。通过例如采用其中在匹配电路和谐振器等等之间安置检测二极管的配置，可以有效地将期望的射频功率施加到向其输入射频功率的检测二极管的第一端子的一侧上。

更具体而言，优选的是，例如安置在图1和2中的检测/放大电路中的谐振电路(Reso)实质上应该也被包含在检测/放大电路210中。将谐振电路(Reso)设计成：对于待检测的射频，对应部分短路，并且检波灵敏度是通过设置谐振电路(Reso)来得以提高的。

此外，可以通过使用下述事实来将差分放大器与低通滤波器组合，即在以低电流操作差分放大器的情况下实现低通滤波器的功能，或者可以把这类差分放大器安置到多个级中，由此与射频信号的带宽相比，仅仅最多为射频信号带宽的1/1000的带宽被传输和放大。在本发明中这更加有效。也就是说，在射频带宽以内仅仅使直流电附近的带宽经过低通滤波和放大，从而能够使灵敏度被提高到远远超过现有技术的二极管波检测中的灵敏度。

此外，为了移除不必要的射频分量的波，传递函数应该令人期望地相对于频率单调下降。

此外，不仅普通的半导体二极管，起二极管作用的任何其它的元件都能用作为本发明的检测二极管。在这一点上，特别是在依照本申请的第十一个发明而采用N-P-N型晶体管或P-N-P型晶体管的情况下，集成电路的微型化或各种电路部件的偏置电位或偏置电流的设计变得更为方便。

工业实用性

本发明涉及一种具有向其输入射频功率(RF)且从其中输出直流电位(DC)的RF/DC转换电路的起动信号输出电路，以及一种可用于起动信号输出电路等等的确定电路。本发明的起动信号输出电路适用于移动通信装置，以及ETC、″智能板″、LAN、监视系统、车辆的自由键系统等等，诸如其中移动通信装置在此情况下适用的领域。

Claims (16)

1.一种具有向其输入指定频率的射频功率且从其中输出直流电位的射频-直流转换电路的起动信号输出电路，所述起动信号输出电路包括：

检测/放大电路，其包括：

检测二极管Q1，用于检测所述射频功率；

晶体管TrL，用于放大由所述检测二极管Q1输出的电流的直流分量I_Q1；和

电流镜电路，

其中所述检测二极管Q1的输出与所述晶体管TrL的基极相连，所述晶体管TrL的基极电流I_B与直流分量I_Q1基本相同，并且

晶体管TrL的发射极电流I_E受限于所述电流镜电路；

其中所述起动信号输出电路还包括：

差分放大器，

其中所述晶体管TrL形成差分晶体管对中的一个，所述差分晶体管对被布置在所述差分放大器的信号输入部分中，并且

利用所述电流镜电路将流过所述差分放大器的总电流调节为基本上恒定的值，

其中：

以相对于所述差分晶体管对与所述检测二极管Q1对称的方式，设置不检测所述射频功率的非检测二极管Q2；并且

非检测二极管Q2的阴极端子向所述差分晶体管对的另一晶体管TrR的基极端输出与所述检测二极管Q1的阴极端子电压相同的电压，同时不向所述起动信号输出电路输入所述射频功率。

2.根据权利要求1所述的起动信号输出电路，其中所述电流镜电路包括：

基准晶体管，其发射极端连接于预定接地点或馈电点并且其具有预定的负载由此来确定整个起动信号输出电路的电流量；和

多个附属晶体管，其各个发射极端连接于所述基准晶体管的发射极端，并且其各个基极端分别连接于所述基准晶体管的基极端，由此以基本上等同于所述基准晶体管的电流量的量来传递电流。

3.根据权利要求1所述的起动信号输出电路，其中以所述差分放大器为中心的差分电路的整个电路形式被配置成对称。

4.根据权利要求1所述的起动信号输出电路，其中所述差分放大器的负载是被配置为包括两个MOSFET的电流镜电路的有源负载。

5.根据权利要求4所述的起动信号输出电路，其中所述MOSFET中每个的栅极长度至少为1μm，和栅极宽度至少为2μm。

6.根据权利要求1或2所述的起动信号输出电路，其中用于有效地输入所述射频功率的匹配电路连接于向其输入该射频功率的所述检测二极管Q1的第一端子侧。

7.根据权利要求1或2所述的起动信号输出电路，其中短截线或谐振器都连接于向其输入所述射频功率的所述检测二极管Q1的第二端子侧，以便对于指定频率，该短截线或谐振器的两个端子短路。

8.根据权利要求1或2所述的起动信号输出电路，其中所述检测二极管Q1是由N-P-N型或P-N-P型晶体管构成的，所述晶体管的基极和集电极直接连接来作为向其输入所述射频功率的所述检测二极管Q1的第一端子，而其发射极被用作为向其输出所述射频功率的所述检测二极管Q1的第二端子。

9.根据权利要求1或2所述的起动信号输出电路，其中所述检测/放大电路包括：倍压检波器电路，其是按这样的方式来加以配置的，即电容器C1的输出端位于用于所述射频功率的输入部分，并且其阳极射频接地的二极管D1的阴极端与所述检测二极管Q1的阳极端连接，且其另一端射频接地的电容器C2的一端与所述检测二极管Q1的阴极端连接。

10.根据权利要求1或2所述的起动信号输出电路，其中在后级上布置使用CMOS来配置的二值化电路，并且该二值化电路对所述起动信号输出电路的输出信号进行二值化。

11.根据权利要求1所述的起动信号输出电路，还包括：

差分放大器，用于将输入电平与基准电位进行比较，

其中对于彼此相对的一对负载电阻Ra和Rb，将其输入电平对应于射频功率输入的存在或不存在而波动的输入波动侧的负载电阻Ra设置成低于在确定标准输入侧上的负载电阻Rb，其中该对负载电阻Ra和Rb对流过所示差分放大器的电流进行调节，同时构成该差分放大器的负载部分。

12.根据权利要求11所述的起动信号输出电路，其中所述负载电阻Ra和所述负载电阻Rb之间的差ΔR是可变调节的，由此来自由地设置输出电位相对于输入电位的灵敏度，其中ΔR＝Rb-Ra＞0。

13.根据权利要求1所述的起动信号输出电路，还包括：

差分放大器，用于将输入电平与基准电位进行比较，

其中用于调节流过该差分放大器的电流的差分放大器的负载部分具有电流镜电路配置，并且是用不对称的有源负载来进行配置的。

14.根据权利要求13所述的起动信号输出电路，其中所述有源负载包括两个双极性晶体管。

15.根据权利要求11-14中任何一个权利要求所述的起动信号输出电路，其中所述差分放大器包括两组放大电路，其中每一组都是由达林顿连接的两个晶体管配置而成的，所述两组放大电路以对称的方式而彼此相对。

16.根据权利要求11-14中任何一个权利要求所述的起动信号输出电路，其中在后级上布置使用CMOS来配置的二值化电路，并且所述二值化电路对所述差分放大器所输出的确定结果进行二值化。

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