CN1336776A - 可实时改变天线方向性的无线装置及用于该无线装置的多普勒频率估算电路 - Google Patents

Abstract

无线装置(1000)根据利用收信权重矢量计算装置(20)所计算出来的收信权重矢量对来自自适应阵列天线(#1～#4)信号中的特定终端的信号进行分离。收信响应矢量计算装置(22)对来自特定终端信号的传送路的收信响应矢量进行导出。相关演算及多普勒频率估算电路(103)对连续的时帧所对应的时隙内的发信响应矢量之间的相关值进行计算,并根据预先求得的对应关系估算出所对应的多普勒频率。发信响应矢量估算装置(32)根据所估算的多普勒频率进行外推处理,对发信响应矢量进行预测。

Description

可实时改变天线方向性的无线装置 及用于该无线装置的多普勒频率估算电路

所属领域：

本发明涉及一种可实时改变天线方向性的无线装置及用于该无线装置的多普勒频率估算电路，特别涉及一种自适应阵列无线基站所用的无线装置及用于该无线装置的多普勒频率估算电路。

现有技术

近年来，在移动通信系统中，人们提出了各种以有效利用频率为目的的传送信道分配方法，其中一部分已经实用化。

图15所示为频分多重访问(Frequency Division MultipleAccess：FDMA)、时分多重访问(Time Division Multiple Access：TDMA)以及路分多重访问(Path Division Multiple Access：PDMA)等各种通信系统的信道配置图。

首先结合图15，对FDMA，TDMA，PDMA作以简要说明。图15(A)所示为FDMA示意图，在f1～f4的不同频率的电波下，用户1～4的模拟信号在频分状态下被传送，各用户1～4的信号由频率滤波器分离。

图15(B)为TDMA示意图，各用户的数字化信号在f1～f4不同频率的电波下，按照一定的时间(时隙)被时分传送，各用户的信号由频率滤波器和基站以及各用户移动终端装置之间的同步时间来分离。

另一方面，近年来，随着便携电话机的普及，为了提高频率的利用效率，PDMA方式被提了出来。如图15(C)所示，该PDMA方式可按空间分割相同频率的1个时隙用以传送多个用户数据。在该PDMA作用下，各用户信号可利用频率滤波器和基站以及各用户移动终端装置之间的时间同步和自适应阵列(adaptivearray)等的相互干扰消除装置进行分离。

这种自适应阵列无线基站的工作原理在下例文献中有说明。

B.Widrow，et al.：“自适应天线系统：Adaptive AntennaSystems”，Proc.IEEE，Vol.55，No.12，pp.2143-2159(1967年12月)。

S.P.Applebaum：“自适应阵列：Adaptive Arrays”，IEEE Trans.Antennas & Propag.，vol.Ap-24，No.5，pp.585-598(1976年9月)。

O.L.Frost，III：“线性均度抑制内的自适应最小方阵最佳化：Adaptive Least Squares Optimization Subject to LinearEquality Constraints”，SEL-70-055，Technical Report，No.6796-2，Information System Lab.，Stanford Univ，(1970年8月)。

B.Widrow andS.D.Stearns：“自适应信号处理：Adaptive SignalProcessing”，Prentice-Hall，Englewood Cliffs(1985)。

R.A.Monzingo and T.W.Miller：“自适应阵列介绍：Introductionto Adaptive Arrays”，John Wiley & Sons，New York(1980)。

J.E.Hudson：“自适应阵列原理：Adaptive Array Principles”，Peter Peregrinus Ltd，London(1981)。

R.T.Compton，Jr.“自适应天线-概念及性能：AdaptiveAntennas-Concepts and Performance”，Prentice-Hall，EnglewoodCliffs(1988)。

E.Nicolauand D.zaharia：“自适应阵列：Adaptive Arrays”，Elsevier，Amsterdam(1989)。

图16所示为这种自适应阵列无线基站的工作原理模等式图。在图16中，1个自适应阵列无线基站1配有由n根天线#1、#2、#3，……、#n组成的阵列天线2，图中的第1斜线区域3表示其电波所能达到的区域。另一方面，第2斜线区域7表示相邻的其它无线基站6的电波有效区域。

在第3区域内，在用户A的终端即移动电话4与自适应阵列无线基站1之间进行电波信号的收发信(箭头5)。在第7区域，在其它用户B的终端即移动电话8与无线基站6之间进行电波信号的收发信(箭头9)。

在这里，如果用户A的移动电话4的电波信号频率碰巧与用户B的移动电话8的电波信号频率相同，则根据用户B所在的位置，从用户B的移动电话8所发出的电波信号在区域3内便成为不必要的干涉信号，就会混入到用户A的移动电话4与自适应阵列无线基站1之间的电波信号中。

如此一来，自适应阵列无线基站1所接收到的是来自用户A与用户B双方的混合信号，如果基站1对此不作任何处理，则所输出的将会是用户A与用户B双方的混合信号，使得本来可以正常进行的用户A的通话受到干扰。

现有的自适应阵列天线的结构及工作原理

为了能从输出信号中把来自该用户B的信号除去，自适应阵列无线基站1可进行如下的处理。图17为自适应阵列无线基站1的结构示意略图。

首先把用户A输出的信号规定为A(t)，用户B输出的信号规定为B(t)，构成图16的阵列天线2的第1天线#1中的接收信号x1(t)以下等式表达：

x1(t)＝a1*A(t)＋b1*B(t)

等式中，a1、b1是实时变化系数，这在后文中将要讲到。

第2天线#2的接收信号x2(t)的表达等式如下：

x2(t)＝a2*A(t)＋b2*B(t)

等式中，a2、b2也是实时变化系数。

第3天线#3的接收信号x3(t)的表达等式如下：

x3(t)＝a3*A(t)＋b3*B(t)

等式中，a3、b3也是实时变化系数。

同样，第n天线#n的接收信号xn(t)的表达等式如下：

xn(t)＝an*A(t)＋bn*B(t)

等式中，an、bn也是实时变化系数。

所述系数a1、a2、a3、……、an表示由于相对于来自用户A的电波信号，构成阵列天线2的天线#1、#2、#3、……、#n各自的相对位置不同(比如，各天线互相间的间隔配置为电波信号波长的5倍，即1米左右)而造成的在各天线所产生的信号接收强度的差异。

同样，所述系数b1、b2、b3、……、bn表示由于相对于来自用户B的电波信号，在天线#1、#2、#3、……、#n所分别产生的信号接收强度的差异。由于各用户都呈现移动状态，所以这些系数也是实时变化的。

这些由天线接收的信号x1(t)、x2(t)、x3(t)、……、xn(t)通过对应的转换器10-1、10-2、10-3、……、10-n进入构成自适应阵列无线基站1的收信部1R，并被输送到权重矢量控制部11和对应的乘法运算器12-1、12-2、12-3、……、12-n中的某一个内。

对这些乘法运算器的其他输入，进行来自权重矢量控制部11的针对各个天线的接收信号的权重w1、w2、w3、……、wn的加权处理。这些权重是由权重矢量控制部11实时计算出来的，这在后文中还要介绍。

这样，天线#1所接收的信号x1(t)通过乘法运算器12-1的运算，变为w1*(a1A(t)＋b1B(t))，天线#2所接收的信号x2(t)通过乘法运算器12-2的运算，变为w2*(a2A(t)＋b2B(t))，天线#3所接收的信号x3(t)通过乘法运算器12-3的运算，变为w3*(a3A(t)＋b3B(t))，进而天线#n所接收的信号xn(t)通过乘法运算器12-n的运算，变为wn*(anA(t)＋bnB(t))。

这些乘法运算器12-1、12-2、12-3、……、12-n的输出值在加法运算器13内进行加算，其输出如下：

w1(a1A(t)＋b1B(t))＋w2(a2A(t)＋b2B(t))＋w3(a3A(t)＋b3B(t))＋……＋wn(anA(t)＋bnB(t))

把这些项分为关于信号A(t)的项和信号B(t)的项，变为如下形式：

(w1a1＋w2a2＋w3a3＋……＋wnan)A(t)＋(w1b1＋w2b2＋w3b3＋……＋wnbn)B(t)

这里，如下文将要介绍的那样，自适应阵列无线基站1对用户A、B进行识别，按照只抽出所需的用户输出信号的原则，计算所述权重w1、w2、w3、……、wn。比如，在图17示例中，权重矢量控制部11为只抽出来自合法通话用户A的信号A(t)，将系数a1、a2、a3、……、an、b1、b2、b3、……、bn作为定数处理，整个信号A(t)的系数为1，整个信号B(t)的系数为0，来计算权重w1、w2、w3、……、wn。

也就是说，权重矢量控制部11通过对下述一次连立方程组的求解，按照信号A(t)的系数为1，信号B(t)的系数为0的原则，实时计算出权重w1、w2、w3、  ……、wn：

w1a1＋w2a2＋w3a3＋……＋wnan＝1

w1b1＋w2b2＋w3b3＋……＋wnbn＝0

本文虽然省略了对该一次连立方程组的解法说明，但从先前所列举的文献中可作了解，它们目前在自适应阵列无线基站中已经得到了实际应用。

这样一来，权重w1、w2、w3、……、wn按所述原则设定好后，加法运算器13的输出信号变为以下形式：

输出信号＝1*A(t)＋0*B(t)＝A(t)

用户识别、训练信号

所述的用户A，B的识别方法如下。

图18为移动电话的电波信号帧结构示意略图。移动电话的电波信号大致由对无线基站是已知的信号序列的前置符和对无线基站是未知的信号序列的数据(语音等)组成。

在前置符序列中，包括用于确认该用户是否是基站认可的合法通话用户的信息信号序列。自适应阵列无线基站1的权重矢量控制部11(图17)将从存储器14中抽出的与用户A对应的训练信号与所接收的信号序列进行对比，按照抽出认为包含了对应用户A的信号序列的信号的原则进行权重矢量控制(决定权重)。这样所抽出的用户A的信号作为输出信号SRX(t)由自适应阵列无线基站1传送出去。

另一方面，在图17中，来自外部的输入信号STX(t)进入构成自适应阵列基站1的一部分的信号传送部1T内，成为乘法运算器15-1、15-2、15-3、……、15-n的输入信号的一方。这些乘法运算器的其它输入方分别复制并加权根据在权重矢量控制部11内先接收的信号计算出来的权重w1、w2、w3、……、wn。

由这些乘法运算器加权了的输入信号，通过相应的转换器10-1、10-2、10-3、……、10-n，被输送到对应的天线#1、#2、#3、……、#n，传送到图16的区域3内。

这里，对使用与接收信号时同一阵列天线2进行传送的信号，因为与接收信号一样进行以用户A为目标的加权，所以被输送的电波信号好似恰好也具有相对用户A的指向性，被由用户A的移动话机4所收信。图19是用户A与自适应阵列无线基站1之间的电波信号传送与接收映像化的图。作为与实际电波所到达的区域示意图16的对比，图19上的假想区域3a所示为从自适应阵列无线基站1发出的以用户A的移动话机4为目标的指向性电波信号发射状态映像图。

如上所述，在PDMA方式中，这种能除去同一信道干涉影响的技术是必要的。在这一点，旨在使干扰波在应用上失效的自适应阵列，即使在干扰波的电平高于所需电波电平的情况下也能有效地抑制干扰波，是一种有效的方式。

但是在基站采用自适应阵列的情况下，不仅要除去接收信号时的干扰，而且还应能减少在信号传送时的不需要的放射波。

信号传送时的阵列模等式可以与信号接收时的阵列模等式相同，但人们对于根据输入方向进行估算这一方法也有过考虑。后者虽然对FDD(频分双工)及TDD(时分双工)都适用，但需要进行复杂的处理。另一方面，前者在采用FDD的情况下，信号接收与传送的阵列模等式有所不同，所以有必要进行阵列配置和权重的修正。为此，一般来说，在保证TDD适用性的前题下，可在具有外部时隙连续性的环境下取得良好的特性。

根据以上的介绍，在基站采用自适应阵列TDD/PDMA的方式下，在把上行线路中得到的阵列模等式(权重矢量模等式)用于下行线路时，在假想传送角度较大的动态雷利传送度的情况下，由于上、下行线路之间的时间差，下行线路内的信号传送方向性可能变劣。

总之，由于在从上行线路(up link)的用户终端向基站发射信号到从基站通过下行线路(down link)向用户终端发射信号之间有一个时间间隔，所以在不允许忽视用户终端移动速度的情况下，由于基站的信号发射方向与实际用户终端的所在方位之间的误差，会使信号传送的方向性变劣。

本文提出一种通过利用上行线路所得到的收信响应矢量的外推处理对下行线路的响应信号矢量进行估算的方法，以作为考虑到信号传送路变动的下行线路用权重的估算方法。

但是，由于收信中的噪音或抽样误差，如果在上行线路所估算的收信响应矢量有误差，则外推处理结果中也会有误差，下行线路的发信响应矢量的估算就不会正确，从而难以进行良好的信号传送方向性的控制。

这里，传送路的传送环境由传送路的信号接收系数的变动，即衰减程度反映出来。所述衰减度的物理量以多普勒频率(FD)表示。

即由于根据传送路的衰减程度，在外推处理的结果中会产生误差，所以为防止外推处理误差的发生，有必要了解传送路的衰减程度，即多普勒频率。

求出在前后时间的收信中所包含的基准信号相关值估算衰减程度的估算方法以前就曾有人提出，比如特开平7-162360号公告中的介绍。但是，在这种现有的方法中，由于是利用接收信号本身中所含有的基准信号来计算相关值，所以会含有较多的干扰成份，难以进行正确的估算。

另外，由于基准信号的时机是固定的，所以不能在任意时机计算相关值，缺乏演算处理的适应性。

另一方面，目前还没有开发出通过自适应阵列处理来估算被分离的每个用户终端的传送路多普勒频率的估算方法。

发明内容

本发明的目的是推出一种即使在上行线路所估算的收信响应矢量有估算误差，也能对下行线路的发信响应矢量进行正确估算，从而能实现良好的信号传送方向性控制的无限装置。

本发明的另一目的是推出一种不受收信中的干扰成份的影响，而且有较大的演算处理适应性，可对每个用户终端的多普勒频率进行估算的多普勒频率估算电路。

本发明的再一目的是，推出一种采用不受接收信号中的干扰成份的影响，而且有较大演算处理的适应性，可对每个用户终端多普勒频率进行估算的多普勒频率估算电路的无线装置。

根据本发明的一个方面，提供一种可实时改变天线方向性、对与多个终端之间的信号接收与传送进行时分处理的无线装置，其具有多个离散配置的天线，和在信号接收与传送时共用多个天线的信号发送电路及接收电路。信号接收电路包括在接收信号时根据来自多个天线的信号对来自多个终端中的特定终端的信号进行分离的收信分离部，和在接收信号时根据来自多个天线的信号对来自特定终端的传送路的收信响应矢量进行估算的收信传送路估算部。信号发送电路包括根据收信传送路估算部的估算结果对发信信号在发送时的传送路的发信响应矢量进行估算的发信传送路估算部，和根据发信传送路估算部的估算结果对信号发送时的天线方向性进行更新的发信方向性控制部。发信传送路估算部包括根据由收信传送路估算部估算出的来自特定终端的上行线路时隙的多个收信响应矢量的外推处理，计算出面向特定终端的下行线路时隙的所述发信响应矢量的外推处理部，和保存根据传送路的传送环境所预定的用于外推处理的多个参数的存储器，和对传送路的传送环境进行估算，从所保存的多个参数中选出与估算出的传送环境相对应的参数，并应用于由外推处理部进行外推处理的选择部。

所以，即使在上行线路中所估算的收信响应矢量中有估算误差，通过根据传送路的传送环境选择用于外推处理的参数，便可以对下行线路的发信响应矢量进行正确估算，从而可以实现良好的传送信号方向性的控制。

较理想的情况是，参数为由外推处理部进行外推处理时的外推距离，存储器能保存根据表示传送环境的多普勒频率所预定的多个外推距离，选择部能对传送路的多普勒频率进行估算，从所保存的多个外推距离中选出与估算出的多普勒频率相对应的外推距离，并应用于由外推处理部进行的外推处理。

这样，如果上行线路的收信响应矢量有估算误差，由于外推处理时的外推距离越长，外推误差就越大，所以通过选择表示传送环境的多普勒频率相对应的外推距离，可以进行正确的发信响应矢量的估算。

更理想的是，所估算的多普勒频率越低，选择部所选择的外推距离应越短，多普勒频率越高，选择的外推距离应越长。

所以，由于多普勒频率越低，传送环境的变动就越小，所以通过缩小外推距离，便可以防止进行超过实际变动量的外推，由于多普勒频率越高，传送环境的变动就越大，所以外推距离扩大后，可以进行充分的外推操作。

再好一些的做法是，参数成为反映外推处理部进行外推处理时的外推距离，存储器能保存反映传送环境的根据分离信号与所需信号之间的信号误差所预定的多个外推距离，选择部能对传送路信号误差进行估算，从保存的多个外推距离值中选择估算出的信号误差相对应的外推距离，并应用于由外推处理部所进行的外推处理。

所以，如果信号误差较大，则上行线路的收信响应矢量的估算误差也将增大，外推误差也会增大，这样，通过根据反映传送环境的信号误差选择外推距离，便可以进行正确的发信响应矢量的估算。

较理想的是，估算信号误差越大，选择部选择的外推距离应越小，信号误差越小，选择的外推距离越大。

这样，由于信号误差越大外推误差则越大，所以缩短外推距离后便可抑制外推误差，由于信号误差越小外推误差则越小，所以延长外推距离后，便可以进行充分的外推操作。

再理想一些的是，参数为外推处理部进行外推处理时的外推距离，存储器能保存反映传送环境的根据多普勒频率及被分离的信号与所需的信号之间误差所预定的多个外推距离，选择部能对传送路的多普勒频率及信号误差进行估算与从保存的多个外推距离中选择估算出的多普勒频率及信号误差相对应的外推距离，并应用于由外推处理部进行的外推处理。

所以，如果多普勒频率与信号误差大于外推误差，则通过选择基于反映传送环境的多普勒频率及信号误差的外推距离，便可以进行正确的发信响应矢量的估算。

再理想一些的是，选择部先暂时选出与估算的多普勒频率相对应的外推距离，再根据所估算的信号误差对所暂时选择的外推距离进行修正。

这样，根据对外推误差有较大影响的多普勒频率进行基本的外推距离选择，再通过对基于信号误差的外推距离进行修正，便可进行正确的发信响应矢量的估算。

更理想一些的是，传送环境与多个参数之间的关系应根据各个无线装置分别设定。

这样，由于各无线装置的传送环境与参数的对应关系是事先分别测定好的，所以可以估算出精度更高的发信响应矢量。

更理想一些的是，传送环境与多个参数之间的关系应在多个无线装置上共同决定。

这样，在无线装置之间的个体差异较小的情况下，通过在多个无线装置间对传送环境与参数之间的对应关系进行共同化，可以简化无线装置的制造过程。

基于本发明的另一个方面，在这种可实时改变天线方向性，对与各终端之间的信号接收与传送进行时分处理的无线装置中，对与特定终端之间的传送路的多普勒频率进行估算的多普勒频率估算电路，包括基于离散配置的多个天线所接收的信号，对来自多个终端中的特定终端的信号进行分离的收信分离部，基于多个天线所接收的信号，对来自特定终端的传送路的收信响应矢量进行估算的收信传送路估算部，基于由收信传送路估算部所估算的前后时间的收信响应矢量，计算矢量相关值的相关演算部，基于由经验预先决定的矢量相关值与多普勒频率的对应关系，对由相关演算部算出的矢量相关值所对应的多普勒频率进行估算的估算部。

这样，通过求出并非是接收信号本身，而是收信响应矢量的相关值，便不会受到干扰成份的影响，进而可对每个被分离的特定终端的传送路的多普勒频率进行正确的估算。

理想的是，相关演算部中最好包括可计算出前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值并把它作为矢量相关值进行输出的计算部。

所以，由于能在任意时机取得收信响应矢量之间的相关值，所以可对传送路的瞬间多普勒频率进行正确的估算。

更理想的是，相关演算部中最好包括可计算出前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值的计算部，和按所定的权重系数把对由计算部计算出的过去的相关值与目前的相关值进行加权平均所得到的平均值作为矢量相关值输出的平均化部。

这样，即使发生急剧的衰减，使瞬间的多普勒频率产生误差，也可以通过相关值的平均化处理，不被这种误差所影响，而可以对多普勒频率进行正确的估算。

更理想的是，在所定的权系数中，设置成针对过去的相关值的权重大，针对现在的相关值的权重小。

这样，通过在平均化处理中对过去的相关值加权增大，因而即使由于急剧的衰减现象而发生瞬间的多普勒频率误差，也不会被这种误差所影响，可以正确地估算多普勒频率。

更理想的是，相关演算部能根据当前帧时隙内的收信响应矢量与前面一个帧时隙内的收信响应矢量计算出矢量相关值。

这样，收信响应矢量与现有技术所采用的基准信号不同，不论在任何时机下都能得到相关数值，所以相关值演算的适应性得到了增大。

更理想的是，相关演算部最好能根据在当前帧时隙内的收信响应矢量与过去帧时隙中最近的没有收信误差的时隙内的收信响应矢量计算出矢量相关值。

这样，收信响应矢量，与现有技术所采用的基准信号不同，不论在哪一时机都能得到相关数值，所以相关值演算的适应性得到了增大，尤其是可以消除收信误差的影响。

更理想的是，相关演算部能根据同一时隙前半部的收信响应矢量和后半部的收信响应矢量计算出矢量相关值。

这样，收信响应矢量与现有技术所采用的基准信号不同，不论在哪一时机都能得到相关数值，进而相关值演算的适应性得到了增大。

根据本发明的另一方面，可实时改变天线方向性，对与各终端之间的信号接收与传送进行时分处理的无线装置，包括多个离散配置的天线，和在信号接收与传送时共用多个天线的信号发送电路及接收电路。收信电路包括在接收信号时根据来自多个天线的信号对来自多个终端中的特定终端的信号进行分离的收信分离部，和在接收信号时根据来自多个天线的信号对来自特定终端的传送路的收信响应矢量进行估算的收信传送路估算部。发信电路包括根据收信传送路估算部的估算结果对传送信号在传送时的传送路的发信响应矢量进行估算的发信传送路估算部，和根据发信传送路估算部的估算结果对发送信号传送时的天线方向性进行更新的发信方向性控制部。发信传送路估算部包括根据来自收信传送路估算部估算出的来自特定终端的上行线路时隙的多个收信响应矢量的外推处理，计算出面向特定终端的下行线路时隙的发信响应矢量的外推处理部，和用于保存根据传送路的多普勒频率所预定的用于外推处理的多个参数的存储器，和从所保存的多个参数中选出与估算的多普勒频率相对应的参数，并应用于由外推处理部进行外推处理的选择部。多普勒频率估算部根据收信传送路估算部所估算出来的前后时间的收信响应矢量，计算矢量相关值的相关演算部，和根据由经验预先确定的矢量相关值与多普勒频率之间对应关系，对由相关演算部计算出的矢量相关值所对应的多普勒频率进行估算的估算部。

这样，由于所求出的不是接收信号本身，而是收信响应矢量的相关值，所以不会受到干扰成份的影响，因而可对每个被分离的特定终端的传送路多普勒频率进行正确的估算，所以即使上行线路的估算收信响应矢量中有估算误差，仍可对下行线路的发信响应矢量进行正确的估算，从而可实现良好的传送信号方向性控制。

理想的是，相关演算部中包括可计算出前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值，并把它作为矢量相关值输出的计算部。

这样，由于能在任意时机取得收信响应矢量之间的相关值，所以可对传送路的瞬间多普勒频率进行正确的估算，从而可进行更正确的发信响应矢量的估算。

更理想的是，相关演算部中包括可计算出前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值的计算部，和把对由计算部计算出的过去相关值与目前相关值按所定权重系数进行加权平均后所得到的平均值作为矢量相关值输出的平均化部。

这样，即使发生急剧的衰减，使瞬间多普勒频率产生误差，由于相关值已进行了平均化处理，所以不会受到这种误差的影响，可对多普勒频率进行正确的估算，从而可进行正确的发信响应矢量估算。

更理想的是，在所确定的权重系数中，对过去相关值的权重大，对现在相关值的权重小。

这样，在进行平均化处理时，由于对过去的相关值加权较大，所以即使由于急剧的衰减现象而发生多普勒频率误差，也不会被这种误差所影响，可以更正确地估算多普勒频率，从而可正确地进行发信响应矢量估算。

更理想的是，相关演算部能根据当前帧时隙的收信响应矢量与前面一个帧时隙的收信响应矢量计算出相关值。

这样，收信响应矢量与现有技术所采用的基准信号不同，不论在哪一时机条件下都能得到相关数值，所以相关值演算的适应性得到了增大。

更理想的是，相关演算部能在当前帧时隙的收信响应矢量与过去帧时隙中的没有收信误差的最近的时隙内的收信响应矢量，计算出矢量相关值。

这样，收信响应矢量与现有技术所采用的基准信号不同，不论在哪一时机条件下都能得到相关数值，所以相关值演算的适应性得到了增大，尤其是可以消除接收信号误差的影响。

更理想的是，相关演算部能根据同一时隙前半部的收信响应矢量和后半部收信响应矢量计算出矢量相关值。

在本发明中，收信响应矢量与现有技术所采用的基准信号不同，不论在哪一时机条件下都能得到相关数值，所以相关值演算的适应性得到了增大。

附图说明

图1是本发明采用的PDMA基站无线装置(无线基站)1000的结构示意框图。

图2是无线装置(无线基站)1000的工作概要流程图。

图3是发信响应矢量估算装置32的基本工作说明概念图。

图4A及图4B是本发明发信响应矢量的估算原理说明概念图。

图5是本发明实施方式中决定外推距离的原理说明概念图。

图6是本发明实施方式中外推处理的概要说明流程图。

图7是本发明实施方式中多普勒频率估算电路的概要框图。

图8是本发明实施方式中多普勒频率估算工作示例的说明流程图。

图9是本发明实施方式中多普勒频率估算工作又一示例的说明流程图。

图10是本发明实施方式中多普勒频率估算工作再一示例的说明流程图。

图11是本发明又一实施方式中多普勒频率估算电路的概略框图。

图12是本发明又一实施方式中多普勒频率估算工作示例说明流程图。

图13是本发明又一实施方式中外推处理的概要说明流程图。

图14是本发明再一实施方式中外推处理的概要说明流程图。

图15是频分多重访问、时分多重访问及PDMA的各种通信系统的信道配置图。

图16是自适应阵列无线基站的基本工作概念模等式示意图。

图17是自适应阵列无线基站结构概略示意框图。

图18是移动电话机电波信号帧结构示意略图。

图19是自适应阵列无线基站与用户之间电波信号的收发信映像化模等式图。

实施方式

图1所示为本发明实施方式PDMA用基站无线装置(无线基站)1000的结构框图。

如图1所示，为识别用户PS1和PS2，设立了4个天线#1～#4。这些天线的个数一般可以是N根(N：自然数)。

图1所示的收发信系统1000中有收信部SR1，它用于接收来自天线#1～#4的信号，对相应的用户，比如用户PS1的信号进行分离，还有发信部ST1，它用于向用户PS1发送信号。天线#1～#4与收信部SR1及发信部ST1之间的连接通过转换器10-1～10-4有选择地切换。

即在各个天线接收的收信信号RX1(t)、RX2(t)、RX3(t)、RX4(t)，通过对应的转换器10-1、10-2、10-3、10-4进入收信部SR1，被输入到收信权重矢量计算机20，收信响应矢量计算机22，以及对应的各个乘法运算器12-1、12-2、12-3、12-4的一个输入。

在这些乘法运算器的其它输入上，有来自收信权重矢量计算机20的在各天线的接收信号所对应的权系数wrx11，wrx21，wrx31，wrx41。这些权系数与现有技术的示例一样，通过收信权重矢量计算机20实时地计算出来。

发信部ST1包括从收信响应矢量计算机22上接收所算出的收信响应矢量，然后如后文所介绍的那样，对信号传送时的传送路进行估算，即对信号传送时的假设收信响应矢量进行估算，求出发信响应矢量的发信响应矢量估算装置32、在与发信响应矢量估算装置32之间收发数据，并存储保存数据的存储器34、基于发信响应矢量估算装置32的估算结果，算出发信权重矢量的发信权重矢量计算机30、分别在一方输入接受发信信号，在其它方输入有来自发信权重矢量计算机30的权系数wtx11、wtx21、wtx31、wtx41的乘法运算器15-1、15-2、15-3、15-4。乘法运算器15-1、15-2、15-3、15-4的输出通过转换器10-1～10-4被送到天线#1～#4上。

另外，针对各用户也可以进行收信部SR1和发信部ST1的相同结构的设置，这在图1中没有标出。

自适应阵列工作原理

以下对收信部SR1的工作进行简要说明。

在天线上接收到的接收信号RX1(t)、RX2(t)、RX3(t)、RX4(t)用下列等式表示。

数1

RX1(t)＝h11Srx1(t)＋h12Srx2(t)＋n1(t)  ……(1)

RX2(t)＝h21Srx1(t)＋h22Srx2(t)＋n2(t)  ……(2)

RX3(t)＝h31Srx1(t)＋h32Srx2(t)＋n3(t)  ……(3)

RX4(t)＝h41Srx1(t)＋h42Srx2(t)＋n4(t)  ……(4)

这里，信号RXj(t)表示第j号(j＝1，2，3，4)的天线的接收信号，信号Srxi(t)表示第i号的用户所传送的信号。

另外，系数hji表示j号天线所接收的来自i号用户的信号的复数系数，nj(t)表示j号的接收信号中所含有的杂音。

上等式(1)～(4)的矢量表达等式如下。

数2

X(t)＝H1Srx1(t)＋H2Srx2(t)＋N(t)           ……(5)

X(t)＝[RX1(t)，RX2(t)，  ……，RX4(t)]^T

                                         ……(6)

Hi＝[hli，h2i，……，h4I]^T，(i＝1，2)    ……(7)

N(t)＝[n1(t)，n2(t)，……，n4(t)]^T       ……(8)

在等式(6)～(8)中，[……]^T表示[……]的转置。

这里，X(t)表示输入信号矢量，Hi表示i号的用户的收信响应矢量，N(t)表示杂音矢量。

自适应阵列天线如图1所示，它把对来自各个天线的输入信号按系数wrxli～wrx4i进行加权并合成的信号作为接收信号SRX(t)输出。

在以上的准备下，比如，在抽出1号用户所发送的信号Srx1(t)的情况时的自适应阵列的工作如下。

自适应阵列100的输出信号y1(t)，通过输入信号矢量X(t)和权重矢量W1的矢量乘算，可以用下等式表达。

数3

y1(t)＝X(t)W1^T                      ……(9)

W1＝[wrx11，wrx21，wrx31，wrx41]^T   ……(10)

也就是说，权重矢量W1是以对j号的输入信号RXj(t)进行加权用的权系数wrxj1(j＝1，2，3，4)为元素的矢量。

在这里，如果用等式(5)的输入信号矢量X(t)代替等式(9)中的y1(t)，则等式变为下列形式。

数4

y1(t)＝H1W1^TSrx1(t)＋H2W1^TSrx2(t)＋N(t)W1^T

                                      ……(11)

这里，当自适应阵列100理想地工作时，通过公认的方法，权重矢量W1满足以下连立方程组，由权重矢量控制部11按顺序进行控制。

数5

H1W1^T＝1    ……(12)

H2W1^T＝0    ……(13)

满足等式(12)和等式(13)，权重矢量W1被完全控制，来自自适应阵列100的输出信号y1(t)最终由以下等式表示。

数6

y1(t)＝Srx1(t)＋N1(t)               ……(14)

N1(t)＝n1(t)w11＋n2(t)w21＋n3(t)w31＋n4(t)w41

                                   ……(15)

也就是说，在输出信号y1(t)中，可以得到2个用户中第1个用户所发送的信号Srx1(t)。

无线装置1000的工作概要

图2是作为本发明前题的无线装置1000的基本工作概要的说明流程图。

在无线装置1000中，着眼于自适应阵列的权重矢量(权系数矢量)由各天线单元的收信响应矢量一意地表达，通过对收信响应矢量的时间变动的估算，间接地对权重进行估算。

首先，在收信部SR1中，根据接收信号对接收信号的传送路进行估算(步骤S100)。在传送路的估算中，相当于在等式(1)～(4)中求出来自用户的输送信号的脉冲响应。

换句话说，在等式(1)～(4)中，如果能估算出收信响应矢量H1，则可以估算出接收来自用户PS1的信号时的传送路。

接着，发信响应矢量估算装置32可以对信号发送时的传送路进行预测，也就是说可以根据信号接收时的收信响应矢量预测出信号发送时的收信响应矢量(步骤S102)。被预测的收信响应矢量相当于信号发送时的发送响应矢量。

接着，发信权重矢量计算机30根据被预测的发信响应矢量，进行发信权重矢量计算，并输送到乘法运算装置15-1～15-4上(步骤S104)  。

收信响应矢量计算机22的工作

以下对图1所示的收信响应矢量计算机22的作为本发明前提的基本工作进行说明。

首先，在天线单元数为4个，同时通信的用户数为2人的情况下，经过各天线从信号接收电路输出的信号用所述等式(1)～(4)表达。

这时，把等式(1)～(4)表达的天线接收信号重新用下例(5)～(8)矢量表达等式表达。

数7

X(t)＝H1Srx1(t)＋H2Srx2(t)＋N(t)        ……(5)

X(t)＝[RX1(t)，RX2(t)，……，RXn(t)]^T

                                      ……(6)

Hi＝[hli，h2i，……，hni]^T，(i＝1，2) ……(7)

N(t)＝[n1(t)，n2(t)，……，nn(t)]^T    ……(8)

(0092)

这里，如果自适应阵列能良好地工作，由于要对各用户的信号进行分离和抽出，所以所述信号Srxi(t)(i＝1，2)便成为已知值。

这时，利用信号Srxi(t)为已知信号的条件，便可根据以下说明的方法，导出收信响应矢量H1＝[h11，h21，h31，h41]以及H2＝[h12，h22，h32，h42]。

也就是说，对接收信号与已知的用户信号，比如来自第1用户的信号Srx1(t)进行合并，计算出总体平均值(时间平均)。

数8

E[X(t)*Srx1^*(t)]＝Hi*E[Srx1(t)*Srx1^*(t)]

＋H2*E[Srx2(t)*Srx1^*(t)]

＋E[N(t)*Srx1^*(t)]                        ……(16)

在等式(16)中，E[……]表示时间平均，S^*(t)表示S(t)的共轭复数。当平均化的处理时间充分长时，则该平均值将呈以下形式。

数9

E[Srx1(t)*Srx1^*(t)]＝1  ……(17)

E[Srx2(t)*Srx1^*(t)]＝0  ……(18)

E[N(t)*Srx1^*(t)]＝0     ……(19)

这里，等式(18)的值为0，是由于信号Srx1(t)与信号Srx2(t)相互之间没有相关性。而且，等式(19)的值为0，是由于信号Srx1(t)与杂音信号N(t)相互之间没有相关性。

这样，等式(16)的总体平均值等于收信响应矢量H1，如下所示。

数10

E[X(t)*Srx1^*(t)]＝H1    ……(20)

通过以上步骤，可以估算出来自第1用户PSI的发送信号的收信响应矢量H1。

同样，通过对输入信号矢量X(t)与信号Srx2(t)的总平均值求算，可以估算出来自第2用户PS2的发送信号的收信响应矢量H2。

在进行所述总体平均值求算中，比如，可以针对从信号接收时的某1个时隙内的先头的规定数的数据符号列和最后的规定数的数据符号列来进行。

发信响应矢量的估算

图3是作为本发明前题的发信响应矢量估算装置32的基本工作说明图。在PDMA脉冲串方式下，在上下线路中每4个用户分别分配8个时隙。该时隙的结构是，比如前面的31个字符为第1训练字符列，后面的68个字符为数据字符列，最后面的31个字符为第2训练字符列。

如上所述，在上行线路时隙的前头与末尾设有训练字符列，通过所述的收信响应矢量计算机22中的算法，可以算出双方的收信响应矢量。

然后，通过外推处理(直线外推)可以估算出下行线路用的收信响应矢量。

也就是说，如果收信响应矢量元素的任意一个时刻t的值为f(t)时，则根据上行线路时隙的前头训练字符列在时刻t0的值f(t0)和上行线路时隙的最后训练字符列在时刻t1的值f(t1)，便可以按以下方法预测出下行线路时隙在时刻t的值f(t)。

f(t)＝[f(t1)－f(t0)]/(t1－t0)x(t－t0)＋f(t0)

这里，在所述说明中，在上行线路时隙的前头和最后设有训练字符列，虽然只进行一次外推处理，但如果上行线路时隙的中间部分也设有训练字符列，则可以从收信响应矢量的上行线路时隙中的3点数值，用2次外推对时刻t的f(t)值进行估算。或者是如果增加上行线路时隙中的训练字符列的设置位置，则可以进行更高次的外推处理。

本发明牵涉到对在外推处理中的下行线路的收信(发信)响应矢量的估算方法的改良以及该改良所必需的多普勒频率估算电路，详细内容将在后文中介绍，这里先对发信权重矢量的决定作以说明。

发信权重矢量的决定

如上所述，求出信号发送时的收信响应矢量的估算值后，便可以按照以下3种方法中的任何1种求出发信权重矢量。

i)正交化方法

在用户PS1的时刻t＝iT(i：自然数，T：单位时间间隔)的情况下，可以认为权重矢量W(1)(i)＝[wtx11，wtx12，wtx13，wtx14]。由于用户PS2趋向于零，所以可以满足以下条件。

对于用户PS2，把预测的传送路(收信响应矢量)设为V(2)(i)＝[h1’(2)(i)，h2’(2)(i)，h3’(2)(i)，h4’(2)(i)]。这里的hp’(q)(i)为q号的用户的p号的天线相对应的收信响应矢量的时刻i所对应的预测值。同样，对于用户PS1也可以预测出传送路V(1)(i)。

这时，在W(1)(i)TV(2)(i)＝0情况下，决定W(1)(i)。限制条件如下。

c1)W(1)(i)TV(1)(i)＝g(一定值)

c2)‖W(1)(i)‖达到最小。

条件c2相当于信号发送功率最小。

ii)应用伪相关矩阵的方法

在这里，如上所述，自适应阵列由若干个天线单元和各单元权值控制部分组成。一般情况下，天线输入矢量用X(t)表示，权重矢量用W表示，在以输出Y(t)＝WTX(t)与参考信号d(t)二者之间的均方差达到最小为原则对权重矢量进行控制的情况下(MMSE基准：最小平方误差法基准)，通过下等式计算最佳权重Wopt(Wiener解)。

数11

Wopt＝Rxx^-1rxd                         ……(21)

(0117)

但应满足下列条件，

数12

Rxx＝E[x^*(t)x^T(t)]                     ……(22)

rxd＝E[x^*(t)d(t)]                      ……(23)

这里，Y^T表示Y的转置，Y^*表示Y的复数域，E[Y]表示总平均。根据这一权重值，可以在自适应阵列对不需要的干扰波进行抑制的前题下，生成出阵列模等式。

只是，在采用伪相关矩阵方法时，要通过以下说明的伪相关矩阵对上等式(21)进行计算。

也就是说，利用所估算出来的复数接收信号系数h’(k)n(i)，计算出用户K的权重矢量W(k)(i)。第k号的用户的阵列响应矢量设为V(k)(i)，根据以下方法进行计算。

数13

V^(k)(i)＝[h1’^(k)(i)(i)，h2^(k)(i)，……，hN’^(k)(i)]^T

                                              ……(24)

这时，在t＝iT条件内的假设接收信号的自相关矩阵Rxx(i)利用V(k)(i)以下等式表示。

数14 $\mathrm{Rxx}\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{v}^{\left(k\right)*}\left(i\right)v^{\left(k\right)T}\left(i\right)+\mathrm{NI}--\left(25\right)$

但是，N在Rxx(i)为整数的情况下为附加的假设杂音项。在本发明的计算中，N＝1.0x10^-5。

接收信号与参考信号之间的相关矢量rxd(i)以下等式表达。

数15

rxd(i)＝V^(k)*(i)    ……(26)

因此，根据等式(21)(25)(26)便可以求出在时刻t＝iT的下行线路用的权重。

另外，在进行等式(25)的逆矩阵运算时，可以根据逆矩阵辅助定理，对用户K进行最佳运算。特别是在2个用户的情况下，可以根据下列简单等式计算出权重。

数16

W⁽¹⁾(i)＝(p22＋N)V^(1)*(i)－p12V^(2)*(i)    ……(27)

W⁽²⁾(i)＝(p11＋N)V^(2)*(i)－p21V^(1)*(i)    ……(28)

pij＝V^(i)H(i)V^(j)(i)

有关自相关矩阵的权重矢量计算方法例如在以下文献中有介绍，文献：T.Ohgane，Y.Ogawa，and k.Itoh，Proc.VTC’97，vol.2，pp.725-729，May 1997，或者，文献：田中，大钟，小川，伊藤，信学技报，vol.RCS98-117，pp.103-108，Oct，1998.

iii)将波束面向用户PS1的方法

只着眼于在波束对准用户PS1的情况，应满足下列条件。

w(1)(i)＝v(1)(i)*

在所述任何一种方法下，如果在决定发信时的权重矢量的情况下进行发送，则在假设大角度等动态雷利传送路的情况下，在TDD/PDMA方式中，也可以抑制由于上、下行线路之间的时间差所引起的下行线路信号传送方向性的劣化。

接着，图4A和图4B是本发明的发信响应矢量估算原理的说明概念图。图4A所示的“理想状态”基本上是对图3中的概念图的进一步简化。

也就是说，根据由图1的收信响应矢量计算机22在图2的步骤S100中计算出来的上行线路的同一时隙内的2点的收信响应矢量1及收信响应矢量2，通过到下行线路所对应的时隙的原发信时机为止所进行的直线外推，可以对下行线路的正确发信响应矢量进行估算。

这里，该图4A的“理想状态”是以在收信响应矢量1和2中没有估算误差为前题的。

但是，如图4B的“在有响应矢量估算误差的情况下”所示，比如，当在收信响应矢量2中由于噪音或抽样误差所产生的估算误差而发生收信响应矢量2’之类的误差时，则在根据这些收信响应矢量1和2’进行与“理想状态”同样的(同一外推距离)直线外推时，信号传送时机中的发信响应矢量误差将扩大，所估算的将是一个错误的发信响应矢量。

因此，基于这种错误的发信响应矢量，在由图1的发信权重矢量计算机30进行发信权重决定处理(图2的步骤S104)时，所得到的发信权重也将是错误的，这将造成下行线路的方向性错误即信号传送错误。尤其是由于无线基站与终端之间的距离较长，方向性的小错误将会成为大的信号传送错误的一个主要原因。

于是，在本发明中，在上行线路收信响应矢量存在估算误差时，通过根据传送路环境进行外推处理的合适的参数特别是外推距离的调节，来正确估算出下行线路中的发信响应矢量，实现正确的发信方向性。

图5是本发明实施方式的外推距离决定原理的概念说明图。

传送路环境通过比如传送路的信号接收系数的变动，即衰减程度来表示。衰减度作为物理量即用多普勒频率来表示(FD)。

传送环境中的多普勒频率FD，在本发明的多普勒频率估算原理中大致以下列方法估算。即计算出在自适应阵列处理中被分离的各用户的接收信号的前后时间的2个收信响应矢量的相关值。如果没有衰减现象，则2个收信响应矢量一致，相关值便为一。如果衰减较大，则收信响应矢量的差将增大，相关值将变小。如果预先试求出这样的收信响应矢量相关值与多普勒频率FD的关系，并把它存入存储器，则通过计算收信响应矢量的相关值，便可以估算出此时的多普勒频率FD。有关本发明的多普勒频率估算电路的详情在后文中作介绍。

首先着眼于表示衰减程度的多变勒频率，对本发明的有关决定外推距离的实施方式的工作原理作以说明。

如前所述，在收信响应矢量2受估算误差影响变为收信响应矢量2’的情况下，外推距离越长，外推误差便越大，从而与原来的发信响应矢量的误差越来越大。

一般来说，衰减度越小，即多普勒频率FD越低，传送路的接收信号系数的变动就越小。于是，在这种情况下，通过缩短外推距离，就可以防止超过实际变动量的外推。更具体一些，就是在多普勒频率FD较低的情况下，进行从图5(A)中的收信响应矢量2’到×标志的a点的短距离外推，对a点的发信响应矢量进行估算并作为×标志的b点的正确发信响应矢量。

对此，衰减越大，即多普勒频率FD越高，传送路的接收信号系数变动就越大。于是在这种情况下，通过扩大外推距离来进行充分的外推。更具体一些，就是在多普勒频率FD较高的情况下，进行从图5(B)中的收信响应矢量2’到×标志c处的较长距离的外推，估算c点的发信响应矢量并作为×标志的d点处的正确的发信响应矢量。

所述处理过程主要由图1中的发信响应矢量估算装置32来执行。图6是着眼于该多普勒频率FD的表示外推处理的流程图。

参照图6，在步骤S1中，首先由收信响应矢量计算机22进行传送路的估算，具体来说就是估算上行线路的收信响应矢量1及2。

接下来，在步骤S2中，根据后文将详细介绍的方法对衰减度即多普勒频率FD进行估算。

在步骤S3中，利用图1中的发信响应矢理估算装置32，用图5中介绍的方法，决定出多普勒频率FD的最适合的外推参数，即外推距离。而且，在这一目标下，根据多普勒频率FD的高低事先测定并决定出的最佳外推距离被预先保存在图1的存储器34内。

接着，在步骤S4中，利用在所述步骤S3中所决定的外推参数(外推距离)进行外推处理，再进行下行线路传送路的估算，即发信响应矢量的估算。

最后，在步骤S5中，根据图1中的发信权重矢量计算装置30在所述步骤S4中所决定的下行线路发信响应矢量，对发信权重进行估算。

如上所述，在该实施方式中，是根据多普勒频率FD的高低来选择最适合的外推距离，所以即使上行线路的收信响应矢量中有估算误差，也可以进行正确的发信响应矢量的估算。

图7是用于所述多普勒频率FD估算(图6中的步骤S2)的在本发明实施方式内的多普勒频率估算电路的结构示意框图。以下结合图7对本发明的实施方式内的多普勒频率估算电路的工作原理作以说明。

在图7中，响应矢量估算电路101对应图1中的收信部SR1，尤其对应图1中的收信响应矢量计算机22。

这里，图3至图5中的上、下行线路中的分别由4个时隙组成的合计8个时隙称为1个帧。于是这样的帧在时间序列上连续而且上下行线路的通信交互进行。

响应矢量估算电路101，对接收信号采用先前说明的总平均方法，对当前时帧的时隙内的收信响应矢量进行估算，并输送到相关演算与多普勒频率估算电路103及存储器102上。

相关演算与多普勒频率估算电路103计算出响应矢量估算电路101所估算出的当前时帧时隙内的收信响应矢量与存储器102中保存的前一个时帧所对应的时隙内的收信响应矢量之间的相关值。

而且，在前后时间关系上的2个时帧内的收信响应矢量相关值α以下列等式定义。

α＝|h1h2^H|/|h1||h2|

这里，h2^H为h2的各元素的复数共轭，进而表示转置关系。

而且，hi(i＝1，2)表示以时帧I的每个天线单元的相位振幅信息为元素的收信响应矢量(hi1，hi2，hi3，hi4)。

如此求得计算出来的相关值与多普勒频率之间的正确的对应关系是比较困难的，通过实验，可以根据经验求出大致的对应关系。比如，如果相关值处于1～0.95的范围内，则可以估算出多普勒频率FD为FD＝0Hz。而且，如果相关值处于0.95～0.80范围内，则可以估算出FD＝10Hz，等等。

这样根据经验求出的收信响应矢量相关值与多普勒频率FD之间的大致对应关系如果预先存入相关演算及多普勒频率估算电路103内，则可以由通过所述等式求出的矢量之间的相关值，选出该多普勒频率估算值，并通过电路103输送出去。

在图7所示的处理方法中，通常采用比如数字信号处理器(DSP)实施软件。图8表示基于图7所示的电路结构的处理流程图。该图8所示的处理可求出当前时帧时隙内的收信响应矢量与前一个时帧所对应的时隙的收信响应矢量之间的矢量相关值。

首先在步骤S31中估算出当前时帧时隙内的收信响应矢量。

接下来，在步骤S32中，对步骤S31中所估算的收信响应矢量是否是最初估算的收信响应矢量进行判断，如果是最初估算的收信响应矢量，则在步骤S35中把它存储到存储器内(图7中的存储器102)。

另一方面，如果不是最初估算的收信响应矢量，则在步骤S33中，计算出存储器中保存的前一个时帧所对应的时隙内的收信响应矢量与在步骤S31估算出来的当前时帧所对应的时隙内的收信响应矢量之间的相关值CORR。

而且，在步骤S34中，根据由所述预先实验求出的并存贮起来的矢量相关值与多普勒频率FD的对应关系，估算并输出与计算出的相关值CORR相对应的多普勒频率FD。

在另一方面，在步骤S35中，把在步骤S31中估算出来的当前时帧时隙内的收信响应矢量存储到存储器内(图7中的存储器102)。

反复实施以上的步骤S31～S35，从而可以连续得到前后时间即连续的2个时帧之间对应的时隙内的收信响应矢量之间的瞬间矢量相关值。

接着，图9表示图8所示的其它形式的处理示例的流程图。

在图9中，如果在步骤S41没有检测出接收信号错误，则以后的工作基本上与图8中的示例相同，不再重复说明。另一方面，如果在步骤S41中检测出接收信号错误，则到检测不出错误为止不能进入接着的步骤S31。

如果没有检测出接收信号错误，虽然可以实施从步骤S31到S35的工作，但该情况下与图8的不同之处在于步骤S33’的处理。也就是说，在含有接收信号错误的时隙内的响应矢量估算中，由于是根据步骤S41进行排除，所以在步骤S33’中，对在存储器中保存的过去时帧时隙中没有接收信号错误的最近的时隙内的收信响应矢量与在步骤S31中估算出来的当前时帧时隙内的收信响应矢量之间的相关值CORR进行估算。以后的处理与图8中的示例相同。

在图9示例中，可以排除接收信号错误的影响，从而可进行更为正确的多普勒频率估算。

接着，图10表示图7所示的电路结构的其它处理流程图。在图10所示的处理中，可以求出同一时隙的前半部收信响应矢量与后半部收信响应矢量之间的矢量相关值。

首先对步骤S41中有无接收信号错误进行判断(也可以省略步骤S41)，如果没有检测出接收信号错误，则在步骤S42中对当前时隙内的前沿部分的收信响应矢量进行估算，接下来在步骤S43中对当前时隙内的后沿部分收信响应矢量进行估算。

接下来在步骤S44中计算出所述前沿部分以及后沿部分各自的收信响应矢量之间的相关值CORR。

然后，在步骤S45中，根据所述预先实验地求出并存储起来的矢量相关值与多普勒频率FD之间的对应关系，对计算出的相关值CORR所对应的多普勒频率FD进行估算并输出。

在所述图8到图10的实施方式中，前后时间的收信响应矢量由于与现有技术中的成为相关值计算对象的基准信号不同，可以在任一时机得到相关值，所以可以增加相关值计算的适应性。

接着，图11表示该发明其他实施方式的多普勒频率估算电路结构示意略框图。图11中所示的电路结构在以下几点与图7所示的电路结构有所不同。

即在图7示例中，相关演算及多普勒频率估算电路103可以求出在前后时间的2个收信响应矢量之间的瞬间相关值，对此图11中的相关演算及多普勒频率估算电路105更通过获得所计算出的相关值间的平均值，可以进行更为正确的多普勒频率的估算。

更具体一点说，在图11中，相关演算及多普勒频率估算电路105可以演算出在响应矢量估算电路101中所估算的当前时帧时隙内的收信响应矢量与在存储器102中保存的前时帧所对应的时隙内的收信响应矢量之间的相关值，并取刚刚演算出的相关值与从存储器104中读出的以前被计算出并被存储的过去的平均相关值之间的平均值。

特别是在该实施方式中，可以得到规定权系数的加权平均值。比如，在电路105中，可以计算出对存储器104中存储的过去平均相关值按第1权系数加权后的数值与对刚刚计算出来的当前相关值按第2权系数加权后的数值之间的平均值。

这里的第1系数可设为比如0.97的较大系数，第2系数可设为0.03较小的系数。

基于加权后的平均结果所得到的平均相关值，电路105估算并输出对应的多普勒频率，同时，将所得到的当前平均相关值存入存储器104内保存。

图12表示图11所示的电路结构的处理流程图。在图12所示的处理中，对当前时帧时隙内的收信响应矢量与前一个时帧时隙内的收信响应矢量之间的矢量相关值进行求算，再对过去相关值与当前相关值进行加权平均。

首先在步骤S51中，对当前时帧时隙内的收信响应矢量进行估算。

接下来，在步骤S52中，对步骤S51中所估算的收信响应矢量是否是最初估算的收信响应矢量进行判断，如果是最初估算的收信响应矢量，则在步骤S59中把它存入存储器(图11中的存储器102)中保存。

另一方面，如果不是最初估算的收信响应矢量，则在步骤S53中，计算出存储器中保存的前一个时帧的时隙内的收信响应矢量与在步骤S51估算出来的当前时帧的时隙内的收信响应矢量之间的相关值CORR NOW。

接下来，在步骤S54中，对步骤S53中所计算出的相关值是否是最初计算出的相关值进行判断，如果是最初计算出的相关值，则在步骤S55中对CORR AVE代入CORR NOW，进行平均化运算。

另一方面，如果不是最初计算出的相关值，则在步骤S56中，在从存储器读出的过去平均相关值CORR OLD及当前相关值CORR NOW上分别用权系数α和1-α进行加权平均处理。

然后在步骤S57中，根据由所述预先实验求出的并存贮起来的平均相关值与多普勒频率FD的对应关系，估算并输出与计算出的平均相关值CORR AVE相对应的多普勒频率FD。

接下来在步骤S58中，将在步骤S55或56中计算出的当前平均相关值CORR AVE作为过去的平均相关值CORR OLD存入存储器内(图11中的存储器104)。

在步骤S59中，再把在步骤S51中估算出的当前时帧时隙内的收信响应矢量存入存储器内(图11中的存储器102)进行保存。

通过反复重复所述步骤S51-S59，可以估算基于平均化后的矢量相关值的多普勒频率。通过如此取得矢量相关值的平均，即使由于急剧的衰减而产生瞬间多普勒频率误差，也可以不受其影响，正确地估算出多普勒频率。特别是通过对过去的相关值设定较大权系数，即使由于急剧的衰减而产生多普勒频率错误，也可以不受其影响，正确地估算出多普勒频率。

另外，在图11和图12所示的示例中，虽然可以根据连续时帧所对应的时隙内的收信响应矢量之间的相关值进行平均化处理，但如图9及图10所示，还可以根据当前时帧时隙内的收信响应矢量与过去时帧时隙中无接收信号错误的最近的时隙内的收信响应矢量之间的相关值进行平均化处理，而且，也可以根据同一时隙下前半部及后半部的收信响应矢量之间的相关值进行平均化处理。

如上所述，利用本发明的多普勒频率估算电路，可以根据正确估算出的每个终端的多普勒频率FD的高低，选择出最适合的外推距离，即使上行线路的收信响应矢量中有估算误差，也可以进行正确的发信响应矢量估算。

另一方面，传送路的传送环境也可以通过从自适应阵列输出中所得到的信号权重估算误差来表示。该误差用从自适应阵列输出中所得到的信号值与希望的所需信号值之间的均方差(Mean Square Error：以下称MSE)来表示，该MSE越小，在上行线路中便表示估算出理想的权重矢量，自适应阵列的输出信号的精度就越好。反之，MSE越大，在上行线路中便表示没有估算出最适合的权重矢量，自适应阵列的输出信号的精度就将恶化。另外，关于MSE的计算方法是大家都知道的，在这里不再介绍。

这样，根据MSE的大小在上行线路收信响应矢量估算中发生误差，进一步导致外推误差的发生。

以下着眼于所述的MSE对本发明的实施方式的工作原理作以说明。

现在返回图5，在MSE较大，收信响应矢量的估算误差较大的情况下，由于外推距离越长，外推误差也越大，所以把外推距离缩短一些。更具体地说，就是在MSE较大的情况下，如在图5A的情况那样进行从收信响应矢量2’到×标志的a处的短距离外推，估算a点的发信响应矢量并作为×标志的b点处的正确发信响应矢量。

另一方面，如图5B所示，在MSE较小，收信响应矢量的估算误差较小的情况下，由于即使外推距离较长，外推误差也较小，所以拉长外推距离。更具体地说，在MSE较小的情况下，在图5B情况下，进行从收信响应矢量2’到×标志的c处的较长距离的外推，估算该c点的发信响应矢量并作为×标志的d点处的正确发信响应矢量。

所述处理主要由图1中的发信响应矢量估算装置32实行，图13表示着眼于该MSE的外推处理流程图。

图13所示的流程图除了以下几点之外，与图6所示的流程图相同。即在步骤S12中，通过众所周知的方法计算出MSE，接着在步骤S13中，通过图1所示的发信响应矢量估算装置32，利用图5所说明的方法，决定出根据MSE的最适应的外推参数，即外推距离。另外，在这一目标下，根据MSE的大小把由事先测定所决定的最适合的外推距离存入图1中的存储器34内。

其它处理方法参见图6中的有关说明，这里不再重复说明。

如上所述，在该实施方式中，由于根据MSE的大小选择最适合的外推距离，所以即使上行线路的收信响应矢量中有估算误差，仍可以进行正确的发信响应矢量的估算。

接下来，图14表示本发明的其它实施方式的外推处理流程图。虽然在图6的实施方式中，由多普勒频率FD决定最适合的外推距离，在图13的实施方式中，由MSE决定最适合的外推距离，但在以下图14的实施方式中，在考虑到多普勒频率FD及MSE的双方基础上决定最适合的外推距离。

即在该实施方式中，基本上是根据多普勒频率FD暂时决定外推参数(外推距离)，然后根据MSE对外推参数进行修正，作出最后的决定。

参见图14，由于步骤S1与S2与图6中的流程图相同，所以不再重复说明。如果在步骤S2中估算出多普勒频率FD，则可从存储器34中预先保存的多普勒频率FD与外推距离之间的对应关系，选出最适合的外推距离，并作暂时决定。

接下来在步骤S12中估算MSE，在步骤S22中根据该MSE的大小对外推距离进行修正。比如，在MSE较大的情况下，有必要缩短外推距离，用X＜1的系数进行修正。另一方面，在MSE较小的情况下，有必要延长外推距离，用X＞1的系数进行修正。这些系数预先根据实验求出并保存在存储器34内。

这样，在步骤S22中作出外推距离的最后决定，然后按照图6中所说明的步骤S4及S5估算发信权重。

如上所述，在该实施方式中，由于根据对外推误差有很大影响的多普勒频率FD暂时选择外推距离，然后再根据MSE对外推距离进行修正，所以可以更正确地估算发信响应矢量。

另外，由于表示传送环境的多普勒频率或MSE与外推距离的对应关系随各无线装置框体的个体差异而异，所以一般要针对每个无线装置进行事先测定和决定。但是，在个体差异较小的情况下，可以对整个系统内的多个无线装置采用统一的对应关系。

另外，外推参数并不限于所述的外推距离，例如也可以是外推倾斜度等其它的参数。

如上所述，在本发明中，即使在上行线路中所估算的收信响应矢量有估算误差，也可以通过选择与传送环境对应的外推处理用的参数，对下行线路的发信响应矢量进行正确估算，从而可实现良好的发信方向性。

而且，根据本发明，由于不是根据接收信号本身，而是根据收信响应矢量之间的相关值进行多普勒频率的估算，所以可以不受接收信号中的干扰因素的影响，而且同时增大演算处理的适应性，进而进行更正确的多普勒频率的估算。

Claims (23)

1.一种可实时改变天线方向性、与各终端之间接收与传送时分信号的无线装置(1000)包括以下部分：

具有多个离散配置的天线(#1～#4)，和

在信号接收与传送时共用所述多个天线的发信电路(ST1)及收信电路(SR1)，其中

所述收信电路(SR1)包括以下部分：

在接收信号时根据来自所述多个天线的信号对所述多个终端中的特定终端的输出信号进行分离的收信分离部(12-1～12-4，13，20)，和

在接收所述接收信号时根据来自所述多个天线的信号对所述特定终端输出的传送路收信响应矢量进行估算的收信传送路估算部(22，101)，

所述发信电路(ST1)包括以下部分：

根据所述收信传送路估算部的估算结果对传送信号在传送时的传送路的响应矢量进行估算的发信传送路估算部(32)，

根据所述发信传送路估算部的估算结果对所述发信信号传送时的所述天线方向性进行更新的发信方向性控制部(15-1～15-4，30)，

所述发信传送路估算部(32)包括以下部分：

对所述收信传送路估算部所估算出的来自所述特定终端的上行线路时隙的多个所述收信响应矢量进行外推处理，并计算出面向所述特定终端的下行线路时隙的所述发信响应矢量的外推处理部，

保存根据所述传送路的传送环境而预定的用于所述外推处理的多个参数的存储器，

对所述传送路的传送环境进行估算，从所述被保存的多个参数中选出与所述估算传送环境对应的参数，由所述外推处理部应用于外推处理的选择部。

2.权利要求1中记载的无线装置，其中的所述参数表示基于所述外推处理部的外推处理时的外推距离，所述存储器根据表示所述传送环境的多普勒频率保存预先决定的多个外推距离，所述选择部对所述传送路的多普勒频率进行估算，从所述保存的多个外推距离中选出所述估算的多普勒频率所对应的外推距离，并应用于基于所述外推处理部的外推处理。

3.权利要求2中记载的无线装置，其中的所述选择部所估算的多普勒频率越低所选择的外推距离越短，多普勒频率越高，所选择的外推距离越长。

4.权利要求1中记载的无线装置，其中的所述参数为基于所述外推处理部的外推处理时的外推距离，所述存储器根据表示所述传送环境的所述分离信号与所需信号之间的信号误差保存预先决定的多个外推距离，所述选择部对所述传送路的信号误差进行估算，从所述保存的多个外推距离中选出所述估算的信号误差所对应的外推距离，并应用于基于所述外推处理部的外推处理。

5.权利要求4中记载的无线装置，其中的所述选择部所估算的信号误差越大所选择的外推距离越短，信号误差越小，所选择的外推距离越长。

6.权利要求1中记载的无线装置，其中的所述参数为基于所述外推处理部的外推处理时的外推距离，所述存储器根据表示所述传送环境的多普勒频率及所述分离信号与所需信号之间的信号误差保存预先决定的多个外推距离，所述选择部对所述传送路的多普勒频率及信号误差进行估算，从所述保存的多个外推距离中选出所述估算的多普勒频率及信号误差所对应的外推距离，并应用于基于所述外推处理部的外推处理。

7.权利要求6中记载的无线装置，其中的所述选择部对所述估算出的多普勒频率所对应的外推距离进行暂时选择，并对所述估算出的信号误差所对应的所述暂时选择的外推距离进行修正。

8.权利要求1中记载的无线装置，其中的所述传送环境与所述多个参数之间的关系由所述各无线装置分别决定。

9.权利要求1中记载的无线装置，其中的所述传送环境与所述多个参数之间的关系由多个所述无线装置共同决定。

10.一种在可实时改变天线方向性，对与多个终端之间的信号接收与传送进行时分处理的无线装置(1000)中，一种对与特定终端之间的传送路上的多普勒频率进行估算的多普勒频率估算电路，包括以下部分：

基于多个离散配置的天线(#1～#4)所接收的信号，对来自所述多个终端中的所述特定终端的信号进行分离的收信分离部(12-1～12-4，13，20)、

基于由所述多个天线所接收的信号，对来自所述特定终端的传送路收信响应矢量进行估算的收信传送路估算部(101)，

基于由所述收信传送路估算部所估算的前后时间的收信响应矢量，计算矢量相关值的相关演算部(103)、

基于由经验预先决定的矢量相关值与多普勒频率的对应关系，对由所述相关演算部算出的矢量相关值所对应的多普勒频率进行估算的估算部(103)。

11.权利要求10中记载的多普勒频率估算电路，其中，所述相关演算部中包括对所述前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值进行计算，并作为所述矢量相关值输出的计算部。

12.权利要求10中记载的多普勒频率估算电路，其中的所述相关演算部包括对所述前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值进行计算的计算部，

对由所述计算部计算出的过去的相关值与目前的相关值按规定权系数进行加权平均所得到的平均值作为所述矢量相关值进行输出的平均化部。

13.权利要求12中记载的多普勒频率估算电路，其中在规定的权系数中，对于过去的相关值加权大，对现在的相关值加权小。

14.权利要求10中记载的多普勒频率估算电路，其中的所述相关演算部，根据当前时帧时隙内的收信响应矢量与前一个时帧时隙内的收信响应矢量，计算出矢量相关值。

15.权利要求10中记载的多普勒频率估算电路，其中的所述相关演算部，在当前时帧时隙内的收信响应矢量与过去时帧时隙内的接收信号中没有误差的条件下，根据最近时隙内的收信响应矢量计算出矢量相关值。

16.权利要求10中记载的多普勒频率估算电路，其中的所述相关演算部，根据同一时隙前半部的收信响应矢量和后半部收信响应矢量计算出矢量相关值。

17.一种可实时改变天线方向性，对与各终端之间的信号的接收与传送进行时分处理的无线装置(1000)包括以下部分：

具有多个离散配置的天线(#1～#4)、

在信号接收与传送时共用所述多个天线的发信电路(ST1)及收信电路(SR1)，

所述收信电路(SR1)包括以下部分：

在接收收信信号时，根据来自所述多个天线的信号对来自所述多个终端中的特定终端的信号进行分离的收信信号分离部(12-1～12-4，13，20)、

在接收所述收信信号时根据所述多个天线的信号对来自特定终端的传送路的收信响应矢量进行估算的收信传送路估算部(22)，

所述发信电路(ST1)包括以下部分：

根据所述收信传送路估算部的估算结果对发信信号在发送时的传送路的发信响应矢量进行估算的发信传送路估算部(32)、

根据所述发信传送路估算部的估算结果对所述发信信号在传送时的所述天线方向性进行更新的发信方向性控制部(15-1～15-4，30)，

所述发信传送路估算部(32)包括以下部分：

根据基于所述收信传送路估算部所估算出的来自所述特定终端的上行线路时隙的多个所述收信响应矢量的外推处理，计算面向所述特定终端的下行线路时隙的所述发信响应矢量的外推处理部、

对所述传送路的多普勒频率进行估算的多普勒频率估算部，

根据所述传送路的多变勒频率，对预先决定的用于所述外推处理的多个参数进行保存的存储器，

在所述保存的多个参数中选出所述估算出的多普勒频率所对应的参数，并应用于所述外推处理部的外推处理的选择部，

所述多普勒频率估算部包括以下部分：

根据所述收信传送路估算部(101)所估算出的前后时间的收信响应矢量，算出矢量相关值的相关演算部(103)，

根据预先由经验决定的矢量相关值与多普勒频率之间的对应关系，对由所述相关演算部算出的矢量相关值所对应的多普勒频率进行估算的估算装置(103)。

18.权利要求17中记载的无线装置，其中的所述相关演算部包括以下部分：

对前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值进行计算，并把它作为所述矢量相关值输出的计算部。

19.权利要求17中记载的无线装置，其中的所述相关演算部包括以下部分：

计算前后时间的收信响应矢量之间的瞬间相关值的计算部，

在所述计算部算出的过去相关值与当前相关值中按规定的权系数进行加权平均，并将所得到的平均值作为所述矢量相关值输出的平均化部，

20.权利要求19中记载的无线装置，其中的所述规定权系数对过去的相关设得大，对当前的相关值设得小。

21.权利要求17中记载的无线装置，其中的所述相关演算部根据当前时帧时隙内的收信响应矢量和前一个时帧时隙内的收信响应矢量计算矢量相关值。

22.权利要求17中记载的无线装置，其中的所述相关演算部，根据当前时帧时隙内的收信响应矢量，与过去时帧时隙内没有误差的最近时隙内的收信响应矢量计算矢量相关值。

23.权利要求17中记载的无线装置，其中的所述相关演算部，根据同一时隙前半部的收信响应矢量和后半部收信响应矢量计算矢量相关值。

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