CN1236510A - 帧波形相互修正形资料信号的解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明系关于传送过程中混入杂讯之中,特别是对于会引起大的干扰之干扰杂讯,使用可以提升其承受度之频谱扩散调制之通信方式,以及使用对于有色杂讯可以提升其承受度之基带脉冲调制或频带通过形资料调制之通信方式。本发明之解决手段为:在每一符号帧周期,依据2值或多值信息调制传送载波或扩散系列;将在接收侧接收之各接收帧波形解调检测以复原为上述信息之资料传送方式中,藉由将0号之帧波形与j号之帧波形之杂讯成分相互抵消地，于两帧之至少其中一方乘上修正系数予以相加,以产生差分帧,将被包含于该差分帧之传送信息成分经由相关检波(correlation detecting)以复原传送信号。即本发明在其他台干扰杂讯成为支配之情形;经由将某帧之干扰杂讯以其他之帧的干扰杂讯相抵消之方法;可以提供接收侧SN比与过程增益G_p比显著提高之帧波形相互修正形资料信号之解调方式。

Description

帧波形相互修正形资料信号的解调方法

《发明之背景》

<发明之领域>

本发明系关于传送过程中混入杂讯之中，特别是对于会引起大的干扰的干扰杂讯，使用可以提升其承受度的频谱扩散调制的通信方式，以及使用对于有色杂讯可以提升其承受度的基带脉冲调制或带通形资料调制的通信方式。

<现有技术之说明>

频谱扩散通信系依据传送资料以调制扩散符号系列，将呈现比较窄频带之频谱之上述资料扩散成广频带加以传送，呈现：每单位频率之传送电力小，可以使对于其他通信的干扰成为比较轻微的水准，同时，对于在传送过程中混入的环境杂讯，即一般的外来杂讯以及对于由期望台以外的其他的移动台-干扰台进来的干扰杂讯，本质上具有强的承受性等的很多特徵之优异的通信方式。但是，由于从多数台来的通信共用相同频带之故，也存在由于干扰杂讯导致的干扰成为控制支配之问题点。

图1是显示经由无线通信途径进行频谱扩散通信的移动通信系统之一般的构成方块图，发信机TX系于以系列产生器1产生的扩散符号系列将2值传送资料b相乘调制，获得基带传送输出s(t)，再者，以振荡器2产生的频率f₀的载波调制基带传送输出s(t)，将包含资料b的载波频谱扩散後，经由无线通信途径送出于接收机RX。又，扩散符号系列一般使用与上述资料b之周期长相同，位元周期长之伪杂讯(PN系列)，以下以PN系列之中，最广泛被使用的M系列为例，加以说明。

接收机RX将被频谱扩散调制的信号通过省略图示的天线，导入放大器3，放大为所希望之电平，将此被放大的信号与局部振荡器4的本地信号f₁(＝f₀)频率混合，由此信号经过低通滤波器5解调为基带频带的接收扩散信号r(t)。即，进行相关(coherent)解调，或非相关解调。

将此基带频带扩散信号r(t)与由系列产生器6被产生的与上述发信机TX使用的符号相同的M系列符号输入乘法器7，将其结果所获得之乘积输出经由积分器8，于M系列的系列长(1帧)的期间进行积分，以获得匹配滤波输出。将此输出以检波器9在上述帧的结束时间点进行检波，经由与阈值比较之硬判定机能，解调2值接收资料b。将以此解调资料为基本而被制作之控制信号经过同步检波器10，输入上述系列产生器6的控制端子，使之与接收之信号相位同步地，控制M系列的产生时机。又，于图1的接收机RX中，虽然经常会有交换配置经由局部振荡器4与系列产生器6之乘积机能，但是全体的解调机能是相同的。

图2系模拟显示传送过程之信号的频谱图，11为频谱扩散调制信号的频谱，12为混入的环境杂讯的频谱。将此于接收机进行依据M系列的解调(逆扩散)，如图3所示那样，被扩散为广频带之上述频谱扩散调制信号11成为窄频带的信号13，又，环境杂讯12由于成为分散于广频带之信号14，为一种可抑制环境杂讯的影响的通信方式。

图4系显示现有技术的直接扩散形频谱扩散通信方式(DS-SS)之扩散符号(脉冲)系列m_I与2值信息的对应图，是符号长L＝7(小片段：chip)之例。同图中，b系应传送2值资料，T为资料的周期(帧周期)，Tc为小片段周期，s_I(t)系b与m_I(t)的乘积输出。传送帧s(t)系将s_I(t)之各脉冲作为方形波的传送用基带波形。又，m_I(t)与m(t)系由下式决定。 $m_I\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_i\mathrm{\&delta;}(t-i{T}_c)0\&le;t\&le;T\&hellip;\left(1\right)$ $m\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_i{q}_1(t-i{T}_c)\&hellip;\left(2\right)$

此处，c_i(i＝0、1、2...L-1：L为扩散系列的系列长)为扩散系列的第i号之小片段振幅，δ为δ函数，q₁为方形波函数。如图所示，对应“1”，将m_I(t)之方形波m(t)送出，而对应于“0”，则将它的倒相输出 m(t)送出。实际上，将s(t)频带限制在f_c＝T以下的信号转换为无线频率频带予以传送。此後资料信号的占有频带宽几乎为f_D＝1/T，扩散传送输出s(t)的占有频带宽几乎为f_c＝T^-1，由下式给出：

           f_c＝Lf_D    …(4)

又，将q₁(t)使用邻接标本点之自相关函数采用0之类的波形q′₁(t)(称为修正标本化函数，q₁(t)之DFT转换具有馀弦衰减随频率逐渐增大特性)以代替式(3)之类的方形波以传送之亦可。此情形下，在接收侧与发信侧相同地准备q′₁(t)，依据此波形进行相关解调，接收信号中之希望波成分成为(2)式之脉冲列。将此脉冲列经由以m_I(t)的逆扩散，可以检测信号。因此，频谱扩散调制信号占有极为广之频带之故，可以将有色杂讯电力(与信号m(t)相同成分)压抑在1/L，对于杂讯有强承受度。

但是，通常L＞＞1，不管使用L倍之频带，同时通话数Ns成为Ns＜＜L(L的数分之一的程度)，同时传送容量/Hz成为时间分割多路通信方式(TDMA)之(Ns/L)倍。因此，与时间分割多路通信方式相比，传送路径之频带利用效率一般有极为低之缺点。

此种同时通话数Ns与L相比，无法设定为大之理由，系由于分配给希望台的M系列m₀(t)与分配给其他移动台的种类不同的M系列m_k(t)(k≠0)之相互间存在之相互相关系数无法设成很小之故。又，一般对于在有色杂讯或在传播过程中由于多路反射(multipath：多路径)所产生之延迟波、伴随衰减之传播杂讯等的抑制效果也不充分，这些要因主要使得频谱扩散通信方式的频率利用效率降低。

现有技术的直接扩散形频谱扩散通信方式之过程增益G_p，系由下式决定：

               G_p＝10log₁₀L    …(5)

假如进入杂讯为单一频率，其相位与m₀(t)相同之情形，接收侧解调後的解调杂讯电力(图1的积分器8的输出)对于进入杂讯电力(图1的LPF5的输出)，如上所述成为1/L。然而，不同M系列相互间之相互相关值，由于m₀(t)与m_k(t)系依据各别独立的发信信息而被调制，再者，依据两者的帧之相互相位而变动，其平均值虽然可由： $\mathrm{\&rho;}=1/\sqrt{L}$ 求得，但是最差相关值比该值显著大很多。其结果，为具有高相互相关之干扰波多数长时间进入，其结果符号误差率显著劣化的情形经常发生之故，会产生无法将同时通话数Ns设定为大数值的问题点。

《发明之公开披露》

鉴于上述现有技术的问题点，本发明之目的在于提供：在各种杂讯之中，其他台间干扰杂讯为统治支配之情形，藉由将某帧的干扰杂讯以其他帧之干扰杂讯相抵消的方法，使接收侧SN比与过程增益G_P相比可以显著提高之帧波形相互修正形资料信号的解调方式。

本发明于资料传送方式中，经由压抑干扰杂讯、白杂讯，可以改善其接收解调SN比，应用于使用2值-3值脉冲波形的基带传送或带通形资料传送，可以实现符号间干扰杂讯或白杂讯之压抑。後者之例有：对于时间分割多路通信(TDMA)方式被使用之相位调制(PSK)、频率调制(FSK)、正交调制(QAM)、正交频率分割调制(OFDM)等。再者，应用于同一传送频带由多数使用者共用之符号分割多路通信(CDMA)方式，对于干扰杂讯之压抑可以显著发挥效果。

为了解决上述课题，本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第1项的发明，其特徵为：在每一符号帧周期，依据2值或多值信息调制传送载波或扩散系列，将在接收侧接收之各接收帧波形解调检测以复原为上述信息之资料传送方式中，藉由将0号之帧波形与j号之帧波形之杂讯成分相互抵消地，于两帧之至少其中一方乘上修正系数予以相加，以产生差分帧，将被包含于该差分帧之传送信息成分经由相关检测以复原传送信号。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第2项之发明，其特徵为：于上述第1项的发明中，制作将接收帧波形分割为多个小片段区间之接收小片段波形，或将该小片段波形部分地解调之接收小片段脉冲，将该接收小片段波形或接收小片段脉冲一面维持保持该接收帧之信号成分之条件，一面移动于其他的1～多个的小片段位置，藉由使用作为替代该小片段位置的接收输入，以制作修正接收帧，使用此修正接收帧，藉由上述第1项发明之手段可以检测出通信信息。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第3项发明，其特徵为：于上述第1项发明中，在接收侧之相关检波过程中，获得1对之各个接收帧与基准信号波的各个乘积输出交流成分，求得1对之乘积输出交流成分之相互相关系数，对于该1对之接收帧之至少一方之接收帧，乘以基于上述相互相关系数而产生的修正系数之波形与另一方之接收帧相加以制作差分帧波形，可以藉由相关检波以检测出被包含于该差分帧中的希望台基准信号波成分。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第4项发明，其特徵为：于上述第3项发明之中，以第0号的接收帧为基准，取出与此成对之第1号之接收帧，求得两者之该乘积输出交流成分相互间之相互相关系数，产生对应于此值之绝对值变大之1＝j号之接收帧之差分帧，求取将被包含于该差分帧之希望台基准信号波成分做相关检波之输出，依序求得在与第0号之接收帧成对之其他的接收帧之间求得之同样的相关检波输出，经由判定这些检波输出之振幅最大值或平均值，以检测出传送信息。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第5项的发明，其特徵为：于上述第4项发明之中，以第0号之接收帧为基准，将对于与此成对之第1号之接收帧被制作之该差分帧与希望台扩散系列之乘积输出交流成分与其他之该差分帧之同样的乘积输出交流成分比较，这些之交流成分电力之中，求得将被包含在对应于其值成为小数值之1＝U号之接收帧之该差分帧之希望台基准信号波成分做相关检波之输出，经由判定这些检波输出之振幅最大值或平均值之极性，以检测出传送信息。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第6项发明，其特徵为：于上述第4项发明之中，对于第0号之基准接收帧被制作的该差分帧的希望台扩散系列之乘积输出交流成分，与其他该差分帧之同样的乘积输出交流成分之相关系数在超过预先决定之阈值之情形，藉由将上述修正系数乘上该差分帧之至少其中一方，将两者相加以制作再差分帧，藉由将被包含于该再差分帧之希望台基准信号成分做相关检波，以检测出传送信息。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第7项发明，其特徵为：于第1至第6项发明之中，由多个之小片段信号与被包含于该各小片段区间之小片段杂讯所构成之接收帧之各小片段波形，或积分各小片段波形所获得之各小片段脉冲输出，在不变更被包含于上述接收帧之信号成分之条件下，于同一帧内，移动于别的1～多个之小片段位置，藉由使用作为该小片段位置之接收输出之代替，附加变更该接收帧的含有杂讯成分的手段，使用第0号之接收帧及与其成对的第1号的接收帧之解调成分或逆扩散输出交流成分，在该一对之接收帧之其中一方乘上修正系数，使之提高产生的差分帧之杂讯相抵消效果，以检测出传送信息。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第8项发明，其特徵为：于上述第1至第7项发明之中，经由传送信息调制基准载波以产生偶数号之符号帧，调制具有与该基准载波正交之相位之正交基准载波以产生奇数号之符号帧，藉由使用产生同相-正交帧交互配置形传送信号之方式，在接收侧的希望台之传送的同相、正交帧之相关解调过程，可以使之各别降低干扰杂讯的影响。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第9项发明，其特徵为具备：于上述第3项发明中，在符号帧的同步偏离之状态，对于预先决定之时间内接收之接收输入，对于由与在接收侧预先设定之该假想矩形波帧一致之1对的假想接收帧求得之差分帧，施以依据希望台基准信号成分之相关检波以求取相关检波输出的电力，基于由其他相同之多数的接收帧对求得之相关检波电力以求得该电力平均值，将假想矩形波移往其他之位置，求得同样的相关检波电力平均值，在这些值之中，由显示最大值之该假想矩形波帧之移动位置以判定符号帧的同步位置之同步机能。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第10项发明，其特徵为：于上第4至第5项发明中，在接收侧之相关检波过程中，藉由1对之各别的接收帧与基准信号波之乘积以求得各个之接收波乘积输出交流成分，选择第0号及与成为其组合对象之第1号的帧的该交流成分之电力互相成为相等之组合的差分帧。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第11项发明，其特徵为：于上述第8项中，藉由使用设偶数号的帧之基带信号为扩散系列之同相波，设奇数号之帧之基带信号为该扩散系列之正交波之同相-正交帧交互配置形发信信号，在接收侧可以使之避免干扰杂讯影响的一部分。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第12项发明，其特徵为：于上述第1至第7项发明中，在使用于使用基带脉冲调制(PCM)或PSK，DPSK，OFDM等之频带通过形调制方式之传送方式之情形，对于1对之接收帧，把在以依据求得之基准信号波之乘积输出交流部分之相关系数为本产生的修正系数乘以该接收帧之至少其中一方以产生差分帧，将该差分帧藉由解调检波以检测发信信息。

本发明之帧波形相互修正形资料信号之解调方式的第13项发明，其特徵为：于上述第12项发明之中，将接收帧的自相关函数与基准信号波之自相关函数作为接收帧、基准信号波，进行处理以检测出发信信息。

本发明的第14项发明，系藉由在每一符号帧周期，依据2值或多值信息调制传送载波或扩散系列，将在接收侧接收之各接收帧波形解调检测以复原为上述信息之资料传送方式，其特徵为：

由采用接收帧波形与接收帧分离脉冲之逻辑积，在每个接收帧获得(2μ＋1)个之信号r_n(t)，并对此进行蓄积的步骤，以及在发信侧，将于调制之际使用之扩散系列与上述接收帧波形相乘，以获得乘积输出u_n(t)之步骤，以及获得上述乘积输出u_n(t)之交流成分 u_n(t)的步骤，以及在每个接收帧蓄积(2μ＋1)个之上述信号r_n(t)与上述交流成分 u_n(t)的步骤，以及产生2μ个之(n＋μ)号之信号r_n(t)与((n＋μ＋j)号之信号r_j(t)之差分帧d_j之步骤，以及获得上述2μ个之差分帧与希望台M系列之相关输出之步骤，以及由上述相关输出算出被包含于接收帧中之上述希望台M系列成分之期待值之步骤，以及进行上述期待值之硬判定处理之步骤所构成，藉由这些手段，以解调接收信号。

本发明中使用之重要参数虽然为逆扩散输出交流部分 u_n(t)，但是在逆扩散输出交流部分 u_n(t)乘以基准信号波，可以求得接收输入杂讯中之正交杂讯成分x_Q(t)。因此，代替逆扩散输出交流部分 u_n(t)而使用正交杂讯成分x_Q(t)也可以实现完全相同之机能。

<附图之简单说明>

图1是显示通过无线通信路径进行频谱扩散通信之移动通信系统之一般之构成方块图。

图2是模拟显示传送过程之信号之频谱图。

图3是模拟显示依据M系列之逆扩散後之信号之频谱图。

图4是显示现有技术的直接扩散形频谱扩散通信方式之2值信息与发信帧信号之对应图。

图5(a)是本发明的一实施例的频谱扩散方式用收发信机之方块图，图5(b)是图5(a)之接收机的部分方块图。

图6是显示信号帧系列与干扰杂讯群的帧系列图。

图7是显示干扰杂讯的周期稳态特性图。

图8是显示由频带通过形接收帧信号以产生小片段脉冲列与匹配滤波之输出的解调电路图。

图9(a)、图9(b)是显示接收杂讯帧波形与匹配滤波输出波形图。

图10是逆扩散输出交流成分之大小顺序再排列图。

图11(a)、图11(b)、图11(c)是显示接收杂讯帧波形与匹配滤波MF之输出波形图。

图12是显示依据本发明之诸方式产生之差分帧之杂讯成分之比较图。

图13是同相-正交载波帧之交互配置调制差分帧解调方式之方块图。

图14是显示同相-正交帧交互配置方式之信号与干扰杂讯之帧系列图。

图15是显示同相-正交帧交互配置形调制方式之干扰杂讯之周期稳态特性图。

图16是显示基带频带之同相-正交方形波扩散系列之一例图，其中(a)为1小片段脉冲的同相-正交波形；(b)为M系列的同相-正交波形。

图17是同相-正交基带帧之交互配置形调制差分帧解调方式的方块图。

图18是使用于DS-SS传送系统之帧同步方式的方块图。

图19是显示PSK调制方式之接收帧信号的一例图。

图20是接收小片段脉冲列产生电路的方块图。

图21显示由PSK接收输入产生的解调脉冲列图。

图22是显示非相关FSK调制信号的解调电路方块图。

《实施发明用之最好形态》

以下，根据附图所示之实施形态，详细说明本发明。又，本案发明者于电子信息通信学会技术研究报告(SST96-98-111[频谱扩散]/1997年3月19日)中，发表“同相-正交系列交互配置形CDMA同步方式”。此CDMA同步方式系：为了将对同步检测产生影响的实效杂讯电力减半，扩散系列之同相波与正交波被交互配置地构成发信侧之帧配置，将被包含于进入帧之杂讯以其他之帧之杂讯相抵消，产生由2个的相近帧之和或差形成的差分帧，使用该微分帧以相抵消干扰杂讯，藉由由该差分帧与希望台扩散系列之相关输出ρ以求得残留在该差分帧之信号电力之有无之方法，以推测接收机之帧同步是否被确保。

但是，上述发表之同步方式，目的在于概率精度高地检测信号之有无，不需要以信号之极性检测为目的之本发明的高度的技术，而使用电力基带之检测方式。又，由于系用于检测同步，任意之1帧的信号的有无之高精度检测也非必要，使用多数之帧，存在于各帧内之信号之有无可以概率地检测便很充分，检查杂讯相抵消之程度之机能并没有具备。因此，上述相关输出电力ρ²之长时间平均被使用做为评价函数，再者，在使用交互配置同相·正交波的帧构成之条件下，以提高检测精度。

本发明系发展上述发表的差分帧的概念，着眼于任意的1个，找出不单是被包含于此帧之信号成分，其极性也可以高精度地(误差率10^-3～10^-10)检测出之评价函数，藉由数种类设定高度之评价函数，使之可以做杂讯相抵消的程度的检查，其的结果为提供：可以极为高精度地做极性(或多值准位)的判定的手段。

再者，本发明导入于上述发表之同步方式中没有之小片段位置移动方式之新的概念，提供：使杂讯可以相抵消的候补帧的探查范围显著变窄之技术，使此适用于同步方式，如之後叙述般地，经由上述之周知方式可以提供至为优异(同步引进时间之缩短或偏离同步检测精度等的方面)的同步方式。

本发明之原理系：在比较被包含于传送1个的资料符号用的时间宽度(帧)之杂讯与存在于附近的其他的帧的杂讯互相近似的情形，采用杂讯互相抵消之两者之差分部分，以检测被包含于此差分帧的所希望的信号成分的方式。杂讯的主体系由其他台来的干扰成分的情形，由该周期稳态性，包含相似杂讯的帧之发生概率，以统计方式求之之故，藉由比较之邻接帧数目之增大，上述杂讯之相抵消可以几乎完全实现。因此，接收解调之SN比可以提高很多。

又，于实施例的说明之际，立于对移动通信的应用之观点，在适用情形之效果特别大之直接扩散形频谱扩散方式(DS-SS)，以于频谱扩散调制後，施以对PSK等的无线频率频带的转换的移动通信方式为例以进行主要之说明。又，扩散系列以M系列为例进行说明。

图5(a)系本发明之一实施例的频谱扩散方式用收发信机之方块图。同图中，MOD₁，MOD₂为乘法器、I为积分器、C为电容器、A为“与“门、Sr为接收帧用存储器、Su为乘法输出交流成分用存储器、DF为差分帧产生电路、MFB为匹配滤波器电路群、∑为MFB输出之选择加法电路、DEC为硬判定电路。又，同图中，省略对无线频带之调制解调过程，只显示基带频带之机能。又，由于图示的电路机能的大部分可用数位信号处理技术加以实现，故必要的A/D转换器则省略其图示。

n号之2值资料b_n(∈±1)，于发信机TX之乘法器(调制器)MOD₁调制M系列m₀(t)，产生n号之传送基带帧信号s_n(t)。传送基带信号s(t)为如图4所示之帧系列，以下式表示。 $s\left(t\right)=\sqrt{P}\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_n{m}_0(t-\mathrm{nT})\&hellip;\left(6\right)$ 此处P为发信电力，s(t)为经过传送路径TL被传送于接收机RX。

另一方面，接收机之接收信号r(t)系信号成分m₀(t)与杂讯x(t)之和，以下式给出。 $r\left(t\right)=\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_n\left(t\right)\&hellip;\left(7\right)$ $r\left(t\right)=\sqrt{P^{\&prime;}}{b}_n{m}_0(t-\mathrm{nT})+x_n\left(t\right)\&hellip;\left(8\right)$ $x\left(t\right)=\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_n\left(t\right)\&hellip;\left(9\right)$

此处，信号成分m₀(t)实际上，系将图4的发信帧方形波之频带限制于f_c以下之波形，P′系接收电力。又，传送过程中接收之失真，假定在接收机输入侧之均衡电路被均衡化，实际存在之均衡化残馀成分与信号成分m₀(t)之频带限制所致之失真成分，认为包含于杂讯x(t)中之故，可以考虑为即使在接收侧，也可以接收与在发信侧使用的波形完全相等的M系列。再者，帧同步假定以其他之手段被保持之故，省略发收信期间之延迟时间之显示。

乘法器MOD₂与积分器I构成匹配滤波器(MF)，在接收信号r_n(t)乘以M系列之乘积输出u_n(t)，其直流部分(对于相关输出、基准信号m₀(t)之同相成分)w_n、交流部分 u_n(t)对于基准信号m₀(t)之正交成分)分别由下列之式子(10)～(12)给出，这些值可以作为匹配滤波器MF的输出获得之。

      u_n(t)＝r(t)m₀(t－nT)＝r_n(t)m₀(t－nT)＝w_n＋ u_n(t)…(10) $W_n=\frac{1}{T}T{\&Integral;}_0^T{u}_n\left(t\right)\mathrm{dt}-----\left(11\right)$

       u_n(t)＝u_n(t)－w_n                                   …(12)此处，基准信号m₀(t)之标准偏差为1之故，直流部分w_n由信号成分之相关输w_sn与杂讯成分之相关输出w_xn构成。

      w_n＝w_sn＋w_xn    …(13) $w_{\mathrm{sn}}=\sqrt{P^{\&prime;}}{b}_n$ 直流部分w_n与交流部分 u_n(t)作为图5(a)之匹配滤波器MF之输出求得。

接收信号r(t)被加于加上了接收帧分离用帧脉冲q₂(t－nT)的“与”门A之故，其输出成为r_n(t)。 $q_2=1-\frac{T_c}{2}\&le;t\&le;\{T-\frac{T_c}{2}\}$ $=0-\frac{T_c}{2}>t>\{T-\frac{T_c}{2}\}\&hellip;\left(15\right)$

如此获得之r_n(t)被依序存储在存储器Sr。被存储之接收帧数目有(2μ＋1)个。以同样之方法，电容器C之输出之乘积输出交流成分u_n(t)共(2μ＋1)个被存储于乘法输出交流成分用存储器S_u。

差分帧产生电路DF产生第(n＋μ)号之接收帧与第(n＋μ＋)号之接收帧之差分帧d₁(1＝-μ，-μ-1，…-1，1，…μ-1，μ)，差分帧数目为2μ个。但是，实际上如之後叙述的，只有2μ个之差分帧中之一部份d_j(j∈1)被产生。这些差分帧信号被传送于匹配滤波器电路群MFB。

匹配滤波器电路群MFB系有2μ个之匹配滤波器，产生个差分帧信号d_j与希望台M系列m₀(t)之相关输出ρ_j。以这些相关输出为本，选择加法电路∑算出被包含于第μ号之接收帧中之m₀(t)成分之期望值z_n＋μ。硬判定电路DEC进行z_n＋μ之硬判定处理，产生2值信号之推算值_n＋μ。判定处理部DP系由匹配滤波器电路群MFB与选择加法电路∑与硬判定电路DEC所构成。

即，本发明系利用在推算接收帧之前後进入之给μ个之接收帧，以求得期望值z_n＋μ之方式。

图6系发收信信号以及杂讯之流程图。F_n系显示希望台接收信号之帧位置之记号，m_k(t)，(k＝1，2，……K)为干扰台之M系列，x_kn为由第k号之干扰台来的跨于F_n与F_n＋1的帧位置所进入之干扰杂讯的电压振幅。此处，杂讯x(t)由式子(16)决定，设为只由K个的干扰台来的干扰杂讯所构成加以说明。 $x\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{\mathrm{kn}}{m}_k(t-\mathrm{nT}-T_k)\&hellip;\left(16\right)$ $x_{\mathrm{kn}}=\sqrt{{P\&prime;}_k}{b}_{\mathrm{kn}}\&hellip;\left(17\right)$

此处，含有k的记号为由第k号的干扰台加入的杂讯成分的参数，m_k(t)为关于k的种类不同的M系列，P′_k为接收电力，b_k为2值信息，T_k为与F_n之时间差。

由同一图可以明白地，与F_n之时间差T_k(≤T)以及该接收电力P′_k为未知数，而且，虽系随着时间变化之随机参数，但是如果着眼于帧位置F₀，在F₀之前後之±μ帧之类的短时间范围(称为准稳态时间范围，例如，时间差T_k之变动份ΔT_k，ΔT_k《T_c之情形》，可以假设为一定。又，虽然第k号之干扰台之跨F_n与F_n＋1帧位置进入之干扰杂讯之电压振幅x_kn也随着时间变化，但是假如考虑(17)式之b_kn为2值，干扰台数目K愈少，进入F_n与F′_n之帧位置之杂讯容易变成相同。

此概率(逆极性可以视为相同)设为p_x之时，则有

          p_x＝2(4^-k)    …(18)

图7系显示此种干扰杂讯之周期稳态特性图，这是：在K＝2之情形，第k号的干扰台来的干扰信号的第n号的资料b_kn，采用1的连续或0的连续，别的第k号的干扰台来的干扰信号的邻接帧的资料b_k′n与b_k′n＋1，采用4种形态之例。即使对于b_kn为采用(1，0)或(0，1)之情形，b_k′n与b_k′n＋1采用4种形态之故，存在4K种之形态。(b_kn＝0之传送上之值采用-1。)

图中，显示互相逆极性之形态以INV接线连结，这些在相似杂讯检测上可以视为相同种类之故，形态之种类成为1/2。由此关系可以获得式(18)。

又，接收台容易接收由在其附近发信之干扰台来之干扰杂讯。即，要进入基地台之各台电力成为一定地，控制各台之发信电力，所谓之严密地进行电力控制，实际上有极为困难之限制之故，强烈接收由附近之干扰台来之干扰杂讯之影响。因此，造成支配性之干扰之台数可以考虑为数台。例如，考虑k＝4，p_x＝1/128，在128帧中以1次之比例，出现同一干扰的形态。因此，于图5(a)所示的构成中，设定μ＝64，对于＝-64～-1，+1～64之范围之帧，构成了差分帧，统计上于128个之差分帧中之1个的帧中，杂讯成分几乎完全被相抵消。

接着，简略化帧号码之标记，将帧号码n＋μ＋1以1表示之。

                    n＋μ＋1→1

此处，对于中央之接收帧r_n＋μ＝r0与其附近之第1号之接收帧r_n＋μ＋1＝r₁(1＝-μ，…-1，1，…μ)，乘积交流成分 u_n(t)可以考虑为只对应于杂讯之成分，以下述定义两者之杂讯成分之相关系数γ₁。

此处，——意味关于t(＝0～T)之平均值。

相关系数为：|γ|≤1，但是|γ₁|≈1之情形，对于两接收帧之杂讯波形同相部分也可能有很高之相关性。这是因为求取两帧之杂讯成分x₀(t)与x₁(t)之间之同样的相关系数Γ₁，进而使帧号码变化求取λ₁＝(Γ₁/γ₁)之时，λ₁之产生分布为以λ₁＝1为中心，1附近之产生概率有变得极为高(即，Γ₁=γ₁)之统计性质。此处，决定接近1之阈值γ_th，着眼于满足：

                 γ_j|≥γ_th                    …(21)的第1＝j号的接收帧。将此帧号码以j表示之。首先，使杂讯互相抵消地，图5(a)之差分帧产生电路DF制作下述的差分帧d_j(t)。

                d_j(t)＝r₀(t)－γ_j ¹r_j(t)    …(22)

此处，即使 $d_j\left(t\right)=\left(\frac{r_0\left(t\right)}{{{\mathrm{\&gamma;}}^{\&prime;}}_j}\right)-r_j\left(t\right)$ 也几乎可以达成相同之目的。

假如，r_o(t)与r_j(t)之全杂讯互相完全相等，σ_j＝σ₀，则|γ_j|＝1γ′_j|＝1。通常在附近帧相互间，考虑可以假定P′_o＝P′_j，作为差分帧d_j(t)，可以获得下式。 $d_j\left(t\right)={\mathrm{\&beta;}}_j\sqrt{{P^{\&prime;}}_0}{m}_0\left(t\right)+\mathrm{\&Delta;x}\left(t\right)\&hellip;\left(24\right)$

                 β_j＝b₀－γ′_jb_j                          …(25)

                 △x(t)=x_o(t)－γ′_jx_j(t) $\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=}}\{1-|{\mathrm{\&gamma;}}_j\left|\right\}{x}_0\left(t\right)$

                 γ′_j≌sgn(γ′_j)·1|γ′_j|＜1              …(27)此处，sgn系显示()内之值的极性。式(26)之最右边之近似式为以式(23)，藉由设 ${\mathrm{\&sigma;}}_0\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=x_0}},$ ${\mathrm{\&sigma;}}_j\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=x_j}}$ 以求之。因此，由式(23)与式(26)之近似式，Δx(t)之电力比x_o(t)者统计上有高的概率会变小。目前|γ_j|=|γ′_j|＝1，假定，Δx近似于0，对应第0以及j号之帧信号b_o，b_j之极性，可获得： $d_j\left(t\right)\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=}}2\sqrt{{P^{\&prime;}}_0}{b}_0{m}_0\left(t\right)({{\mathrm{\&gamma;}}^{\&prime;}}_j{b}_0{b}_j<0,|{\mathrm{\&gamma;}}_j|=|{{\mathrm{\&gamma;}}^{\&prime;}}_j|=1)\&hellip;\left(28\right)$ $\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=}}0-----({{\mathrm{\&gamma;}}^{\&prime;}}_j{b}_0{b}_j>0,|{\mathrm{\&gamma;}}_j|=|{{\mathrm{\&gamma;}}^{\&prime;}}_j|=1)\&hellip;\left(29\right)$ 此处，假如|γ′_j|＞1，式(25)之β_j之极性会有成为b₀之极性之相反之情形之故，为了判定b₀之极性，经由式(27)之条件，保存极性，有必要使|γ′_j|＝1。式(28)、(29)所示之2种类的输出虽然以1/2之概率发生，但是为了使式(28)之情形几乎以1之概率成立，在制作b₀(t)之判定用之差分帧d_j(t)之时，使其探查范围之接收帧数目增加为2倍(在上述例中，2μ＝256)即可。

d_j(t)与m₀(t)之关系，如果设定为： 藉由下式给出。

此处，虽然ρ_j，ξ_j系与式(13)之w_n，w_nx同样之相关输出，但是为了明示对于差分帧之值，使用此记号。

接著，说明最大值判定方式。

在2μ帧之中，满足式(21)之j存在很多，但是在其之ρ_j之中之绝对值成为最大之(z_m)之式(31)之情形， $x_0\left(t\right)\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=}}{{\mathrm{\&gamma;}}^{\&prime;}}_j{x}_j\left(t\right)$ 与式(28)之关系以高的概率成为近似之故，设图5(a)之选择加法电路∑之输出为：z_n＋μ＝z_m，以同图之硬判定电路DEC检测出之z_m相关量之正负，可以判定b₀之极性。

                z_m＝max{|ρ_j|}    …(31)

对应于|γ′_j|→1，Δ u(t)＝{ u₀(t)－u_j(t)→，0其结果，高的概率会：Δx(t)→0，ξ_j→0。因此，由式(28)，在γ′b₀b_j＜0，| γ′_j→1之情形，确定可以提高SN比。

此处重要之点为：在差分帧d_j(t)不包含存在于两帧之互相相似之杂讯成分，如果相关系数 $\left|{\mathrm{\&gamma;}}_j\right|\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=}}1$ ，可以实现几乎理想之杂讯之相抵消。相关系数在 $\left|{\mathrm{\&gamma;}}_j\right|\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=}}1$ 之帧不存在之情形，系：接收帧数目μ过于小，或者在此处假定之准稳态时间范围，接收电力P为急速变化之状态。後者发生频度极为少。

接着，说明对于无法将接收帧数目μ设定为大，帧间之杂讯之相关非特别大之情形之次好之方法，即，平均值判定方式。例如，相关系数之阈值γ_th设定为0.5，对于帧d_j(t)之相关量ρ_j设定阈值ρ_th，将与满足

               |ρ_J|≥ρ_th    …(32)之第0号之帧成对之组合接收帧之号码，设定j＝J，只对于满足式(32)之帧之相关量，采用平均值，设此值为期望值z₀。 $z_0=\frac{1}{M}\mathrm{\&Sigma;}{\mathrm{\&rho;}}_J\left(\right|{\mathrm{\&rho;}}_J|\&GreaterEqual;{\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{th}})\&hellip;\left(33\right)$ 此处，M为满足式(32)之ρ_J之个数。在此方式中，图5(a)之选择加法电路∑在进行式(32)，(33)之处理之同时，设z_n＋μ＝z₀，将此加于图5(a)之DEC以判定其之正负，可以检测出信息b₀。如果使用此方式，即使减少检索之差分帧数目2μ之值，也可以达成目的。

接着，说明着眼于对于差分帧d_j(t)，乘以m₀(t)时获得之乘积输出交流成分之逆扩散交流成分判定方式。

d_j(t)与m₀(t)之乘积输出以下式给出。

                U_dj(t)＝d_j(t)m₀(t)      …(34)

                 u_dj(t)＝u_dj(t)－ρ_j    …(35)

式(35)所示之交流成分系被包含于d_j(t)之杂讯成分Δx(t)之中，与m₀(t)正交之成分之故，可以使用作为Δx(t)之电力推算值。因此，设定适当之阈值P_th， u_dj(t)之电力P( u_dj)在满足：

                P( u_dU)≤P_th $P\left({\stackrel{\_}{u}}_{\mathrm{dj}}\right)=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\&Integral;}}{\stackrel{\_}{u}}_{\mathrm{dj}}^2\left(t\right)\mathrm{dt}\&hellip;\left(36\right)$ 之帧号码，设定j＝U。第U号之帧系在j帧群中，杂讯更容易被抵消之候补帧。d_U(t)与m₀(t)之相关量ρ_U

考虑为与上述之ρ_j相同，藉由式(31)，(32)，(33)求得z_m或z₀，可以检测出信息b₀。此方式系在差分帧相关输出交流成分采用比较小之值之情形，将其差分帧作为判定候补使用之方式。

为了实施此方式，图5(a)以DP表示之判定处理部使用图5(b)所示般之构成。此电路以由匹配滤波器电路MF与其之输出 u_dj(t)以求得P( u_dj)之乘方电路构成单位电路，由复数个此单位电路MFB′构成之。又，选择加法电路∑将满足式(36)之条件的帧号码U，由j帧群中判定之，具有：求取式(37)之相关输出ρ_U之机能，以及求得相关输出ρ_U之中的最大值z_m的机能，以及由相关输出使用式(32)与式(33)以求取z₀的机能，以及将z_m、z₀之其中一方作为z_n＋μ送于硬判定电路DEC之机能。藉由设成此种构成，可以实现逆扩散交流判定方式。

又，限定评价对象候补帧之故，作为其他之评价尺度，作为第0号与第1号之帧之逆扩散交流成分之电力，可以使用式(20)之σ₀ ²与σ₁ ²。即，在 ${\mathrm{\&sigma;}}_0^2\underset{\&CenterDot;}{\overset{\&CenterDot;}{=}}{\mathrm{\&sigma;}}_1^2$ 之组合帧之中，选择满足式(21)与式(32)之条件之组合帧，由此以求得上述之期望值z₀，z_m之方法。

在本发明之杂讯相抵消机能之实现上，利用式(19)、(23)之γ₁，γ′₁。γ₁并非杂讯之同相成分相互之相关系数，可以作为其之期望值被使用。因此，利用此虽然无法保证杂讯相抵消，但是藉由使用上述之阈值ρ_th、P_th与评价函数z_m、z₀，统计上有高之概率，可以实现杂讯之同相成分之相抵消。

接着，说明于差分帧d_j(t)施以再度逆扩散之再差分帧检测方式。对于式(35)之 u_dj(t)与第R(≠j)号之帧r_R(t)之逆扩散交流成分 u_R，与式(19)相同之方法，求得下式之相互相关。 ${\mathrm{\&gamma;}}_R=\frac{{\stackrel{\_}{u}}_{\mathrm{dj}}{\stackrel{\_}{u}}_R}{{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{dj}}{\mathrm{\&sigma;}}_R}\&hellip;\left(38\right)$

在此相关量γ_R采用大值的d_j(t)与r_R(t)之两帧间，与式(22)同样地，采用差分部分，制作再差分帧d_dj，R(t)。

 d_dj，R＝d_j(t)－γ′_Rr_R(t)    …(39)γ′_R系与式(23)相同定义。对于此再差分帧，施以式(30)-(33)之处理，求得z_m或z₀。藉由此方法，可以实现信息b₀之更正确的检测。

在上述说明中，虽然设接收输入r(t)为基带波形，但在移动通信之情形，实际之发信波形如图1说明过的，使用以图4之方形波扩散波形m(t)将载波f₀做PSK调制以获得之频带通过波形。因此，将此频带通过接收波形以局部载波f_L＝f₀解调滤波，求得发信侧之信号成分m(t)以作为解调输出的信号成分。但是，此波形并非图4之方形波，频带未被限制。

接着，设频带通过接收波形之1帧的分量为r_BP(t)，将由被包含于r_BP(t)之信号成分以求得图4之扩散符号之脉冲列m_I(t)之方法，以使用省略帧号码n显示之图8说明。

与构成频带通过接收波形之1帧分量r_BP(t)之发信侧载波f₀(其之接收侧之相位为θ)同步，而且将相同频率之局部载波p(t)与频带通过接收波形之1帧的分量r_BP(t)以乘法器MOD₁相乘之，获得解调输出r_d(t)。使用小片段时机脉冲e₀(t)，于每一小片段周期藉由积分器I₁积分此解调输出r_d(t)，获得下式之脉冲r_0j。 $r_{\mathrm{oi}}=\frac{1}{T_c}{\&Integral;}_{i{T}_c}^{(1+1)T_c}{r}_{\mathrm{BP}}\left(t\right)p\left(t\right)\mathrm{dt}\&hellip;\left(40\right)$ $p\left(t\right)=\sqrt{2}\cos (2\mathrm{\&pi;}{f}_0+\mathrm{\&theta;})\&hellip;\left(41\right)$ 由此可以将第0号之帧信号表现为由L个之脉冲r_oi(i＝0，1，2，…L-1)形成之1帧的分量之脉冲列r_o＝{r_oi}。

(以下，省略r_o(t)之t以表示帧信号。)

在频带通过接收波形之1帧的分量之信号r_BP(t)不含有杂讯，设 $b_0\sqrt{P^{\&prime;}}=1$ ，{r_oi}几乎等于图4所示之m_I(t)＝{c_i}。与m_I(t)之若干之不同系基于频带限制之失真成分，此被作为杂讯之一部分处理之。为了避免因为频带限制之上述失真，可以使扩散脉冲系列{c_i}之各小片段脉冲对应于标本化函数波形，制作发信帧s(t)，在接收信号之各小片段位置使用相同波形，使用相关解调标本化函数波形调制解调方式。使用此种之方式，无杂讯之情形之{r_oi}( $b_0\sqrt{P^{\&prime;}}=1$ 之情形)与符号系列{c_i}一致，可以正确遂行使脉冲列居其间之解调处理。(参考文献：N.Kuroyanagi，N.Suehiro，K.Ohtake，M.Tomita and L.Guo，“ANarrowband Multi-ary FSK Transmission Principle using SamplingFunction Waveform Modulation，”IEEE 4th ISSS TA′96，TE4(1996-09))。

此处，考虑在频带通过接收波形之1帧的分量之信号r_BP(t)实际上没有含杂讯，对于第n号之接收帧，使用此脉冲列解调方式之时，被产生在积分器I₁之输出侧)之基带频带接收波形，以下式被表现之。 $r_n\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{\mathrm{ni}}\mathrm{\&delta;}(t-i{T}_c)\&hellip;\left(42\right)$ $x_n\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{\mathrm{ni}}\mathrm{\&delta;}(t-i{T}_c)\&hellip;\left(43\right)$ $r_{\mathrm{ni}}=\sqrt{P^{\&prime;}}{b_{n}c}_i+x_{\mathrm{ni}}\&hellip;\left(44\right)$

在图8所示之电路中，由乘法器MOD₂、积分器I₂、电容器C形成之匹配滤波器MF被置于後部。此处，藉由使用扩散系列{c_I}与帧时机脉冲e_f(t)，以小片段基准获得之乘积输出{u_i}与其之交流成分，再者帧基准之相关输出w被求得。又，图中将乘法器MOD₂置于乘法器MOD₁之前，先进行逆扩散也可以遂行完全相同之机能。

由式(18)、(23)、(24)之关系，在获得充分大之帧间相关系数γ_j，γ′_j上，组合对象之接收帧2μ，期望为：

                          2μ＞4^k    …(45)干扰台数增加，2μ会增大，因此解调处理量增加。又，即使在满足上式之条件下，并无求取大的相关系数之绝对的保证。此问题，使用以下叙述之接收小片段脉冲移动方式，可以解决。

接着，说明接收小片段脉冲移动方式。

接收帧考虑：藉由图8所示之电路，转换为小片段脉冲列{r_oi}之情形。目前考虑第n＝0号与n＝1号之接收帧r₀与r₁，又，在式(17)，设 $\sqrt{P_k}=\mathrm{\&upsi;}$ ，k＝0，1，2，3，成为接受由3个的干扰台来的相等电力(接收小片段电压±v)的干扰波。为了简单之故，考虑接受到小片段相位互相一致之干扰波之情形，总和干扰波的小片段电压采用±v与±3v之4种之值。此种之杂讯之r₀与r₁的小片段脉冲之杂讯成分x_oi，x_1i(i＝0，1，2，…L-1，L＝7)，考虑如图9般地被赋予之情形。(又，为了简单之故，省略信号成分 $\sqrt{P^{\&prime;}}{b}_n{c}_i$ 之显示。)

同图之c_i为逆扩散系列。使用图8之匹配滤波器(相关器)MF，由上述参数求取图9所示之逆扩散输出脉冲u_oi，u_1i，其交流成分u_oi与u_1i。此例之两交流成分的相关系数如之後叙述地，很小。

接着，考虑极性将与依照大小顺序[大(+)→小(+)→小(-)→大(-)]排列，获得具有图10所示小片段号码i_(r₀)，i_(r₁)之顺序之u_oi、u_1i。设r₁之新小片段位置之显示记号为h。移动的映像(mapping)于图10之排列顺序标记中，将相同小片段位置号码θ(θ＝0，1，2，…L-1)上之i_(r₁)对应于i＿(r₀)，得以被实现之。即将相同θ上之i_(r₁)移动于h＝i_(r₀)之操作，以

 h＝[i_(r₀)/i_(r₁)]θ    …(46)表现。在图10之例中，检视θ＝0之小片段顺序，由图上之4，0之表示而成为i_(r₀)＝4、I_(r₁)＝0之故，r₁₀往r₁₄移动。在θ＝1，由图上之3，5之表示而成为r₁₅往r₁₃移动。即使进行此小片段位置之排列移动(r_1i→r_1h)，r_1h之信号成分为了与r_1i之信号成分相等被保持之故，依据扩散系列的符号，有必要进行下述之极性变更。

                  r_1h＝c_ic_hr_1i    …(47)没有杂讯之情形，藉由依据上式之小片段脉冲之移动所产生之第1号之修正接收帧r₁(h)与r₁(i)之信号成分相等，皆成为{ $b_1\sqrt{P^{\&prime;}}{c}_i$ }。

为了简单之故，考虑去除信号成分，以上述之原理，求得x_1h，使用逆扩散系列c_h(＝c_i)，求得图8的匹配滤波器MF之输出，示于图11的(a)。

另一方面，逆转 u_1i之大小之排列顺序，可以获得图10之。使 u_o1-与 u_1i+在相同小片段顺位θ上对应，i(r₁)之移动目的小片段号码成为：

                 h＝[i_(r₀)/i+(r₁)]_θ    …(48)使用此关系，进行小片段之移动(γ_1i→γ_{1 h} )，产生修正帧γ₁( h)₀。在此情形，

  r_{1 h} ＝c_ic _h -r_1i    …(49)之关系在信号成分之极性保持上也有必要。藉由此排列移动所获得之脉冲列 u₁( h)与 u₀之相关系γ₁( h)，一般采用逆转γ₁(h)的极性之极性。将上述的2种之排列移动与其相关处理对于包含图9所示的杂讯x_1i之帧r₁实施，由其结果所获得的逆扩散输出的脉冲列显示于图11的(a)，(b)。

接着，使用这些2种之帧r₁(h)，r₁( h)以产生修正差分帧d₁(h)，d₁( h)。d₁(h)由下式给出。 $d_1\left(h\right)=r_0-{r^{\&prime;}}_1\left(h\right)r_1\left(h\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{\mathrm{li}}\left(h\right)$

                 d_li(h)＝r_oi－γ′₁(h)r_1i(h)

$r_0=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{\mathrm{oi}}\mathrm{\&delta;}(t-i{T}_c)$ $r_1\left(h\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{\mathrm{li}}\left(h\right)\mathrm{\&delta;}(t-i{T}_c)$ 差分帧d₁( h)的表现也同样地被获得。

对于这些差分帧，在式(19)与(23)中，j＝时之的相关系数成为：

(此处，σ₀、σ₁由式(20)给出。又，γ′₁(h)，γ′₁之值1、-1系依据式(23)修正之。)此结果，显示依据小片段移动，相关系数比例于式(19)之γ₁而增大。而且通常下式的关系成立。

         |γ₁(h)|，|γ₁( h)|＞γ₁    …(52)

将使用不进行排列顺序之变更时之差分帧以及图9之x_1i、图11(a)、(b)产生之差分帧之杂讯成分，当成Δx(1)、Δx(1，h)、Δx(1，h)，显示于图12之上部3段。在此例中，在过半数之小片段点，两帧中含有之杂讯之大部分被相抵消。一般，藉由此手段，虽然无法保证相抵消可以完全被进行，但是经由顺序变更可以提高相抵消效果是明显的。

接着，为了提高2个之帧之杂讯x₀与x₁之相关系数之故，使其期望值γ₁之绝对值更接近1之手段，关于接收小片段脉冲重复利用方式，以图11之对接收帧为例叙述之。对于r₀、r₁之逆扩散交流成分之大小顺序排列，在图10之上段，作为u_oi、u_1i+而分别显示。为了更提高两者之相关值(绝对值)，对于同一小片段位置θ上之u_oi-与u_li+1，使

       Δ_θ＝[| u_oi|-| u_li|]_θ|→min    …(53)

        u_oi u_li－＜O      …(54)成立地，将u₁₀由u_li+中重复选择即可。式(54)系求得排列之情形应该成立的条件式。(求取排列h之情形，同式之符号逆转)此原理适用于图10之u_li+1，i₊(r₁)=6、5之两小片段以i₊(r₁)=0之小片段代用[图之i₊(r_L)上之6、5、O/B]。即h之转换重复使用r₁₀→r₁₁，r₁₂，r₁₅[图之i-(r₀)上之1、2、5/A]，其结果为不使用r₁₅，r₁₆。此情形之 u_li的排列顺序，将D当成重复利用排列记号使用，会成为：

                  i_+D(r₁)：3，2，4，1，0，0，0使用此，以显示帧杂讯x_{1 hD} 面与逆扩散输出x_{1 hD} 、x_{1 hD} 会成为如图11(c)。以此为本以求取相关系数，可以获得：

                γ₁( hD)=-O.951、γ′₁＝( hD)＝－0.885求得d₁( hD)之杂讯成分△x₁( hD)，显示于图12之最下部。与γ₁( h)γ′₁＝( h)相比，因小片段之重复使用之相关系数之变化虽然小，差分帧之杂讯电力大为减少。另一方面，与杂讯之相关量|ξ|比较，如图12所示般地成为：

                  |ξ(1，h)|ξ(1)|

                  |ξ(1, h|＜|ξ(1)|

                  |ξ(1, h,D)|＜＜|ξ(1)|使用γ₁(h)与γ₁(hD)的情形，有助于|ξ|的减少，特别是使用後者的情形效果大。又，虽然没有显示结果，但是使用γ₁(hD)也可以获得大的效果。

但是使用γ₁(hD)的情形，反而使|ξ|增大。因此，此重复利用在使式(30)之ξ_j更为减少上，系有效之手段。但是，也会有使|ξ|增大之情形之故，以上述之方法，制作差分帧之候补，如使用式(21)～(28)所叙述般地，有必要在这些候补之中，选择利用概率上改善效果大之候补。即，将此处求得之γ₁(h)、γ₁(h)、γ₁(hD)、γ₁(hD)使帧号码1变化以求得之。其中求得满足式(21)之候补帧r_j(h)等。其中选择满足式(32)或式(36)之候补帧r_J(h)或r_U(h)。使用与这些候补帧之差分帧，藉由上述之方法，由式(31)或者式(33)分别求得z_m或z₀，进行硬判定处理，可以实现高精度地所希望之接收帧r₀(t)之信息b₀之判定检测。此方式可以使探查范围2μ显著地减少之故，对于高速移动体之通信特别有效。

又，在上述之例中，虽然说明组合帧r₁之小片段的重复使用的情形，此方法不变地保持信号成分之故，对于r₀也可以重复使用。因此，藉由在r₀与r₁之两者容许小片段之重复使用与移动，可以提供统计上更高之含有杂讯x₀与x₁之相关之手段。又，使用h与 h之排列顺序标记，可以获得互相逆极性之γ₁(h)与γ₁( h)之两者之故，其绝对值大的话，藉由其中任一，可以使式(28)高近似度地满足。即藉由γ之极性变更机能，可以更倍增可以利用的组合帧的数目。

更一般考虑决定排列h、 h、hD、 hD之时，代替使用图11、图12之排列顺序形态，也可以使用：以h′代表u₁(h)之小片段排列顺序形态之中之1个的形态，求得对于h′之相关系数γ₁(h′)，在全部形态之中，选择1～多个最接近|γ₁(h′)|＝1的候补。但是，此方法与利用上述之排列标记之算法相比，必要的处理量变大。

上述之接收小片段移动以及重复利用之两方式，在图5(a)之差分帧产生电路中藉由包含上述之小片段位置变更机能可以加以具体化。

本发明之其他形态例，就：在藉由基带发信信号以调制载波之情形，藉由偶数号之帧调制载波e_p(t)，藉由奇数号之帧调制具有与e_p(t)正交之相位之载波e_q(t)，交互配置同相波(p波)与正交波(q波)成分之发信方式说明之。

图13系使用同相-正交载波帧之交互配置形调制方式，使用差分帧解调方式之传送系统之构成图。图示之m_2n′(t)、m_2n′＋1(t)系由下式被赋予之偶数号、奇数号之M系列。

m_2n′＝m₀{t－2n′T}    …(55)

m_2n′＋1(t)＝m₀{t－(2n′＋1)T}    …(56)又，设ω_a(＞2πfc)为载波之角频率，可以下式表现： $e_p\left(t\right)=\sqrt{2}\cos {\mathrm{\&omega;}}_{a}t\&hellip;\left(57\right)$ $e_q\left(t\right)=\sqrt{2}\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{a}t-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\&hellip;\left(58\right)$

于发信机TX中，2值资料b依序调制偶数号、奇数号之M系列，制作基带频带之发信信号s_p(t)、s_q(t)。发信信号s_p(t)、s_q(t)分别调制载波e_p(t)、e_q(t)，藉由合成此调制输出，产生发信波s_T(t)。

另一方面，在接收机RX中，将与式(57)、(58)之(被包含于接收波)相位及频率一致之局部载波e′_p(t)、e′_q(t)藉由载波同步技术准备之。藉由此r_p(t)、r_q(t)将接收信号r_L(t)相关解调，以获得r_p(t)、r_q(t)，由于载波e_p(t)、e_q(t)互相正交之故，r_p(t)之中不含有s_q(t)成分，在r_q(t)中不含有s_p(t)。

因此，基带接收信号r_p(t)、r_q(t)分别成为隔1帧的波形之故，後续的MFp与MFq之解调输出u_p(t)、u_q(t)不会受到邻接帧的影响。

现在，考虑由希望台来的接收信号之载波相位与由干扰台来的接收信号之载波相位之差为0(Δψ＝0)的情形。此情形之接收信号由s_p(t)、s_q(t)、杂讯x_p(t)、x_q(t)所构成，此帧图之一例示于图14。图之干扰波之中，虚线之部分如之後叙述般地，无助于解调相关输出。在图13之MFp中，具有与干扰波成分x_p(t)中之p波相同相位成分之x_q(t)之中，只有被包含于干扰波之偶数帧F′_2n′之部分，被与m_0，2n′(t)相乘，制作输出u_p(t)中之干扰波成分u_px(t)。(对于x_q(t)也有同样之关系。)

现在，设x(t)为由1个之干扰台进入之信号，其扩散M系列设为m₁(t)，其振幅假定为x_1，2n′、x_{1，2n′＋1}。此时，x(t)之同相波与正交波由下式给出。

                x(t)＝x_p(t)＋x_q(t)    …(59) $x_p\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{\mathrm{1,2}n\&prime;}{m}_1(t-T_1-2n\&prime;T)\&hellip;\left(60\right)$ $x_q\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{\mathrm{1,2}{n}^{\&prime;}+1}{m}_1\{t-T_1-(2n^{\&prime;}+1)T\}\&hellip;\left(61\right)$ 此处，假定T₁≥0，

u_px(t)＝x_p(t)m₀(t－2n′T)    T₁≤(t－2n′T)≤T    …(62)

u_qx(t)＝x_q(t)m₀{t－(2n′＋1)t}T₁≤{t－(2n′＋1)T}≤T…(63)又，假定T₁≤0，

u_px(t)＝x_p(t)m₀(t－2n′T)    0≤(t－2n′T)≤(T＋T₁)    …(64)

u_qx(t)＝x_q(t)m₀{t－(2n′＋1)t}    0≤{t－(2n′＋1)T}≤(T＋T₁)…(65)

求取这些之相关输出 u_px(t)与 u_qx(t)，将此交流成分与接收输入r_p(t)与r_q(t)加于与图5(a)相同之处理电路s_r、s_u、DF、MFB、∑，藉由上述之原理求得评价函数z_n＋μ，进而可以求得第0(＝n＋μ)号之帧信息b_n＋μ。以示(59)～(65)所赋予之杂讯系列与希望台扩散系列之相关时间宽度一般比1周期T还短。

即，成为部分相关(非周期相关)。虽然随着相关时间宽度T_k而改变，但是其平均值成为T/2。因此，在解调输出之检测过程，干扰信号之杂讯电力藉由p、q波之交互配置，统计上可以减半。又，希望台与干扰波之载波相位差在Δψ＝hπ/2(h：整数)之情形，也相同地成立。Δψ具有一般值之情形，对干扰波e′_p(t)之投影成分与对e′_q(t)之投影成分产生影响之故，在此情形，干扰电力与通常方式相等。

另一方面，异种M系列相互间之部分相关，在两系列之相位差为T/2，其结果：在相关时间宽度成为T/2时，有变为最大之倾向。但是，各M系列之巡回相位适当选择下，此部分相关值与两系列之相位差几乎没有关系地构成符号。

因此，p、q交互配置方式之解调检测特性被系列间之部分相关所支配，并不会成为大的问题。在希望台之第n号之接收帧区间Fn一般包含第k号之干扰台之2个干扰帧。此干扰帧之信息b_kn与邻接帧之信息b_kn＋1互相相等之情形之干扰形态与希望台扩散系列之间之相关，称为偶相关，不同之情形之相关称为奇相关。由于金记号(goldmark)等很多之扩散符号被设计为偶函数小之故，虽然奇相关必然变大，但是p、q交互配置方式很多不会受到邻接帧之影响，奇相关之发生频率与通常方式相比可以减半。其结果，在利用金记号等之系列的情形，可以避免由于成为大障碍之奇相关之解调SN比之劣化。

再者，重要者为：p、q交互配置方式其第0号的帧与附近帧之杂讯相似，或者几乎一致之概率有显著提高之效果。即不会有邻接帧之影响之故，2干扰台之情形之杂讯帧之种类，使用与图7相同之方法分析，成为如图15所示。

图示之ID系显示相同形态，INV系显示逆极性之形态。将ID与INV视为相同下，相同杂讯形态产生之概率代替式(18)，以下式给出。

        P_x＝2(2^-k)    …(66)

由上式P_x与式(11)相比，成为2^k倍大。因此，具有应作成之差分帧数2μ会减少为2^-k之优点。

在上述之说明中，藉由选择载波之相位，产生p、q波。此情形在接收机侧，有必要准备正确相位之局部载波，进行相关解调。因此，在以下显示使用任意相位之局部载波，可以更简单之装置实现之非相关解调方式之应用例。

首先，在下式显示：于基带频带中，互相只微分(π/2)相位之不同k台用扩散系列之p、q波形。

            m_kp(t)＝m_k(t)    …(67) $m_{\mathrm{kp}}\left(t\right)=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}F\left\{m_{\mathrm{kp}}\left(1\right)\right\}\exp (\mathrm{j\&omega;t}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\mathrm{d\&omega;}$

                        0≤t≤T    …(68)

此处，F为施以DFT转换记号。m_kp(t)与m_k(t)相同。

另一方面，m_kq(t)系对于将m_kp(t)做DFT转换，将其结果所获得之频率成分之相位只移位(π/2)所获得之成分，藉由施以DFT逆转换所获得之1帧的分量之波形。图16(a)显示小片段脉冲之p、q波，(b)显示上述1帧的分量之p、q波。为了使这些之波形在本例中容易理解，频带限制在f≤2f_c。(通常限制在f≤f_c下使用。)将此p、q波形依每帧依序切换，制作发信信号。使用此种基带频带之同相-正交波之情形，转换为无线频率用之载波之相位在接收侧可以任意设定。

微分移相键控法方式(DPSK)系在发信侧将信息差动符号化，在接收侧使用互相正交之任意相位之载波，将解调之2个之基带波形分别延迟检波，将此检波输出相加之合成输出藉由硬判定，以复原发信之原来信息之方式。

如图17所示般地，上述之原理可以适用于将同相-正交基带帧交互配置之调制解调方式。图中，D显示1帧的分量之延迟元件，其他之标号与图5(a)相同。如图示般地，在发信机TX将应该发送之第n号之信息b_n藉由下式给予差动符号化，获得输出c_n。

藉由此输出cn，式(67)、(68)中，设k＝0，调制求得之同相扩散系列m_op(t－2n′T)，制作偶数帧，调制正交扩散系列m_oq{t－(2n′＋1)T}，制作奇数帧。依据信息b被调制之这些系列系调制1种类之载波e_p(t)，制作无线频率频带之发信信号s_T(t)，将其发送于传送路径。 $s_T\left(t\right)=\sqrt{2P_0}{S}_0\left(t\right)\cos {\mathrm{\&omega;}}_{a}t$ $s_0\left(t\right)=\underset{n^{\&prime;}=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{2n\&prime;}{m}_{\mathrm{op}}(t-2n\&prime;T)\underset{n\&prime;=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{2n\&prime;+1}{m}_{\mathrm{oq}}\{t-(2n\&prime;+1)T\}\&hellip;\left(71\right)$ 此处，P₀为发信电力，s₀(t)为希望台之基带信号波形。接收机RX接收由与s_T(t)几乎相同之信号(只有电力，成为P′₀)与杂讯形成之r_L(t)。r_L(t)为希望台信号与干扰杂讯之和，以下式被赋予之。(为了简单之故，与干扰杂讯相比，省略通常具有小之电力之白杂讯加以说明。)

                   x_L(t)＝s_L(t)＋x_L(t) $=\sqrt{2{P^{\&prime;}}_0}{s}_0\left(t\right)\cos {\mathrm{\&omega;}}_{0}t+\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}\sqrt{2{P^{\&prime;}}_k}{s}_k\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{a}t-{\mathrm{\&theta;}}_k)\&hellip;\left(72\right)$ 此处，P′₀为希望台之接收电力，P′_k(k≠0)为由干扰台k来之进入杂讯电力，s′_k(k≠0)为由干扰台发送之基带信号波形，以下式给出。

(为了简单之故，此处，省略白杂讯加以说明。) $s_k\left(t\right)=\underset{n^{\&prime;}=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b_{2n^{\&prime;}}m}_{\mathrm{kp}}(t-T_k-2n^{\&prime;}T)+\underset{n^{\&prime;}=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{2n^{\&prime;}-1}{m}_{\mathrm{kq}}\{t-T_k-(2n^{\&prime;}+1)T\}\&hellip;\left(73\right)$ 此处，T_k为k台发信信号波与希望台信号波之接收时间之偏差。接收侧之局部载波具有与式(57)相同之频率，由把ψ设为任意之相位之下述馀弦波与正弦波所构成。

     e₀(t)＝cos(ω_at＋ψ)    …(74)

     e₁(t)＝sin(ω_at＋ψ)    …(75)

对于式(72)之r_L(t)，乘以这些之局部载波，对于其之乘积输出r₀(t)、r₁(t)之两者，乘以逆扩散系列m₀p(t－2n′T)，可以获得对于希望台之第2n′号之帧之逆扩散输出v_0p(t－2n′T)与v_1p(t－2n′T)。同样地对于乘积输出r₀(t)、r₁(t)之两者，乘以m_op{t－(2n′＋1)T}，可以获得v_oq{t－(2n′＋1)T}与v_1q{t－(2n′＋1)T}。又，在图示之这些符号中省略了，成为2n′T、(2n′＋1)T之帧位置。

在发信侧，藉由式(69)被施以差动符号化之故，如果求取第2n′号之输出V_0p与第2n′－1号之输出V_0q之积，可以获得在第2n′号之下述所示之逆扩散输出u_0p(2n′)。以同样之方法，获得u_1p(2n′)，这些之和成为u_p(2n′)。

    u_0p(2n′)＝v_0p(2n′)x v_0q(2n′－1)

    u_1p(2n′)＝v_1p(2n′)x v_1q(2n′－1)    …(76)

    u_p(2n′)＝u_0p(2n′)x u_1p(2n′)

以同样之方法，也可以获得第(2n′＋1)号之输出u_q(2n′＋1)。此解调输出交流成分u_p(2n′)或u_q(2n′＋1)与依据载波之解调输出(基带接收输入)r₀(t)：r₀(2n′)、r₁(t)：r₁(2n′)、r₀(t)：r₀(2n′＋1)、r₁(t)：r₁(2n′＋1)之帧系列被加于与图5(a)相同之处理电路s_r、s_u、DF、MFB。为了说明简单之故，设n＝2n′，记忆在图5(a)之S_r、S_u之帧号码之范围为(2n′～2n′＋2μ)，μ为偶数，换读(2n′＋μ)→0加以说明之。在处理电路中，第0号之帧之交流成分 u_p(O)与第1号之交流成分 u_p(1)或u_p(1)比较，其结果发现相关性强之其他的交流成分 u_p(j)或 u_p(j)，依据式(22)制作r₀(O)与r₀(j)之差分部分，以及r₁(O)与r₁(j)之微分部分。再者，由差动解调原理，对于邻接帧也取得同样之差分部分，使用这些之差分部分，藉由进行上述之解调处理，可以获得最终解调输出ρ_j。

藉由将此解调最终输出ρ_j加于图5(a)所示之选择加法电路∑，求得其之期望值z_n＋μ，藉由DEC之硬判定，可以求得对应于第0(＝n＋μ)号之2值信号之推算值_n＋μ，本方式之优点在于即使载波之接收相位之检测很难的情形，也可以利用。

又，利用图5(a)、(b)详细说明之差分帧解调方式也可以应用于直接扩散形频谱扩散通信方式之帧同步方式。

图18系帧同步方式之一实施例。图之RX系显示图5(a)之接收机，W-Gen为假想之矩形波帧脉冲q₂ ^v(t－nT)之产生器，q₂ ^v(t－nT)系显示由正确帧相位只延迟Tv＝vΔT_c(＜T)相位之矩形波脉冲。(ΔT_c设定成T_c之数分之1)。

S-DEC系由之後叙述的p₁₁ ^v判定同步位置之电路，SY-Gen系将与正确帧脉冲 $q_2^{\hat{v}}(t-\mathrm{nT})$ 同步之M系列m₀(t－nT)供给于接收机RX之电路，Ev系之後叙述之同步化评价值，e(v)， 系第v，

号之帧位置指定脉冲。

在图6之帧图之下侧显示上述之假想矩形波之帧。在F_n ^v假设只移位Tv之帧位置，于图18之DF中，以在图5(a)说明时几乎相同之方法，制作差分帧。但是，此情形信号检测并非目的所在，同步位置之检测为其目的之故，不单是第0与j号之帧间，一般也考虑第1与1′号之差分帧。即，代替式(19)、(22)、(23)、(30)，使用式(77)～(80)。

d_11′ ^v(t)＝r₁(t)－γ′_11′r_1′(t)    …(78)

此处，不必要求得信息b₁的极性之故，不需要式(27)之条件。在式(80)中，决定矩形波位置v时之(1，1)之组合数目N，成为：

              N＝_2μ＋1C₂    …(81)即使μ＝10，N变成210之故，具有成为对象之帧范围即使小，N也很大之优点。决定v，利用式(80)计算对于1，1之组合之|p_11‘ ^v|，使1与1′之两者在-μ～μ之范围内变化时，由求得之大的数值做M(＜2μ)个排列。

        |ρ_{1(0)，1′(0)} ^v|＞…|ρ_{1(1)，1′(1)} ^v|＞…＞|ρ_{1(M－1)，1′(M－1)} ^v|    …(82)这些M个的相关值的平方和作为同步化评估值以下式定义：

求得为v之函数之E_v，将此评价值与适当的阈值比较，具有上述之杂讯相抵消机能之故，可以高精度地判定是否为同步状态。即，正确同步点之E_v与其他之假想同步点之值比较，统计上以高之概率会显示最大值。以此为本，S-DEC将指定同步推算点υ之信号

送于SY-Gen，进入同步状态。此机能与经由RX之通常之接收解调动作平行可以经常进行，将此应用于偏离同步、回复、监视之3机能，可以实现极为安定之同步机能。

又，将差分帧之组合不限于0与j之间，在扩大于1与1′之间，可以使差分帧之组合数由2μ增大为2_μ+1C₂之故，可以实现比信号检测还少误差之动作。又，本发明之原理也可以应用于之後叙述之PSK，FSK方式之帧同步技术。

利用PSK调制方式，以时间分割多路通信或频率分割多路通信进行多路通信之情形，虽然不会受到干扰杂讯之影响，但是受到白杂讯或感应杂讯之影响。本发明应用于此种PSK方式等也有效果。因为本发明系利用在帧相互间相似之杂讯成分之方式之故，即使对于白杂讯，帧杂讯之一部分与其他之帧杂讯之一部分为互相相似之杂讯之情形，利用两帧可以互相抵消此相似杂讯。以长周期显示白杂讯之杂讯，将以短帧周期抽出之部分藉由DFT(Discrete FourierTransform：离散傅里叶变换)分析调查之，成为含有有色成分之故，在这些含有有色杂讯之帧间，会产生相关，可以活用上述之帧间杂讯之抵消效果。举单纯的BPSK调制方式为例，将其发信信号s(t)、第n号之帧信号r_n(t)仿效式(6)、(7)、(2)，由下式表现之： $s\left(t\right)=\sqrt{P}\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{n}p(t-\mathrm{nT})\&hellip;\left(84\right)$

                r_n(t)＝r_pn(t)＋x_n(t)  0≤t－nT＜T…(85) $r_{\mathrm{pn}}\left(t\right)=\sqrt{P^{\&prime;}}{b}_{n}p(t-\mathrm{nT})\&hellip;\left(86\right)$ $p\left(t\right)=\sqrt{2}\sin 2\mathrm{\&pi;}{f}_0\left(t\right)\&hellip;\left(87\right)$

在BPSK方式之情形，式(2)、(6)之m₀(t)成为基准信号p(t)，与台号码k无关，成为共通。考虑构成BPSK方式之3帧F_n(n＝0，1，2)之接收信号r₀～r₂，其中之信号成分r_p0～r_p2与杂讯成分x₀～x₂显示于图19。该图系显示b_n(n＝0，1，2)为1，-1，1之情形。又，进入帧F₀之杂讯设为x₀(t)时，以图显示如下之情形：

                  x₁(t)＝x₀(t)     …(88)

                  x₂(t)＝-x₀(t)    …(89)为了说明方便，x(t)虽以方形波显示之，实际上系频带被限制的波形。比较图中的r_p0(t)与x₀(t)，关于x₀(t)之白框部分，x₀(t)与r_p0(t)之乘积输出之积分值虽然成为0，但是在斜线部分，同样地积分值成为负，在x₀(t)之振幅大之情形，干扰只有信号之匹配滤波输出(正或负)之检波，使产生符号之误。

但是，将x(t)如式(88)、(89)般地假定之，使用式(19)，成为：γ₁＝1、γ₂＝-1，由此遵照式(22)制作对于F₀之差分帧d₁(t)、d₂(t)，杂讯x₀(t)藉由x₁(t)或x₂(t)被相抵消，而且，被包含于这些差分帧之基准信号波p(t)之振幅成为2倍之故，可以利用d₁(t)、d₂(t)的其中之一实现正确之检测。上述之机能于图5(a)中，代替依据M系列之逆扩散，将式(87)之波形p(t)当成接收侧基准信号加以相乘即可，其他之机能，如之前叙述。又，对于白色或外来杂讯，虽然无法期待|γ_j|＝1，但是如上述般地，藉由利用小片段移动或小片段重复使用方式，可以以更高概率实现杂讯成分之相抵消。

接着，在PSK调制方式等为了要适用上述之小片段移动方式，在解调过程中，首先将r_n(t)转换成脉冲列。使CDMA方式之小片段区间(T_c)对应于BPSK方式，此成为p(t)之一半循环或1循环。此处，为了方便将正弦波之一半循环区间命名为小片段加以说明。即成为：

                  Tco＝1/2fo    …(90)

图20显示进行对接收波形之接收脉冲列之转换与小片段节调之电路构成。在图21之第1段显示之PSK信号之接收输入r₀(t)乘以p(t)，藉由进行与式(40)相同之积分，可以获得小片段脉冲列r_oi(i＝0，1，2…L-1)，此情形下，已经以p(t)之乘算被解调之故，r_oi＝u_oi。

图21系显示第0号之接收输入帧r₀(t)之例，与由此求得之解调输出交流成分之脉冲列。图中为了容易理解，分开显示构成r₀(t)之杂讯x(t)与信号 $s\left(t\right)=\sqrt{P^{\&prime;}}\mathrm{bp}\left(t\right)$ 。(实际上两者之线性相加波形成为r_o(t)。)p(t)为基准信号，图显示：为了简单之故，设 $\sqrt{P^{\&prime;}}b=1,$ 接收与p(t)相等信号成分之情形。又，杂讯方便上利用小片段区间单位之方形波。(实际为频带限制波形。)r_o(t)乘上p(t)，将每一小片段区间积分结果，为了容易理解，分开信号成分(实线)与杂讯成分(虚线)显示为u_oi。u_oi中之信号成分由于全部等振幅等板性脉冲之故，无助于交流成分u_oi。u_oi中之杂讯成分之平均值系式(13)中省略n之相关值w_x，此引此符号之误。因此，成为： ${\stackrel{\_}{u}}_{\mathrm{oi}}=u_{\mathrm{oi}}-w_x-\sqrt{P^{\&prime;}}b\&hellip;\left(91\right)$ 此脉冲列(u_oi之虚线与)系与图9(a)所示之u_oi、u_oi。相当之成分。但是，在图21中，p(t)为4循环之故，L＝8。同样之方法，对于第n＝1(1≠0，1∈-μ～μ)号之帧，可以求得同样之交流成分脉冲列 u_1i。由此，与CDMA之情形相同地，藉由小片段移动、重复使用以制作相似帧对，由此制作差分帧，相抵消杂讯，其结果，可以高精度地检测第0号帧的信息。

此原理可以被广泛应用于4相PSK、QPSK等之相位调制方式。虽然也可以利用于相关FSK方式，但有必要并用接着说明之非相关解调过程之一部分。

接着，说明对非相关FSK调制方式之实施例。下式显示之M值FSK信号的解调，有必要与其相位无关地取得接收输入的频率成分。 $r_{\mathrm{FSK}}\left(t\right)=\sqrt{2P^{\&prime;}}\cos (2\mathrm{\&pi;}{f}_{m}t+{\mathrm{\&theta;}}_m)$

             f_m＝f₀＋mΔf…(m＝0，1，2…M－1)}…(92)

             Δf＝1/T

此处，fm为有互相正交关系之频率成分，θm为任意之相位，由于系非相关FSK信号之故，考虑m之随机变数。为了达成此目的，首先，将FSK信号之1帧份r_FSK(t)考虑为周期T之周期函数，其自相关函数由下式求得。 $\mathrm{\&phi;}\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\frac{1}{T}{\&Integral;}_{-T/2}^{T/2}{r}_{\mathrm{FSK}}\left(t\right)r_{\mathrm{FSK}}(t+\mathrm{\&tau;})\mathrm{dt}\&hellip;\left(93\right)$ 在实际之处理中，τ当成离散值sτ(s＝0，1，2…，τ＜T)处理之。藉由图22之电路构成，求得第ψ(τ)或m号之小片段输入之逆扩散输出交流成分 u_i(m)。

e₀(t)，e₁(t)，…e_M-1(t)系指定积分时间之控制脉冲。同一图中，输入系1帧的分量(t＝0～T)之接收FSK信号。又，I0，I2为积分器，D_T，D_T-τ系T秒、(T-τ)秒(τ≤T)之延迟电路。(在图上，显示为τ→sτ。)

被包含于r_FSK(t)之频率f_m之信号成分，在对ψ(τ)之转换过程中，具有相同频率，被转换为振幅P′之馀弦波成分。因此，作为检测出此成分用之基准信号，使用： $P_T\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_m\left(\mathrm{\&tau;}\right)\}\&hellip;\left(94\right)$ $P_m\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\sqrt{2}\cos 2\mathrm{\&pi;}{f}_m\mathrm{\&tau;}$

因此，ψ(τ)中之M个之信号成分之中之其中哪一个之成分也被包含于p_T(τ)中。如图22所示般地，将ψ(τ)与p_T(τ)之相乘输出u(τ)对应于第m号之频率成分之小片段周期

                T_cm＝1/2f_m    …(95)加以积分，以标本点t=(i＋1)T_cm标本化，获得乘积输出脉冲列{u_i(m)}与其之交流成分。(此机能在相关FSK调制之情形也是必要。)因此，必须M个之积分器I₁。M值FSK调制之情形，在第0号之帧之自相关函数ψ₀(τ)之中，包含有M个之频率之中之1个之频率以作为信号。考虑检查发信信号成分之一，例如f_m之有无之情形，求得ψ₀(τ)与p_m(τ)之乘积输出交流成分 u_oi(m)与第1(≠0)之帧之同样的交流成分 u_li(m)之相关系数γ₁(m)，对于其值大之情形之帧(1＝j)，作为ψ₀(τ)与ψ₁(τ)之差分部分，制作式(22)之差分帧d_j(m)。此情形，设被包含于ψ₀(τ)之信号成分为f_m′，对应于频率f_m之相关输出w_s(m)可以藉在整个帧周期T对图22所示之u_i(m)进行积分，由下式给出： $w_s\left(m\right)=\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^T{\mathrm{\&phi;}}_0\left(\mathrm{\&tau;}\right)P_m\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;}=\frac{\sqrt{2P^{\&prime;}}}{T}{\&Integral;}_0^T{\left\{\cos 2\mathrm{\&pi;}{f}_{m}t\right\}}^2=\frac{P^{\&prime;}}{\sqrt{2}}(m^{\&prime;}=m)\&hellip;\left(96\right)$

                      ＝0        (m′≠m)由此，w_s(m)＞0。现在设信号成分f_m′为未知、m为固定时，求取差分帧d_j(m)与单一基准信号p_m(τ)之相关输出ρ_j(m)。[w_s(m)＞0，ρ_j(m)一般成为正]求取对于多数之同样的差分帧之相关输出之中之最大值z_m(m)或各个ρ_j(m)＞ρ_th之差分帧j＝J之复数个之差分帧与p_m(τ)之相关输出ρ_J(m)之平均值z₀(m)。将同样之处理对于其他之m值进行，这些之中取用最大值之值设为 或

。因此，被检测出之频率系以下式给出。 $f_{\hat{m}}=f_0+\hat{m}\mathrm{\&Delta;f}\&hellip;\left(97\right)$ 此处，由式(96)与差分帧检测之原理，可以提高 $f_{\hat{m}}=f_{m^{\&prime;}}$ 之概率。

如此，藉由制作抵消帧杂讯之差分帧，可以高精度实现M值FSK非相关传送方式之解调。又，使用于CDMA，藉由小片段脉冲之移动或选择使用，可以更提高特性。

如上述般地，很明白也可以应用于PSK或非相关FSK调制。在正交频率分割多路调制(OFDM)方式中，在其之解调过程中，与上述PSK以及FSK调制相同地，有必要检测多数之正交频率成分。因此，OFDM解调之际，也藉由求取某帧与其他之帧之差分部分，产生杂讯相抵之差分帧，适用上述之原理，进行此差分帧之解调检波，可以实现发信信息之高精度检测。

如上述般地，本发明系利用：使用在解调或扩散过程中求得之交流成分，产生差分帧之杂讯相抵消效果，以及藉由构成帧之部分波形或小片段脉冲之移动之杂讯相似效果之提升机能，以提高接收解调SN比之方式。将此应用于依据DS-SS调制之CDMA通信方式，解调处理後之SN比与习知方式之匹配滤波解调之SN比相比，显著提高之故，在改善误差率方面具有显著效果。又，本发明即使应用于CDMA通信之帧同步，以高之SN比可以检测其帧位置之故，很有效果。再者，即使对于白杂讯、外来杂讯，也有相抵消效果之故，对于基带调制方式或PSK、FSK、QAM、OFDM等之频带传送形调制方式，也可以提升解调SN比之故，很有效果。

Claims (14)

1.一种帧波形相互修正形资料信号之解调方法，是一种在每一符号帧周期，依据2值或多值信息调制传送载波或扩散系列，将在接收侧接收之各接收帧波形解调检测以复原为上述信息之资料传送方式，其特徵为：藉由将0号之帧波形与j号之帧波形之杂讯成分相互抵消地，于两帧之至少其中一方乘上修正系数予以相加，以产生差分帧，将被包含于该差分帧之传送信息成分经由相关检测以复原传送信号。

2.如权利要求1所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其特征在于，制作将接收帧波形分割为复数之小片段区间之接收小片段波形，或将该小片段波形部分地解调之接收小片段脉冲，将该接收小片段波形或接收小片段脉冲一面维持保持该接收帧之信号成分之条件，一面移动于其他之1～复数个之小片段位置，藉由使用作为替代该小片段位置之接收输入，以制作修正接收帧，使用此修正接收帧，藉由要求1所述的方法以检测出通信信息。

3.如权利要求1所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其特征在于，在接收侧之相关检波过程中，获得1对之各个接收帧与基准信号波之各个乘积输出交流成分，求得1对之乘积输出交流成分之相互相关系数，对于该1对之接收帧之至少1方之接收帧，乘以以上述相互相关系数为本产生之修正系数之波形与另一方之接收帧相加以制作差分帧波形，可以藉由相关检波以检测出被包含于该差分帧之希望台基准信号波成分。

4.如权利要求3所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其特征在于，以第0号之接收帧为基准，取得与此成对之第1号之接收帧，求得两者之该乘积输出交流成分相互间之相互相关系数，产生对应于此值之绝对值变大之1＝j号之接收帧之差分帧，求取将被包含于该差分帧之希望台基准信号波成分做相关检波之输出，依序求得在与第0号之接收帧成对之其他的接收帧之间求得之同样的相关检波输出，经由判定这些检波输出之振幅最大值或平均值，以检测出传送信息。

5.如权利要求4所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其中以第0号之接收帧为基准，将对于与此成对之第1号之接收帧被制作之该差分帧与希望台扩散系列之乘积输出交流成分与其他之该差分帧之同样的乘积输出交流成分比较，这些之交流成分电力之中，求得将被包含在对应于其值成为小数值之1＝U号之接收帧之该差分帧之希望台基准信号波成分做相关检波之输出，经由判定这些检波输出之振幅最大值或平均值之极性，以检测出传送信息。

6.如权利要求4所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其特征在于，对于第0号之基准接收帧被制作之该差分帧之希望台扩散系列之乘积输出交流成分，与其他该差分帧之同样的乘积输出交流成分之相关系数在超过预先决定之阈值之情形，藉由将上述修正系数乘上该差分帧之至少其中一方，将两者相加以制作再差分帧，藉由将被包含于该再差分帧之希望台基准信号成分做相关检波，以检测出传送信息。

7.如权利要求1至6的任一项所述记载之帧波形相互修正形资料信号之解调方式，其中将由多个的小片段信号与被包含于该各小片段区间之小片段杂讯所构成之接收帧之各小片段波形，或积分各小片段波形所获得之各小片段脉冲输出，在不变更被包含于上述接收帧之信号成分之条件下，于同一帧内，移动于别的1～多个之小片段位置，附加变更该接收帧之含有杂讯成分之手段，使用第0号之接收帧及与其成对之第1号之接收帧之解调成分或逆扩散输出交流成分，在该一对之接收帧之其中一方乘上修正系数，使之提高产生之差分帧之杂讯相抵消效果，以检测出传送信息。

8.如权利要求1至7的任一项所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其中经由传送信息调制基准载波以产生偶数号之符号帧，调制具有与该基准载波正交之相位之正交基准载波以产生奇数号之符号帧，藉由使用产生同相-正交帧交互配置形传送信号之方式，在接收侧之希望台之传送之同相、正交帧之相关解调过程，可以使之各别降低干扰杂讯之影响。

9.如权利要求3所述的之帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其特征在于具备：在符号帧之同步偏离之状态，对于预先决定之时间内接收之接收输入，对于由与在接收侧预先设定之该假想矩形波帧一致之1对的假想接收帧求得之差分帧，施以依据希望台基准信号成分之相关检波以求取相关检波输出之电力，以基于由其他相同之多数的接收帧对求得之相关检波电力，求得该电力平均值，将假想矩形波移往其他之位置，求得同样之相关检波电力平均值，在这些值之中，由显示最大值之该假想矩形波帧之移动位置以判定符号帧之同步位置之同步机能。

10.如权利要求4至5的任一项所述的波形相互修正形资料信号之解调方法，其特征在于，在接收侧之相关检波过程中，藉由1对之各别的接收帧与基准信号波之乘积以求得各个之接收波乘积输出交流成分，选择第0号及与成为其组合对象之第1号之帧之该交流成分之电力互相成为相等之组合之差分帧。

11.如权利要求8所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其特征在于，藉由使用设偶数号之帧之基带信号为扩散系列之同相波，设奇数号之帧之基带信号为该扩散系列之正交波之同相-正交帧交互配置形发信信号，在接收侧可以使之避免干扰杂讯之影响之一部分。

12.如权利要求1至7的任一项所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方式，其中在使用于使用基带脉冲调制(PCM)或PSK，DPSK，OFDM等之频带通过形调制方式之传送方式之情形，对于1对之接收帧，把在以依据求得之基准信号波之乘积输出交流部分之相关系数为本产生之修正系数乘以该接收帧之至少其中一方以产生差分帧，将该差分帧藉由解调检波以检测发信信息。

13.如权利要求12所述的帧波形相互修正形资料信号之解调方法，其中将接收帧之自相关函数与基准信号波之自相关函数作为接收帧、基准信号波，进行处理以检测出发信信息。

14.一种帧波形相互修正形资料信号之解调方法，系藉由在每一符号帧周期，依据2值或多值信息调制传送载波或扩散系列，将在接收侧接收之各接收帧波形解调检测以复原为上述信息之资料传送方式，其特征在于：

由采用接收帧波形与接收帧分离脉冲之逻辑积，在每个接收帧获得(2μ＋1)个之信号r_n(t)，蓄积此之步骤，

以及在发信侧，将于调制之际使用之扩散系列与上述接收帧波形相乘，以获得乘积输出u_n(t)之步骤，

以及获得上述乘积输出u_n(t)之交流成分之 u_n(t)之步骤，

以及在每个接收帧蓄积(2μ＋1)个之上述信号r_n(t)与上述交流成分u_n(t)之步骤，

以及产生2μ个之(n+μ)号之信号r_n(t)与(n＋μ＋j)号之信号r_j(t)之差分帧d_j之步骤，

以及获得上述2μ个之差分帧与希望台扩散系列之相关输出之步骤，

以及由上述相关输出算出被包含于接收帧中之上述希望台扩散系列成分之期待值之步骤，

以及进行上述期待值之硬判定处理之步骤所构成，藉由这些手段，以解调接收信号。

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