CN103414436B - 一种放大器的弱非线性失真计算方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种放大器的弱非线性失真计算方法，包括：设定电路元件的初始值，同时将每一个非线性单元描述为线性单元并联一个电流源；由低到高依次计算一阶、二阶和三阶的电流和电压并保存，高阶的电流和电压的计算使用已经保存的低价数据；利用一阶、二阶和三阶的电流和电压计算Volterra泛函级数序列的失真。这种弱非线性失真计算方法，在保证高速通讯信号品质的同时，大幅度缩短了二极管桥式开关结构放大器弱非线性失真计算耗时，改善超高带宽无线接收器性能。

Description

一种放大器的弱非线性失真计算方法

技术领域

本发明涉及半导体集成电路无线通讯信号处理领域，具体涉及一种放大器的弱非线性失真计算方法。

背景技术

近年来，随着超高速移动通讯系统的不断发展，对低成本超高带宽无线接收器的需求与日剧增。该无线接收器包括置于模数转换器前端的采用二极管桥式开关结构的跟踪保持放大器。为了获得大的输入带宽，该放大器采用差分开环二极管桥式开关结构。失真是限制放大器动态范围的主要因素之一，是放大器性能进一步提升发展受到限制的瓶颈。因此为了提高放大器的性能必须要减小失真效应。一个可行的方法就采取有效的方法把失真计算出来，根据计算结果对失真采取抑制措施。采用高频肖特基二极管模型对二极管桥式开关放大器的失真进行分析，分析显示失真主要由频率无关的非线性成分所主导。提出了一个依据维他里（Volterra）泛函级数序列分析的用于计算该放大器弱非线性失真的计算机程序。本发明对改善超高带宽无线接收器性能和促进半导体集成电路发展有积极作用。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是，如何提供一种放大器的弱非线性失真计算方法，能在改善超高带宽无线接收器性能的基础上降低失真计算复杂度，从而在保证高速通讯信号品质的同时，大幅度缩短了弱非线性失真计算耗时。

本发明的上述技术问题这样解决：构建一种放大器的弱非线性失真计算方法，其特征在于，包括以下步骤：

(一)建立电路模型：设定电路元件的初始值，同时将每一个非线性单元描述为线性单元并联一个电流源；

(二)计算电流和电压：由低到高依次计算一阶、二阶和三阶的电流和电压并保存，高阶的电流和电压的计算使用已经保存的低价数据，具体公式包括：

一阶电流：

i＝g₁υ+g₂υ²+g₃υ³+...+g_nvⁿ

其中，i是一阶小信号增量电流，g₁,g₂,g₃…g_n是泰勒序列系数，v是一阶电压；n是自然数，等于电路模型中的电容总数；

一阶电压：

$\mathrm{\υ}\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\υ}}_{s,q}\exp \left(j{\mathrm{\ω}}_{q}t\right);$

q＝C₁v+C₂v²+C₃v³+...；

其中，Q是总的电量，Vs,q是q处的电压，ω_q是q处的频率，t是时间变量，C₁,C₂,C₃。。。C_n是电容；

二阶电流：

$i_2\left(t\right)=g_2{\mathrm{\υ}}_1^2\left(t\right)+\frac{g_2}{4}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q_2=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\υ}}_{1,q_1}{\mathrm{\υ}}_{1,q_2}\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{q_1}+{\mathrm{\ω}}_{q_2})t\right]$

其中，V₁(t)是一阶电压，g₂是泰勒序列系数，v1,q₁，v1,q₂分别是q₁，q₂处的电压，ω_q1，ω_q2是q₁，q₂处的频率；

二阶电压：

$v_2\left(t\right)=\frac{-R}{R{g}_1+1}{i}_2\left(t\right)$

$=\frac{-g_{2}R}{{(R{g}_1+1)}^3}\frac{1}{4}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q2=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{s,q1}{V}_{s,q2}$

$\·\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2})t\right]$

其中，R是系统输入阻抗，g₁，g₂是泰勒序列系数，vs,q₁，vs,q₂分别是q₁，q₂处的源电压，ω_q1，ω_q2是q₁，q₂处的频率；

三阶电流：

$i_3\left(t\right)=2g_2{v}_1\left(t\right)v_2\left(t\right)+g_3{v}_1^3\left(t\right)$

${=i}_{3a}\left(t\right)+i_{3b}\left(t\right);$

$i_{3a}\left(t\right)=\frac{-g_2^{2}R}{4{(R{g}_1+1)}^4}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q2=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q3=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{s,q1}{V}_{s,q2}{V}_{s,q3}$

$\·\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2}+{\mathrm{\ω}}_{q3})t\right];$

$i_{3b}\left(t\right)=\frac{g_3}{8{(R{g}_1+1)}^3}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q2=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q3=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{s,q1}{V}_{s,q2}{V}_{s,q3}$

$\·\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2}+{\mathrm{\ω}}_{q3})t\right];$

其中，R是系统输入阻抗，g₁，g₂，g₃是泰勒序列系数，vs,q₁，vs,q₂，vs,q₃分别是q₁，q₂处的源电压，ω_q1，ω_q2，ω_q3是q₁，q₂，q₃处的频率；

三阶电压:

$v_3\left(t\right)=-i_3\left(t\right)\frac{R}{R{g}_1+1}$

其中，R是系统输入阻抗，g₁是泰勒序列系数；

(三)计算失真特性：利用一阶、二阶和三阶的电流和电压计算Volterra泛函级数序列的失真，具体公式包括：

其中，Vin为输入电压，H₁(jω₁)和H₃(jω₁，jω₂，jω₃)分别是一阶和三阶Volterra核，运算符"o"表示在Vin中每一项的幅值和相位都随着的幅值和相位而改变。

按照本发明提供的弱非线性失真计算方法，所述弱非线性失真计算方法还包括对计算出来的放大器失真采取抑制。

按照本发明提供的弱非线性失真计算方法，所述放大器是二极管桥式开关结构放大器，所述弱非线性失真计算方法应用在超高带宽无线接收器的控制程序中。

本发明提供的放大器的弱非线性失真计算方法，基于弱非线性电路的Volterra序列分析提出一种非线性电流算法来降低计算复杂度，在保证高速通讯信号品质的同时，大幅度缩短了弱非线性失真计算耗时。

附图说明

下面结合附图和具体实施例进一步对本发明进行详细说明。

图1是本发明针对二极管桥式开关结构放大器的弱非线性失真的非线性电流算法示意图；

图2是“SpectreRF”工具仿真与本发明程序计算二极管桥型跟踪保持放大器三次谐波失真（HD3）值的比较；

图3是“SpectreRF”工具仿真与本发明程序计算二极管桥型跟踪保持放大器三阶交调点（IIP3）值的比较；

图4是用于“SpectreRF”工具仿真和本发明程序计算比较的二极管桥型跟踪保持放大器；

图5是“SpectreRF”工具仿真时间与本发明非线性电流程序计算所需时间比较。

具体实施方式

首先，说明本发明二极管桥式开关结构放大器的弱非线性失真计算方法，该方法通过以下步骤实现:

101）首先对弱非线性电路的一阶电流响应进行计算，一个简化压控电导的小信号I/V特性的计算公式如下:

i＝g₁υ+g₂υ²+g₃υ³+...（1）

其中第一阶电压υ(t):

$\mathrm{\υ}\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\υ}}_{s,q}\exp \left(j{\mathrm{\ω}}_{q}t\right)---\left(2\right)$

102）根据一阶电流响应的结果计算二阶电流响应、三阶电流响应和更高阶电流响应，二阶电流的计算公式如下：

$i_2\left(t\right)=g_2{\mathrm{\υ}}_1^2\left(t\right)+\frac{g_2}{4}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q_2=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\υ}}_{1,q_1}{\mathrm{\υ}}_{1,q_2}\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_{q_1}+{\mathrm{\ω}}_{q_2})t\right]---\left(3\right)$

103）通过详细的计算流程，在每一阶均计算出混合频率向量、相应的电压、激励电流和最终的节点电压。

第二，说明本发明的程序具体实现：

该程序基于非线性电流方法和基尔霍夫电流定律(KCL)采用易于移植的“Python”计算机程序设计语言编写。程序采用线性电阻，二极管，电容，电感，可控源，传输线和非线性电阻，二极管，电容，电感，可控源作为基本单元来计算Volterra序列的失真，程序的计算流程图如图1所示。

程序启动后首先初始化环境变量，包括设定电阻，电容，二极管，电感和压控电流源等的初始值，同时用线性等效元件替换非线性元件。然后程序开始用线性等效元件计算一阶电压。输出的数据被保存。接下来程序计算二阶和三阶电流和电压，高阶的电流和电压的计算要用到已经保存的低价数据。正如流程图所示，每一阶相对应的电流和电压值求出来后，期望的相应响应即可从Volterra序列得出。

第三，下面结合具体实施实例和附图对本发明作进一步阐述，但本发明并不限于以下实施实例。

如图1所示，程序启动后首先初始化环境变量，包括设定电阻，电容，二极管，电感和压控电流源等的初始值，同时用线性等效元件替换非线性元件。然后程序开始用线性等效元件计算一阶电压。输出的数据被保存。接下来程序计算二阶和三阶电流和电压，高阶的电流和电压的计算要用到已经保存的低价数据。正如流程图所示，每一阶相对应的电流和电压值求出来后，期望的相应响应即可从Volterra序列得出。

可用SpectreRF仿真器对该二极管桥型放大器进行小信号仿真分析就可以直接测出该放大器的失真特性。

在该仿真中，工艺采用商用的130nmCMOS工艺，输入频率从1GHz变化到10GHz，时钟源CLK_P设为4GHz，CLK_N是CLK_P的互补信号。用于仿真的电路如图4所示，是一个带有采样电容的差分二极管桥型开关放大器。仿真所采用的相关参数为C_H=350fF和Id=5mA.在SpectreRF仿真器中运行周期稳态分析(PSS)，周期AC分析(PAC)和瞬态分析即可得到失真分析所需的数据。非线性电流算法和SpectreRF仿真的IIP3结果如图3所示。由图可以看出，两者的结果很相似，因此该IIP3分析证实了我们程序计算的正确性。非线性电流算法和SpectreRF仿真的HD3结果如图2所示。同样两者的结果很相似，从而证实了我们分析的正确性。

在相同的硬件条件下，非线性电流算法程序计算的时间和SpectreRF仿真所需的时间如下面的如图5所示。显然在某些特定条件下，程序计算的时间远小于SpectreRF仿真，其执行效率比较高。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明权利要求的涵盖范围。

Claims (3)

1.一种放大器的弱非线性失真计算方法，其特征在于，包括以下步骤：

㈠建立电路模型：设定电路元件的初始值，同时将每一个非线性单元描述为线性单元并联一个电流源；

㈡计算电流和电压：由低到高依次计算一阶、二阶和三阶的电流和电压并保存，高阶的电流和电压的计算使用已经保存的低价数据，具体公式包括：

一阶电流：

i＝g₁v+g₂v²+g₃v³+...+g_nvⁿ

其中，i是一阶小信号增量电流，g₁,g₂,g₃…g_n是泰勒序列系数，v是一阶电压；n是自然数，等于电路模型中的电容总数；

一阶电压：

$v\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}{v}_{s,q}\exp \left({\mathrm{j\ω}}_{q}t\right);$

q＝C₁v+C₂v²+C₃v³+...+C_nvⁿ；

其中，Q是总的电量，Vs,q是q处的电压，ω_q是q处的频率，t是时间变量，C₁,C₂,C₃…C_n是电容；

二阶电流：

$i_2\left(t\right)=g_2{v}_1^2\left(t\right)+\frac{g_2}{4}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{q_2=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}{v}_{1,q_1}{v}_{1,q_2}\exp \[j({\mathrm{\ω}}_{q_1}+{\mathrm{\ω}}_{q_2})t\]$

其中，v₁(t)是一阶电压，g₂是泰勒序列系数，v_1,q1，v_1,q2分别是q₁，q₂处的电压，ω_q1，ω_q2是q₁，q₂处的频率；

二阶电压：

$\begin{array}{c}{v}_2\left(t\right)=\frac{-R}{{\mathrm{Rg}}_1+1}{i}_2\left(t\right)\\ =\frac{-g_{2}R}{{\left({\mathrm{Rg}}_1+1\right)}^2}\frac{1}{4}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{q2=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}{V}_{s,q1}{V}_{s,q2}\\ \·\exp \[j\left({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2}\right)t\]\end{array}$

其中，R是系统输入阻抗，g₁，g₂是泰勒序列系数，v_s,q1，v_s,q2分别是q₁，q₂处的源电压，ω_q1，ω_q2是q₁，q₂处的频率；

三阶电流：

$\begin{array}{c}{i}_3\left(t\right)=2g_2{v}_1\left(t\right)v_2\left(t\right)+g_3{v}_1^3\left(t\right)\\ =i_{3a}\left(t\right)+i_{3b}\left(t\right)\end{array};$

$\begin{array}{c}{i}_{3a}\left(t\right)=\frac{-g_2^{2}R}{4{({\mathrm{Rg}}_1+1)}^4}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{q2=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{q3=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}{V}_{s,q1}{V}_{s,q2}{V}_{s,q3}\\ \·\exp \[j\left({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2}+{\mathrm{\ω}}_{q3}\right)t\]\end{array};$

$\begin{array}{c}{i}_{3b}\left(t\right)=\frac{g_3}{8{({\mathrm{Rg}}_1+1)}^3}\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{q2=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}\underset{q3=-Q}{\overset{Q}{\Σ}}{V}_{s,q1}{V}_{s,q2}{V}_{s,q3}\\ \·\exp \[j\left({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2}+{\mathrm{\ω}}_{q3}\right)t\]\end{array};$

其中，R是系统输入阻抗，g₁，g₂，g₃是泰勒序列系数，v_s,q1，v_s,q2，v_s,q3分别是q₁，q₂，q₃处的源电压，ω_q1，ω_q2，ω_q3是q₁，q₂，q₃处的频率；

三阶电压:

$v_3\left(t\right)=-i_3\left(t\right)\frac{R}{{\mathrm{Rg}}_1+1}$

其中，R是系统输入阻抗，g₁是泰勒序列系数；

㈢计算失真特性：利用一阶、二阶和三阶的电流和电压计算Volterra泛函级数序列的失真，具体公式包括：

其中，Vin为输入电压，H₁(jω₁)和H₃(jω₁，jω₂，jω₃)分别是一阶和三阶Volterra核，运算符"o"表示在Vin中每一项的幅值和相位都随着的幅值和相位而改变。

2.根据权利要求1所述弱非线性失真计算方法，其特征在于，所述弱非线性失真计算方法还包括对计算出来的放大器失真采取抑制。

3.根据权利要求1或2所述弱非线性失真计算方法，其特征在于，所述放大器是二极管桥式开关结构放大器，所述弱非线性失真计算方法应用在超高带宽无线接收器的控制程序中。