CN1706107A - 多模式接收机 - Google Patents

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Abstract

一种适于用作无线电接收机或作为无线电接收机一部分的电路，所述电路包括：放大装置、混频器装置和滤波器装置，其中所述混频器装置可配置成把已放大的输入信号的期望分量下变换到至少两个中频频带之一，并且滤波器装置在提供第一操作模式的第一滤波器配置和提供第二操作模式的第二滤波器配置之间动态可重新配置。

Description

多模式接收机
技术领域
本发明涉及一种电路，该电路适于用作无线电接收机或作为无线电接收机的一部分。
背景技术
随着不同应用的特定需求，出现了无线通信的标准和调制技术的迅速扩大。这些调制方案范围从简单的调幅(AM)和调频(FM)到复杂的多载波数字调制方案，比如宽带码分多址(WCDMA)和编码正交频域多路复用(COFDM)。各个标准的这种迅速扩大已经致使许多为特定应用而优化的不同接收机结构的发展。
现代无线通信接收机通常有两个主要部分：模拟前端和数字后端。数字后端执行诸如解调、解码、纠错等功能。模拟前端通常把特定的期望信道下变换为足够低的频率，以使该期望信道能够被数字化(或被进一步处理)，同时确保没有来自相邻信道信号的恶化发生。
模拟前端可以被认为是一个″黑盒子″，该黑盒子获取输入信号的频带，并把特定的期望信道下变换为被称为中频(IF)的已知频率。这里存在着各种熟知的模拟前端，其中最流行的是超外差、零IF和低IF。现有技术中，通常将这些前端称为″接收机″，但是前端不包括数字后端。因此，如下正文中所使用的术语″接收机″不应该被认为隐含数字电子线路的存在；也不应该被认为排除数字电子线路的存在。
超外差接收机由于它具有很高的选择性而被广泛使用。在一种可能的布置中，射频(RF)输入信号被应用于低噪声放大器(LNA)，然后被馈送给镜像抑制(image reject，IR)滤波器，该滤波器通常由声表面波(SAW)滤波器来实现。从IR滤波器中输出的信号被馈送给单个混频器，在此，该信号与来自本地振荡器(LO)的信号合并以进行频率下变换到中频(IF)。这个中频信号通过在该IF处执行信道选择的IF带通滤波器而被馈送。该中频滤波器通常也使用SAW滤波器来实现，但是也可以使用其它滤波器结构。
超外差接收机设计中的主要问题是镜像抑制和信道选择之间的权衡。如果所选定的IF高，则镜像信号将被IR滤波器极大地衰减，但是相邻信道的抑制不是很好。反过来，如果IF低，则镜像信号将不能被很好地衰减，但是相邻信道却被很好地抑制。因此，在给定输入信号频率和相邻信道条件的情况下，必须仔细选择超外差接收机中的频率分配方案，并且，从RF到最终IF的变换常常发生在一个以上的步骤中，所以需要另外的混频器和本地振荡器级。
超外差接收机有极好的选择性(即可以精确地选择期望信道并且抑制不需要的信道)，但是需要许多极具选择性的滤波器，这些滤波器只可作为离散(片外)元件而被实现。片外滤波器将显著增加整个系统面积和成本。
零IF和低IF接收机不需要片外滤波器，因此吸引了低功耗和高集成(最小尺寸)都很重要的那些应用。这两种接收机在下变换的中频(IF)的选择上有所不同。
对于零IF，期望信号信道的中心设置在零赫兹(Hz)。结果，期望信号信道的一半位于正频率域中而另外一半在负频率域中。实际上，期望信号信道的两半(边带)是＇重叠′的。为了避免信号恶化，需要使用具有两个正交混频器的正交接收机结构，该结构具有I和Q路。正交接收机结构通过合并I和Q信道信息，允许从重叠信号信道边带中恢复信号信息。这种恢复通常由数字后端完成。
零IF接收机的优点是：期望信道被快速地变换为基带(零Hz)，因此在芯片上只需要低频滤波器和放大器(容易设计)。另外，虽然信号信道边带在I和Q路中重叠，但是信号实际上是被它本身所干扰的，因此′干扰信号′功率与′期望′功率相同。但是，一个主要的缺点是：由于期望信号信道以零为中心，因此存在于接收机中的任何低频噪声和偏移将直接恶化期望信号信道。在亚微米CMOS技术中，这种低频噪声会十分显著。
在低IF结构中，正如在零IF中，期望信道被转换成低频，以便容易设计所需要的滤波器和放大器。但是，选择IF以使它位于噪声和偏移方面没有问题的区域中。考虑在频率fRF处的期望信号。通过把这个信号与振荡器信号fLO＝fRF-fIF相乘来把它转换成低IF fIF。但是，在频率fIM＝fLO-fIF处很可能有由天线拾取的另一个信道。当这个信号与本地振荡器(LO)相乘时，它将被转换成-fIF，即期望信道的负频率′镜像′。因此，期望信道(在正频率处)现在被这个镜像信道(在负频率处)重叠。按照与零IF方法类似的方式，可以通过使用正交结构(I和Q路)并进行适当的信号处理(复数滤波)，来分离这些重叠信号。可选方法是确保在到达乘法器之前滤除频率fIM＝fLO-fIF处的干扰信号。但是，回想一下，期望信道比LO高fIF，而干扰镜像比LO低fIF。因为fIF很小，所以需要极锐截止滤波器以便使期望信道通过并抑制该镜像。实际上，这是不可能实现的，并且因此低IF接收机没有在RF抑制该镜像，而相反是在低IF处抑制它。典型的低IF结构使用正交混频器，接着正交混频器的是以低IF为中心的复数带通滤波器。
与零IF接收机结构相比，低IF接收机结构的主要缺陷是：在零IF中，干扰信号是期望信道本身，而在低IF中，干扰信号是某一其它信道。该其它信道的功率可能会比期望信道的功率大好多倍，这使信号恢复比在零IF情况中难得多。为了改善存在强镜像信道信号下的接收机性能，可以修改低IF接收机结构以便在RF频率处提供另外的镜像抑制。这可以通过生成正交RF信号然后使用全复数混频器(即四个分离的混频器)将其下变换为低IF来实现。通过在全复数混频器之前使用RF多相滤波器或者使用第一级正交混频器，可以生成正交(I和Q)RF信号。因此，与正交低IF拓扑结构相比，使用全复数混频器加上RF正交生成级(即复数低IF拓扑结构)将提高镜像信道抑制，但是代价是增加了接收机电路的复杂性以及可能降低接收机的灵敏度。
通常，非常希望特定的接收机就能够接收在可能具有不同信号调制特性的若干不同广播电视标准下发射的信号。作为一个示例，可能需要多标准无线通信接收机来检测并解码诸如宽带码分多址(WCDMA)之类新的第三代标准，同时还能够接收在GSM或DECT标准下发射的信号。因此，非常希望有一种单个的接收机集成电路，它能够处理这些不同的通信标准。
设计这种多频带多标准接收机的一种方法是，为每个分离的广播电视标准使用分离的接收机构造，然后把这些平行的接收机的每一个都集成到单个的集成电路中。用这种方式，例如通过选择最适当的接收机结构与电路实施，可以根据接收机将接收的特定标准，对每个分开的接收机的性能进行优化。但是，这种方法的显著缺陷是将需要大量的硅面积，因而系统成本高。
现有技术包括解决此问题的尝试。在WO02/27953A12中，描述了一种现有技术的可切换多标准接收机。该接收机使用传统的直接变换结构，并且包括三个滤波器级和三个低噪声放大器(LNA)。使用开关根据输入信号的广播标准(例如GSM，UMTS或DECT)，来选择滤波器级和低噪声放大器。接收机的公共元件--混频器和数字基带，连接到低噪声放大器的每一个输出。虽然可以为不同的广播标准选择滤波器和低噪声放大器，但是该接收机有这样的缺点：如接收机结构所规定的，接收机的操作模式是不可改变的，即：操作模式总是直接变换。
EP1006669A1描述了一种现有技术的超外差接收机。在这种接收机中，对于所有接收广播标准，使用公共的低噪声放大器和混频器。该接收机包括多个可切换的滤波器，选择特定的滤波器来接收特定的广播标准和频带。虽然可以为不同的广播标准选择滤波器，但是，如接收机的结构所规定的，接收机的操作模式本身是固定的(即超外差)。
接收机模式缺乏灵活性是主要的缺点。例如在无线通信接收机中，直接变换可能为诸如WCDMA之类的宽带信号的接收提供了紧凑而低功率的解决方案，但是直接变换可能不适于窄带GSM信号的接收。
现有技术的第二缺点是：由于需要给定电路块的多个版本，所以硅面积中存在一定的冗余，即WO02/27953A12的接收机需要多个低噪声放大器和滤波器，EP1006669A1的接收机需要多个滤波器。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种克服至少一个上述缺点的电路。
根据本发明的第一方面，提供一种用作无线电接收机或作为无线电接收机一部分的电路，所述电路包括：
用于接收输入信号的放大装置；
用于接收该放大装置的输出的混频器装置，该混频器装置可配置以把已放大的输入信号的期望分量下变换到至少两个中频频带之一；
用于接收该混频器装置的输出的滤波器装置，该滤波器装置可在至少两个滤波器配置之间切换；和
连接到混频器装置和滤波器装置的控制装置，用于选择适于该输入信号的中频频带和滤波器配置。
术语′无线电接收机′意指一种能够接收无线电信号的电路。它不意味着包含数字电子线路的存在，也不意味着排除数字电子线路的存在。滤波器装置可以是模拟或数字的。术语′无线电接收机′意味着包括一种能够发射信号和接收信号的电路，即收发信机。
本发明具有有益的效果，因为它允许电路操作模式例如响应于期望输入频带或通信标准中的变化而变化。这允许为不同广播标准的最佳接收选择电路操作模式。另外，可以动态地修改接收机结构以便当接收给定通信标准时优化不同接收条件下的性能。例如，在该电路的一种操作模式中，可以将接收机配置为具有两个正交混频器的低IF结构。如果检测到存在高电平镜像信号，则可以重新配置混频器来提供全复数操作(四个混频器)以便改善镜像抑制。在这种情况下，还需要另外的电路来为全复数混频器生成必要的正交射频信号。
本发明与现有技术非常不同，现有技术在可选放大器之间或者在可选滤波器之间提供切换，但是它不在电路操作模式之间提供切换。因为本发明使用可重新配置的混频器和滤波器配置(涉及独用混频器和滤波器元件的重新使用)，而不是在可选混频器和滤波器配置之间切换，所以本发明的半导体实施所需要的半导体面积很低。
混频器装置可以包括一组互连电路元件，并且用于修改电路元件之间互连关系的开关可以提供可重新配置性。
滤波器装置可以包括一组互连电路元件，并且用于修改电路元件之间互连关系的开关可以提供可重新配置性。
滤波器装置可以包括一组互连的电路元件，并且经由可调整的偏置信号或该组电路元件内部的连接可以提供可重新配置性，使得实质上改变该组电路元件的工作点或传递函数。
第一和第二操作模式变化地可以是零IF、正交低IF、复数低IF或超外差中的任何一个。
根据本发明的第二方面，提供一种用作无线电接收机或作为无线电接收机一部分的电路，该电路包括：
用于接收输入信号的放大装置；
用于接收该放大装置的输出的混频器装置，该混频器装置包括多个混频器，所述多个混频器可以被配置以提供在多个模式中的混频器操作，至少一个混频器在不同操作模式中被重新使用；
用于接收该混频器装置的输出的滤波器装置，该滤波器装置可在至少两个滤波器配置之间切换；和
连接到混频器装置和滤波器装置的控制装置，用于选择适于该输入信号的混频器装置操作模式和滤波器配置。
附图说明
现在将参考附图，仅举例描述本发明的特定实施例，附图中：
图1为是具体实施本发明的无线电接收机的示意图；
图2是图1的无线电接收机的滤波器的示意图；
图3是示出可以组成图1无线电接收机的一部分的滤波器的电路图；
图4是示出图3滤波器的有源实施的电路图；
图5是示出图4滤波器的一部分的电路图；
图6是示出图3滤波器的可选有源实施的电路图；
图7是示出可以组成图1无线电接收机的一部分的可选滤波器的电路图；
图8是示出图7滤波器的有源实施的电路图；
图9是示出图3和7的滤波器的有源实施的电路图；
图10是具体实施本发明的可选无线电接收机的示意图；
图11是示出有限脉冲响应(FIR)数字滤波器的示意图；和
图12是具体实施本发明的另外一个可选无线电接收机的示意图。
具体实施方式
具体实施本发明的无线电接收机如图1所示。可重新配置的接收机包括天线1、带通滤波器2和低噪声放大器(LNA)3。这些公共元件连接到射频(RF)正交发生器4和混频器5a、5b、5c、5d，在该实施例中，射频正交发生器4被示出作为无源多相滤波器，混频器由合成器6提供混合频率。如所示出的那样对正交混频器5a-5d的输出求和，传到基带滤波器7、8，并从基带滤波器传到放大器9、10和模-数转换器(ADC)12、13。如在下面所述的，基带滤波器7、8可以互连，并且为了方便参考，可以将其称为一个实体：基带滤波器11，如框11所示。
控制器11a连接到频率合成器6，并设置合成器生成的本地振荡器(LO)频率。控制器还连接到射频滤波器4、开关S1-S6和基带滤波器11，并根据系统要求配置混频器和滤波器。
考虑将图1的接收机配置为零IF操作。在这种情况下，不需要射频多相滤波器4，并且通过关闭开关S1旁路射频多相滤波器4。需要正交混频器，因此(通过闭合开关S2)选择混频器5a和5b。不需要混频器5c、5d，并且通过断开电路开关S3-S6和/或通过断电这些混频器(例如通过去掉偏置电流)来取消对它们的选定。基带滤波器11被配置为两个分离的低通滤波器。
现在考虑将图1的接收机配置为正交低IF操作。在这种情况下，以类似于零IF接收机的方式(即S1、S2闭合，S3-S6断开)配置混频器，但是现在将基带滤波器11配置为以低IF为中心的单个复数带通滤波器来操作。
现在考虑将图1的接收机配置为复数低IF接收机。在这种情况下，射频多相滤波器4不再由开关S1旁路并且因此生成必要的正交射频信号。通过闭合开关S3、S4、S5、S6，选择全部混频器5a、5b、5c和5d来实现全复数混频器。基带滤波器被配置成提供复数带通滤波的功能。
现在考虑将图1的接收机配置为超外差结构。通过闭合S1来旁路射频多相滤波器4，并且只需要单个实数混频器(5a)。因此，通过断开开关S2、S3、S4、S5、S6和/或断电这些混频器来取消对混频器5b、5c、5d的选定。对于超外差操作，需要单个实数带通滤波器进行信道选择。可以重新配置基带滤波器7来实现所需的带通功能。可替代地，滤波器7可以保持为低通结构但是具有足够的带宽以使期望的IF信道通过。然后可以通过接通另外一个带通滤波器来执行信道选择，或者可替代地，可以在模拟数字变换之后在数字域中执行信道选择。不需要滤波器8，并且例如可以通过去掉偏置电流来断电该滤波器。
图2示出了低通(零IF)、复数带通(低IF)和实数带通(超外差)操作模式的可重新配置基带滤波器11的一种可能实施。基带滤波器包括正交输入Iin和Qin，它们连接到低通滤波器15a、15b。来自第一低通滤波器15a的输出作为反馈经由反相放大器17和开关18被传送到第二低通滤波器15b的输入侧。类似地，来自第二低通滤波器15b的输出作为反馈经由反相放大器19和开关20被传送到第一低通滤波器15a的输入侧。通过断开开关16b可以选择将高通滤波器16连接到低通滤波器15a的输出，或者需要时可以通过闭合开关16b取消选择(旁路)将高通滤波器16连接到低通滤波器15a的输出。
当开关18、20断开而16b闭合时，实现适于零IF模式操作的双信道低通滤波器。当开关18、20和16b闭合时，实现适于低IF模式操作的复数带通滤波器。当开关18、20和16b断开时，通过级联低通15a和高通滤波器16，实现在Iin和Iout之间的实数带通滤波器。因此，这个实数带通滤波器适于超外差操作。通过选择开关18、20和16b的断开或闭合，接收机可以在零IF、低IF和超外差模式之间重新配置。实际上，图2所示的若干滤波器布置可以被级联成实现更高阶的滤波器。
典型接收机的模拟前端通常接着数字后端，该数字后端提供数字后处理(post-processing)来执行解调和解码功能。
有许多不同的实施基带滤波器11的元件滤波器15a、15b和16的方式。滤波器本身的类型和/或阶数，例如可以通过切换它们的组成元件而变化。滤波器的重新配置可以包括在滤波器组成元件之间互连的切换，和/或可包括切换组成元件的数值(通过改变偏置值或者通过接通另外的元件)。
元件滤波器的示例如图3所示。该滤波器是一个双截止无源梯型滤波器(doubly-terminated passive ladder filter)，它实现五阶全极点低通功能。因为梯型滤波器是无源的，所以它的传递函数是固定的。图4示出了双截止梯型滤波器的有源实施，它具有可调整的传递函数。图4的实施基于滤波器传递函数的有源仿真，并且适于集成电路实现。图4的滤波器由放大器G和积分器部分1/sτ的互连构成，其中各个积分器时间常数τ确定滤波器的极点位置。通过调整极点位置(即通过改变积分器时间常数)，可以改变滤波器的传递函数，例如可以从契比雪夫(Chebyshev)改变到巴特沃斯(Butterworth)响应。
图5示出了实现时间常数τ的简单调整的积分器配置。该积分器是互导体电容器(Gm-C)结构。互导Gm的数值取决于偏置电流IB。通过调整IB，改变积分器的时间常数。使用图5所示的积分器类型构造图4的滤波器，这样允许经由积分器的调整方便地改变滤波器的传递函数。
图3的双截止梯型滤波器的可选有源仿真如图6所示。在这个电路中，使用由互导体Gm和电容器CL形成的有源回相器(active gyrator)来仿真无源电路的电感器。在此情况下，给定的仿真电感器的数值由用于仿真那个电感器的Gm-C元件来确定。例如，为了把滤波器响应从Chebyshev变更到Butterworth响应，仅调谐互导体的互导是不够的，因为这将仅改变有效的电感器数值。也必须改变电容器的数值。这可以通过使用如图6所示的开关S2、S4、S5接通或断开另外的电容器C2、C4、C6来实现。
图7示出了元件滤波器的可选示例。该滤波器是双截止无源梯型滤波器，它实现四阶椭圆形滤波器。根据电感器数值的有源仿真，图8示出了该滤波器的有源实施，其能够在一个集成电路上实施。图8的滤波器是以由互导体Gm和电容器CL形成的回相器为基础的。
从如图6和8中所示的滤波器的比较中，可见这些能够很方便地合并为单个电路。合并的电路如图9所示。图9的合并电路的配置可以在三个不同的设定之间变化：(i)低通五阶Chebyshev，(ii)低通五阶Butterworth，和(iii)低通四阶椭圆形滤波器。这被实现如下：
(i)开关S2A，S4A和S6A关闭而其它所有的都断开，并且互导体Gm1-Gm4调谐到适当的数值，该电路实现具有特定特性的低通全极点滤波器，例如契比雪夫(Chebyshev)响应。
(ii)开关S2B，S4B和S6B关闭而其它所有的都断开，并且互导体Gm1-Gm4调谐到适当的数值，该电路实现具有与(i)中传递函数不同的传递函数的低通全极点滤波器，例如Butterworth响应，
(iii)开关S2C，S4C和S6C关闭而其它所有的都断开，并且互导体Gm1-Gm4调谐到适当的数值，该电路实现低通椭圆形滤波器。
关于图3至9所描述的滤波器示例仅是说明性的。应该理解：可以实现与图3至9中的那些滤波器不同的许多不同的滤波器。
图10示出了能够在零IF、低IF和超外差操作模式之间重新配置的无线电接收机的可选实施。在这种情况下，模拟滤波器是低通滤波器，而模式重新配置是在数字域中实现的。该接收机包括天线22、低噪声放大器(LNA)23和两个正交混频器24、25，这两个混频器由合成器26提供工作频率。正交混频器24、25的输出传到模拟低通滤波器27、28，并经由放大器29、30传到模-数转换器31、32。模-数转换器31、32的输出传到可重新配置的数字滤波器33。
操作中，当需要零IF操作模式时，模拟低通滤波器27、28被调谐到适当的频率以便允许期望信道通过，但是抑制相邻信道信号。在模拟到数字的变换之后，数字处理电路实现必要的解调和解码功能。如果期望信道是窄带信号，模拟低通滤波器27、28可以被配置不抑制所有的相邻信道信号而仅担当后续模拟到数字变换的抗混淆滤波器。这将放宽关于模拟带通滤波器27、28的设计约束条件，从而允许更紧凑的设计。在这种情况下，模-数转换器之后的数字电路将首先在解调和解码功能之前执行低通信道选择滤波。适当的低通数字滤波器可以是具有适当抽头数量的有限脉冲响应(FIR)滤波器。图11示出了一个示例FIR滤波器构造，其中，输出信号y(n)由级联的延迟部分(z-1)的加权输出之和形成。滤波器的传递函数取决于延迟部分的数目(抽头数)和加权h(0)，h(1)的相对幅度等。
如果需要低IF操作模式，模拟低通滤波器27、28被重新调谐(例如通过改变滤波器偏置电流)，以使达到(并且包括)低中频(IF)处的期望信道的整个基带带宽通过模拟低通滤波器27、28。模-数转换器31、32将把这个信号全部转换到数字域。配置数字滤波器，以使它们实现复数带通滤波，而不是零IF情况中使用的低通滤波。例如，保持FIR构造但是可以调整加权和抽头数目。可以通过更新储存在数字加权寄存器中的数值来改变加权值h(0)，h(1)等，同时可以通过接通或断开另外级联的延迟部分来增减抽头数目。
对于超外差操作，不需要正交接收机结构，并且取消选择图10的下部正交分支中的电路。如低IF模式中那样重新调谐模拟低通滤波器27，以使达到(和包括)低中频(IF)处的期望信道的整个基带带宽通过模拟低通滤波器27。模-数转换器31将把这个信号全部转换到数字域。数字滤波器被如此配置以便实现实数带通滤波器函数，而不是零IF和低IF情况中使用的低通滤波或复数带通滤波。
在数字域中执行滤波器重新配置的优点是：数字电路比模拟电路更容易重新配置，而且，可以以更大的匹配精确度(即更大的镜像抑制)实现复数滤波器。但是，代价是更高的ADC变换带宽，以及因此增加的功耗。
接收机可以如此被实现以使模拟和数字基带滤波器都能够被重新配置。用这种方式，模拟滤波器可以是十分窄带的低通结构(对于零IF接收机)，或者它们可以是在数字域中具有复数带通滤波器的宽带低通滤波器(对于低IF数字IR方法)，或者它们可以是在数字域中具有实数带通滤波器的宽带低通滤波器(对于超外差方法)；可替代地，模拟滤波器可以配置为复数带通结构(对于低IF模拟IR方法)。在图12中示意性地示出了具有可重新配置模拟和数字基带滤波器的接收机。
可以通过改变电路块的偏置值而重新配置诸如LNA、混频器等各种电路块，使得电路块根据不同的频带或标准而被优化。
诸如LNA、混频器等各种电路块还可以是可切换的，以便重新配置基带，也可以切换前端电路元件，使得前端电路元件可以根据不同的频带或标准而被优化。
虽然本发明所述的实施例是接收机结构，但是应该理解：本发明也可以在能够执行发射机功能，即射频收发信机结构的集成电路前端结构中实施。

Claims (26)

1.一种用作无线电接收机或作为无线电接收机一部分的电路，该电路包括：
用于接收输入信号的放大装置；
用于接收该放大装置的输出的混频器装置，该混频器装置可配置成把已放大的输入信号的期望成分下变换到至少两个中频频带之一；
用于接收该混频器装置的输出的滤波器装置，该滤波器装置可在至少两个滤波器配置之间切换；和
连接到该混频器装置和该滤波器装置的控制装置，用于选择适于所述输入信号的中频频带和滤波器配置。
2.根据权利要求1的电路，所述混频器装置包括多个混频器，所述多个混频器可切换成为使用和不使用状态，以便允许配置该混频器装置，至少一个所述混频器为不同的混频器装置配置被重新使用。
3.根据权利要求2的电路，所述混频器装置包括四个混频器，所述四个混频器可配置成提供至少如下两个：
用于零IF用途的正交混频器；和
用于低IF用途的全复数混频器；和
用于超外差用途的单个实数混频器。
4.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器装置包括一组互连的电路元件，和用于修改电路元件之间互连关系的开关。
5.根据权利要求1至3中任一项的电路，其中所述滤波器装置包括一组互连的电路元件，和用于提供可调整的偏置信号或所述电路元件内部连接以实质上改变所述电路元件的工作点或该滤波器装置传递函数的装置。
6.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器配置之一是用于零IF用途的低通配置。
7.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器配置之一是用于低IF用途的复数带通配置。
8.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器配置之一是用于超外差用途的实数带通配置。
9.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述控制装置能够选择中频频带和滤波器配置以使该电路按外差模式工作。
10.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器装置提供正交输入和正交输出，该滤波器装置可切换以允许反馈从正交输出传送到相反的正交输入。
11.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器装置包括布置成仿真无源滤波器的放大器和积分器，该积分器的时间常数是可调整的，以便调整该滤波器装置的传递函数。
12.根据权利要求10的电路，其中所述积分器是具有可调谐的偏置电流的互导体电容器结构。
13.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器装置包括布置成形成有源回相器的互导体和电容器。
14.根据权利要求13的电路，其中：该互导体被提供有可调谐的偏置电流，并且该电容器被提供有可用来把电容器切换到滤波器有源回相器之中或者之外的开关。
15.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述滤波器装置实现为全极点低通滤波器。
16.根据权利要求1至14中任一项的电路，其中所述滤波器装置实现为椭圆形滤波器。
17.根据权利要求15或16的电路，其中所述滤波器装置在全极点低通滤波器实施和椭圆形滤波器实施之间是动态可重新配置的。
18.根据前面任一项权利要求的电路，其中所述动态可重新配置的滤波器装置在模拟域中被实现。
19.根据权利要求1至8中任一项的电路，其中所述动态可重新配置的滤波器装置在数字域中被实现。
20.根据权利要求19的电路，其中所述滤波器装置包括具有可调整的延迟部分和加权的有限输入响应滤波器。
21.根据权利要求18或19的电路，其中所述模拟动态可重新配置的滤波器装置和数字动态可重新配置的滤波器装置都被提供在所述电路中。
22.根据前面任一项权利要求的电路，并且包括连接在输入处的检测装置，该检测装置接收所述滤波器装置的输出，该滤波器装置用于从输入处提取调制信息，该检测装置连接到所述控制装置，以使所述控制装置能够在至少两个操作模式之间切换该检测装置。
23.根据权利要求22的电路，其中所述检测装置能够在至少实值和复数模数操作模式之间切换。
24.一种用作无线电接收机或作为无线电接收机一部分的电路，该电路包括：
用于接收输入信号的放大装置；
用于接收放大装置的输出的混频器装置，该混频器装置包括多个混频器，所述多个混频器能够被配置成提供多个模式的混频器操作，至少一个所述混频器按不同操作模式被重新使用；
用于接收混频器装置的输出的滤波器装置，该滤波器装置可在至少两个滤波器配置之间切换；和
连接到该混频器装置和该滤波器装置的控制装置，该控制装置用于选择适于所述输入信号的混频器装置操作模式和滤波器配置。
25.根据权利要求24的电路，其中所述滤波器装置包括能够切换成使用和不使用状态的多个滤波器，至少一个所述滤波器在不同滤波器配置中被重新使用。
26.一种用作无线电接收机或作为无线电接收机一部分的电路，所述电路包括：
用于接收输入信号的放大装置；
用于接收该放大装置的输出的混频器装置；
用于接收该混频器装置的输出的滤波器装置；和
连接到该混频器装置和该滤波器装置的控制装置，该控制装置能够选择混频器装置操作模式和滤波器配置，以便提供低IF、零IF和超外差构造中的每一个。
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