MXPA00002412A - Sistema digitalizador de superficies tridimensionales altamente preciso, y metodos - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a aparato para medir la distancia a un objetivo, el aparato que comprende:un generador de frecuencia ajustable para generar una frecuencia de modulación;una fuente de luz conectada al generador de frecuencia para transmitir un haz de luz transmitido al objetivo a la frecuencia de modulación;un sensor objetivo para recibir un haz reflejado que se refleja desde el objetivo, el haz reflejado tiene una frecuencia reflejada;un detector de fase conectado al generador de frecuencia y al sensor objetivo para recibir la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada y para proporcionar una salida indicadora de unángulo de fase entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada;y una computadora conectada al detector de fase y al generador de frecuencia, la computadora para ajustar la frecuencia de modulación a una primera frecuencia que produce una diferencia de fase cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada, para ajustar la frecuencia de modulación a una segunda frecuencia que produce una diferencia de fase predeterminada distinta de cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada, y para calcular la distancia al objetivo desde la primera y segunda frecuencias.

Description

SISTEMA DIGITALIZADOR DE SUPERFICIES TRIDIMENSIONALES ALTAMENTE PRECISO, Y MÉTODOS CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona con métodos y aparatos para medir distancias ópticamente. La presente invención también se relaciona con métodos y aparatos para digitalizar superficies tridimensionales. ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN La digitalización de objetos tridimensionales tiene muchas aplicaciones. Los diseñadores de automóviles y de aeronaves usan esta tecnología para convertir prototipos en datos para modelos de computadoras. Los datos se pueden usar entonces para determinar la precisión del prototipo con respecto al diseño, para asegurar el control de calidad durante la producción, y así sucesivamente. Los digitalizadores tridimensionales caen en dos categorías: sistemas de contacto y de no contacto. Los sistemas de contacto más conocidos emplean sondas ya sea manualmente operadas o máquinas de medición de coordenadas automáticas (C Ms) . Estos sistemas de contacto recolectan datos un punto a la vez. Claramente, los sistemas de contacto no son prácticos ni económicos para proyectos de modelos a gran escala tales como automóviles o aeronaves. Los sistemas no de contacto emplean técnicas ópticas para obtener datos, por ejemplo, lásers, interferometría muaré, y luz en patrones. Los digitalizadores láser iluminan ya sea un pequeño punto o una línea delgada de luz (que es más de cien veces más rápida que la iluminación del punto pequeño) sobre la superficie de un objeto. Una técnica conocida como triangulación se usa entonces para determinar la localización de puntos en el espacio tridimensional . Los sistemas basados en interferometría muaré o luz en patrones rápidamente pueden capturar un conjunto de datos que consisten en de 50,000 a 100,000 puntos. No todo sistema es conveniente para cada candidato de digitalización tridimensional. Hay muchos factores que pueden afectar la calidad de la digitalización, incluyendo el color y el acabado de la superficie del objeto, la forma de las esquinas internas y externas y los bordes del objeto, la existencia de agujeros y contrariedades en el objeto, y si el objeto es inanimado o vivo (por ejemplo, un humano) . Todos estos factores hacen difícil desarrollar sistemas que satisfagan los requisitos específicos del mercado. La utilización de un digitalizador requiere la generación y recolección de datos y el procesamiento subsecuente de los datos. Los datos recolectados (en forma de puntos coordenados) produce lo que se conoce como nube de datos o una explosión de datos debido a los potencialmente millones de bits de datos. La nube de datos se genera arbitrariamente sin ninguna sensibilidad a la topología superficial del objeto que se está escaneando y digitalizando debido a las limitaciones inherentes en el dispositivo generador de datos. La nube de datos se recolecta en un archivo de computadora, típicamente un archivo de computadora muy grande y voluminoso. En este punto, la nube de datos no representa ningún valor práctico. De acuerdo con lo anterior, el usuario necesita realizar trabajo riguroso y tardado con el fin de traducir la nube de datos en un formato de archivo con significado que represente la superficie y las características del objeto escaneado. Para procesar la nube de datos, el usuario intenta extraer las características superficiales (tales como los bordes, depresiones, círculos, etcétera) de la nube de datos, cuya extracción facilita la manipulación de datos, incluyendo la escala, la imagen en el espejo, la generación de senda de herramientas, el análisis de elementos finitos, las transiciones metamórficas, efectos especiales ópticos, y así sucesivamente. Esta manipulación y extracción de las características superficiales de la nube de datos es uno de los cuellos de botella tecnológicos en la industria, uno en el cual se ha centrado mucho tiempo y esfuerzo para su mejoramiento. La mayoría de los digitalizadores convencionales genera y recolecta datos a través de una forma u otra de una técnica conocida como triangulación . Haciendo referencia a la Figura 14, la triangulación es una técnica que se basa en el teorema de Pitágoras. Un triángulo rectángulo se define mediante una distancia calibrada A entre un láser y un sensor, un haz de láser B transmitido, y un haz C recibido. Las técnicas de triangulación padecen varias desventajas. Por ejemplo, se puede producir una "sombra" en los datos si se obstruye el haz C recibido. Adicionalmente, con el fin de producir mediciones precisas, un ángulo ? entre el haz transmitido B y el haz recibido C puede ser cuando menos de 30 grados; de conformidad con lo anterior, las dimensiones físicas de la cabeza de exploración móvil y del digitalizador son funciones del tamaño del objeto que se está digitalizando. Por ejemplo, si el objeto digitalizado tiene una depresión superficial de 60 centímetros de profundidad en su topografía, el tamaño de la sonda de triangulación tendrá aproximadamente 45 centímetros. Una sonda tan grande aumenta la masa del dispositivo de exploración y, por lo tanto, el riesgo de inestabilidades mecánicas para las cuales existe una necesidad constante de calibrar el escáner. Volviendo a los determinadores de rango en general, uno de los más comunes en uso hoy en día es los determinadores de rango de radar de la policía. Los determinadores de rango de radar de policía modernos usan lásers semiconductores (en oposición al radar previamente) para proyectar un haz de luz desde el cual se deriva una medición. Los dispositivos pueden usar la compensación de frecuencia (es decir, el efecto Doppler) en la modulación del haz láser. De manera alternativa, los dispositivos pueden transmitir cortos impulsos de luz y medir el tiempo cambiante de retorno del impulso desde el cual se calcula la velocidad del objetivo. Ningún enfoque es capaz de proporcionar distancias muy precisas . Otros determinadores de rango convencionales se encuentran el Geodimeter® que es un dispositivo electro-óptico que mide distancias con base en la velocidad de la luz. El enfoque usado en el geodímetro es enviar afuera haces de luz modulada de frecuencia fija que se retrorreflejan de nuevo al instrumento en donde se mide la fase variable de la señal de retorno para calcular la distancia. Este ha sido el enfoque convencional estándar para medir distancias : enviar hacia afuera una señal de frecuencia fija y medir la fase de la señal de retorno. En vista de las desventajas antes mencionadas del aparato convencional, es un objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para medir la distancia y/o digitalizar objetos que mitiguen y/o superen estas desventajas. Es otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos que eliminen las limitaciones de los dispositivos de exploración y determinadores de rango existentes. Es otro objeto de la presente invención proporcionar un aparato para medir distancias que sea relativamente pequeño y portátil . Es todavía otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para digitalizar objetos que sean capaces de digitalizar un objeto en materia de segundos en vez de horas o días con dispositivos convencionales. Es todavía otro objeto de la presente invención proporcionar un aparato de medición de distancias que sea significativamente menos caro y, por lo tanto, más ampliamente aplicable que los sistemas convencionales. Es todavía otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para medición de distancias en los cuales las señales ópticas para generar y recolectar datos se transmiten y se reciben desde un objetivo coaxialmente. Es otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para digitalizar objetos que significativamente reducen el número de puntos de datos requeridos para describir características de un objeto con precisión. Es todavía otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para la medición de distancias y/o digitalizar objetos que realiza manipulación de datos (por ejemplo, ajuste de curvas) sobre la marcha. De conformidad con lo anterior, en vez de generar una nube de datos, se produce una representación matemática de datos, cuya representación es definible por el usuario. Es otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para digitalizar objetos que no requieren una fuente coherente de luz (es decir, de frecuencia única) , mediante lo cual se elimina la necesidad de un retrorreflector usado en técnicas de interferometría. De conformidad con lo anterior, la presente invención puede medir objetos con un amplio rango de calidades de superficie, elimina la necesidad de alineación mecánica del instrumento objetivo problemático, resuelve los problemas de sombreado, y remueve los límites para las mediciones de distancias sin aumentar el tamaño del dispositivo de medición. Es otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para digitalizar y medir distancias en rango cercano que proporcionen precisión alta y mediciones absolutas para aplicaciones de control de calidad en tiempo real. De conformidad con lo anterior, la presente invención se puede integrar en procesos de fabricación como una herramienta en la biblioteca de herramientas de una máquina de molido controlada numéricamente computarizada (CNC) . Esta integración permite a los fabricantes de precisión (por ejemplo, las compañías aeroespaciales) certificar partes sin remover las partes del lecho de la máquina, aumentando significativamente mediante esto la velocidad del proceso de fabricación. Es todavía otro objeto de la presente invención proporcionar métodos y aparatos para medir distancias y/o digitalizar objetos que se pueden implementar en un sistema de múltiples cabezas de exploración en el cual las múltiples cabezas de exploración son estacionarias . De conformidad con lo anterior, las instalaciones de digitalización que implementan los principios de la presente invención son capaces de digitalizar objetos grandes, por ejemplo, automóviles o alas de avión, en materia de segundos y objetos de cualquier forma o configuración. Ahorros significativos sobre sistemas de exploración convencionales se realizan en hardware, fuerza laboral, y tiempo. COMPENDIO DE LA INVENCIÓN La presente invención proporciona métodos y aparatos que pueden medir distancias de rango intermedio (por ejemplo, menores de 15 metros) con una precisión del orden de 0.0245 milímetros. Los métodos y aparatos de la invención son capaces de medir distancias rápidamente y accesiblemente. Después de medir la distancia a la superficie de un objeto, la presente invención es capaz entonces de tomar los datos de distancia y digitalizar el objeto con un nivel de precisión y ajuste y velocidad inalcanzable por prácticas convencionales. De conformidad con un aspecto de la presente invención, un método para medir distancias a un objeto involucra transmitir un haz láser modulado a un objetivo a una frecuencia conocida. Un haz reflejado se recibe desde el objetivo y la frecuencia se ajusta para satisfacer condiciones específicas . La frecuencia en la cual se modula el haz transmitido se varía entonces hasta que exista una segunda diferencia de fase específica entre el haz transmitido y el haz reflejado. La distancia al objetivo se calcula entonces a partir de las dos frecuencias de modulación. De acuerdo con un aspecto de la invención, una medición de distancias incluye un generador de frecuencia ajustable para generar una frecuencia de modulación. Una fuente de luz se conecta al generador de frecuencia y transmite un rayo de luz al objetivo a la frecuencia de modulación. Un sensor de objetivo recibe un rayo reflejado del objetivo que tiene una frecuencia reflejada. Un detector de fase conectado al generador de frecuencia y un sensor objetivo recibe la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada, y luego proporciona una salida que es indicadora de un ángulo de fase entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada. Una computadora conectada al detector de fase y el generador de frecuencia ajusta la frecuencia de modulación hasta que exista una diferencia de fase cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada. De conformidad con lo anterior, en vez de proporcionar una frecuencia de referencia fija y medir la fase como en dispositivos convencionales, la presente invención varía una frecuencia de modulación hasta que exista una diferencia de fase cero. Este método de medir distancias es mucho más fácil y más preciso que la metodología convencional . De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, el sistema de medición de distancias también puede incluir un divisor de haz dispuesto o colocado entre la fuente de luz y el objetivo. El divisor de haz permite que el haz transmitido incida en el objetivo al mismo tiempo que desvía el haz recibido para que incida en el sensor objetivo. De conformidad con lo anterior, la luz transmitida al objetivo y reflejada de nuevo al sensor objetivo es sustancialmente coaxial. Este sistema coaxial elimina cualquier necesidad de técnicas de triangulación convencionales y todas las desventajas inherentes asociadas con las mismas. Esta característica coaxial de la presente invención también permite que el sistema de medición de distancias entero se implemente a escala pequeña, significativamente más pequeña que los sistemas convencionales. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, un aparato para medir distancia a un objetivo incluye una fuente de luz para transmitir un haz de luz a un objetivo a una frecuencia de modulación. Un generador de frecuencia ajustable conectado a la fuente de luz genera la frecuencia de modulación. Un sensor objetivo que recibe un haz reflejado del objetivo a una frecuencia reflejada. El aparato también incluye un detector de fase conectado con el generador de frecuencia y el sensor de objetivo para recibir la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada. El detector de fase proporciona una salida que es indicadora de un ángulo de fase entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada. Desde esta determinación de ángulo de fase, se puede calcular la distancia del objetivo. El detector de fase preferiblemente tiene una pluralidad de salidas, cada una de las cuales es indicadora del ángulo de fase que es un múltiplo respectivo de 90 grados. El generador de frecuencia puede incluir una entrada para recibir una señal de ajuste de frecuencia para ajustar la frecuencia de modulación para producir un ángulo de fase de un múltiplo de 90 grados entre la frecuencia de modulación ajustada del haz transmitido y la frecuencia reflejada del haz reflejado. La distancia al objetivo se puede calcular determinando la frecuencia que produce cruce de curvas en punto cero de la frecuencia reflejada con respecto a la frecuencia de modulación. Los cruces de curvas en punto cero se determinan fácilmente debido a que la pendiente de la frecuencia en los cruces de curvas en punto cero está en un máximo. De conformidad con lo anterior, el cálculo de distancias se lleva a cabo fácilmente y con precisión. Otros objetos, ventajas y características de la presente invención se harán aparentes para los expertos en la técnica a partir de la lectura de la siguiente descripción detallada con referencia adecuada a los dibujos acompañantes.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama esquemático de una modalidad ejemplar de un sistema de medición de distancias de acuerdo con la presente invención,- La Figura 2 es un diagrama esquemático del sistema de medición de distancias de la Figura 1 mostrado en detalle,- La Figura 3 es un diagrama esquemático de una modalidad ejemplar de una unidad de calibración de un sistema de medición de distancias de la presente invención, mostrando un modo normal; La Figura 4 es un diagrama esquemático similar al de la Figura 3, que muestra un modo de calibración; La Figura 5 es un diagrama esquemático de un sistema de medición de distancias de acuerdo con otra modalidad ejemplar de la presente invención,- La Figura 6 es un diagrama esquemático que ilustra la modalidad del sistema de medición de distancias mostrado en la Figura 5 ,- La Figura 7 es un diagrama esquemático que ilustra una modalidad preferida del circuito de procesamiento del sistema de medición de distancias mostrado en la Figura 5 ,- La Figura 8 es un diagrama de flujo que ilustra el paso de la metodología ejemplar para medir distancias de acuerdo con la presente invención,- La Figura 9 es un diagrama esquemático de la modalidad preferida de un impulsor de fotodiodo y circuitos mezcladores de la presente invención,- La Figura 10 es un diagrama esquemático de una modalidad preferida de un reloj de cristal estirado de la presente invención,- La Figura 11 es una gráfica que ilustra los principios de detección de fase de la presente invención La Figura 12 es un diagrama esquemático de otra modalidad ejemplar de aparato medidor de distancias de la invención; La Figura 13 es un diagrama esquemático que ilustra una modalidad ejemplar de un aparato de exploración de dos espejos de la presente invención,- La Figura 14 es un diagrama esquemático que ilustra técnicas de triangulación convencionales.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS Los principios de medición de distancias y/o digitalización de objetos de la presente invención se puede implementar en una variedad de modalidades. Sin embargo, para ejemplificar estos principios, se proporcionan dos modalidades preferidas de la presente invención. Hablando en general, los sistemas de medición de distancias de la invención generan y recolectan datos coaxialmente lo cual elimina la necesidad de técnicas de triangulación convencionales.

Primera Modalidad Ejemplar Con referencia a la Figura 1, un sistema de medición de distancias 10 de acuerdo con la presente invención mide una distancia d a la superficie de un objetivo 12. El sistema de medición de distancias 10 incluye una fuente óptica 14, que es un diodo láser, el cual emite luz 16. La fuente óptica 14 preferiblemente se controla mediante un modulador 18 de manera que la luz 16 se modula con una senoide a una frecuencia fija. La luz 16 es recibida entonces por un colimador 20 que colima la luz 16 en un haz transmitido 22 el cual se transmite al objetivo 12. El haz transmitido 22 se refleja de la superficie del objetivo 12 y se difunde. Una porción de la luz difundida se refleja de nuevo al sistema 10 en un haz recibido 24. El haz recibido 24 se refleja de un divisor de haz o espejo 26 y se enfoca mediante una lente 28 sobre un sensor objetivo 30. El sensor objetivo 30 proporciona una señal objetivo 32 a una entrada de un circuito de procesamiento 34. La señal objetivo 32 es indicadora del haz recibido 24 del objetivo 12 y tiene una fase objetivo. Una abertura 35 se puede proporcionar para minimizar luz difundida aleatoriamente y/o radiación ambiental de que incida en el espejo 26 y afecte a la señal objetivo 32. Una porción de la luz 16 de la fuente óptica 14 es incidente en un sensor de referencia 36 el cual proporciona una señal de referencia 38. La señal de referencia 38 es indicadora de la luz 16 emitida por la fuente de luz 14 y tiene una fase de referencia. La distancia d al objetivo 12 se calcula mediante los circuitos de procesamiento 34 como una función de la fase objetivo de la señal objetivo 32 menos la fase de referencia de la señal de referencia 38, más una variable de calibración de distancia, la cual se discutirá en detalle más adelante. El sistema de medición de distancia 10 preferiblemente incluye una unidad de calibración 40 que periódicamente calibra el sistema 10. De acuerdo con una modalidad preferida, la unidad de calibración 40 incluye un objetivo de calibración 42, un motor 44 para conducir el objetivo 42, una fuente de luz de calibración 46, y un sensor de calibración 48. Los detalles de la operación de la unidad de calibración 40 se discutirán más adelante. Una computadora 50, tal como una computadora personal, se puede conectar con los circuitos de procesamiento 34 para controlar y exhibir funciones, particularmente en aplicaciones de digitalización de objetos, las cuales también se discutirán más adelante. Haciendo referencia adicional a la Figura 2, se muestra una ilustración más detallada de la modalidad ejemplar de la presente invención. Los circuitos de procesamiento 34 controlan la modulación del haz transmitido 22 y procesan las señales objetivo y de referencia 32 y 38. Los circuitos de procesamiento 34 proporcionan entonces datos a la computadora 50 para procesamiento posterior, por ejemplo, aplicaciones de digitalización. Los circuitos de procesamiento 34 incluyen un reloj 52 para proporcionar una señal de reloj 54 que tiene una frecuencia previamente determinada. La frecuencia a la cual el haz transmitido 22 se modula se selecciona de manera que el sistema de medición de distancias 10 genera y recolecta datos tan rápido como sea posible al mismo tiempo que mantiene un alto grado de precisión. Se ha determinado que si el haz transmitido 22 tiene una frecuencia mayor de aproximadamente 1,500 MHz, entonces la operación de varios componentes del sistema se puede volver incierto, y que puede ser difícil mantener la linearidad del sistema. Por lo tanto, de acuerdo con una modalidad preferida de la presente invención, se selecciona una frecuencia menor de 1,500 MHz, por ejemplo, de 600 MHz, para el haz transmitido 22. Modulando el haz transmitido 22 a esa frecuencia, el sistema de medición de distancias 10 es capaz de hacer más de 1,000 mediciones por segundo. Con el fin de modular el haz transmitido 22 a aproximadamente 600 MHz, se selecciona la frecuencia de la señal del reloj 54 para proporcionar una señal de reloj estable y que no fluctúe 54, por ejemplo, de 10 MHz. La señal de reloj 54 preferiblemente se multiplica por el multiplicador de frecuencia 56 para producir la frecuencia deseada. En la modalidad preferida ilustrada, dos multiplicadores de frecuencia 56a, 56b que tienen los factores de 4 y 16, respectivamente, multiplican la señal de reloj 54 para proporcionar una señal de reloj de frecuencia multiplicada 54" que tiene una frecuencia de 640 MHz, la cual se proporciona al modulador 18 y luego a la fuente óptica 14. Otros factores pueden entrar en juego cuando se selecciona una frecuencia de modulación deseada. Los errores en las mediciones del sistema de medición de distancias 10 se miden en fracciones de un ciclo de la frecuencia modulada del haz transmitido 22. De conformidad con lo anterior, la longitud de onda del haz transmitido modulado 22 deberá ser tan corto como sea posible y limitado solamente por los componentes actuales en el mercado disponibles para la fuente óptica 14 (por ejemplo, un diodo láser) y/o los sensores 30 y 36 (por ejemplo, fotodiodos) . Además, la amplitud del haz transmitido modulado 22 deberá ser tan grande como sea posible y consistente con mantener la desviación senoidal del orden de uno por ciento. En otras palabras, la pendiente de la señal transmitida modulada 22 en los cruces de curvas en cero deberá mantenerse dentro de uno por ciento de la pendiente de una senoide de la misma amplitud de pico. La señal de reloj 54 también se proporciona a un sintetizador 58 que produce una señal de procesamiento 60. La frecuencia de la señal de procesamiento 60 se multiplica por los multiplicadores de frecuencia 64, 66. El multiplicador 64 multiplica la señal objetivo 32 desde el sensor objetivo 30 con la señal de procesamiento 60", y el multiplicador 66 multiplica la señal de referencia 38 a partir del sensor de referencia 36 con la señal de procesamiento 60". Los multiplicadores 64 y 66 proporcionan entonces señales objetivo y de referencia multiplicadas 32' y 38' para los amplificador/filtros respectivos 68 y 70. Los multiplicadores 64, 66 y los filtros 68, 70 respectivamente comprenden mezcladores que llevan a cabo translaciones de frecuencia de las señales objetivo y de referencia moduladas 32, 38. Las señales objetivo y de referencia mezcladas 32', 38' se mezclan respectivamente con la señal 60' a la frecuencia de procesamiento por los multiplicadores 72, 74 y el amplificador/filtros 76, 78. Las señales objetivo y de referencia 32", 38" se introducen en los amplificadores de ganancia variable 80, 82 y, posteriormente, en los convertidores de analógico en digital (A/D) 84, 86. Los convertidores de analógico en digital 84, 86 respectivamente proporcionan señales objetivo y de referencia digitalizadas 88, 90 a un arreglo de puerta programable de campo 92 la cual se conecta con un procesador 94 el cual, a su vez, se conecta con la computadora personal 50. Haciendo otra referencia a la Figura l, ahora se proporcionan los detalles de la unidad de calibración 40. Como se mencionó anteriormente, la unidad de calibración 40 periódicamente calibra el sistema 10. El objetivo de calibración 42 intermitentemente o selectivamente interrumpe el haz transmitido 22 del colimador 20 (o la fuente óptica 14) . Esta interrupción preferiblemente se lleva a cabo configurando el objetivo de calibración 42 como se ilustra en las Figuras 3 y 4, las cuales muestran una proyección 100 y una muesca 102 formada en el objetivo de calibración 42. Como se muestra en la Figura 3, bajo operación normal cuando el sistema 10 está generando y recolectando datos, el objetivo de calibración 42 se coloca de manera que los haces transmitidos y recibidos 22 y 24 son capaces de pasar el objetivo de calibración 42. (En las Figuras 3 y 4, los haces transmitido y reflejado 22 y 24 se muestran desfasados, no coaxialmente, sobre un eje óptico común f como los símbolos ® y G, respectivamente, para claridad) . Como se muestra en la Figura 4, cuando el sistema 10 se va a calibrar, el objetivo de calibración 42 gira de manera que la proyección 100 obstruye el haz transmitido 22. De conformidad con lo anterior, no hay haz recibido 24 desde el objetivo 12; sin embargo, hay un haz recibido desde la misma proyección 100 (indicada por 24'), lo cual se refleja de nuevo al espejo 26 y sobre las lentes 28 y el sensor objetivo 30, lo cual, a su vez, produce la señal objetivo 32. Con el fin de determinar si la señal objetivo 32 es indicadora del haz recibido 24 desde el objetivo 12 o el haz recibido 24' desde el objetivo de calibración 42, el sensor de calibración 48 proporciona una señal de calibración 104 a los circuitos de procesamiento 34. La señal de calibración 104 es resultado de un haz de calibración 104 proporcionado por la fuente de luz de calibración 46 que pasa a través de la muesca 102 y que incide en el sensor de calibración 48 cuando la proyección está obstruyendo el haz transmitido 22. Después de la recepción de la señal de calibración 104 desde el sensor de calibración 48, los circuitos de procesamiento 34 actualizan una variable de calibración de distancia. Aunque cualquier intervalo es posible, un intervalo para realizar la calibración, incluyendo la recolección de datos y los cálculos, preferiblemente es menor de aproximadamente un milisegundo. Esto se puede llevar a cabo girando el objetivo de calibración 42 a aproximadamente 1,200 revoluciones por minuto (rpm) con la proyección 100 estando aproximadamente a 36° de anchura y la muesca 102 siendo aproximadamente de 58° de anchura. Segunda Modalidad Ejemplar Otra modalidad ejemplar de la presente invención se ilustra en las Figuras 5, 6, y 7. Como en la modalidad descrita anteriormente, esta modalidad del sistema de medición de distancia, indicada por el numeral de referencia 200, transmite y recibe coaxialmente luz para la generación y recolección de datos a una velocidad de aproximadamente 10,000 muestras por segundo y luego calcula la distancia al objetivo con una precisión de 0.024 milímetros. Aunque el sistema 200 se puede diseñar para cualquier rango, para la mayoría de las aplicaciones industriales el rango de operación puede estar debajo de aproximadamente 15 metros y preferiblemente entre aproximadamente l .5 metros y 7.5 metros . Haciendo referencia específicamente a la Figura 5, el sistema de medición de distancias 200 incluye un transmisor 202 y un receptor 204. El transmisor 202 incluye una fuente óptica 206 a partir de la cual un tren de impulso de amplitud modulada de diámetro pequeño (AM) o haz 208 se emite y transmite a un objetivo 12. El receptor 204 incluye un sensor objetivo 210 el cual recibe un haz recibido 212 del objetivo 12. Aunque no se ilustra como tal en las figuras por claridad, la óptica del transmisor 202 y del receptor 204, esto es, las ópticas del transmisor 214 de la fuente óptica 206 y las ópticas del receptor 216 del sensor objetivo 210, preferiblemente se configuran para ser sustancialmente coaxiales. El receptor 204 se conecta a los circuitos de procesamiento 218. El haz transmitido 208 se transmite a una frecuencia de modulación ( fm) la cual se genera, controla, y varía mediante un generador de frecuencia de referencia 220 y un ciclo de fase asegurada (PLL) 222. El generador de frecuencia 220 recibe una señal de ajuste fino 224 a partir de una computadora 400 y proporciona una frecuencia de referencia ( fref) al ciclo de fase asegurada 222 del transmisor 202. Un contador dividido entre N 223 del ciclo de fase asegurada 222 recibe una señal de ajuste burdo 226 a partir de la computadora 400 para ajustar la frecuencia de referencia fref. El ciclo de fase asegurada 222 proporciona entonces una señal de modulación 225 con una frecuencia de modulación ( fm) a la fuente óptica 206 para modular el haz transmitido 208 a la frecuencia de modulación fm . La frecuencia de modulación fm de la señal de modulación 225 del ciclo de fase asegurada 222 es igual a N veces la frecuencia de referencia fref. La frecuencia de modulación fm preferiblemente varía desde 100 MHz hasta 200 MHz. Este rango de frecuencia es suficientemente alto para proporcionar buena resolución en el receptor 204 al mismo tiempo que suficientemente bajo para' no requerir electrónicos caros y exóticos. Además, este rango de frecuencia es práctico porque algunos objetivos son excelentes reflectores y pueden reflejar el haz transmitido 208 de manera que podrían remodular el diodo láser (discutido más adelante) de la fuente óptica 206; esta remodulación es menos probable que ocurra en el rango de 100 MHz a 200 MHz. La señal de modulación 225 también tiene una longitud de onda (?m) . Como se sabe, la relación entre la frecuencia y la longitud de onda de una onda es que la velocidad ( v) de la onda iguala al producto de la frecuencia ( f) y la longitud de onda (?) , esto es, la velocidad v = ?f . Así, siendo la velocidad esencialmente constante, si crece la frecuencia, entonces la longitud de onda disminuye. De conformidad con lo anterior, ajustando la frecuencia fm de la señal modulada 225 (y, así, del haz transmitido 206) también se ajusta complementariamente la longitud de onda ?m entre haz transmitido 206. De conformidad con la presente invención, la longitud de onda ?m del haz transmitido 208 se ajusta (ajustando la frecuencia de modulación fm) para ajustar con precisión la distancia d entre la fuente óptica 206 y el objetivo 12, lo cual se discutirá en mayor detalle más adelante. Es preferible para los ajustes de frecuencia necesarios, que la sintonización fina y burda, y otras variables del sistema 200 se introduzcan desde la computadora 400. Además, la computadora 400 también lee datos del sistema 200, específicamente de los circuitos de procesamiento 228. La computadora 400 puede ser una computadora personal, computadora portátil, y así sucesivamente. La computadora 400 también se puede conectar a sensores ambientales 412 para leer temperatura, humedad, presión atmosférica, y otras condiciones ambientales las cuales pueden afectar la velocidad de los rayos transmitido y reflejado 208 y 212 y, de este modo, afectar el cálculo de la distancia d. De manera alternativa, estas variables ambientales también pueden ser introducidas a la computadora 400 manualmente por el usuario. A través de las señales fina y burda 224 y 226, la computadora 400 instruye al generador de frecuencia de referencia 200 y al ciclo de fase asegurada 222 para producir la frecuencia de modulación fm . La computadora 400 monitorea entonces la fase del haz reflejado 212, preferiblemente con una resolución de una fracción de un picosegundo. La computadora 400 varía la frecuencia de modulación fm del haz transmitido 208 hasta que se logra un balance de fase cero en el haz reflejado 212. La computadora 400 es capaz entonces de calcular la distancia d, preferiblemente desde el software accesible por la computadora. Un valor nominal para la frecuencia de modulación fm del haz transmitido 208 se puede seleccionar y ajustar como se desee; por ejemplo, se puede seleccionar una frecuencia de modulación nominal ( fm?) ófue sea de aproximadamente 100 MHz y ajustable desde aproximadamente 50 MHz hasta aproximadamente 200 MHz, lo cual se discutirá en mayor detalle más adelante. El receptor 204 también incluye un ciclo de fase asegurada 228 con un contador de dividir entre (N+l) 229 conectado con una señal de ajuste burdo 226. Los circuitos de procesamiento 218 incluyen los circuitos de detección de fase 230 y un convertidor de analógico en digital (A/D) 232. El circuito de detección de fase 230 recibe una señal de diferencia 233 a partir del sensor objetivo 210 indicadora de la señal reflejada 212 y recibe la frecuencia de referencia fref a partir del generador de frecuencias 220. El circuito de detección de fase 230 proporciona una salida de detector de fase analógica 234 al convertidor de analógico en digital 232 para su conversión a una señal de salida digital 236 proporcionada a la computadora 400. Una modalidad preferida detallada del sistema de medición de distancias 200 se muestra en la Figura 6. Un convertidor de digital en analógico (DAC) 250 convierte la señal de ajuste fino digital de ocho bits 224 de la computadora 400 a una corriente proporcional la cual se convierte entonces a un voltaje mediante el amplificador separador interno. La salida de voltaje del convertidor de digital en analógico 250 se proporciona a un oscilador de cristal de voltaje controlado (VCXO) 252. El oscilador de cristal de voltaje controlado 252 preferiblemente incluye un oscilador de cristal de 27 MHz que produce una señal de 432 kHz después de la división binaria.

La salida de 432 kHz del VCXO 252 se divide entonces mediante un basculador 254 conectado a un contador Greycode de dos bits. Como tal, se presenta una acción de dividir entre cuatro en una secuencia Greycode. Cada basculador 256, 258 está encendido durante dos ciclos y luego cambia de estado, y el ciclaje de un basculador se desfasa del otro por una cuenta. Esta configuración produce dos señales Qg y Qi que están desfasadas por 90°. Invirtiendo las salidas de Q y no-Q de un basculador, una señal de 90° se vuelve una señal de 270°, y una señal de 0° se vuelve una señal de 180°. De conformidad con lo anterior, se generan cuatro señales de fase fija con respecto a un ciclo completo de 100 kHz. Esta configuración de basculadores 256, 258 también se conoce como contador de cuadratura. La señal QQ se proporciona al ciclo de fase asegurada 222 y al ciclo de fase asegurada 228 del transmisor. El ciclo de fase asegurada 222 incluye un comparador de fases 260 con una entrada para recibir la señal QQ y una salida conectada a un filtro 262 el cual, a su vez, se conecta a un oscilador de voltaje controlado (VCO) 264. Un ciclo de retroalimentación del ciclo de fase asegurada 222 se define por una salida del oscilador de voltaje controlado 264 y un par de contadores de seis bits 266, 268. Los contadores 266, 268 reciben las señales burdas de ocho bits 266 a partir de la computadora 400. El oscilador de voltaje controlado 264 produce la señal de modulación 225 a la fuente óptica 206, la cual preferiblemente está compuesta de un impulsor láser 270 que conduce un diodo láser 272. Una bomba de calor 273 se puede proporcionar para la estabilización térmica del diodo láser 272, la cual es preferiblemente del orden de menos de 20 mW. La frecuencia de modulación fm de la señal de modulación 225 es ajustable mediante un factor N de los contadores 266, 268 como se mencionó anteriormente. Más específicamente, la frecuencia de modulación fm es el producto de la frecuencia de referencia fref y el entero N (es decir, fm = N x freA . El comparador de fase 260 es conducido por dos señales separadas: la señal de referencia de 100 kilohertz Q0 y la señal de retroalimentación desde los contadores de dividir entre N 266, 268. N se determina por las señales burdas 226 a partir de la computadora 400. Las señales 226 preferiblemente son de 12 bits (por ejemplo, D0 - D7 y D8 - D15) las cuales se establecen para cerrar la cuenta N en el ciclo de fase asegurada 222. Por lo tanto, la señal de modulación 225 será N veces la señal de referencia QQ, como se mencionó anteriormente. N es típicamente del orden de 1,000 a 2,000. De conformidad con lo anterior, con una frecuencia de referencia ejemplar fre de 100 kHz y una N de 1,000, la frecuencia de modulación fm es entonces del orden de 100 MHz. El comparador de fase 260 varía el voltaje para llevar la frecuencia y la fase de la salida de los contadores 266, 268 a una alineación sustancialmente exacta con la señal de referencia Q0. La alineación de las señales es mejor de aproximadamente un nanosegundo. Al ajustar la frecuencia de modulación fm, la computadora 400 ajusta N incrementalmente con las señales burdas 226, con cada incremento de N variando la frecuencia de modulación fm en aproximadamente 200 kHz. En cuanto la frecuencia de modulación fm está dentro de 200 kHz de la frecuencia de operación deseada, la computadora 400 sintoniza la frecuencia de referencia frec con la señal fina 224. Variaciones muy pequeñas en la frecuencia de referencia fref dan como resultado cambios pequeños en la frecuencia de modulación Volviendo la atención al receptor 204, una configuración de un comparador de fase 280, un filtro 282, un oscilador de voltaje controlado (VCO) 284, y un par de contadores 286, 288 análogos al del transmisor 202 se proporciona. El comparador de fase 280 también recibe la señal de referencia Qg como una entrada. Sin embargo, en vez de ser ajustable por un factor N, la señal de referencia Qg es ajustable por un factor N+l, de manera que el oscilador de voltaje controlado 284 proporciona una señal de salida 289 de (N+l) x fref. Para hacer esto, D0 de la señal burda 226 se ciñe baja en el ciclo de fase asegurada 222 del transmisor 202, mientras que Dg se ciñe alta en el ciclo de fase asegurada 228 del receptor 204, con ambos de Dg desconectados del control de la computadora. Como tal, la señal de salida 289 del oscilador de voltaje controlado 284 tiene una frecuencia 100 kHz mayor que la señal de modulación 225 del transmisor 202. La señal de salida 289 se proporciona a una red de distorsión de fotodiodo de avalancha (APD) 290 acoplada a un fotodiodo de avalancha (APD) 292 del sensor objetivo 210. Incidentalmente, el transmisor y las ópticas del receptor 214 y 216 pueden estar en forma de lentes, y pueden incluir filtros y/o dispositivos de protección para eliminar interferencia óptica del ambiente de operación. La señal de salida 289 del VCO 284 es un pequeño voltaje de corriente alterna impuesto sobre una desviación de corriente directa aplicada al APD 292. El APD 292 convierte la señal reflejada 212 a una corriente y amplifica la corriente, lo que se conoce como multiplicación de avalancha. Al modular el voltaje a través del APD 292 con la señal de salida 289, la señal reflejada 212 se multiplica por una ganancia que varía con la señal de salida 289. De conformidad con lo anterior, la señal de modulación 225 se multiplica por la señal de salida 289, lo cual se conoce como mezcla. La mezcla da como resultado una señal de diferencia 233 con respecto a las frecuencias de las señales de operación 225 y 289 de los ciclos de fase asegurada 222 y 228. En este caso, la señal de diferencia 233 es igual a [(N+l)xfr menos [N x fre? , lo cual es igual a la misma fref (junto con otros productos mezcladores) y es del orden de 100 kHz en la modalidad ejemplar. La señal de diferencia 233 de la red de distorsión APD 290 se amplifica y se filtra con un filtro de banda angosta (del orden de fr , para remover los productos mezcladores no deseados, y luego se proporciona el detector de fase 230. Haciendo referencia adicional a la Figura 7, una modalidad preferida del circuito de procesamiento 218 incluye el circuito de detección de fase 230 convertidor de analógico en digital 232. El circuito de detección de fase 230 como cuatro moduladores balanceados 300a-d. Cada uno de los moduladores 300 preferiblemente es una celda de Gilbert MC1496. Las entradas de los moduladores 300a-d son la señal de diferencia 233 y las señales de referencia Qg y Q¡ del generador de frecuencia 220. Los cuatro moduladores 300a-d usan las cuatro fases (es decir, 0°, 90°, 180°, y 270°) de las señales de referencia Qg y Qj como multiplicadores. Las cuatro salidas de los moduladores 300 se proporcionan a una pluralidad de amplificadores 302a-f. Las salidas 234 de los amplificadores 302 se proporcionan al convertidor de analógico en digital 232. Además de las salidas de fase de 0°, 90°, 180°, y 270° 234, una salida que representa de 0° a 180° y una salida que representa de 90° a 270° se proporcionan. Estas dos señales de diferencia logran un grado adicional de simetría en el balance del sistema modulador balanceado 230. Cualquiera de las salidas de fase se puede usar para detectar la condición de fase cero de la señal reflejada 212. Con referencia adicional a las Figuras 8 y 9, en la operación la computadora 400 fija y registra la frecuencia de referencia nominal f^ (paso S10) . La frecuencia de referencia fref de la señal de diferencia 233 se monitorea por los cuatro moduladores 300a-d para captar la condición de fase más cerca a los 90° fijo de la frecuencia de referencia free (paso S12) . Una condición de fase 0° representa la detección de exactamente una diferencia de una longitud de onda entera (o múltiple) entre el haz transmitido 208 y el haz reflejado 212; una condición de fase de 90° representa una diferencia de longitud de onda de un cuarto más una longitud de onda entera,- una condición de fase de 180° representa una diferencia de longitud de onda a la mitad más una o más longitudes de onda enteras; y una condición de fase de 270° representa una diferencia de longitud de onda de tres cuartos más longitudes de onda enteras. Cada una de las salidas 234 es un nivel de voltaje que está digitalizado por el convertidor de analógico en digital 232 y comparado con la condición deseada de 0 voltios, o nulo, en la computadora 400. Si no se encuentra un nulo, la computadora 400 ajusta la frecuencia de modulación fm con la señales de ajuste burda y/o fina 224, 226 hasta que exista una condición de diferencia de un cuarto de longitud de onda o nula (paso S14) . La frecuencia de modulación fm que produce la condición nula se lee entonces y/o se registra por una salida 275 de la computadora 400 (paso S16) , cuya frecuencia de modulación nula se representa por fml . De la frecuencia de modulación nominal f^ y la frecuencia de modulación nula fmj , la distancia d al objetivo 12 se puede calcular (paso S18) , lo cual se discutirá más adelante. Con referencia adicional a la Figura 9, se ilustra una modalidad preferida del circuito de red de distorsión APD 290. El circuito APD 290 incluye un amplificador separador 297 y un filtro de paso de banda bicuadrado 299. En operación, el voltaje aplicado al APD 292 aumentará hacia la referencia de 200 voltios en virtud de la corriente a través de dos resistores de 20 kO. Esta característica de autodistorsión evita la necesidad de monitorear el voltaje de los diodos y evita incluir circuitos complejos de distorsión de retroalimentación. El voltaje en el APD 292 busca un nivel de corriente directa de acuerdo con la cantidad de luz (a partir del rayo reflejado 212) que es incidente en el APD 292. Conforme menos luz sea incidente., la fotocorriente en el APD 292 disminuirá, y el voltaje caerá a través de dos resistores de 20 kO comenzarán a disminuir. Entre más pequeña sea la caída a través de los dos resistores 20 kO indica que el voltaje a través del APD 292 aumentará, lo cual aumenta la amplificación APD de la foto corriente. La amplificación aumentada minimiza el cambio en la corriente a través de los dos resistores de 20 kO hasta que la señal amplificada proporciona suficiente corriente para detener la subida de voltaje. Además del voltaje de corriente directa de la referencia de 20 voltios, una conexión a partir del ciclo de fase asegurada 228 lleva la señal de alta frecuencia (100 MHz) 289 al cátodo del APD 292. Aplicando el voltaje de alta frecuencia al lado alto del APD 292, la señal lateral baja tomada del resistor de 51 O se aisla de la señal de alta frecuencia 289 por la capacitancia relativamente baja del APD 292. Esto reduce la amplitud de la señal de alta frecuencia 289 que el amplificador separador 297 debe manejar. La Figura 10 ilustra una modalidad preferida del reloj de cristal estirado o el oscilador de cristal controlado de voltaje 252 del generador de frecuencia 220. Cálculos de Medición de Distancia La distancia d al objetivo 12 se puede calcular multiplicando la velocidad de la luz (c) por el tiempo que le toma al haz transmitido 208 recorrer hacia el objetivo (o, debido a la configuración coaxial de la óptica, el tiempo que toma el haz recibido 212 de recorrer desde el objetivo) . Este tiempo se representa por t{. Esto se puede resumir con la siguiente ecuación 1: d = c x tt (1) Como la velocidad de la luz se conoce (y varía ligeramente de acuerdo con las condiciones ambientales que se miden por los sensores ambientales 402) , solamente el tiempo al objetivo (o tiempo desde el objetivo) tt necesita ser determinado. Sin embargo, hay retrasos de tiempo que pueden afectar la precisión del cálculo de la distancia d. De conformidad con lo anterior, cada uno de estos retrasos de tiempo del sistema 200 se aisla. Se determina entonces si cada retraso de tiempo individual contribuye al retraso total y a la precisión del cálculo. La Tabla I que sigue enlista retrasos de tiempo individuales ejemplares: Tabla I El retraso de tiempo total ( ttota¡) se puede calcular como sigue: ttotal = (Ed2 - Edl) + (Ed4 - Ed3) + Ed5 + Odl + 0d2 Todos los retrasos electrónicos Edl-Ed5 se puede suponer que son constantes y representan un retraso de tiempo constante (Td) (aunque estos retrasos electrónicos pueden variar, por ejemplo, con la temperatura, lo cual se discutirá más adelante) . Los dos retrasos ópticos Odl , 0d2 son variables (dependiendo de la distancia d al objetivo) y se puede suponer que son sustancialmente iguales (debido al arreglo coaxial del sistema) . Los retrasos ópticos Odl , 0d2 se pueden sumar entre sí para representar un retraso de tiempo variable ( td) . Por lo tanto, la ecuación anterior se vuelve: tota? = retraso de tiempo variable ( td) + retraso de tiempo constante (Td) total = d + td Esta ecuación se puede reescribir como sigue: trf = ttotal + Td (2) la cual se discutirá con mayor detalle más adelante. Con referencia adicional a la Figura A el retraso de tiempo se mide cuando se mide una frecuencia de modulación nula la cual produce la diferencia de fase de 0° que se puede representar por: retraso de tiempo = N x ( 1/fg) (3) en donde N es un entero y £Q es la frecuencia de modulación que produce la fase 0°. Y una distancia burda dc correspondiente a este retraso de tiempo se puede determinar por (paso S20) : dc = N x ( c/f0) + 2 (4) Aunque N puede ser desconocida, la siguiente ecuación muestra que el retraso de tiempo (y, de conformidad con esto, la distancia burda) es un múltiplo de l/f?- Además, cuando una diferencia de fase de 90° (es decir, una diferencia de un cuarto de longitud de onda) se mide, el retraso de tiempo es : retraso de tiempo = (K + 1/4) x (l/f^) (5) Igualmente, para una diferencia de fase de 180° (es decir, una diferencia de media longitud de onda) , el retraso de tiempo es : retraso de tiempo = (M + 1/2) x (l/f}8Q) Y para una diferencia de fase de 270° (es decir, una diferencia de tres cuartos de longitud de onda) , el retraso de tiempo es: retraso de tiempo = (L + 3/4) x (l/f2yo) En estas ecuaciones, K, M, y L son enteros. Las ecuaciones 3 y 5 se pueden igualar: N x (l/£0) = (K + 1/4) x ( /fgo) la cual produce la siguiente ecuación: fgo/fß) = (K + 1/4) /N (6) Las ecuaciones restantes se pueden igualar similarmente para producir: 'fl8?/fÓ) = (M + 1 2) /N ^f27?lfÓ = (L + 3/4) /N fjw/fcX)) = (M + l/2)/(K + 1/4) f27?/f9? = (L + 3/4) /(K + 1/4) (f27?/f180) = (L + 3/4) /(M + 1/2) Para calcular el retraso total, N se puede resolver en las anteriores seis ecuaciones. Después de resolver para N, el retraso total twta? s puede calcular, a partir del cual se puede resolver el tiempo al objetivo tt resuelto por lo siguiente: tiempo al objetivo = (retraso total - retraso constante) /2 ^ = ( total - Td)/2 (7) Después de resolver para el tiempo al objetivo tt, se puede determinar una distancia fina L- (paso S22) con la siguiente ecuación: d? = tt x c De la distancia fina c, se puede determinar una verdadera distancia c después de compensar las variables ambientales tales como temperatura, presión, y así sucesivamente (paso S24) . Cálculo de Muestras Por ejemplo, supongamos que las frecuencias para los ángulos de fase de 0° y 90° f0, fgQ se determinó que eran los siguientes valores: f0 = 137.620850 MHz fgO = 144.105000 MHz De conformidad con esto, t?l 90 ~ 1-047116116 De la ecuación 5 anterior, se determina la siguiente relación: f?/f90 = (K + i/ )/1* = 1.047116116 En seguida, es necesario determinar los valores enteros para K y N que produzcan un valor más aproximado a 1.047116116. La Tabla II tabula valores para un conjunto de valores de K y N. Nótese que sólo los valores entre 0.5 y 2.0 son proporciones válidas. Tabla II Como se ve en la Tabla II, cuando K = 5 y N = 5, la proporción (K + 1/4) /N = 1.05 la cual se aproxima mucho la proporción exacta de fgf fgQ . Suponiendo un vacío, la velocidad de la luz, c, es igual a 299,792,458 metros por segundo. Luego, a partir de la Ecuación 4 anterior, la distancia burda dc se puede calcular como: dc = N x ( c/f0) + 2 dc = 5 x (299,792,458/137,620,850) + 2 dc = 5.445987 metros Con referencia adicional a la Figura 12, se muestra una configuración alternativa de un sistema óptico 308 de la presente invención. Una fuente óptica 310 proporciona un haz transmitido 312 el cual es dividido por un divisor de haz 314 de manera que proporciones del haz transmitido 312 inciden en el objetivo 12 y sobre el sensor de referencia 316. El haz reflejado 318 se recolecta mediante una lente 320 y se enfoca sobre un sensor objetivo 322. El sensor de referencia 316 y el sensor objetivo 322 respectivamente proporcionan una señal de referencia 324 y una señal objetivo 326 al circuito de procesamiento 328 para usarlo para calcular la distancia al objetivo análogo a lo descrito anteriormente. El sistema óptico 308 preferiblemente es una unidad portátil auto contenida la cual se puede colocar como se desee por un usuario. Una pluralidad de sistemas ópticos 308 se pueden proporcionar para una sola instalación de digitalización para la generación y recolección de datos rápida para objetivos grandes. Por ejemplo, una habitación puede tener cuatro o seis de los sistemas ópticos 308 separados en todo lugar para digitalizar una ala de aeronave en materia de segundos en vez de horas o días como es el caso con aparatos convencionales . De manera alternativa, el sistema óptico portátil 308 se puede integrar en procesos de fabricación como una herramienta en la biblioteca de herramientas de una máquina de molienda controlada numéricamente computarizada (CNC) . Esta integración permitiría a los fabricantes certificar partes sin remover las partes del lecho de la máquina, aumentando significativamente mediante esto la velocidad del proceso de fabricación. Con referencia adicional a la Figura 13, para aumentar más la velocidad de la presente invención, se proporciona un aparato óptico de dos ejes 330 para articular el haz transmitido 312. El aparato óptico 330 incluye una unidad de articulación de eje x 332 y una unidad de articulación de eje y 334, cada una de las cuales incluye un espejo giratorio respectivo 336 y 338. El aparato óptico 330 "dirige" el radio transmitido 312 a los lugares deseados sobre el objetivo 12. El haz transmitido 312 se puede escanear o "explorar" a través de la superficie del objetivo 12 bajo el control de una computadora 340 para generar y recolectar datos para calcular la distancia al objetivo. Los haces reflejados preferiblemente se recolectan coaxialmente a través del uso de espejos 336 y 338. Implementando este aparato óptico 330, grandes cantidades de datos se pueden generar y recolectar en un período de tiempo relativamente corto. Los datos recolectados se pueden usar entonces para digitalizar el objetivo 12 mediante la computadora 400 u otro sistema de análisis. Los expertos en la técnica entenderán que las modalidades de la presente invención descritas anteriormente ejemplifican los principios de la invención y no limitan el alcance de la invención a las modalidades preferidas específicamente mostradas y descritas. Las modalidades ejemplares proporcionan un fundamento a partir del cual se pueden hacer numerosas alternativas y modificaciones, estas alternativas y modificaciones están dentro del alcance de la presente invención como se define en las reivindicaciones anexas .

Claims (12)

1. REIVINDICACIONES l. Aparato para medir la distancia a un objetivo, comprendiendo el aparato: un generador de frecuencia ajustable para generar una frecuencia de modulación; una fuente de luz conectada al generador de frecuencia para transmitir un haz transmitido de luz al objetivo a esa frecuencia de modulación; un sensor objetivo para recibir un haz reflejado que se refleja desde el objetivo, teniendo el haz reflejado una frecuencia reflejada,- un detector de fase conectado con el generador de frecuencia y el sensor objetivo para recibir la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada y para proporcionar una salida indicadora del ángulo de fase entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada,- y una computadora conectada al detector de fase y al generador de frecuencia, la computadora para ajustar la frecuencia de modulación a una primera frecuencia que produce una diferencia de fase cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada, para ajustar la frecuencia de modulación a una segunda frecuencia que produce una diferencia de fase predeterminada distinta de cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada, y para calcular la distancia al objetivo de fase desde la primera y segunda frecuencia.
2. 2. El aparato de la reivindicación 1 en donde la diferencia de fase distinta de cero es un múltiplo respectivo de 90 grados.
3. 3. El aparato de la reivindicación 1 en donde el haz transmitido y el haz reflejado son sustancialmente coaxiales .
4. 4. Cancelada
5. 5. El aparato de la reivindicación 1 en donde el sensor objetivo incluye: una red de distorsión conectada con el generador de frecuencia y el detector de fase; y un fotodiodo de avalancha conectado con la red de distorsión para recibir el haz reflejado,- la red de distorsión para mezclar la frecuencia de modulación con la frecuencia reflejada para producir una frecuencia de diferencia y para proporcionar la frecuencia de diferencia al detector de fase.
6. 6. Un método para medir distancia a un objetivo que comprende los pasos de: generar una frecuencia de modulación ajustable; transmitir un haz transmitido a la frecuencia de modulación al objetivo,- recibir un haz reflejado con una frecuencia reflejada desde el objetivo,- monitorear la frecuencia reflejada para determinar una diferencia de fase entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada,- y ajustar la frecuencia de modulación a la primera frecuencia que produce una diferencia de fase cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada; ajustar la frecuencia de modulación a una segunda frecuencia que produce una diferencia de fase predeterminada distinta de cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada,- y calcular la distancia al objetivo basándose en la primera y segunda frecuencias .
7. 7. El método de la reivindicación 6 en donde el paso de recepción que comprende el paso de recepción el haz reflejado en una relación sustancialmente coaxial con el haz transmitido.
8. 8. El método de la reivindicación 6 en donde la diferencia de fase distinta de cero es un múltiplo respectivo de 90 grados.
9. 9. Un aparato para medir distancia a un objetivo, el aparato comprende: un generador de frecuencia ajustable para generar una frecuencia de modulación; una fuente de luz conectada al generador de frecuencias para transmitir un haz transmitido de luz al objetivo a dicha frecuencia de modulación; un sensor objetivo para recibir un haz reflejado desde el objetivo, teniendo el haz reflejado una frecuencia reflejada; un detector de fase conectado al generador de frecuencia y el sensor objetivo para recibir la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada y para proporcionar una salida indicadora de un ángulo de fase entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada,- y una computadora conectada al detector de fase y al generador de frecuencia, la computadora para ajustar la frecuencia de modulación a una primera frecuencia que produce una primera diferencia de fase distinta de cero previamente determinada entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada, para ajustar la frecuencia de modulación a una segunda frecuencia que produce una segunda diferencia de fase predeterminada no diferente de cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada, y para calcular la distancia al objetivo desde la primera y segunda frecuencias.
10. 10. El aparato de la reivindicación 9 en donde la primera y segunda diferencias de fase distintas de cero son múltiplos respectivos de 90 grados.
11. 11. Un método para medir distancias a un objetivo que comprende los pasos de: generar una frecuencia de modulación ajustable; transmitir un haz transmitido a dicha frecuencia de modulación al objetivo; recibir un haz reflejado con una frecuencia reflejada desde el objetivo,- monitorear la frecuencia reflejada para determinar una diferencia de fase entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada,- y ajustar la frecuencia de modulación a una primera frecuencia que produce una primera diferencia de fase predeterminada distinta de cero entre la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada; ajustar la frecuencia de modulación a una segunda frecuencia que produce una segunda diferencia de fase predeterminada distinta de cero entre ' la frecuencia de modulación y la frecuencia reflejada,- y calcular la distancia al objetivo basándose en la primera y segunda frecuencias .
12. 12. El aparato de la reivindicación 11 en donde la primera y segunda diferencias de fase distintas de cero son múltiplos respectivos de 90 grados.