CN1381123A - Bs数字广播接收装置及其接收方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种改进型BS数字广播接收装置。根据本发明的BS数字广播接收装置具有第一滤波器至第三滤波器以及选择复数运算电路。第一滤波器至第三滤波器18至20分别利用从定时信号发生电路25接收的调制识别信号A0、A1,判定对接收信号施加的调制方式(TC8PSK、或QPSK、或BPSK),并根据判定的调制方式,对相位误差信号PED进行滤波。选择复数运算电路21将绝对定相部分14绝对定相的I信号ADI1和Q信号ADQ1表示的信号点的相位仅移相对应于第一滤波器至第三滤波器18至20滤波的相位误差信号的相位。此时,选择复数运算电路21选择对应于从定时信号发生电路25接收的调制识别信号A0、A1判定的调制方式的相位误差信号。因此,在猝发接收时,可以将ODU信号噪声对误码率的影响降低到与连续接收时相同的程度。

Description

BS数字广播接收装置及其接收方法
技术领域
本发明涉及适于接收BS数字广播的BS数字广播接收装置，特别涉及可以实现稳定接收操作的BS数字广播接收装置。
背景技术
用于接收BS(广播卫星)数字广播的BS数字广播接收装置，接收分时发送的利用多相PSK调制方式调制的信号，上述多相PSK调制诸如8PSK(相移键控)、QPSK(正交PSK)调制或者BPSK(进制相移键控)调制。通过检测接收信号的相位误差，BS数字广播接收装置再生载波并将它解调为数字信号。
通常，根据接收信号中的CNR的幅值，利用单个解调电路再生载波的BS数字广播接收装置切换接收动作。例如，当CNR大时(即：在CNR高时)，根据所有调制方式，持续接收，并检测相位误差、再生载波。相反，当CNR接近中等程度时(即：在CNR为中等值时)，它猝发接收经过QPSK调制的信号和经BPSK调制的信号并检测相位误差，然后再生载波。此外，当CNR小时(即：在CNR低时)，它猝发接收经过BPSK调制的信号并检测相位误差，然后再生载波。
图3示出了这种传统BS数字广播接收装置的结构实例。
在此，例如，当猝发接收信号时，仅在不能检测到相位误差的信号到达期间执行保持环路滤波器106的输出的操作。
此外，根据解码部分109产生的切换指示信号，BS数字广播接收装置切换接收动作。
解码部分109监测在完成网格解码操作等(在QPSK或BPSK情况下为维特比解码)后的误码率等，并且当误码率等变成预定的值时，它就产生用于指示切换接收操作的切换指示信号。
本发明要解决的问题
在上述传统BS数字广播接收装置中，如果室外单元(将天线和降频变频器集成组合在一起的一般术语)的变频器的性能不够高，则当切换接收操作时，当将解调后的数字信号解码为接通代码，或者利用纠错码进行校正时，作为不可能进行校正的极限CNR会发生变化。
图4示出了8PSK和BPSK连续极限接收时的极限CNR特性与室外单元(ODU)中的降频变频器的本机振荡器的相位噪声特性之间的关系。
根据此图，在高CNR时连续接收中的8PSK极限CNR特性a和BPSK极限CNR特性c在变成中等CNR时的猝发接收操作时将分别变为极限CNR特性b、d。
因此，切换接收操作时的切换点的CNR不同，因此存在的问题是，在接收操作中会产生滞后现象。
在此点上，因为，切换点的CNR的变动受ODU等相位噪声所导致的影响，还要考虑检测ODU等的相位噪声的大小，但是从技术上说，这非常困难。此外，即使可以进行检测，未必能确实防止滞后现象的发生。
鉴于上述实际情况本发明的目的在于，提供一种可以实现稳定接收操作的BS数字广播接收装置。本发明概述
为了实现上述目的，本发明的BS数字广播接收装置这样运行，即当它利用载波再生回路再生载波，确立相位同步，并将由调制信号再生的PSK调制信号解码为数字信号时，将载波再生回路所输出的PSK调制信号指示的信号点的相位移相根据对接收信号施加的PSK调制方式以及PSK调制信号内所含的相位误差确定的相位对其中的它对数字信号进行解码、仅在规定信号区间进行猝发接收，然后根据检测的相位误差再生载波。
根据本发明，将载波再生回路所输出的PSK调制信号指示的信号点的相位移相根据对接收信号施加的PSK调制方式以及PSK调制信号内所含的相位误差确定的相位。因此，在猝发接收操作中，可以降低ODU相位噪声对误码率的影响，并且通过与CNR的幅值无关始终进行猝发接收并再生载波，使得可靠接收操作成为可能。
更具体地说，在本发明的BS数字广播接收装置中，载波再生装置包括：波形数据产生电路，用于产生表示再生载波的波形数据；复数运算电路，用于对上述波形数据产生电路所产生的波形数据和由被调制信号所再生的PSK调制信号进行复数计算；带限滤波器，用于限制利用上述复数运算电路的复数计算对信号点的相位进行调整的PSK调制信号的频带；锁存电路，用于锁存利用上述带限滤波器对其频带进行限制的PSK调制信号；检错电路，用于通过对由上述锁存电路所锁存的PSK调制信号指示的信号点的相位与绝对相位进行比较，检测相位误差；以及环路滤波器，用于使表示由上述检错电路所检测的相位误差的大小的误差信号平滑，并将该信号送到上述波形数据产生电路。
此外，它还具有多个滤波电路，这些滤波电路仅在对应于对接收信号施加的PSK调制方式的信号区间，滤除表示上述检错电路所检测的相位误差的大小的误差信号，其特征在于，上述移相装置将PSK调制信号表示的信号点的相位仅移相对应于上述多个滤波电路滤波后的误差信号的相位。
此外，上述解码装置更优先具有：控制数据解码装置，用于把表示解码的数字信号所形成的帧的复用结构的数据根据PSK调制信号进行解码；以及识别信号产生装置，用于产生调制识别信号以表示对利用上述控制数据解码装置所解码的数据判定的接收信号所施加的PSK调制方式，并且上述多个滤波电路接收上述识别信号产生装置所产生的调制识别信号，并判定对接收信号所施加的PSK调制方式，然后，根据上述识别信号产生装置所产生的调制识别信号所判定的PSK调制方式，上述移相装置根据由上述识别信号生成装置所产生的调制识别信号判定的PSK调制方式，来选择被上述多个滤波电路滤波的误差信号，并将PSK调制信号表示的信号点的相位仅移相对应于选择的误差信号的相位。
此外，本发明的装置具有模式检测装置，用于根据利用上述移相装置对其相位移相的PSK调制信号，检波帧同步模式，其特征在于，上述绝对定相装置根据是否反转上述模式检测装置检波的帧同步模式，来绝对定相PSK调制信号。
本发明还涉及数字广播接收方法。
在这种情况下，本发明的BS数字广播接收方法的特征在于，该方法包括步骤：利用载波再生回路再生载波并建立同步；由PSK调制信号对数字信号进行解码；将上述载波再生回路所输出的PSK调制信号表示的信号点的相位仅移相根据对接收信号所施加的PSK调制方式以及PSK调制信号内所含的相位误差所确定的相位后，对数字信号进行解码；以及根据仅在规定信号区间进行猝发接收检测的相位误差，再生载波。
附图说明
图1示出了分层调制方式的帧结构；
图2示出了根据本发明实施例的BS数字广播接收装置的结构；
图3示出了常规BS数字广播接收装置的结构；
图4示出了因为切换常规BS数字广播接收装置的接收操作引起的极限CNR的波动与ODU的相位噪声特性之间的关系。
本发明的最佳实施方式
以下将参考附图，详细说明根据本发明实施例的BS数字广播接收装置。
此BS数字广播接收装置，接收基带的同相信号I0和正交相位信号Q0，上述基带的同相信号I0和正交相位信号Q0是将由室外单元(ODU)等对接收电波进行降频变频后的被调制信号的BS-IF(卫星广播中频)信号，通过正交检波器进行准同步检波所输出的。该BS数字广播接收装置接收的同相信号I0和正交相位信号Q0均是包括被调制信号内的载波的同相分量和正交相位分量的PSK(相移键控)调制信号。此后，为了方便起见，将同相信号称为I信号，将正交相位信号称为Q信号。
对于BS数字广播接收装置，以规定数量的码元作为一个单元构成帧，并且以分时方式使用需要不同CNR值的多种调制方式例如对TC8PSK(网格编码8PSK)调制、QPSK(正交PSK)调制以及BPSK调制进行组合的分层调制方式。此外，在由BS数字广播所发射的数字信号内，插入在CNR(载波噪声比)小时(即：在CNR低时)有可能进行解调的猝发码元。
图1示出了用于BS数字广播的分层调制方式的帧结构。
对于图1所示的帧，一帧由39936个码元构成，其包括：由192个码元构成的头部HE、构成多对的203个码元的主信号部分30以及4个码元的猝发码元部分31。
头部HE包括帧同步模式W1、TMCC(传输与多路复用配置控制)数据TD以及超帧识别模式W2(或W3)。
帧同步模式W1使用32位中规定的20位，就是它发送用于建立帧同步的唯一字。设用于建立帧同步的唯一字为送出的顺序(S19S18S17...S1S0)，使(S19S18S17...S1S0)＝(11101100110100101000)。
TMCC数据TD是表示被分时多路复用的调制方式的多路复用配置等的128个码元的数据。
超帧识别模式W2是用于识别由8帧构成的超帧的头部，并使用32个码元模式中规定的20位。此外，在对应于头部之外的7个帧的头部HE中，包括通过反转超帧识别模式W2形成的超帧识别模式W3。
利用TC8PSK调制、QPSK调制以及BPSK调制中的一种或多种调制方式对主信号部分30进行调制，并以帧为单位、以分时方式发送(主信号部分30)。
猝发码元部分31是利用BPSK调制方式实施调制并对各帧进行复位的PN(伪噪声)信号。
为了接收采用这种分层调制方式的BS数字广播，如图2所示，根据本发明实施例的BS数字广播接收装置包括：复数运算电路11、FIR滤波器12、锁存电路13、绝对定相部分14、载波再生相位误差表15、环路滤波器16、NCO(数字控制频率振荡器)17、第一滤波器至第三滤波器18至20、选择复数运算电路21、帧同步模式检测电路22、解码部分23、TMCC解码部分24以及定时信号发生电路25。
复数运算电路11由反转电路和乘法电路等构成，它进行计算以消除I信号I0和Q信号Q0内的相位误差和频率误差。
更具体地说，复数运算电路11对从NCO17接收的正弦波数据sinθ进行反转处理等后，将它乘以I信号I0和Q信号Q0，以产生I信号RI和Q信号RQ。
复数运算电路11将产生的I信号RI和Q信号RQ发送到FIR滤波器12。
FIR滤波器12是用于限制从复数运算电路11接收的I信号RI和Q信号RQ的通频带的滚降滤波器。利用锁存电路13对通过FIR滤波器12的I信号DI和Q信号DQ进行锁存，并将它们送到绝对定相部分14和载波再生相位误差表15。
绝对定相部分14对锁存电路13提供的I信号DI和Q信号DQ进行绝对定相以产生I信号ADI1和Q信号ADQ1，并将产生的I信号ADI1和Q信号ADQ1送到选择复数运算电路21。
根据锁存电路13输出的I信号DI和Q信号DQ，载波再生相位误差表15判定信号空间(I-Q矢量平面)内的信号点位置，并产生表示信号点位置的相位和绝对相位中的相位误差的相位误差信号PED。
环路滤波器16使载波再生相位误差表15产生的相位误差信号PED平滑，并将该信号作为相位调节信号LΔf送到NCO17。此外，第一滤波器至第三滤波器18至20也使相位误差信号PED平滑后，将该信号送到选择复数运算电路21。
NCO17产生作为根据环路滤波器16输出的相位调节信号LΔf累积的波形数据的正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ，然后将它们送到复数运算电路11。
第一滤波器至第三滤波器18至20均用于使载波再生相位误差表15发送的相位误差信号PED平滑。
第一滤波器18仅在对接收信号进行TC8PSK调制期间，对载波再生相位误差表15发送的相位误差信号PED进行滤波，以产生8相位相位误差信号8PPED。第一滤波器18将产生的8相位相位误差信号8PPED依次送到选择复数运算电路21。
第二滤波器19仅在对接收信号进行QPSK调制期间，对载波再生相位误差表15发送的相位误差信号PED进行滤波，以产生4相位相位误差信号QPPED。第二滤波器19将产生的4相位相位误差信号QPPED依次发送到选择复数运算电路21。
第三滤波器20仅在对接收信号进行BPSK调制期间，对载波再生相位误差表15发送的相位误差信号PED进行滤波，以产生2相位相位误差信号BPPED。第三滤波器20将产生的2相位相位误差信号BPPED依次发送到选择复数运算电路21。
选择复数运算电路21进行对从绝对定相部分14接收的I信号ADI1和Q信号ADQ1表示的信号点的相位进行调节的运算。
更具体地说，利用从定时信号发生电路25接收的调制识别信号A0、A1，选择复数运算电路21判定对接收信号施加的调制方式(TC8PSK，或QPSK，或BPSK)。选择复数运算电路21产生根据判定的调制方式，将信号点的相位仅移相对应于从第一滤波器18至第三滤波器20接收的8相位相位误差信号8PPED、或4相位相位误差信号QPPED、或者2相位相位误差信号BPPED的相位的I信号ADI2和Q信号ADQ2。选择复数运算电路21将产生的I信号ADI2和Q信号ADQ2发送到帧同步模式检测电路22。
此外，当TMCC解码部分24不能对TMCC数据TD进行解码时，在事实上，选择复数运算电路21将从绝对定相部分14接收的I信号ADI1和Q信号ADQ2依旧作为I信号ADI2和Q信号ADQ2分别发送到帧同步模式检测电路22。
此外，即使将绝对定相部分14设置在选择复数运算电路21与帧同步模式检测电路22之间，其效果也与将它设置在锁存电路13与选择复数运算电路21之间的效果相同。
帧同步模式检测电路22用于检波包括在利用分层调制方式发送的数字信号中的帧同步模式W1，并将表示检波帧同步模式W1的定时的信号发送到TMCC解码部分24和定时信号发生电路25。
此外，帧同步模式检测电路22将表示是否反转被检波的帧同步模式W1的信号发送到绝对定相部分14。
此外，帧同步模式检测电路22将从选择复数运算电路21接收的I信号ADI2和Q信号ADQ2发送到解码部分23。
根据从帧同步模式检测电路22接收的I信号ADI2和Q信号ADQ2，解码部分23对BS数字广播中的数字信号进行解码。此时，解码部分23提取数字信号内的TMCC数据TD，并发送到TMCC解码部分24。
TMCC解码部分24用于对从解码部分23接收的TMCC数据TD进行解码，以判定接收信号的帧结构(复用结构)。TMCC解码部分24将用于通知被判定的帧结构的信号发送到定时信号发生电路25。此外，TMCC解码部分24将通知TMCC数据TD是否被解码的信号发送到选择复数运算电路21。
根据从帧同步模式检测电路22和TMCC解码部分24接收的信号，定时信号发生电路25产生调制识别信号A0、A1用于识别对接收信号施加的调制方式(TC8PSK、或QPSK、或BPSK)。定时信号发生电路25将产生的调制识别信号A0、A1发送到选择复数运算电路21以及第一滤波器至第三滤波器18至20。
此外，为了进行猝发接收定时信号发生电路25产生用于指示切换滤波/保持操作的定时信号BRTEN，并将其发送到环路滤波器16。
此外，定时信号发生电路25产生对在恢复数字信号时的去映射操作等进行控制的信号，并将该信号发送到解码部分23。
以下将说明根据本发明实施例的BS数字广播接收装置的运行操作。
此BS数字广播接收装置通过将被载波再生回路消除相位误差和频率误差后，被绝对定相的I信号ADI1和Q信号ADQ1表示的信号点的相位移相对应于对接收信号施加的调制方式和相位误差量的相位，使得稳定接收操作成为可能。
对于此BS数字广播接收装置，复数运算电路11、FIR滤波器12、锁存电路13、载波再生相位误差表15、环路滤波器16、NCO17构成用于消除从正交检波器等接收的基带I信号I0和Q信号Q0内的载波的频率误差的载波再生回路。
也就是说，首先，复数运算电路11接收由ODU(图中未示出)等对接收电波进行降频变频的BS-IF信号利用正交检波器(未示出)等进行准同步检波获得的I信号I0和Q信号Q0。
复数运算电路11利用从NCO17接收的正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ进行等式1所示的计算，并产生经过调相的I信号RI和Q信号RQ。
[等式1]
RI＝I0×cosθ-Q0×sinθ
RQ＝I0×sinθ+Q0×conθ
复数运算电路11将产生的I信号RI和Q信号RQ输入到FIR滤波器12并限制频带，然后使它们变成I信号DI和Q信号DQ。锁存电路13对I信号DI和Q信号DQ进行锁存，并将它们送到绝对定相部分14和载波再生相位误差表15。
根据锁存电路13提供的I信号DI和Q信号DQ，载波再生相位误差表15判定信号空间内的信号点位置，并产生表示信号点位置表示的相位与绝对相位之间的相位误差的相位误差信号PED。
载波再生相位误差表15将产生的相位误差信号PED送到环路滤波器16。
环路滤波器16根据定时信号发生电路25发送的定时信号BRTEN，通过在切换滤波/保持操作时使相位误差信号平滑，产生相位调节信号LΔf，并将它送到NCO17。
NCO17产生待根据相位调节信号LΔf进行累加(振荡)的正弦波数据sinθ和余弦波数据cosθ，并将其发送到复数运算电路11。
当利用此载波再生回路再生载波，并建立相位同步时，就可以根据从锁存电路13通过绝对定相部分14由选择复数运算电路21输出的I信号ADI2和Q信号ADQ2，利用帧同步模式检测电路22检波帧同步模式W1。
此外，然而，此时，还未利用TMCC解码部分24对TMCC数据TD进行解码，因此，选择复数运算电路21将从绝对定相部分14接收的I信号ADI1和Q信号ADQ1，依旧象I信号ADI2和Q信号ADQ2那样，发送到帧同步模式检测电路22。
在此，在发射端，对根据BS数字广播中使用的分层调制方式的各种调制信号进行了绝对定相。因此，通过对利用BPSK调制方式发送的帧同步模式W1进行检波，帧同步模式检测电路22可以判别是利用绝对相位进行接收还是利用旋转180度后的相位进行接收。
也就是说，当利用绝对相位进行接收时，帧同步模式检测电路22将帧同步模式W1检波为(S19S18S17...S1S0)＝(11101100110100101000)。
相反，当利用旋转180度后的相位进行接收时，帧同步模式检测电路22将帧同步模式W1检波为(S19S18S17...S1S0)＝(00010011001011010111)，其中各位的值被反转。
帧同步模式检测电路22将表示是否反转被检波的帧同步模式W1各位的数值，即表示是利用绝对相位进行接收，还是利用旋转180度后的相位进行接收的信号送到绝对定相部分14。
当根据从帧同步模式检测电路22接收的信号，判定利用绝对相位进行接收时，绝对定相部分14将锁存电路13提供的I信号DI和Q信号DQ，仍旧象I信号ADI2和Q信号ADQ2那样，送到选择复数运算电路21。
相反，当根据从帧同步模式检测电路22接收的信号，判定利用旋转180度后的相位进行接收时，绝对定相部分14对锁存电路13提供的I信号DI和Q信号DQ表示的信号点的相位定相为绝对相位，并将I信号ADI1＝(-1)×DI和Q信号ADQ1＝(-1)×DQ送到选择复数运算电路21。
因此，当帧同步模式检测电路22检波帧同步模式W1并建立帧定时时，判明了帧同步模式W1、TMCC数据TD、超帧识别模式W2(或W3)以及猝发性码元部分31的时间序列的位置。帧同步模式检测电路22将表示对帧同步模式W1进行检波的定时的信号送到TMCC解码部分24和定时信号发生电路25。
TMCC解码部分24判定在由从帧同步模式检测电路22接收的信号判定的帧同步模式W1的时间序列的位置接收TMCC数据的定时，并在判定的定时从解码部分23获得接收数据。TMCC解码部分24由从解码部分23获得的接收数据中解码TMCC数据TD，并判定接收信号的帧结构(复用结构)。TMCC解码部分24将用于通知判定帧结构的信号送到定时信号发生电路25。
根据从帧同步模式检测电路22和TMCC解码部分24接收的信号，定时信号发生电路25产生用于识别对接收信号施加的调制方式(TC8PSK、或QPSK、或BPSK)的调制识别信号A0、A1。
此外，载波再生相位误差表15在产生相位误差信号PED后，还将它送到第一滤波器至第三滤波器18至20。
利用从定时信号发生电路25接收的调制识别信号A0、A1，第一滤波器至第三滤波器18至20分别判定对接收信号施加的调制方式(TC8PSK、或QPSK、或BPSK)，并根据判定的调制方式，对相位误差信号PED进行滤波。
也就是说，当被判定的调制方式为TC8PSK时，第一滤波器18对相位误差信号PED进行滤波并产生8相位相位误差信号8PPED，然后将它送到选择复数运算电路21。
另一方面，当被判定的调制方式为QPSK时，第二滤波器19对相位误差信号PED进行滤波并产生4相位相位误差信号QPPED，然后将它送到选择复数运算电路21。
此外，另一方面，当被判定的调制方式为BPSK时，第三滤波器20对相位误差信号PED进行滤波并产生2相位相位误差信号BPPED，然后将它送到选择复数运算电路21。
选择复数运算电路2 1将绝对定相部分14通过对I信号DI和Q信号DQ进行绝对定相而产生的I信号ADI1和Q信号ADQ1表示的信号点的相位移相对应于第一滤波器至第三滤波器18至20进行滤波而产生的相位误差信号(8相位相位误差信号8PPED、或4相位相位误差信号QPPED、或2相位相位误差信号BPPED)的相位。
此时，选择复数运算电路21选择对应于从定时信号发生电路25接收的调制识别信号A0、A1判定的调制方式的相位误差信号。
也就是说，当根据调制识别信号A0、A1判定的调制方式为TC8PSK时，选择复数运算电路21选择从第一滤波器18接收的8相位相位误差信号8PPED。
另一方面，当根据调制识别信号A0、A1判定的调制方式为QPSK时，选择复数运算电路21选择从第二滤波器19接收的4相位相位误差信号QPPED。
此外，另一方面，当根据调制识别信号A0、A1判定的调制方式为BPSK时，选择复数运算电路21选择从第三滤波器20接收的2相位相位误差信号BPPED。
更具体地说，当选择复数运算电路21选择8相位相位误差信号8PPED时，通过执行等式2(其中θ＝8PPED)表示的计算操作，而产生其由I信号ADI1和Q信号ADQ1表示的信号点的相位被移相的I信号ADI2和Q信号ADQ2。
[等式2]
ADI2＝ADI1×cosΘ1-ADQ1×sinΘ1
ADQ2＝ADQ1×sinΘ1+ADQ1×cosΘ1
另一方面，当选择复数运算电路21选择4相位相位误差信号QPPED时，通过执行等式3(其中θ＝QPPED)表示的计算操作，而产生由I信号ADI1和Q信号ADQ1表示的信号点的相位被移相的I信号ADI2和Q信号ADQ2。
[等式3]
ADI2＝ADI1×cosΘ2-ADQ1×sinΘ2
ADQ2＝ADQ1×sinΘ2+ADQ1×cosΘ2
此外，另一方面，当选择复数运算电路21选择2相位相位误差信号BPPED时，通过执行等式4(其中θ＝BPPED)表示的计算操作，产生由I信号ADI1和Q信号ADQ1表示的信号点的相位被移相的I信号ADI2和Q信号ADQ2。
[等式4]
ADI2＝ADI1×cosΘ3-ADQ1×sinΘ3
ADQ2＝ADQ1×sinΘ3+ADQ1×cosΘ3
因此，选择复数运算电路21对载波再生回路之外的信号点的相位进行移相并对它进行校正。此外，此BS数字广播接收装置始终可以进行猝发接收，无论CNR是大(高CNR)，还是中等值(中等CNR)，并可以检测相位误差，然后再生载波并建立相位同步。也就是说，通过产生定时信号BPTEN并将它送到环路滤波器16，定时信号发生电路25指示切换滤波/保持操作，并再生载波。
因此，载波再生操作不会出现中断现象，或者说不会破坏帧同步，并使稳定接收操作成为可能。此外，还可以将ODU相位噪声对TC8PSK调制区间、QPSK调制区间以及BPSK调制区间的误码率(BER)的影响降低到与连续接收时相同的程度。
如上所述，根据本发明，在载波再生回路之外，对信号点相位进行校正并进行猝发接收，而与CNR的大小无关，并再生载波，因此，可以消除因为ODU的相位噪声引起的误码率(BER)波动。
此外，没有必要对接收操作进行切换，并且不会产生滞后现象，同时使得稳定接收操作成为可能。
本发明并不局限于BS数字广播接收装置，本发明还可以应用于对主信号接收采用8PSK调制、QPSK调制以及BPSK调制中的、包括BPSK调制操作在内的两种或多种调制方式，以帧单元进行分时，并采用插入经BPSK调制的TMCC数据和猝发性码元的分层调制方式传送的数字信号的任何接收装置。
工业应用
如上所述，根据本发明，在载波再生回路之外，对信号点的相位进行校正，并进行猝发接收，而与CNR的大小无关，并再生载波，因此，可以消除切换接收操作中的滞后现象，同时使得稳定接收操作成为可能。

Claims (7)

1.一种BS数字广播接收装置，该装置由载波再生回路再生载波并建立相位同步，以将根据调制信号再生的PSK调制信号解码为数字信号，其特征在于，
将所述载波再生回路输出的PSK调制信号表示的信号点的相位移相，上述移相所变化的相位是由对接收信号施加的PSK调制方式和PSK调制信号内所含的相位误差确定的，然后对数字信号进行解码，根据仅在规定的信号区间内进行猝发接收检测到的相位误差，再生载波。
2.一种BS数字广播接收装置，该装置包括：
载波再生装置，通过检测包含在从调制信号再生的PSK调制信号内的相位误差，再生载波；
绝对定相装置，用于绝对定相其信号点的相位被所述载波再生装置再生的载波调节后的PSK调制信号；
移相装置，用于对由所述绝对定相装置绝对定相后的PSK调制信号表示的信号点的相位进行移相；以及
解码装置，根据利用所述移相装置对信号点的相位进行移相后的PSK调制信号对数字信号进行解码，
其特征在于，
所述载波再生装置通过在规定的信号区间进行猝发接收检测到的相位误差，而再生载波。
3.根据权利要求2所述的BS数字广播接收装置，所述载波再生装置包括：
波形数据产生电路，用于产生表示再生载波的波形数据；
复数运算电路，用于对所述波形数据产生电路所产生的波形数据和由调制信号再生的PSK调制信号进行复数计算；
带限滤波器，用于限制利用所述复数运算电路的复数计算操作对信号点的相位进行调节后的PSK调制信号的频带；
锁存电路，用于锁存利用所述带限滤波器对频带进行限制后的PSK调制信号；
检错电路，用于通过将利用所述锁存电路锁存的PSK调制信号所表示的信号点的相位与绝对相位进行比较，而检测相位误差；以及
环路滤波器，用于对表示所述检错电路检测的相位误差的大小的误差信号进行平滑处理，并送到所述波形数据产生电路。
4.根据权利要求3所述的BS数字广播接收装置，该装置包括：多个滤波电路，仅在对应于对接收信号施加的PSK调制方式的信号区间，对表示所述检错电路检测的相位误差的大小的误差信号进行滤波；
其中所述移相装置将PSK调制信号表示的信号点的相位仅移相对应于所述多个滤波电路滤波的误差信号的相位。
5.根据权利要求4所述的BS数字广播接收装置，所述解码装置包括：
控制数据解码装置，用于根据PSK调制信号对表示由解码的数字信号所形成的帧的复用结构的数据进行解码；以及
识别信号产生装置，用于产生调制识别信号，上述调制识别信号用于表示对利用所述控制数据解码装置解码的数据判定的接收信号施加的PSK调制方式，
其中所述多个滤波电路响应所述识别信号产生装置所产生的调制识别信号，并判定对接收信号施加的PSK调制方式，以及
所述移相装置根据所述识别信号产生装置所产生的调制识别信号判定的PSK调制方式，选择被所述多个滤波电路滤波的误差信号，从而将PSK调制信号表示的信号点的相位仅移相对应于选择的误差信号的相位。
6.根据权利要求2至5之任一所述的BS数字广播接收装置，该装置包括：
模式检测装置，用于根据利用所述移相装置，从相位被移相的PSK调制信号，检波帧同步模式，
其中所述绝对定相装置根据是否反转所述模式检测装置检波的帧同步模式，来绝对定相PSK调制信号。
7.一种BS数字广播接收方法，其利用载波再生回路再生载波并建立同步，以根据PSK调制信号对数字信号进行解码，
其特征在于，
将所述载波再生回路输出的PSK调制信号表示的信号点的相位移相，上述移相所变化的相位是由对接收信号施加的PSK调制方式以及PSK调制信号内含的相位误差所确定的，然后，对数字信号进行解码，以及根据仅在规定信号区间进行猝发接收所检测的相位误差，再生载波。
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