CN1283264A - 高度准确的三维表面数字化系统和方法 - Google Patents

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Abstract

距离测量系统(10)包括用于发送经调制的光束至目标的光源(14)和调制器(18),由此产生接收光束。通过在光源与目标之间放置校正目标(42)从而遮断发送光束,校正装置(40)周期地对系统进行校正,由此产生接收校正光束。目标探测器(30)接收反射目标,并且提供指出反射目标光束的目标信号(32)。处理电路接收目标信号(32)和参考信号(38),调节发送光束的频率,直至在目标信号(32)与参考信号(38)之间存在零相位差,再根据产生零相位差的频率计算至目标的距离。

Description

高度准确的三维表面数字化系统和方法
发明领域
本发明涉及用光学方法测量距离的方法和设备。本发明还涉及三维表面数字化的方法和设备。
发明背景
三维物体数字化有许多应用。汽车和飞机设计师使用这种技术将原形转变为计算机模型数据。然后可以将该数据用于确定原形相对于设计的准确度，以确保生产期间的质量控制，等等。
三维数字转换器分为两类：接触系统和非接触系统。大多数接触系统使用手动操作的探针或自动坐标测量机(CMM)。这些接触系统每个时刻收集一个数据。显然，对于大尺度建模项目(诸如汽车和飞机)来说，接触系统既不实际又不经济。
非接触系统使用光学技术来获得数据，例如，激光器、莫阿(moire)干涉测量术、以及定形的光束。激光数字转换器在物体表面上照明一个小点或者一条细线(照明细线要比照明小点快100倍以上)。然后使用一种称为三角测量的技术来确定点在三维空间中的位置。基于莫阿干涉测量术的系统或定形的光束能够迅速采集包含50000至100000个点一个数据组。
并非每个系统适合三维数字化的每个候选物。有大量的因素能够影响数字化的质量，这些因素包括物体的颜色和表面光洁度、物体的内外特角和边缘的形状、在物体中存在的孔和凹处、以及物体是无生命的还是活的(例如，人)。所有这些因素使得难于开发出能够满足特殊市场要求的系统。
使用数字转换器需要产生和收集数据以及其后处理数据。收集到的数据(以坐标点的形式)产生所谓的数据云(data cloud)或数据爆炸(dataexplosion)，这是由于数据可能有数以百万计的比特。数据云是任意产生的，对于正在扫描和数字化的物体的表面拓扑没有任何灵敏性，这是由于在数据产生装置中的固有的限制。把数据云收集在一个计算机文件中，一般，它是非常庞大和不方便的。
此时，数据云不代表任何实际值。因此，为了将数据云转换成有意义的文件格式(它代表被扫描物体的表面和特征)，用户需要进行严格而费时的工作。在处理数据云时，用户企图从数据云提取表面特征(诸如边缘、凹陷、圆、等等)，该提取便于数据操作，包括定标、镜象成象、工具路径产生、有限元分析、变形转换(metamorphic transition)、光学特殊效应、等等。根据数据云对表面特征的操作和提取是产业中的一个技术瓶颈之一，为了进行改进，在其上已经花费了大量时间和力气。
大多数的常规数字转换器通过称之为三角测量技术的这种或那种形式产生和控制数据。参看图14，三角测量是一种建立在Pytagoras定理之上的技术。由在激光器和探测器之间的经标度的距离A、发送光束B和接收光束C确定了一个直角三角形。三角测量技术由许多缺点。例如，如果接收光束被遮断，则可能在数据中产生“阴影”。此外，为了产生准确的测量结果，发送光束B和接收光束C之间的角度θ必须至少是30度；因此，移动扫描头和数字化义的物理尺寸是正在被数字化的物体的尺寸的函数。例如，如果被数字化的物体在其拓扑中有一个2英尺深的表面凹陷部分，则三角测量探针的尺寸将必须大约是16英寸。这样大的探针增加了扫描装置的质量，因而增大了机械不稳定性的风险，为此需要不断校正扫描器。
一般地转向测距器(range finder)，当今最常用的一种是警用雷达测距器。与先前的雷达不同，现代警用雷达测距器使用半导体激光器来投射光束，由此得出测量结果。该装置可使用频率偏移(即Doppler效应)对激光束调制。另一种做法是，装置可以发送短的光脉冲，并且测量脉冲返回所改变的时间，据此计算出目标速度。没有一种方法能够提供高度准确的距离。
另一种常规的测距器包括GeodimeterTM，它是一种电-光装置，在光速的基础上测量距离。在Geodimeter中使用的方法是送出用固定频率调制的光束，它被后向反射回至仪器，在那里测量返回信号的可变的相位，以计算距离。这曾经是标准的测量距离的常规方法：送出固定频率信号，并且测量返回信号的相位。
由于常规设备有上面提到的缺点，因此本发明的一个目的是提供测量距离和／或数字化物体的方法和设备，它们能减轻和／或免除这些缺点。
本发明的另一个目的是提供这样的方法和设备，它们消除了现有扫描和测距装置的限制。
本发明的又一个目的是提供测距设备，该设备的尺寸较小并且是便携式的。
本发明的再一个目的是提供用于物体作数字化的方法和设备，它能对物体数字化，其时间以秒计算，而不是常规装置所需的数小时甚至数天。
本发明的再一个目的是提供一种测距设备，它明显地价格低廉，因此要比常规的系统有更广泛的应用。
本发明的再一个目的是提供一种用于测距的方法和设备，其中，把用于产生和收集数据的光信号同轴发送至目标和从目标接收。
本发明的再一个目的是提供用于对物体作数字化的方法和设备，它显著地减少了准确描述物体特征所需的数据点的数目。
本发明的再一个目的是提供用于测距和／或对物体作数字化的方法和设备，它在运行中(on-the-fly)进行数据运算(例如，曲线拟合)。因此，不是产生数据云，而是输出数据的数学表示，该数学表示是用户可定义的。
本发明的另一个目的是提供用于对物体作数字化的方法和设备，它不需要相干(即，单一频率)的光源，由此无需用于干涉测量法的后向反射器。因此，本发明能够测量表面品质的范围很宽的物体，无需进行麻烦的目标-仪器机械对准，解决了产生阴影的问题，并且在不增大测量装置尺寸的情形下取消了测距的限制。
本发明的再一个目的是提供对物体作数字化和近距离测量的方法和设备，它对于实时质量控制应用提供高度准确和绝对的测量。因此，本发明可以集成在制造过程中，作为计算机化数控(CNC)铣床的工具库中的一件工具。这种集成允许精密制造商(例如，宇航公司)无需从机床的床身中移开部件即可对其进行检验，由此显著地加快了制造过程的速度。
本发明的还有一个目的是提供用于测距和／或对物体作数字化的方法和设备，它可以用多个扫描头系统来实现，其中，多个扫描头是静止的。因此，实现本发明原理的数字转换设备可以用以秒计的速度对大型物体(例如，汽车和机翼)进行数字转换，并且物体可以具有任何形状和构造。它在硬件、人力和时间方面显著地比常规扫描系统节省。
发明概要
本发明提供这样的方法和设备，它能够测量中等范围的距离(例如，小于50英尺)，而准确度在0．001英寸。本发明的方法和设备能够胜任并且迅速地测距。在测量了至物体表面的距离后，本发明于是能够获取此距离数据并且对物体进行数字转换，其准确性和精确性的水平和速度是常规的实践所达不到的。
按照本发明的一个方面，一种测量至物体的距离的方法包括：以已知频率发送经调制的激光光束至目标。接收从目标反射的光束，并且调节频率以满足特殊的条件。然后改变调制发送光束的频率，直至在发送光束和反射光束之间有第二特殊相位差。然后根据两个调制频率计算至目标的距离。
按照本发明的一个方面，距离测量包括可调频率发生器，用于产生调制频率。光源连至频率发生器，并且以调制频率发送光束至目标。目标探测器接收从目标反射的具有反射频率的光束。连至频率发生器和目标探测器的相位检测器接收调制频率和反射频率。然后提供输出，它指出调制频率和反射频率之间的相位角。连至相位检测器和频率发生器的计算机调节调制频率，直至调制频率与反射频率之间存在零相位差。因此，不是如在常规装置中那样提供固定的参考频率和测量相位，本发明改变调制频率，直至存在零相位差。这种测距的方法要比常规的方法容易得多和准确得多。
按照本发明的又一方面，距离测量系统也可以包括分束器，把它设置在或放在光源和目标之间。分束器允许发送光束入射在目标上，而使要入射在目标探测器上的接收光束偏折。因此，发送至目标的光和反射回目标探测器的光基本上同轴。这样一种同轴系统无需常规的三角测量技术以及所有与其相随的固有缺点。本发明的此种同轴特征还允许以显著小于常规系统的小尺寸实现整个测距系统。
按照本发明的另一方面，一种测量至目标的距离的设备包括；光源，用于以调制频率发送光束至目标。连至光源的可调频率发生器产生调制频率。以特定反射频率接收来自目标的反射光束的目标探测器。设备还包括相位检测器，它连至频率发生器和目标探测器，用于接收调制频率和反射频率。相位检测器提供指出调制频率和反射频率之间相位角的输出。根据这个相位角的确定，可以计算至目标的距离。相位检测器最好具有多个输出，每个输出指出一个相位角，它是90度的有关倍数。
频率发生器可以包括接收频率调节信号的输入端，该信号用于调节调制频率，以在发送光束的经调节的调制频率与反射光束的反射频率之间得到90度的倍数的相位角。通过确定得到反射频率相对于调制频率的零交叉点的频率，可以算出至目标的距离。由于在零交叉点处的频率的斜率为最大，因此容易确定零交叉点。因此距离计算既快又准。
熟悉本领域的人通过适当地参考附图阅读下面的详细描述，将更加明白本发明的其他的目的、优点和特征。
附图概述
图1是按照本发明的距离测量系统的例示实施例的示意图；
图2是详细示出图1的距离测量系统的示意图；
图3是按照本发明的距离测量系统的校正装置的例示实施例的示意图，示出的是正常模式；
图4是类似于图3的示意图，示出的是校正模式；
图5是按照本发明的另一实施例的距离测量系统的示意图；
图6是说明图5所示的距离测量系统的实施例的示意图；
图7是说明图5所示的距离测量系统的处理电路的较佳实施例的示意图；
图8是说明按照本发明的测量距离的例示的方法学的步骤的流程图；
图9是本发明的光二极管驱动器和混频器电路的较佳实施例的示意图；
图10是本发明的牵引晶体时钟的较佳实施例的示意图；
图11是说明本发明的相位检测原理的曲线图；
图12是本发明的距离测量设备的另一例示实施例的示意图；
图13是说明本发明的双镜扫描设备的例示实施例的示意图；以及
图14是说明常规的三角测量技术的示意图。
较件实施例的详细描述
可以用许多实施例来实现本发明的距离测量和／或物体数字化原理。然而，为了举例说明这些原理，提供了本发明的两个较佳实施例。一般说来，本发明的距离测量系统同轴地产生和收集数据，无需常规的三角测量技术。
例示实施例1
参看图1，该图示出了按照本发明的距离测量系统10，它测量至目标12表面的距离d。距离测量系统10包括发出光16的光源14(诸如激光二极管)。最好用调制器18来控制光源14，从而光16被固定频率的正弦波调制。然后光16被准直管接收，它将光16准直为发送至目标的发送光束22。发送光束从目标12的表面反射并散射。一部分散射光以接收光束24的方式反射回至系统10。接收光束24被分束器或镜子反射，并被透镜28聚焦在目标探测器30上。目标探测器30提供目标信号32至处理电路34的输入端。目标信号32指出来自目标12的接收光束24，并且具有目标相位。可以提供孔径35来减小入射在镜子26上并且影响目标信号32的随机散射光和／或环境辐射。
来自光源14的一部分光16入射在提供参考信号的参考探测器36上。参考信号38指出由光源14发射的光16，并具有参考相位。由处理电路34计算至目标12的距离d，它是目标信号32的目标相位减去参考信号38的参考相位再加上距离校正变量的函数，这在下面将详细讨论。
距离测量系统10最好包括校正装置40，它周期地对系统10进行校正。按照一个较佳实施例，校正装置包括校正目标42、用于驱动目标42的电动机44、校正光源46以及校正探测器48。下面将讨论校正装置40的操作细节。特别在物体数字化的应用中，可以把计算机50(诸如个人计算机)与处理电路相接，用作控制和显示，下面也将对此进行讨论。
再参考图2，该图给出本发明的例示实施例的更详细的说明。处理电路34控制发送光束22的调制，并且处理目标信号32和参考信号38。然后处理电路34提供数据给计算机50，用于进一步的处理，例如，数字化应用。处理电路34包括时钟52，用于提供具有预定频率的时钟信号54。
选择对发送光束22调制的频率，从而距离测量系统10尽快地产生和收集数据，同时仍保持高度的准确性。已经确定，如果发送光束22具有大于1500MHz的调制频率，则系统的各种部件的运作可能变得不确定，并且可能难于保持系统的线性。因此，按照本发明的一个较佳实施例，对于发送光束22，选择小于1500MHz(例如，600MHz)的频率。通过以这样的频率来调制发送光束22，距离测量系统10每秒能够进行1000个以上的测量。
为了以大约600MHz来调制发送光束22，例如，选择时钟信号54为10MHz，从而提供一个稳定而无波动的时钟信号54。时钟信号54最好用倍频器56倍频，以得到所需的频率。在说明的较佳实施例中，用分别具有倍数4和16的两个倍频器56a和56b来乘时钟信号54，以提供频率为640MHz的经倍频的时钟信号54”，该信号提供给调制器18，然后提供给光源14。
当选择所要的调制频率时，其他的一些因素可能起作用。距离测量系统10的测量误差用发送光束22的调制频率的周期的一部分来测量。因此，经调制的发送光束22的波长应当尽可能短并且仅仅受到光源14(例如，激光二极管)和／或探测器30和36的当前市售部件的限制。此外，经调制的发送光束22的幅度应该尽可能大，并且与保持正弦偏离在百分之一的数量级相符。换句话说，在过零点处的经调制的发送信号22的斜率应该保持在相同峰值的正弦波的斜率的百分之一以内。
也将时钟54提供给输出处理信号的综合器58。处理信号60的频率由倍频器62a、62b倍频。把经倍频的处理信号60”提供给一对乘法器64、66。乘法器64把来自目标探测器30的目标信号32与处理信号60”相乘，而乘法器66把来自参考探测器36的参考信号38与处理信号60”相乘。然后乘法器64和66把经相乘的目标信号32’和参考信号38’提供给各自的放大器／滤波器68和70。乘法器64、66以及滤波器68、70分别包括混频器，它们对经调制的目标信号32和参考信号38进行频率变换。然后由分别由乘法器72、74和放大器／滤波器76、78把经混频的目标信号32’和38’在处理频率上与信号60’混频。然后把目标信号32”和参考信号38”输入可变增益放大器80、82，接着输入模一数(A／D)转换器84、86。A／D转换器84、86分别提供经数字化的目标信号88和参考信号90给与处理器94连接的现场可编程门阵列(field programmable gate array)92，而处理器94又与个人计算机50连接。
再参看图1，现在提供校正装置的细节。如上所述，校正装置40周期地对系统10进行校正。校正目标42间歇地或有选择地遮断来自准直管20(或光源14)的发送光束22。最好构造如图3和4描绘的校正目标来进行所述遮断，在所述图中示出在校正目标42中的凸起100和凹口102。如图3所示，在正常操作下，当系统10正在产生和收集数据时，校正目标42如此放置，从而发送光束22和接收光束24能够通过校正目标(为清楚起见，在图3和4中，将发送光束22和接收光束24分别表示成对于公共的光轴φ不是同轴的，而是偏移的分别如符号和⊙所示。)如图4所示，当对系统10校正时，校正目标42旋转，从而凸起100遮断发送光束22。因此，没有来自目标12的接收光束24；然而，有来凸起在100本身的接收光束(用24’表示)，它被反射会至镜子26，并且射在透镜28和目标探测器30上，而又由目标探测器30输出目标信号32。
为了判定目标信号是表示来自目标12的接收光束24还是来自校准目标42的接收光束24’，校正探测器48提供校正信号104给处理电路34。校正信号104的来源是，当凸起遮挡发送光束22时，由校正光源46提供的通过凹口102并且入射在校正探测器48上的校正光束104。在接收到来自校正探测器48的校正信号104之后，处理电路34更新距离校正变量。虽然任何间隔是可能的，用于进行校正的间隔(包括数据收集和计算)最好小于约一毫秒。通过以大约每分钟1200转(RPM)旋转校正目标42(其凸起100约为36°宽，而凹口102约为58°宽)可以完成这一校正。
例示实施例2
本发明的另一例示实施例在图5、6和7中给出。如在上述实施例中所描述的，由标号200表示的距离测量系统的这个实施例同轴地发送和接收光，用于以高至大约每秒10，000个样本的速率产生和收集数据，然后以0．001英寸的准确度计算至目标的距离。虽然可以对于任何范围设计系统200，但对于大多数工业应用来说，操作范围可以在大约50英尺以下，而最好在大约5英尺至25英尺之间。
具体参看图5，距离测量系统200包括发送器202和接收器204。发送器202包括光源206，从该光源发射出小直径的幅度调制(AM)脉冲串或光束206，并且发送至目标12。接收器204包括目标探测器210，它接收来自目标12的接收光束212。虽然为了清楚起见没有如在一些图中画出的那样，但发送器202和接收器204的光学元件(即，光源206的发送器光学元件214和目标探测器210的接收器光学元件216)最好做得大体上同轴。接收器204连至处理电路218。
以调制频率(fm)发送发送光束208，该调制频率由参考频率发生器220和锁相环(PLL)222产生、控制和改变。频率发生器220接收来自计算机400的细调信号224，并且向发送器202的PLL 222提供参考频率(fref)。PLL 222的除以N计数器223接收来自计算机400的粗调信号226，以调节参考频率fref。然后PLL 222以调制频率(fm)提供调制信号225给光源，用于以以调制频率fm调制发送光束208。来自PLL 222的调制信号225的调制频率fm等于参考频率fref的N倍。
调制频率的范围最好从100MHz至200MHz。为在接收器处提供良好的分辨率，这个频率范围足够高，而它又足够低，从而不需要昂贵而奇特的电子线路。此外，这个频率范围是实用的，其原因是，某些目标是极好的反射体，它们能以这样的方式反射发送光束208，即，它们能够对于光源206的激光二极管再调制(下面讨论)；而在100MHz至200MHz的范围内不容易出现这种再调制。
调制信号225也具有波长(λm)。如众所周知的，波的频率和波长之间的关系为，波速(v)等于频率(f)和波长(λ)的乘积，即，v=λf。于是，在速度大体上恒定的情形下，如果频率升高，则波长缩短。因此，调节调制信号225的频率fm(因而，发送光束206的频率fm)也附加地调节了发送光束206的波长λm。按照本发明，调节发送光束208的波长λm(通过调节调制频率fm)，以精确地适合光源206和目标12之间距离d，这将在下面详细讨论。
对于必需的频率调节、细调和粗调以及系统200的其他变量最好要从计算机400输入。此外，计算机400还从系统200(具体而言，从处理电路228)读取数据。计算机400可以是个人计算机、便携式计算机(laptop computer)、等等。也可以把计算机400连至环境探测器402，用于读取温度、湿度、大气压、以及可以影响发送光束208和反射光束212的速度(因而影响距离d的计算)的其他环境条件。另一种做法是，也可以把这些环境变量由用户手工输入计算机400。
通过细调信号224和粗调信号226，计算机400指令参考频率发生器220和PLL 222产生调制频率fm。然后计算机400监视反射光束212的相位，其分辨率最好是微微秒分之几。计算机400改变发送光束208的调制频率fm，直到在反射光束212中达到零相位平衡。于是计算机400能够计算距离d(最好从计算机可以使用的软件出发)。如需要可以选择和调节发送光束208的调制频率fm的标称值；例如，标称调制频率(fm0)可以选择为大约100MHz，而从大约50MHz至大约200Mhz可调，下面将对此作更详细的讨论。接收器还包括锁相环228以及连至粗调信号226的除以(N+1)计数器229。
处理电路218包括相位检测电路230和模-数(A／D)转换器232。相位检测电路230接收来自目标探测器210的表示反射信号212的差值信号233，它还接收来自频率发生器220的参考频率fref。相位检测电路230把模拟相位检测器输出234提供给A／D转换器232，用于转换为提供给计算机400的数字输出信号236。
图6示出距离测量系统200的一个详细的较佳实施例。数-模转换器(DAC)250把来自计算机400的8位数字细调信号224转换为成比例的电流，然后由内部缓冲放大器转换为电压。把DAC 250的电压输出提供给压控晶体振荡器(VCXO)252。VCXO 252最好包括一个27MHz的晶体振荡器，它在二进制除法后输出432kHz信号。VCXO 252的432kHz输出然后由连接的触发器254(它作为2位Grey码计数器)分频。照这样，在Grey码序列中出现除以4动作。每个触发器256、258接通2个周期，然后改变状态，而一个触发器的循环周期与另一个触发器偏移一个计数。这样的结构产生两个信号Q0和Q1，它们偏移90°。通过颠倒触发器的Q输出和非Q输出，90°信号变为270°信号，而0°信号变为180°信号。因此，对于整个100kHz周期，产生了4个固定相位的信号。触发器256、258的这种结构也称为正交计数器。把信号Q0提供给发送器的PLL 222和228。
PLL 222包括相位比较器260，它具有用于接收信号Q0的输入端和连至滤波器262的输出端，而滤波器262又连至压控振荡器(VCO)264。PLL 222的反馈环路由VCO 264的输出端和一对6位计数器266、268确定。计数器266、268接收来自计算机400的8位粗调信号226。VCO 264输出调制信号225至光源206，该光源最好由驱动激光二极管272的激光器驱动器270组成。可以提供热泵273，用于使激光二极272管热稳定，而激光二极管最好处于小于20mW的数量级。调制信号225的调制频率fm可由计数器266、268的因数N调节，如上所述。说得更具体些，调制频率fm是参考频率fref和整数N的乘积(即，fm=N×fref)。
相位比较器260由两个分开的信号驱动：100kHz的参考信号Q0和来自除以N计数器266、268的反馈信号。由来自计算机的400的粗调信号226确定N。信号226最好是12位(例如，D0-D7和D8-D15)，设定该信号以锁存PLL 222中的计数N。因此，如上所述，调制信号225将是参考信号Q0的N倍。一般，N在1000至2000的数量级。因此，采用例示的100kHz的参考频率fref和N等于1000，于是调制频率fm在100MHz的数量级。相位比较器260改变电压，以使计数器266、268的输出的频率和相位大体上与参考信号Q0对齐。信号的对齐优于大约一个纳秒。
在调节调制频率fm中，计算机400用粗调信号226递增地调节N，N的每个增量大约使调制频率fm改变200kHz。一当调制频率fm在所需的操作频率的200kHz之内，计算机400就用细调信号224调谐参考频率fref，这导致调制频率fm的小的改变。
将注意力转向接收器204；提供的结构包括相位比较器280、滤波器282、压控振荡器(VCO)284、以及一对与发送器202的计数器类似的计数器286、288。相位比较器280还接收参考信号Q0作为输入。然而，可以用因数N+1对参考信号Q0调节，而不是用因数N，从而VCO 284提供的输出信号289为(N+1)×fref。为了做这件事，粗调信号226的D0在发送器202中的PLL 222中被连至低电平，而在接收器204的PLL 228中D0连至高电平，两个D0都与计算机控制不连。如此，VC0284的输出信号289具有比发送器202的调制频率225大100kHz的频率。
将输出信号289提供给雪崩光二极管(APD)偏置网络290，该偏置网络290与目标探测器210的雪崩光二极管(APD)292相耦合。附带说一下，发送器光学元件214和接收器光学元件216可以具有透镜的形式，并且可以包括滤波器和／或遮光装置，后者用于消除来自操作环境光干扰。VCO 284的输出信号289是加在施加至APD 292的DC偏置上的小的交流电压。APD 292把反射信号212转换为电流并且将该电流放大，这称之为雪崩倍增。通过用输出信号289调制跨过APD 292的电压，反射信号212用增益来乘，增益随输出信号而改变。因此，用输出信号289乘调制信号225，这称为混频。相对于PLL 222和228的操作信号225和289的频率，混频导致差值信号233。在此情形下，差值信号233等于[(N+1)×fref]减去[N×fref]，这等于fref(连同其他混频器产物)，而在本实施例中，在100kHz的数量级。来自APD偏置网络290的差值信号233被放大和用窄带滤波器(数量级为fref)滤波，以去除不要的混频器产物，然后把它提供给相位检测器230。
再参看图7，处理电路218的较佳实施例包括相位检测电路230和A／D转换器232。把相位检测电路230构造成4个平衡调制器300a-d。每个调制器300最好是MC1496 Gilbert单元(cell)。调制器300a-d的输入是差值信号233和来自频率发生器220的参考信号Q0和Q1。4个调制器300a-d使用参考信号Q0和Q1的4个相位(即，0°、90°、180°和270°)作为乘数。调制器300的4个输出提供给多个放大器302a-f。然后把放大器302的输出234提供给A／D转换器232。除了0°、90°、180°和270°相位输出234之外，还提供代表0°至180°的一个输出和代表90°至270°的一个输出。这两个差值信号在平衡调制器系统230的平衡方面得到额外的对称度。可以使用任何的相位输出来检测反射信号212的零相位条件。
再参看图8和9，在操作中，计算机400设定和记录标称参考频率fm0(步骤S10)。由4个调制器300a-d监视差值信号233的参考频率fref，以检测参考频率fref的最接近的固定90°相位条件(步骤S12)。0°相位条件代表在发送光束208和反射光束212之间刚好检测出整波长的差值(或其倍数)；90°相位条件代表四分之一波长差加上整波长；180°相位条件代表二分之一波长差加上一个或多个整波长；而270°相位条件代表四分之三波长差加上整波长。每个输出234是一个由A／D转换器232数字化的电压值，并在计算机400中与所需的0伏(或零)条件作比较。如果未发现零，则计算机400用粗调信号和／或细调信号224、226调节调制频率fm，直至存在四分之一波长差或零条件存在(步骤S14)。然后由读出装置275或计算机400读取和／或记录产生零条件的调制频率fm(步骤S16)，零调制频率用fm1来表示。根据标称调制频率fm0和零调制频率fm1，可以计算至目标12的距离d(步骤S18)，这在下面将讨论。
再参看图9，说明APD偏置网络电路290的较佳实施例。APD电路290包括缓冲放大器297和双二次(biquad)带通滤波器299。在操作中，施加至APD 292的电压将藉助于通过两个20kΩ的电阻器的电流朝着200伏参考电压上升。自偏置的特征无需监视二极管电压，也避免包括复杂的反馈偏置电路。在APD 292上的电压按照(来自反射光束212的)光量寻求直流电平。当入射光较少时，在APD292中的光电流将减小，因而跨过两个20kΩ的电阻器的电压降将开始减小。跨过两个20kΩ的电阻器的电压降越小，指出跨过APD 292的电压将上升，这将使光电流的APD放大增大。增大的放大使通过两个20kΩ的电阻器的电流的改变减小，直至被放大的信号提供足够的电流来停止电压上升。除了来自20伏的直流电压之外，与PLL 228的连接传递高频(100MHz)信号289至APD292的阴极。通过施加高频电压至APD292的高侧，由APD 292的较低的电容使从51Ω的电阻器取出的低侧信号与高频信号289隔离。这减小了缓冲放大器297必须对待的高频信号289的幅度。
图10说明频率发生器220的牵引晶振时钟或压控振荡器252的较佳实施例。
距离测量计算
通过将光速(c)乘以发送光束208传递至目标的时间(或者，由于光学元件的同轴构造，接收光束212从目标传递来的时间)可以计算至目标12的距离d。这个时间用tt来表示。可以用下述公式1对此总结：
d=c×tt                                   (1)
由于光速是已知的(并且按照由环境探测器402测量的环境条件而稍有改变)，因此只需确定至目标的时间(或从目标来的时间)tt。然而，时间延迟可以影响距离d计算的准确性。因此，隔离系统200的每个这样的时间延迟。然后确定每个单独的时间延迟是否对总的延迟和计算的准确性有贡献。表1列出了例示的各个时间延迟。
                      表Ⅰ
   延迟  变量                  说明
电子延迟1  Ed 1     综合器220→PLL 222→光源206
电子延迟2  Ed 2     综合器220→PLL 228→探测器210
电子延迟3  Ed 3     探测器210→处理电路218
电子延迟5  Ed 4     综合器220→处理电路218
光学延迟1  Ed 5     处理电路218的相移
光学延迟2  Od 1     至目标的时间+零偏置1
光学延迟3  Od 2     来自目标的时间+零偏置2
于是，总的时间延迟(ttotal)可以计算如下：
ttotal=(Ed 2-Ed 1)+(Ed 4-Ed 3)+Ed 5+Od 1+Od 2
所有的电子延迟Ed 1-Ed 5可以假设为常数，并且代表恒定的时间延迟(Td)(虽然这些电子延迟例如可以随温度改变，这将在下面讨论)。两个光学延迟Od 1和Od 2是可变的(取决于至目标的距离d)，并且可以假设为大体相等(由于系统的同轴布置)。光学延迟Od 1和Od 2可以加在一起，以代表一个可变的时间延迟(td)。因此，上述公式变为：
ttotal=可变时间延迟(td)+恒定时间延迟(Td)
           ttotal=td+Td
此式可以改写如下：
           td=ttotal-Td             (2)
下面将对此作详细讨论。
再参看图。当测量产生0°相位差的零调制频率时测量时间延迟，它可以表示为：
时间延迟=N×(l／f0)                      (3)
这里，N是整数，而f0是产生0°相位的调制频率。相应于这个时间延迟的粗的距离dc可以由下式(步骤S20)：
dc=N×(c／f0)÷2                     (4)
虽然N可能是未知的，但上述公式示出，时间延迟(因而，粗距离)是l／f0的倍数。此外，当测量90°相位差(即，四分之一波长差)时，时间延迟为：
时间延迟=(K+1／4)×(1／f90)              (5)
同样，对于180°相位差(即，半波长差)，时间延迟为：
时间延迟=(M+1／2)×(1／f180)
而对于270°相位差(即，四分之三波长差)，时间延迟为：
时间延迟=(L+3／4)×(1／f270)
在这些式子中，K、M和L是整数。等置公式3和公式5：
N×(l／f0)=(K+1／4)×(1／f90)
由此得出下述公式：
f90／f0=(K+1／4)／N                   (6)
可以类似地等置其余的公式以得出：
f180／f0=(M+1／2)／N
f270／f0=(L+3／4)／N
f180／f90=(M+1／2)／(K+1／4)
f270／f90=(L+3／4)／(K+1／4)
f270／f180=(L+3／4)／(M+1／2)
为计算总延迟，可以在上面的6个式子中对N来解。在对N解之后，可以计算总延迟ttotal，而根据它可以解出至目标的时间tt如下：
至目标的时间=(总延迟-恒定延迟)／2
tt=(ttotal-Td)／2                   (7)
在对至目标的时间求解后，可以用下面的公式确定细距离(步骤22)：
df=tt×c
根据细距离df，在对环境变量(诸如温度、压力、等等)进行补偿之后，可以确定真实距离dt(步骤S24)。
                      样本计算
例如，假设对于0°和90°相位角的频率f0和f90确定为下述值：
f0=137．620850MHz
f90=144．105000MHz
因此，
f0／f90=1．047116116
从上面的公式5，得出下面的关系：
f0／f90=(K+1／4)／N=1．047116116
接下来，需要定出K和N的整数值，由它们能够得到最接近1．047116116的值。表Ⅱ列出了对于一组K和N值得出的值。注意，只有在0．5和2．0之间的值是有效的比值。
                      表Ⅱ
 K   ＼   N  3  4  5  6  7
 3  1．08333  0．821 ＜0．5 ＜0．5 ＜0．5
 4  1．41667  1．0625  0．85 ＜0．5 ＜0．5
 5  1．75  1．3125  1．05  0．875 ＜0．5
 6 ＞2．0  1．5625  1．25  1．0416  0．8929
 7 ＞2．0 ＞2．0 ＞2．0 ＞2．0  1．0357
从表Ⅱ可以看出，当K=5和N=5时，比值(K+1／4)／N=1．05，该值最接近f0／f90的精确值。假设是真空，光速c等于299，792，458米／秒。于是，从上面的公式4，可以算出粗距离dc为：
dc=N×(c／f0)÷2
dc=5×(299，792，458／137，620，850)÷2
dc=5．445987米
再参看图12，该图示出本发明的光学系统的另一种结构。光源310提供发送光束312，它由分束器314分裂，从而发送光束312的一些部分入射在目标12和参考探测器316上。反射光束318由透镜320收集，并且聚焦在目标探测器322上。参考探测器316和目标探测器322分别提供参考信号324和目标信号326至处理电路328，用于计算至目标的距离，其方法与上述的方法类似。光学系统308最好是自备(self-contained)的便携式装置，用户可将它按需要放置。对于大型目标，为了快速产生和收集数据，对于单套数字化设备可以提供多个光学系统308。例如，整个房间内可以放置6至8个光学系统308，用于对飞机机翼数字化，所花的时间以秒计，而不是如使用常规设备的情形那样要数小时甚至数天。另一种做法是，便携式光学系统308可以并入制造过程作为计算机化数控(CNC)铣床的工具库中的一件工具。这种并入允许制造商无需从机床的床身中移开部件即可对其进行检验，由此显著地加快了制造过程的速度。
再参看图13，为了进一步加快本发明的速度，提供了一种用于接合(articulate)发送光束312的双轴光学设备330。光学设备330包括x轴接合装置332和y轴接合装置334，每个装置包括各自的可旋转的镜子336和338。光学设备330“引导”发送光束312至目标12上的所需位置。可以在计算机的控制下使发送光束312跨过目标12的表面被扫描或“生成光栅”(raster)，以在计算至目标的距离中产生和收集数据。最好通过使用镜子336和338同轴地收集反射光束。通过实现这样一种光学设备330，可以在很短的时间间隔内产生和收集大量的数据。然后可将收集到的数据用计算机400或其他分析系统对目标12数字化。
熟悉本领域的人将明白，上述本发明的实施例说明了本发明的原理，并不将本发明的范围限于具体示出和描述的较佳实施例。例示的实施例提供了一个基础，根据它可以作出许多改变和变更，这些改变和变更也在所附的权利要求书确定的本发明的范围之内。

Claims (8)

1．一种用于测量至目标距离的设备，其特征在于，所述设备包括：
可调的频率发生器，用于产生调制频率；
连至所述频率发生器的光源，用于以所述调制频率向目标发送发送光束；
目标探测器，用于接收从目标反射的反射光束，所述反射光束具有反射频率；
连至所述频率发生器和所述目标探测器的相位检测器，用于接收所述调制频率和所述反射频率，并且提供指出所述调制频率与所述反射频率之间的相角的输出；以及
连至所述相位检测器和所述频率发生器的计算机，用所述计算机调节所述调制频率，直至在所述调制频率与所述反射频率之间存在零相位差。
2．如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述相位检测器提供多个输出，每个所述输出指出一个相角，它是90度的相应倍数。
3．如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述发送光束和所述反射光束大体上是同轴的。
4．如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述计算机根据产生所述零相位差的所述调制频率计算至目标的距离。
5．如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述目标探测器包括：
连至所述频率发生器和所述相位检测器的偏置网络；以及
连至所述偏置网络的雪崩光二极管，用于接收所述反射光束；
所述偏置网络将所述调制频率与所述反射频率混频，以产生差频，并且把所述差频提供给所述相位检测器。
6．一种用于测量至目标的距离的方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤：
产生可调节的调制频率；
以所述调制频率发送发送光束至目标；
以反射频率接收来自目标的反射光束；
监视所述反射频率以确定在所述调制频率与所述反射频率之间的相位差；
调节所述调制频率，直至在所述调制频率与所述反射频率之间存在零相位差；以及
根据产生所述零相位差的所述经调节的调制频率计算至目标的距离。
7．如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述接收步骤包括下述步骤：
以与所述发送光束成大体上同轴的关系接收所述反射光束。
8．如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述监视步骤包括下述步骤：
提供多个输出，每个所述输出指出一个相角，它是90度的相应倍数。
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