CN1557046A - 失真补偿电路、失真补偿信号生成方法及功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种失真补偿电路、失真补偿信号生成方法及功率放大器。其中的失真补偿电路在进行功率放大器的前置失真补偿的情况下，通过正确且高速地生成失真补偿信号，来提高失真补偿的精度，并且，缩短收敛时间。取功率放大器的输入信号与输出信号的差分，得到误差信号，根据该误差信号和其输入信号，计算与三次交调失真有关的系数、与五次交调失真有关的系数和与七次交调失真有关的系数，按照该系数，生成关于上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

Description

失真补偿电路、失真补偿信号 生成方法及功率放大器

技术领域

本发明涉及非线性失真补偿技术，用于使从发送装置输出的非线性失真成分减少，所述发送装置进行由功率放大器功率放大后的无线电波的发送。

背景技术

作为现有的非线性失真补偿技术，特别是前置失真补偿方式的技术的例子，例如，有公开于映情学技报Vol.24、No.79、BCS2000-92、“自适应前置补偿器型失真补偿功率放大器”(非专利文献1)中记载的技术。在此，图5中示出了包括现有技术的功率放大器的发送装置的方框结构例，以下，用图5说明该技术。

在图5中，应发送信号即输入信号，通过分配器51、延迟元件52、相位调整器53、增益调整器54，并由功率放大器55进行功率放大，通过定向耦合器56，作为输出信号进行输出。另一方面，在分配器51中分配输入信号的一部分，由检波器57和A/D转换器58，将该分配的输入信号的一部分变换成数字信号。另外，在定向耦合器56中分配功率放大后的信号的一部分，由混频器59和合成器60，将该分配的输出信号的一部分变换成中频，另外，由BPF61抽出功率放大器55中所产生的频带外失真功率，然后，通过检波器62，在A/D转换器68中被变换成数字信号。

以下，关于非线性失真补偿工作的控制方法进行说明。作为相位调整器53和增益调整器54的工作，用DA转换器66和67，分别将记录在表64和65中的内容变换成模拟信号，利用这些变换后的信号，控制各调整器的工作。在该相位调整器53和增益调整器54中，生成与功率放大器55中产生的失真同振幅且反相的失真，这样，就抵消了功率放大器55中产生的失真，进行了非线性补偿。在表64和65中，用检波器57进行检波，与用AD转换器58取入的包络线信号相对应地分别分配地址。此外，由运算部63利用摄动法进行学习，使得用检波器62检测出的失真的功率变小，利用该学习结果，更新表64和65的内容，依次重写使失真最小的最佳值。

作为表的更新方法，如上述非专利文献1中记载的，使表的地址等于一个刻度，在用摄动法求全部地址中的值的方法中，为了更新，就需要相当长的时间，因此，是极不实用的方法。从而，不用摄动法来求全部的表的值，而在求出规定的代表点数，例如，8点的代表点的值时使用摄动法更为实用。

在图6中，示出该情况下的表地址与代表点的关系。在此，假设表的地址为1～1024进行说明。首先，用8个点代表地址1～1024。在图6中，用黑圆点示出8个点的代表点和该代表点地址的表值。在此，一边看失真的功率，一边增大(图中的上箭头方向)或减小(图中的下箭头方向)该8个代表点地址的值(在黑圆点的高度方向的位置上示出的值)，更新成失真变小后的值。以下，关于其他代表点，也反复进行同样的操作，来最佳化表值。关于8个代表点以外的地址值，使用用FIR滤波器内插后的值作为更新值。一边监视失真功率，一边对相位调整器的表和增益调整器的表进行该8个代表点值的更新控制，关于总计16个点，用摄动法进行最佳化。

此外，作为另外的现有技术，在特开2001-168774号公报(专利文献1)中记载了这样的技术，抽出RF放大器的RF输入和RF输出的数字基带信号，检测两信号的时间差和相位差，进行两者的同步合并和相位合并。该技术为求两信号的振幅误差和相位误差，从在初期阶段登录的适当进行了更新的补偿量之中，依次选出对应于振幅值的振幅和相位的补偿量，通过将该补偿量与上述RF输入的数字基带信号相加，来补偿失真成分。

发明内容

在上述非专利文献1记载的技术中，监视失真的功率，由摄动法进行最佳化处理，以使其功率减小，进行振幅失真成分和相位失真成分的非线性补偿。但是，在该方式中，不能够区分振幅失真的大小和相位失真的大小。此外，不能区分振幅失真中的、三次失真成分、五次失真成分、七次失真成分以及三次失真成分、五次失真成分、七次失真成分分别包含在哪一位中。从而可知，在该方式中，不仅补偿精度低，而且补偿的速度(收敛时间)也大幅地增加。

此外，在上述的专利文献记载1的技术中，由于仅单纯地取差分，因此，在振幅变小的情况下，其差分值的误差就不能忽略，以致不能进行失真补偿。

本发明的目的在于提供一种失真补偿电路、失真补偿信号生成方法及功率放大器，用于在进行功率放大器的前置失真补偿的情况下，通过正确且高速地生成失真补偿信号，来提高失真补偿的精度，并且，缩短收敛时间。

为了达到上述目的，本发明在根据用于功率放大高频带的输入信号的功率放大电路的输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号的失真补偿电路中，其特征在于具有：调整电路，进行调整以便消除上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差；系数计算电路，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号，根据该计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为与上述功率放大电路相对应的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数；失真补偿信号生成电路，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

此外，本发明在根据用于功率放大高频带的输入信号的功率放大电路的输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号的失真补偿信号生成方法中，其特征在于进行调整以便消除上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号，根据该计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为与上述功率放大电路相对应的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

另外，本发明的功率放大器具有功率放大电路，功率放大高频带的输入信号；失真补偿电路，根据上述输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号；加法电路，将该生成的失真补偿信号加入到上述输入信号中，其特征在于上述失真补偿电路具有：调整电路，进行调整以便消除上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差；误差信号计算电路，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号；系数计算电路，根据上述计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为上述功率放大电路的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数；失真补偿信号生成电路，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

此外，本发明在根据用于功率放大高频带的输入信号的功率放大电路的输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号的失真补偿电路中，其特征在于具有：上述输入信号的振幅电平对应于较大的电平的自动修正用补偿信号产生电路；和上述输入信号的振幅电平对应于较小的电平，具有与上述输入信号逆特性的失真补偿信号的固定修正用补偿信号产生电路，其特征在于上述自动修正用补偿信号产生电路具有：调整电路，进行调整以便消除上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差；系数计算电路，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号，根据该计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为与上述功率放大电路相对应的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数；失真补偿信号生成电路，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

附图的简单说明

图1是示出包括本发明涉及的功率放大器的发送装置的块结构的

实施方式的图。

图2是示出图1的失真补偿电路的失真系数检测电路的一个实施例的结构图。

图3是示出图1的失真补偿电路的失真补偿信号生成电路的一个

实施例的结构图。

图4是降低交叉失真的说明图。

图5是示出包括现有技术的功率放大器的发送装置的块结构例的图。

图6是示出在图5中，利用摄动法求代表点的值时的表地址与代表点的关系的图。

具体实施方式

以下，关于本发明的实施方式进行说明。

在本发明的实施方式中，作为失真补偿信号，生成并使用对应于输入信号电平的两种类型的补偿信号。一种补偿信号是输入信号的振幅电平对应于比较大的电平的自动修正用补偿信号，另一种补偿信号是上述输入信号的振幅电平对应于较小的电平的固定修正用补偿信号。

首先，关于自动修正用补偿信号进行说明。

首先，对用于得到由功率放大器产生的失真值以生成逆特性的失真补偿信号的原理进行说明。一般地，可以如公式(1)所示的展开式来表示功率放大电路的特性，设输入信号为Vin，输出信号为Vout。

V_out＝α0+α1·V_in+α2·V_in ²+α3·V_in ³+α4·V_in ⁴+α5·V_in ⁵+α6·V_in ⁶+α7·V_in ⁷    ...(1)

在此，α0～α7是各个次数项中的系数，表示与功率放大电路对应的值。再有，这些系数也能够随着历时变化等而变动。

且说，在具有用公式(1)表示的特性的功率放大电路中，功率放大了没有失真的信号后，其输出信号Vout与α0～α7的值相对应地成为失真了的信号。在此，关于奇次项中的三次项和五次项及七次项，生成三次交调失真(IM3)和五次交调失真(IM5)及七次交调失真(IM7)。由于对这些奇次项生成的失真落入了仅为输入信号频带的希望波段内，因此，必须要用前置失真补偿等失真补偿方式来消除失真。但是，关于对七次以上的奇次项生成的失真，由于在本实施方式中小到可以忽略不计的程度，因此，不作为消除的对象。

另一方面，由于对偶次项生成的失真落入了离希望波段很远的频率成分中，因此，能够容易地用滤波器等消除，不作为本发明的失真补偿的对象。

从而，关于本实施方式的失真补偿技术的说明，可以仅考虑奇次项，特别是着重对三次、五次和七次项进行说明。

首先，作为输入到功率放大电路中的输入信号，使用OFDM调制波。若用振幅与相位的函数来表示输入的OFDM调制波信号Vin，则如公式(2)所示。

V_in(t)＝A(t)·exp(i·θ(t))                 …(2)

在此，

A(t)：振幅的瞬时值

θ(t)：相位的瞬时值

另一方面，振幅的瞬时值A(t)的概率密度函数PA(A(t))已知为莱拉 (レイレ-)分布，用公式(3)表示。

$P_A\left(A\left(t\right)\right)=\frac{2A\left(t\right)}{{\mathrm{\σ}}^2}\·\exp \left(\frac{{-A\left(t\right)}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)---\left(3\right)$

在此，σ是信号的分散值。

此外，相位的概率密度函数Pθ(θ(t))是一样的分布，用下面的公式(4)表示。

P_θ(θ(t))＝1/2π；-π＜θ≤π                   ...(4)

在此，为了简单起见，假设信号的分散σ＝1，由公式(3)得到下面的公式(5)。

P_A(A(t))＝2A(t)·exp(-A(t)²)                     ...(5)

从该公式(5)求出σ＝1时的A(t)的平均值，其值如下面的公式(6)所示。

$\stackrel{\‾}{A}={\∫}_{-\∞}^{+\∞}A\left(t\right)\·P_A\left(A\left(t\right)\right)\·\mathrm{dA}=\frac{\sqrt{\mathrm{\π}}}{2}---\left(6\right)$

同样地计算An的平均值，即下面的公式(7)。

$\stackrel{\‾}{A^n}={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{A}^n\left(t\right)\·P_A\left(A\left(t\right)\right)\·\mathrm{dA}---\left(7\right)$

其结果如下表1所示。

表1

另外，如上所述，在上述公式(1)中，产生IM3和IM5及IM7的是三次项和五次项及七次项。但是，在这些项中也分别包含与输入信号有关的成分和其他次数的成分。从而，从三次项扣除与其输入信号有关的成分，此外，从五次项扣除与其输入信号有关的成分和与三次项有关的成分，从七次项扣除与其输入信号有关的成分和与三次项有关的成分及与五次项有关的成分，这些扣除后的内容就成为各次数中的交调失真成分。

因此，在OFDM调制波中，为了求出上述公式(1)中的包含在三次项中的与输入信号有关的成分的大小，首先，如下面的公式(8)所示，求出其相互关联系数η³¹。

${\mathrm{\η}}^{31}=\stackrel{\‾}{A^3\left(t\right)\·\exp \left(\mathrm{i\θt}\left(t\right)\right)\·A\left(t\right)\·\exp (i\·\mathrm{\θ}\left(t\right))}=\stackrel{\‾}{A^4\left(t\right)}=2---\left(8\right)$

根据该公式(8)可知，在三次项中包含的信号中，包含着大小为2的输入信号。因此，将输入信号三次方后减去2倍的该输入信号，其差就成为三次交调失真。将其在公式(9)中示出。

3次交调失真＝(A³(t)-2A(t))·exp(iθ(t)))       …(9)

在此，若将公式(9)二次方后，求其平均值，则参照表1进行计算，其二次方平均值就等于“2”。因此，用公式(9)表示的三次交调失真的分散值为

因此，若求分散1时的三次交调失真IM3，就成为下面的公式(10)。

$\mathrm{IM}3=\frac{A\left(t\right)\·(A^2\left(t\right)-2)}{\sqrt{2}}\·\exp \left(i\mathrm{\θt}\left(t\right)\right)---\left(10\right)$

同样地，若求分散1时的五次交调失真IM5，就成为下面的公式(11)。

$\mathrm{IM}5=\frac{A\left(t\right)\·(A^4\left(t\right)-6A^2+6)}{\sqrt{12}}\·\exp \left(\mathrm{i\θt}\left(t\right)\right)---\left(11\right)$

此外，若求分散1时的七次交调失真IM7，就成为下面的公式(12)。

$\mathrm{IM}7=\frac{A\left(t\right)\·(A^6\left(t\right)-12A^4\left(t\right)+36A^2\left(t\right)-24)}{12}\·\exp \left(\mathrm{i\θt}\left(t\right)\right)---\left(12\right)$

在此，

$A3\left(t\right)=\frac{A^2\left(t\right)-2}{\sqrt{2}}---\left(13\right)$

$A5\left(t\right)=\frac{A^4\left(t\right)-6A^2+6}{\sqrt{12}}---\left(14\right)$

$A7\left(t\right)=\frac{A^6\left(t\right)-12A^4\left(t\right)+36A^2\left(t\right)-24}{12}---\left(15\right)$

由此，可以用公式(16)来表示在功率放大器中产生的包含IM3和IM5及IM7的输出信号Vout。

V_out(t)＝A(t)·exp(i·θ(t)){1+α3·A3(t)+α5·A5(t)+α7·A7(t)}  ...(16)

下面，关于计算失真系数α3和α5及α7的方法进行叙述。在此，若从包含了失真的公式(16)减去没有失真的公式(2)，以求出误差信号err，则成为公式(17)。

err(t)＝A(t)·exp(i·θ(t)){α3·A3(t)+α5·A5(t)+α7·A7(t)}  ...(17)

另外，若取该公式(17)的误差信号err与公式(2)的复数共轭的积u，则成为下面的公式(18)。

u(t)＝A(t)²{α3·A3(t)+α5·A5(t)+α7·A7(t)}    …(18)

另外，若求该公式(18)的u(t)与公式(10)的A3的积的平均值xcor3，则成为下面的公式(19)。

$\mathrm{Xcor}3\left(t\right)=\mathrm{\α}3\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A3{\left(t\right)}^2}+\mathrm{\α}5\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A3\left(t\right)\·A5\left(t\right)}+\mathrm{\α}7\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A3\left(t\right)\·A7\left(t\right)}=\mathrm{\α}3---\left(19\right)$

根据如上的计算，能够检测三次高次谐波的系数α3。

同样地，若求公式(18)的u(t)与公式(11)的积的平均值xcor5，则成为下面的公式(20)。

$\mathrm{Xcor}5\left(t\right)=\mathrm{\α}3\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A3\left(t\right)\·A5\left(t\right)}+\mathrm{\α}5\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A5{\left(t\right)}^2}+\mathrm{\α}7\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A5\left(t\right)\·A7\left(t\right)}=\mathrm{\α}5---\left(20\right)$

通过如上计算，能够检测五次高次谐波的系数α5。

同样地，若求公式(18)的u(t)与公式(12)的积的平均值xcor7，则成为下面的公式(21)。

$\mathrm{Xcor}7\left(t\right)=\mathrm{\α}3\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A3\left(t\right)\·A7\left(t\right)}+\mathrm{\α}5\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A5\left(t\right)\·A7\left(t\right)}+\mathrm{\α}7\·\stackrel{\‾}{A{\left(t\right)}^2\·A7{\left(t\right)}^2}=\mathrm{\α}7---\left(21\right)$

通过如上计算，能够检测七次高次谐波的系数α7。

如以上说明的，由于根据输入信号Vin和输出信号Vout，求三次高次谐波的系数α3和五次高次谐波的系数α5及七次高次谐波的系数α7，根据A3(t)和A5(t)及A7(t)求失真信号，作为err(t)，因此，若生成其逆特性的失真补偿信号，加入到输入信号中，就能够降低输出信号中的失真。

下面，关于另一种输入信号的振幅电平对应于较小的电平的固定修正用补偿信号进行说明。

功率放大器通常由推挽型功率放大器构成，输入信号由输入变压器从不平衡变换成平衡后，以180度相位差，输入到成对的FET的栅极中进行放大，由输出变压器，从平衡变换成不平衡后输出。该情况下，对应于一个FET的栅极偏压的漏极电流，由于在栅极偏压较小的电压部分中，几乎不流过漏极电流，因此，在通过推挽从一个FET向另一个FET进行转换的区域中，几乎不流过漏极电流的部分连续，其结果，对于漏极电流流过后漏极电流变化的部分，就成为失真了的特性。该失真通常被称作交叉失真。

在这样的交叉失真部分中，由于漏极电流流过而不能容易地检测电平的变化，因此，就难以用如上说明的自动修正用补偿信号来补偿失真。但是，在几乎没有信号电平的部分中，相反地以信号电平大致没有变化为着眼点，准备一个预先生成并保持了逆特性的固有修正用补偿信号的补偿部，将逆特性的固定修正用补偿信号，从该补偿部加入到输入信号中，就能够降低输出信号中的失真。

图4是降低交叉失真的说明图，(a)是放大示出了输入信号71中的几乎没有信号电平的部分的图，功率放大器55的输出信号72的信号电平下降，几乎没有信号电平。但是，由于其信号电平大致没有变化，因此，预先生成与输出信号72逆特性的固定修正用补偿信号73，加入到输入信号中进行相加。在此，作为与输出信号72逆特性的固定修正用补偿信号73，生成(b)中示出的振幅失真补偿信号74和(c)中示出的相位失真补偿信号75，以加入到输入信号中。这样，就能够使其与没有失真的输入信号71大致相同，能够降低输出信号中的失真。

这样地，通过用两种类型的补偿信号来补偿失真，对于具有从信号电平小的区域到信号电平大的区域的宽范围的信号电平的输入信号，能够降低失真，提高失真补偿的精度，并且能够缩短收敛时间。

用图具体地说明以上说明的实施方式。图1是示出包括本发明涉及的功率放大器的发送装置的块结构的实施方式的图。

在图1中，从OFDM调制器1输出的输入信号，输入到本发明的失真补偿电路2中。由A/D转换器21将该输入信号转换成数字信号。用AGC22，将转换后的信号进行增益调整而成为适当电平的信号，由正交解调器23解调成基带信号。解调后的信号向乘法器25和延迟器24输入。将用延迟器24施行了适当的延迟调整后的输入信号，输入到失真补偿运算电路3的失真系数检测电路32中。向乘法器34输入乘法器25的输出信号，用正交调制器26调制乘法器34的输出信号，由D/A转换器27转换成模拟信号后，从失真补偿电路2输出后，输入到IF/UHF转换器8中。由IF/UHF转换器8转换成UHF带的频率，并由功率放大电路9功率放大成规定的电平。在此，作为包含了上述失真成分的信号，从功率放大电路9输出。从功率放大电路9输出的输出信号，通过定向耦合器10和BPF11，由天线12进行无线电波发送。

另一方面，由定向耦合器10进行分配且由UHF/IF转换器7变换成IF带频率的输出信号被输入到失真补偿电路2。由A/D转换器28，将该输出信号转换成数字信号。由正交解调器29解调该转换后的输出信号，另外，在由AGC30调整成适当的电平的同时，用相位器31调整成适当的相位特征，并输入到失真系数检测电路32中。

这时，AGC30工作，使得延迟器24的输出电平与相位器31的输出电平相同。此外，由延迟器24调整输入到失真系数检测电路32中的两个信号的延迟时间，由相位器31进行调整，使得输入到失真系数检测电路32中的两个信号的相位相同。

根据这两个输入的信号，由失真系数检测电路32，检测振幅三次失真、振幅五次失真、振幅七次失真、相位三次失真、相位五次失真、相位七次失真各自的系数，以该系数为基础，通过失真补偿信号生成电路33生成失真补偿信号，由乘法器25，将该失真补偿信号与来自正交解调器23的信号相加，对于输入信号的振幅电平比较大的电平，实现正确且高速的前置失真补偿工作。

此外，向乘法器34输入来自固定修正用ROM35的固定修正用补偿信号，所述固定修正用补偿信号对应于输入信号的振幅电平小的电平，通过由乘法器34与来自正交解调器23的信号相加，对于输入信号的振幅电平小的电平，也实现正确且高速的前置失真补偿工作。

以下，关于图1的失真补偿电路2的失真系数检测电路32和失真补偿信号生成电路33的实施例，用图进行说明。图2是示出图1的失真补偿电路2的失真系数检测电路32的一个实施例的结构图。图3是示出图1的失真补偿电路2的失真补偿信号生成电路33的一个实施例的结构图。利用失真系数检测电路32和失真补偿信号生成电路33，生成并使用自动修正用补偿信号。

在图2中，作为图1的失真系数检测电路32，向端子41输入来自图1的延迟器24的输出信号，向端子42输入来自相位器31的输出信号，分别作为输入信号。输入到端子41中的输入信号如图所示，输入到电路块(以下称作块)90的绝对值化电路80中，变换成复合信号的绝对值的实信号(real signal)。该实信号输入到乘法器84中，成为二次方后的值的信号，从块90输出后，输入到块91和块92及块93中。在此，块91是基于上述的公式(13)，用于输出A3(t)的值的电路块。此外，块92是基于上述的公式(14)，用于输出A5(t)的值的电路块。此外，块93是基于上述的公式(15)，用于输出A7(t)的值的电路块。

另一方面，输入到端子42中的输入信号与输入到端子41中的输入信号一起，被输入到块94中。在此，块94是基于上述的公式(18)，用于输出u(t)的值的电路块。

该来自块94的信号u(t)，由乘法器84，分别与信号A3(t)和信号A5(t)及信号A7(t)相乘，另外，分别由平均化电路85进行平均化，输出具有上述α3和α5及α7的值的复数信号。然后，该信号α3和信号α5及信号α7，通过实(real)电路86和虚(imag)电路87，成为三次振幅失真系数信号、三次相位失真系数信号、五次振幅失真系数信号、五次相位失真系数信号、七次振幅失真系数信号、七次相位失真系数信号，这些信号分别是具有三次虚部值和实部值的系数信号，并从端子43-1～端子43-6向失真补偿信号生成电路33输出。

图1的失真补偿信号生成电路33如图3所示，向端子45-1～端子45-6输入上述的三次振幅失真系数信号、三次相位失真系数信号、五次振幅失真系数信号、五次相位失真系数信号、七次振幅失真系数信号、七次相位失真系数信号。此外，向端子44输入来自图1的延迟器24的输入信号。输入到端子44中的输入信号如图所示，分别输入到块96和块97。块96根据来自端子44的输入信号、来自端子45-1的三次振幅失真系数信号、来自端子45-3的五次振幅失真系数信号和来自端子45-5的七次振幅失真系数信号，输出上述的公式(17)中的err(t)的实部值信号。此外，块97根据来自端子44的输入信号、来自端子45-2的三次相位失真系数信号、来自端子45-4的五次相位失真系数信号和来自端子45-6的七次相位失真系数信号，输出上述的公式(17)中的err(t)的虚部值信号。

用加法器83从值1的信号中减去从块96输出的err(t)的实部值信号。此外，用加法器83从值0的信号中减去从块97输出的err(t)的虚部值信号。分别从端子46-1和端子46-2，向图1的乘法器25输出这些减法运算得到的信号，与输入信号相乘。该乘法器25最好是能够使用实部的信号和虚部的信号进行乘法运算的矢量乘法器。在此，通过减法运算err(t)的虚部值信号和实部值信号，输出这些相减运算得到的信号，作为失真补偿信号。用加法器83从值1的信号中减去err(t)的实部值信号是为了在后段的乘法器25中保持来自正交解调器23的输入信号时，使值1与功率放大器中产生的振幅失真具有逆特性。从0减去虚部值是为了使其与功率放大器中产生的相位失真具有逆特性。

如以上说明的，根据本发明的实施方式，不采用摄动方式，而利用运算手段，根据功率放大器的输入信号与输出信号的误差信号，能够正确且高速地检测三次高次谐波的系数、五次高次谐波的系数、七次高次谐波的系数，并且，由于能够以这些系数为基础，正确且高速地生成失真补偿信号，因此，失真补偿的精度格外提高，并且，能够格外缩短收敛时间。

下面，关于固定修正用补偿信号进行说明。固定修正用补偿信号在固定修正用ROM35中生成并保持，修正用ROM35由具有图4(b)中示出的振幅失真补偿信号74的振幅失真用ROM和具有图4(c)中示出的相位失真补偿信号75的相位失真用ROM构成，对正交解调器23的输出信号的振幅分配地址。从而，按照正交解调器23的输出信号的振幅，输出逆特性的补偿信号。

然后，通过用自动修正用补偿信号和固定修正用补偿信号，在乘法器25和乘法器34中对输入信号进行修正，能够涉及从振幅电平小时产生的交叉失真到振幅电平比较大时产生的失真的宽范围的振幅电平，得到精度好且收敛时间快速的失真补偿电路、失真补偿信号生成方法及功率放大器。

工业上的可利用性

根据本发明，能够得到这样的失真补偿电路、失真补偿信号生成方法及功率放大器，在进行功率放大器的前置失真补偿的情况下，通过正确且高速地生成失真补偿信号，来提高失真补偿的精度，并且，缩短收敛时间。

Claims (4)

1.一种失真补偿电路，根据用于功率放大高频带的输入信号的功率放大电路的输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号，其特征在于具有：

调整电路，进行调整以便消除上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差；系数计算电路，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号，根据该计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为与上述功率放大电路相对应的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数；失真补偿信号生成电路，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

2.一种失真补偿信号生成方法，根据用于功率放大高频带的输入信号的功率放大电路的输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号，其特征在于：

进行调整以便消除上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号，根据该计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为与上述功率放大电路相对应的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

3.一种功率放大器，具有功率放大电路，功率放大高频带的输入信号；失真补偿电路，根据上述输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号；加法电路，将该生成的失真补偿信号加入到上述输入信号中，其特征在于：

上述失真补偿电路具有：调整电路，进行调整以便消除上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差；误差信号计算电路，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号；系数计算电路，根据上述计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为上述功率放大电路的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数；失真补偿信号生成电路，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

4.一种失真补偿电路，根据用于功率放大高频带的输入信号的功率放大电路的输出信号和上述输入信号，检测上述功率放大电路中产生的失真成分，生成与该检测出的失真成分相对应的失真补偿信号，其特征在于具有：

上述输入信号的振幅电平对应于较大的电平的自动修正用补偿信号产生电路；和上述输入信号的振幅电平对应于较小的电平，具有与上述输入信号逆特性的失真补偿信号的固定修正用补偿信号产生电路，其特征在于上述自动修正用补偿信号产生电路具有：调整电路，进行调整以便上述输入信号和上述输出信号相互的电平误差、相位误差和延迟误差；系数计算电路，计算取该调整后的输入信号与输出信号的差分的误差信号，根据该计算出的误差信号和上述输入信号，计算作为与上述功率放大电路相对应的系数的、与构成上述失真成分的三次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的五次交调失真有关的系数、与构成上述失真成分的七次交调失真有关的系数中的至少与上述三次交调失真有关的系数；失真补偿信号生成电路，根据该计算出的系数，生成与上述交调失真的相位和增益成逆特性的失真补偿信号。

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