CN1097354C - 频谱扩散通信方式 - Google Patents

Abstract

本发明旨在提供一种可以提高通信速度的频谱扩散通信方式。本发明用第1、第2成分相互的相位差表现发送数据，或将第1PN符号作为I成分发送，将第2PN符号的0个-多个相互地赋与相位差作为Q成分发送，由第2PN符号的个数定义发送信息，在信号接收一侧，由在I成分的峰值间产生的Q成分的峰值数检出发送信息。或者，在加法器5中加算由开关部4得到的多个PN符号系列后作为Q成分发送。另一方面，将由移位寄存器1得到的PN符号系列作为I成分发送。

Description

频谱扩散通信方式

本发明涉及可以提高传送速率的频谱扩散通信方式。

所谓频谱扩散通信方式，是通过在发送数据上乘PN等符号，使得该频谱在频率轴上扩散，传送经频谱扩散后的发送数据的方式。这种频谱扩散通信方式，在发送数据的频谱被扩散而接近于白噪声的同时，有很多种扩散符号，由于扩散符号之间的相关被抑制的很小，因而在具有优异的通信保密性的同时，还具有高的频率效率和耐噪声等的特征。在此，对于未来的移动体通信、无线LAN等来说，是有希望实现的通信方式。

使用了QPSK调制的频谱扩散(以下记为SS)通信方式的信号发送一侧的概要如图28所示。在图28中，102、105是BPSK调制器，107是产生PN符号系列的PN符号发生器(PN.G)，108是使载波的相位只移动π/2相位的移相器。

在此图所示的信号发送部分中，在数据生成部(DATA1)100中生成的数据在加法器101中与在PN.G107中产生的PN符号相加算。另外，在数据生成部(DATA2)103中生成的数据，在加法器104中与在PN.G107中产生的PN符号相加。这种情况下，在数据的1位上分配PN符号的一周期，在加法器101以及104中，进行例如数据为“0”时将PN符号原样输出，数据为“1”时使PN符号反相输出的排他性逻辑和的运算。

加法器101的输出被输入到BPSK调制器102，对由载波振荡器109产生的载波进行BPSK调制；而加法器104输出被输入到BPSK调制器105，对由移相器108移动π/2相位的、由载波振荡器109发生的载波进行BPSK调制。由此，从BPSK调制器102可以得到QPSK调制输出的同相成分(以下记为I成分)。从BPSK调制器105可以得到QPSK调制输出的正交成分(以下记为Q成分)。而通过在加法器106中将该2个BPSK调制输出相加，就成为了QPSK调制波。此QPSK调制波从天线110发送出去。

因而，经频谱扩散后的QPSK多重信号就从信号发送部分发送出去。

虽然信号接收一侧的构成没有示出，但是在接收到频谱扩散后的多重信号并分离为I成分和Q成分后，通过使用在各自成分中与发送一侧的PN符号同样的PN符号取得与接收信号的相关，就可以解调数据。此时，用反转后的PN符号发送的数据可以得到负相关输出，而未反转以原PN符号发送的数据可以得到正相关输出。

以往的频谱扩散通信方式，如前所述，在具有优异的通信保密性的同时，还具有高的频率效率、抗干扰性等的特征，但是，由于对发送数据1位分配了1周期的PN符号，因而具有数据传送容量小的缺点。另外，由于频谱扩散，发送数据的频带极宽，因而还存在频率利用效率降低的缺点。

本发明的目的在于提供一种可以提高数据传送容量，提高通信速度的频谱扩散通信方式。

为了实现上述目的，本发明的第1方面所述的频谱扩散通信方式由第1、第2成分相互的相位差表现发送数据。

本发明第2方面所述的频谱扩散通信方式，是将第1PN符号系列自身作为第1成分发送，将加算在第2PN符号系列上赋与相位差的0个-多个PN符号系列作为第2成分发送，由与第1PN符号系列的各周期对应的第2PN符号的个数定义发送信息。

另外，在本发明的第3方面所述的频谱扩散通信方式中，将第1PN符号系列和与该第1PN符号周期相等的第2符号系列多重化后传送，上述第2符号系列由赋与了相应偏移的规定个数的基本PN符号系列相加而成，通过与上述第1PN符号系列的基准相位相对的上述规定个数的基本PN符号系列的各相位偏移系列的组合定义发送信息。

在上述频谱扩散通信方式中，对应于发送信息的规定位的内容控制上述第1PN符号系列的极性。

对应于发送信息的多个规定位的内容控制构成上述第2符号系列的各基本PN符号系列的极性。

进而，第1PN符号系列和第2符号系列由单一的PN符号发生装置产生。

再有，第1PN符号系列和第2符号系列也可以由频率各不相同的载波传送。

在如上述那样的频谱扩散通信方式中，由多重化的一方发送赋与基准相位的第1PN符号系列，由另一方发送由赋与了相位偏移的多个PN符号系列相加而成的第2符号系列。于是，由上述第2符号系列中相位偏移的组合，就可以定义信息，与此同时可以由多个PN符号系列的极性定义信息。

因而，由于在一周期的PN符号系列上可以定义更多的信息，所以可以实现很高的信息传送速度。

图1是使用本发明方式的第1实施例中信号发送装置的方框图。

图2是为图1装置进行发送数据的转换的电路的方框图。

图3是使用同一方式的第1实施例中的信号接收装置的方框图。

图4是将图3装置的输出转换成串行数据的装置的方框图。

图5是接收Q成分用的进行匹配滤波器的PN符号控制的电路的方框图。

图6是信号接收装置的时间图。

图7是使用本发明的第2实施例中的信号发送装置的方框图。

图8为图7的装置进行发送数据的变换的电路的方框图。

图9是图7加法电路的电路图。

图10是本发明的第2实施例中使用的信号接收装置的方框图。

图11是将图9装置的输出转换成串行数据的装置的方框图。

图12是Q成分信号接收用的进行匹配滤波器的PN符号控制的电路的方框图。

图13是信号接收装置的时间图。

图14是本发明的频谱扩散通信方式的第3实施例中的信号发送部分的构成例的方框图。

图15是本发明的频谱扩散通信方式的第3实施例中的信号接收部分的构成例的方框图

图16是本发明的频谱扩散通信方式的第4实施例中的信号发送部分的构成例的方框图。

图17是本发明的第4实施例的信号发送部分中的生成控制信号的构成的方框图。

图18是本发明的第4实施例的信号发送部分中的加法电路构成的方框图。

图19是本发明第4实施例的信号接收部分中的将译码数据转换成串行数据的构成的方框图。

图20是本发明的频谱扩散通信方式的第4实施例中的信号接收部的构成例的方框图。

图21是本发明的第4实施例的信号接收部中的匹配滤波器的构成的方框图。

图22是本发明的第4实施例的信号接收部分的时间图。

图23是本发明第4实施例的信号接收部的更详细的时间图的一例。

图24是与芯片数和Q成分峰值对应的信息速率比的关系的图表。

图25是设Q成分峰值数为4情况下的信息速率比关系的图表。

图26是本发明的频谱扩散通信方式的第5实施例的信号发送部分的控制信号生成部的构成例的方框图。

图27是将本发明的频谱扩散通信方式的第5实施例的信号接收部分的解调数据转换成串行数据的构成例的方框图。

图28是表示以往的频谱扩散通信方式的构成的方框图。

以下，根据附图说明涉及本发明的频谱扩散通信方式的第1个实施例(QPSK信号发送)。

在图1中，用于频谱扩散的PN符号存储于移位寄存器REG1，将PN符号自身或其反转信号作为I成分(QPSK的同相成分)从该移位寄存器的最后段发送。因而，I成分传送1位信息。另外，移位寄存器REG1的各段与门G₁-G_n连接，这些门由控制信号CTRL控制开关。CTRL打开门G₁-G_n的某1个，使存储于移位寄存器中的PN符号(在图1中将PN₁存储于最后段，向着第1段顺序存储PN2、…、PN_n)的某一个通过。门G₁与移位寄存器的最终段连接，G₂-G_n顺序与其前面的段连接。即，若打开门G_k，则第K段的PN符号(在图1中是PN_k)从最终段通过门电路。通过门的PN符号通过OR₁电路，再由NOT门适宜地反转后作为Q成分(QPSK的直交成分)发送。

即，Q成分是PN符号或是其反转，对于I成分具有相位差的本方式是将该相位差以及I、Q的反转、非反转作为信息传送的，如图2所示，应发送的串行数据与规定的时钟脉冲CLK_d同步地由串行/并行转换电路S/P2转换成m位(m是不超过log2(4n)的最大整数)的并行数据DP₁-DP_m。DP1-DP_m-2被输入译码器DEC₂，在该译码器中生成上述控制信号CTRL。

当将2进制数DP1-DP_m-2表示的数值设置为P时，设定CTRL使得只打开上述门G₁-G_n中的G_p。另外，DP_m决定是否将与Q成分对应的由NOT门(NOT1)产生的反转信号设置成有效，DP_m-1决定是否将与I成分对应的由NOT门(NOT2)产生的反转信号设置成有效。NOT1的输入信号以及输出信号被输入多路转换器MUX1，NOT2的输入信号以及输出信号被输入至多路转换器MUX2。DP_m被设置成MUX1的控制信号，DP_m-1被设置成MUX2的控制信号。DP_m、DP_m-1选择反转以前或反转后的信号，例如，DP_m、DP_m-1为“1”时选择反转，DP_m、DP_m-1为“0”时选择非反转信号。

图3是本实施例所用的信号接收装置，设置有用于接收I成分的匹配滤波器MF1、接收Q成分的匹配滤波器MF2、MF3。在匹配滤波器MF1中PN1-PN_n被作为乘数设定，当I成分的PN符号和MF1的乘数匹配时，MF1生成正或负的峰值。MF1的输出输入峰值检测电路是TH1、TH2，在TH1中检测出正(非反转)的峰值。在TH2中检测出负(反转)的峰值。TH1、TH2的输出输入到OR电路OR31，当某一方检测出峰值时，输出触发信号TG1。还将TH1、TH2的输出输入判定电路J31，当TH1未检出峰值，TH2检测出峰值时，J31生成高是平的输出J01，其它情况下，J01变为低电平。该J01与图2的DP_m-1对应。MF2、F3选择其一输入数据，与MF1同时输入了Q成分的匹配滤液器(MF2或MF3)在TG1输出时刻停止Q成分输入，开始向其它的匹配滤波器(MF3或MF2)输入Q成分。然后，在停止输入Q成分的匹配滤波器中使PN符号循环，求由Q成分产生的至峰值发生前的相位差。

在MF1中输入赋与数据取入时刻的主时钟脉冲CLK_m，在MF2、MF3中选择其一输入副时钟脉冲CLKs。

在图4中，TG1被输入触发电路FF41的时钟脉冲输入端(CK)，这时与FF41的数据输入(D)连接的高电平(用High表示)，作为高电平信号从FF41的非反转输出端(Q)输出，它作为控制信号CTRL2使用。CTRL2被输入计数器(用COUNTER表示)的芯片使能输入端(CE)，可以从TG1生成的时刻开始计数器工作。在计数器中输入上述主时钟脉冲CLK_m，在TG1生成后，计数器对CLK_m计数。

如图3所示，主时钟脉冲CLK_m被输入选择MF2、MF3的多路转换器MOX3，作MUX3的输出生成CLK_s。CLK_s由MUX3导入MF2或MF3，只有输入3CLK_s的匹配滤波器取入Q成分的数据。MUX3由控制信号CTRL3切换控制，CTRL3由2级触发电路FF31、FF32在TG1每次输入时反转。FF31在其时钟脉冲输入端(CK)输入TG1，在其数据输入端输入FF32的反转输出(Q)。FF32在其数据输入端(D)输入FF31的反转输出(Q)，在其时钟脉冲输入端(CK)输入TG1。因而，FF32的输出在每输入TG1时，交替地变为高电平、低电平状态。

在某一时刻输出TG1，如果此前向MF2输入CLK_s，则MUX3被切换，以使得向MF3提供CLK_s。此后，在MF2中进行PN符号的循环。另一方面，选择器SEL3在TG1输出时刻切换至MF2。此切换控制由CTRL3进行。SEL3的输出被输入峰值检测电路TH3、TH4所检测，在TH3中检测出正的峰值(非反转)，在TH4中检测出负(反转)的峰值。TH3、TH4的输出被输入OR电路OR32，当某一方检测出峰值时，输出触发信号。TH3、TH4的输出还输入到判定电路J32，当TH3未检测出峰值而TH4检测出峰值时，J32生成高电平的输出J02，其它情况下，J02成为低电平。该J02与图2的DP_m对应。

如前所述，从TG1生成后至TG2生成前的期间，与DP1-DP_{m- 1}的数值对应，COUNTER在上述TG1时开始计数，由于TG2的输入而停止计数。TG2被输入FF41的复位输入端(RS)，进而通过作为延迟元件的缓冲器B1、B2输入到COUNTER的复位输入端(RS)，因而，COUNTER在确切地计录在TG2之前的CLK_m个数后，回到初始状态。COUNTER的输出被输入译码器(用DECODER表示)，在此，被转换成与TG1、TG2之间对应的2进制数，即DP1-DP_m-2。转换后的数值与上述J01、J02一同输入寄存器REG4，REG4与上述TG2同步地取入这些数值。取入的数值保持到下个TG1的输出时刻，当TG1输出时，被转送至移位寄存器SREG4。SREG4是附有数据取入功能的移位寄存器，在取入控制输入端(LOAD)输入TG1。在SREG4中不停地输入上述CLK_d，上述发送信号DS被当作SREG4的串行输出输出。因而，发送的信号被调制。

如图5所示，从移位寄存器REG5向匹配滤波器MF2(在图3中省略了外围电路)提供PN1-PN_n，从TG1生成的时刻开始，使移位寄存器的数据循环。TG1被输入递减计数器(用D-COUNTER表示)的数据取入控制输入端(LOAD)，PN符号的个数n被取入。递减计数器(D-COUNTER)的二进制输出(f位：f是不使log2n下降的最小整数)由门OR5协调后输入门AND5，CLK_m输入AND5。因而，AND5在递减计数器(D-COUNTER)的计数值在1以上时打开，CLK_m输入REG5。

在TG1输出后，如果向递减计数器(D-DOUNTER)输入几个CLK_m，则递减计数器的计数值变为“0”，门AND5关闭。因而，PN符号循环一回，返回到最初的状态，准备下次匹配滤波器的处理。在此过程中，在TG发生时刻，由计数器(COUNTER)算出TG1、TG2之间的相位差。由于进行着PN符号循环的匹配滤波器不能进行新的Q成分的取入，因而如前所述停止提供CLK_s，而向其它的匹配滤波器(MF2或MF3)提供CLK_s。因为MF3和MF2的构成相同，所以省略说明。

图6是例举主时钟脉冲CLK_m、TG1、MF2的数据取入(用MF2表示)、在MF2中的PN符号循环(用PN(MF2)表示)、MF3的数据取入(用MF3表示)、在MF3中的PN符号循环(用PN(MF)表示)、TG2的定时的时间图，在TG1生成时刻，数据取入交替地切换于PN2、MF3间，与此同时，还切换PN符号的循环。

如上所述，如果将应发送的信息换成I成分、Q成分的相位差和峰值的反转、非反转，则扩散率为n情况下的信息速度R_n成为(1)式。 $R_n=\frac{\log 2\left(4n\right)}{n\·\mathrm{Tc}}---\left(1\right)$

其中，Tc是芯片时间。另一方面，由以往的几芯片(1信息符号)，I通道、Q通道各传送1位信息的情况下的信息速度R_q是式(2)。 $R_q=\frac{2}{n\·\mathrm{Tc}}----\left(2\right)$

两者的比为式(3)。 $\frac{R_n}{R_q}=\frac{\log 2\left(4n\right)}{2}---\left(3\right)$

对应于式(3)将数值代入n的结果如表1所示，可知信息量提高为以往的数倍。换句话说通信速度增大。【表1】

n	Rn/Rq
		10	2.5
50	3.5
		128	4.5
256	5.0
		512	5.5

下面说明使用涉及本发明的频谱扩散通信方式的同一载波传送的2实施例。在此，第1、第2成分是分别相互直交的同相成分(I成分)和直交成分(Q成分)。

在图7中，用于频谱扩散的PN符号存储于移位寄存器REG1，从移位寄存器的最后段，将PN符号自身或其反转信号作为I成分用BPSK(2相移位发送信号调制)调制后通过载波(cos2πft)发送。因而，I成分传送1位的信息。另外，移位寄存器REG1的各级与门G1-G_n连接，这些门由控制信号CTRL开关控制。CTRL打开门G1-G_n的0个-多个，使存储于移位寄存器中的PN符号(在图7中，最后段存储PN1、向着第1段顺序存储PN2、…、PN_n)的0个-多个通过。门G1与移位寄存器的最后段连接，G2-G_n顺序与其前段的段连接。即，若门G_k打开，则第k段的PN符号(在图7中是PN_k)从最后段通过门。通过门的PN符号在加法电路ADD1中进行加算，然后作为Q成分发送。

即，Q成分是无信号、1个PN符号系列、或多个PN符号系列的叠加，本实施例将在该Q成分中的PN符号系列的个数作为信息发送。如图8所示，应发送的串行数据与规定的时钟脉冲CLK_d同步地由串行/并行转换电路S/P2转换成m位并行数据DP1-DP_m。DP1-DP_m被输入译码器DEC2，在该译码器中生成上述控制信号CTRL。当假设用2进制数DP1-DP_m表现的数值为P时，设定CTRL使上述门G1-G_n中的P个门打开。

在REG1的最终段上还连接有反转电路NOT，该反转电路的输入输出输入至多路转换器MUX。上述DP_m被设置成MUX的控制信号，MUX在DP_m为“1”时输出NOT输出(反转)，在“0”时输出NOT的输入(非反转)。

在图9中，加法电路ADD1将来自G1-G_n的输出作为输入电压Vin31-Vin3n，这些输入电压由以电容C31-C3n构成的容量总和CP3进行统合。CP3的输出被输入由3段MOS倒相器I31、I32、I33构成的反转放大电6路，I33的输出通过反馈电容CF3的反馈至I31的输入。反转放大电路由于在具有充分高的开环增益的同时形成反馈回路，因而，从I33输出具有高线性特性的用式(4)表示的输出Vout3。在此，G1-G_n的“0”和“1”构成的输出系列被作为“-1”和“+1”系列进行加法运算。即，“1”+“1”＝2，“1”+“0”＝0，“0”+“0”＝-2。输出Vout3是模拟信号，成为基带的Q成分。此信号也可以取3以上的值，用振幅调制搭于载波(Sin2πft)上，就可以送于信道。 $\mathrm{Vout}=\mathrm{Vdd}-\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Vin}3i\·C3i}{\mathrm{CF}3}---\left(4\right)$

这里，如果设定式(5)， $C31=C32=\·\·\·=C3n=\frac{\mathrm{CF}3}{n}---\left(5\right)$

则式(4)改写为式(6)。 $\mathrm{Vout}3=\mathrm{Vdd}-\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Vin}3i---\left(6\right)$

即，加法电路输出与Vin31-Vin3n的加算结果对应的电压。此输出被进行适当的反转、计数等处理后发送。进而，如果在信号发送系统中数字处理有利，则也可以用公知的数字电路构成上述加法电路，生成数字输出。

图10是本方式所使用的信号接收装置，设置有接收I成分用的匹配滤波器MF1、接收Q成分用的匹配滤波器MF2、MF3。在匹配滤波器MF1中设PN1-PN_n为乘数，当I成分的PN符号和MF1的乘数同步时，MF1产生峰值。该峰值由峰值检测电路TH1检测出，然后产生触发信号TG1。MF1的输出被输入解调电路DEM，在DEM中判定峰值的正负。此判定信号是上述DP_m，当负的峰值检出时，输出Dp_m＝1，当正的峰值检出时，输出DP_m＝0。MF2、MF3被择一输入数据，与MF1同时输入Q成分的匹配滤波器(MF2或MF3)在TG1输出时刻停止Q成分输入，开始向另一匹配滤波器(MF3或MF2)输入Q成分。并且，在停止Q成分输入的匹配滤波器中，使自匹配用的PN符号系列循环，求得在Q成分中的峰值。

这里，由于在停止了Q成分输入的匹配滤波器中使同一PN符号循环移位使用，所以，相位匹配后的系列顺序出现峰值。假如送出了r个PN符号系列(系列长N)，那么当使匹配滤波器中的系列循环N次时，就必然出现r个峰值。在每一个峰值出现一个TG2。此时，由于通过信道搀进杂音的Q成分多，所以，噪声容限将劣化，但是，由于原本是由加算PN符号系列得到的信号，因而，在检测出各个PN符号系列时可以在某种程度上消除噪声。

在MF1上输入赋与数据取入时刻的主时钟脉冲CLK_m，在MF2、MF3中择一输入副时钟脉冲CLK_s。

在图11中，TG1被输入计数器(用COUNTER表示)的复位输入端(RS)，从TG1生成的时刻开始计数器进行新的计数。在计数器的时钟脉冲输入端(CK)上，输入MF3生成峰值是产生的触发信号TG2，TG1生成后，计数器计数TG2。

如图10所示，主时钟脉冲CLK_m被输入选择MF2、MF3的多路转换器MUX4，作为MUX4的输出生成CLK。CLK由MUX4导入MF2或MF3，只有输入了CLK_s的匹配滤波器取入Q成分数据。由控制信号CTRL3切换控制MUX4，CTRL3在每输入TG1时，由2级触发电路FF41、FF42反转。FF41在其时钟脉冲输入端(CK)上输入TG1，在其数据输入端(D)上输入FF42的反转输出(Q)。FF42在其数据输入端(D)上输入FF41的反转输出(Q)，在其时钟脉冲输入端(CK)上输入TG1。因而，FF42的输出，在TG1每次输入时交替变为高电平、低电平状态。

假设在某时刻TG1输出，在此前向MF2输入了CLK_s，则切换MUX4以使得向MF3提供CLK_s。此后，在MF2中进行PN符号的循环。另一方面，选择器SFL4在TG1输出时刻切换至MF2。该切换控制由CTRL3进行。SEL4的输出被输入至峰值检出电路TH2，当TH2检测出峰值时，输出触发信号TG2。

如前所述，TG1生成后的TG2的个数与DP1-DP_m-1的数值对应，计数器在上述TG1点开始计数，在TG2每次输入时计数结束。计数器的输出被输入译码器(用DECODER表示)，在这里被转换成与TG2的个数对应的2进制数值，即DP1-DP_m-1。转换后的数值输入移位寄存器SREG5，SREG5与TG1同步地取入这些数值。在SREG5中输入上述时钟脉冲CLK_d，取入的数据作为SREG5的串行输出被输出。此串行输出是上述发送信号DS。因而，发送出的信号被解调。

如图12所示，从移位寄存器REG6向匹配滤波器MF2提供PN1-PN_n，从TG1生成时刻开始移位寄存器的数据循环。TG1被输入递减递减计数器(用D-COUNTER表示)的数据取入控制输入端(LOAD)，取入PN符号的个数n。递减计数器的二进制输出(设f位)由门OR6协调后被输入“门”AND6，CLK_m还输入AND6。因而，AND6在递减计数器的计数值为1以上时打开，CLK_m通过AND6。上述位数f成为与数n对应的下式(7)的值。

log2n≤f/log2n+1              (7)

如果在TG1输出后向下计数器输入n个CLK_m，则向下计数器的计数值变为“0”，门AND6关闭。因而，PN符号循环1次，返回初始状态，准备下次匹配滤波器的处理。在此过程中，TG2的个数由计数器计数。另外，由于正在进行PN符号的循环的匹配滤波器不能进行新的Q成分的取入，所以如前所述停止提供CLK_s，而向其它的匹配滤波器(MF2或MF3)提供CLK_s。由于MF3与MF2的构成相同，因而省略说明。

图12是例举主时钟脉冲CLK_m、TG1、MF2的数据取入(用MF2表示)、在MF2中的PN符号的循环(用PN(MF2)表示)、MF3的数据取入(用MF3表示)、在MF3中的PN符号循环(用PN(MF3)表示)、TG2的时间的时序图，由图中可知，在TG1生成时刻，数据取入在MF2、MF3之间交替切换，同时也进行PN符号的循环的切换。

如上所述，当将应发送的信息转换成“I成分、Q成分的相位差”、“I成分的反转、非反转”时，n芯片的情况下的信息速度R_n在将芯片幅宽设为Tc时成为式(8)。 $R_n=\frac{\mathrm{lo}{g}_{2}2n}{n\·\mathrm{Tc}}---\left(8\right)$

另一方面，根据作为传送正交2成分的现有例子的QPSK的n芯片在I信道、Q信道各自传送1位信息的情况下的信息速度R_q是式(9) $R_q=\frac{2}{n\·\mathrm{Tc}}---\left(9\right)$

两者之比成为式(10)。 $\frac{R_n}{R_q}=\frac{\mathrm{lo}{g}_{2}2n}{2}---\left(10\right)$

对于式(9)将数值代入n的结果如表所示，可知信息量提高至以往的数倍。换言之可以增大通信速度。

n	Rn/Rq
		10	2.1
50	3.3
		128	4.0
256	4.5
		512	5.0

图14是本发明的频谱扩散(SS)通信方式中的信号发送部分的第3实施例的构成。本发明的SS通信方式利用了QAM调制，图14中展示了至QAM调制前的基带调制的构成。

在图14中，1、2是拥有反馈回路的移位寄存器，在时钟脉冲CLK_m的每一定时使存储着的PN符号系列移位，循环于位寄存器内部。而循环于移位寄存器1内的PN符号系列和循环于移位寄存器2内的PN符号系列可以相同，也可以设置成不同的符号系列，但是PN符号系列的芯片数即PN符号系列的周期长度要设置成一样。由此移位寄存器1输出的PN符号系列，在进行QAM调制的情况下成为I成分的输入数据。

移位寄存器2的各段的输出PN1-PN_n分别被输入多路调制器(MUX)3。此输出PN1-PN_n分别是PN符号系列，由于赋与了相位偏移，因而相关非常小。

进而，在MUX3中输入(M-R)位的输入数据，与此(M-R)位的输入数据的信息相对应地对输入的PN符号系列PN1-PN_n进行2个以上的组合，而后从MUX3输出。此PN符号系列的输出数是R。

接着，从MUX3输出的R个PN符号系列被输入开关4。R位的输入数据被输入到开关4，与该R位的输入数据的各位相对应地控制从MUX3提供的R个PN符号系列的极性。例如，在“0”位时不反转地输出PN符号系列，在“1”位时反转PN符号系列输出。

如此控制的R个PN符号系列，在加法电路5中经全部的PN符号系列相加后输出。此相加输出在进行QAM调制的情况下变为Q成分的输入数据。

进而，在信号发送部中应发送的输入数据，作为串行数据被输入串行/并行转换器(S/P)6，在数据时钟脉冲CLK_d的定时下，每个数据块被转换成M位幅宽的并行数据。而后，M位幅宽的并行数据被分割成R位和(M-R)位，(M-R)位作为控制数据提供给MUX3，剩下的R位作为控制数据提供给开关4。

在此信号发送部中的数据的信息传送速率如下。

首先，因为选择了N个PN符号系列PN1-PN_n中的R个，所以输送_NC_R的组合。而由于分别控制R个PN符号系列的极性，因此输送2^R的组合，因而，作为在该情况下输送的位数成为：

log2(2^R·_NC_R)〔位〕                 (11)

如果设PN符号系列的芯片数为N，则信息传送速率R_N成为式(12)。

R_N＝{log2(2^R·_NC_R)}/N〔位/符号〕    (12)

而如果采用以往的QAM调制的SS通信方式，则在PN符号系列的一周期输送的位数在I相中是1位，在Q相中是1位，其传送速率R_Q成为2/N，因而本发明可以大大提高信息传送速率。

例如，如果设N＝128，R＝2，对于以往的传送速率R_Q是1/64来说，如果采用本发明，则传送速率R_N变为约15/128，是以往的约7.5倍。而如果设N为85，则是以往传送速率的约12928倍。

这样，在本发明的SS通信方式中，通过与应传送的数据对应地将通过使单一的PN符号系列在应传送的数据上相位移动而生成的移位PN符号系列多数个组合，就提高了可以传送的数据的容量，同时，通过与应传送的数据对应地分别控制经组合的PN符号系列的极性，就可以进一步提高数据容量。

这种情况下，在信号接收一侧，可以得到多个由Q成分组合而成的PN符号系列数的相关峰值，通过该多个相关峰值位置对发送数据进行解码。为此，需要峰值位置的基准相位，此基准相位是通过由I成分传送从移位寄存器1输出的PN符号系列而得到的。

本发明的SS通信方式中的信号接收一侧的构成实例如图15所示。

在图15中，通过解调并分离AQM调制的信号，就可以得到用于取得基准相位的I成分，和由发送数据调制成的Q成分的信号Q。

该信号I被输入到匹配滤波器(MF1)10后取得PN符号系列的相关。这种情况下，在匹配滤波器10中，将存储于发信部的移位寄存器1中的PN符号系列设定为乘数。

在匹配滤波器10中，当取得了在每一时钟脉冲CLK_m规定的时刻时，使被输入的信号I取入并循环的乘数，和取入的信号I相关时，输出相关峰值。此相关峰值在峰值检测电路TH11中被检出。此检出信号作为第1触发信号(trgl)提供给译码器(DEC)18，由该译码器18对(M-R)位进行解码。

信号Q交替取入匹配滤波器(MF2)12、匹配滤波器(MF3)13，并交替地取得与PN符号系列的相关。这种情况下，在匹配滤波器12、13中，将存储于发信部的移位寄存器2中的PN符号系列设定为乘数，并使之循环。

进而，在匹配滤波器12中取入信号Q的定时中，在匹配滤波器13中边使被取入的PN符号系列循环，边进行相关运算，而在匹配滤波器13中取入信号Q的定时中，在匹配滤波器12中进行相关运算。这样就可以在匹配滤波器12、13中交替进行信号Q的取入和相关运算。这时，将赋与信号Q的取入定时的时钟脉冲CLK_s，和使PN符号系列循环的时钟脉冲CLK_m择一提供给匹配滤波器12、13。

而后，由匹配滤波器12、13运算出的相关输出，通过多路转换器(MUX)14选择输出。从MUX14输出的相关输出的正相关峰值由峰值电路15检出，负相关峰值由峰值检出电路16检出，提供给“或”(OR)电路17以及判定电路21。在“或”电路17中被合成的相关峰值输出，作为第2触发信号(trg2)提供给译码器18，译码器18以第1触发信号为基准，通过译码R个第2触发信号的时间位置，得到(M-R)位的译码数据。

此译码数据作为0位及(M-R-1)位输入P/S转换器22。

另外，在判定电路21中，判定在峰值检测电路15、16中检测出的相关峰值的极性，在1周期的PN符号系列内与被检出相关的R个相关峰值的极性相对应，将R个数据作为“0”或“1”解调。解调后的R个数据作为(M-R)至(M-1)的R位数据输入至P/S转换器22。

而输入到P/S转换器22中的0至(M-1)的M位被转换成串行数据输出。这种情况下的转换定时以数据时钟脉冲CLK_d为基础。

这样，在本发明的SS通信方式中的信号接收部中，在PN符号系列的1周期中得到多个相关峰值，可以与该个数和定时对应地译码发送数据，同时可以与各相关峰值的极性对应地译码发送数据。

由此，就可以用上述(2)式所示的传送速率译码传送来的发送数据。

以下，参照图16-图24说明本发明的SS通信方式的第4实施例。

图16是信号发送部分的构成图，在图16中，用于频谱扩散的PN符号系列被存储于移位寄存器REG1中，从该移位寄存器REG1的最后段输出PN符号系列，输入到极性控制部PC(n+1)。而后，在极性控制部PC(n+1)中，由发送数据中的1位Dpm控制极性，PN符号系列原样输出，或其反转信号作为I成分输出。

另外，移位寄存器REG1的各段与多路转换器MUX30连接，第1控制信号CTRL11控制多路转换器MUX30，选择存储于移位寄存器REG1中的PN符号系列相位移动后的R个通过(在图16中，从最后一段输出PN符号系列PN1，向着第1段方向输出相位移动后的PN符号系列PN2、…、PN_n)。

通过多路转换器MUX30的PN符号系列的R个数据，被分别输入极性控制电路PC1-PCR。向各个极性控制电路PC1-PCR提供第2控制信号CTRL12，对应于第2控制信号CTRL12，控制通过多路转换器MUX30的PN符号系列的极性。极性控制电路PC1-PCR的构成完全相同，分别由反转电路NOT1-NOTR和多路转换器MUX1-MUXR构成。在极性控制电路PC1-PCR中，反转电路NOT1-NOTR的输入(反转前的PN符号系列)和输出(反转后的PN符号系列)被输入多路转换器MUX1-MUXR。例如，多路转换器MUX1输入反转电路NOT11的输入及输出，第2控制信号CTRL12控制输出某个PN符号系列。

另一方面，输入移位寄存器REG1的最后一段的输出的极性控制电路PC(n+1)，由输入反转电路NOTn+1、反转电路NOTn+1的输入和输出的多路转换器MUXn+1构成。此多路转换器MUXn+1的切换控制，是对应于信号DP_m进行控制，所提供的PN符号系列或其反转信号作为I成分输出。进而，在多路转换器MUX1-MUXR中分别输入第2控制信号CTRL12，由该控制信号CTRL12切换控制多路转换器MUX1-MUXR。多路转换器MUX1-MUXR的输出被输入到加法电路ADD1，在加法电路ADD1中全部相加，作为Q成分输出。

即，Q成分是规定个数R个的PN符号系列的叠合，本发明是通过移位了的PN符号系列的反转、非反转的组合传送发送数据。

以下，在图17中展示从发送数据中生成第1控制信号CTRL11、第2控制信号CTRL12、信号DP_m的构成。

在图17中，应发送的串行数据DS，与规定的数据时钟脉冲CLK_d同步地由串行/并行转换电路(S/P2)转换成1块共m位的并行数据DP1-DP_m。其中r位的数据DP1-DP_r被输入译码器DEC21，生成第2控制信号CTRL12。(m-r-1)位的DP_r+1-DP_m-1被输入译码器的DEC22，生成第1控制信号CTRL11。

剩下的1位DP_m作为第3控制信号被输入多路转换器MUX_n+1。

这种情况下，例如，如果将PN符号系列的芯片数n设为n＝16，将并行数据的位数m设为m＝9，将多路转换器MUX30选择的PN符号系列数R设为R＝2，则应发送的串行数据DS每9位被转换成并行数据，用最上位的1位DP_m进行I成分的反转，将接着向上的6位输入译码器DEC22，生成第1控制信号CTRL11，以使得PN符号系列在多路转换器MUX30中的2个通过。另外，下2位输入译码器DEC21，生成第2控制信号CTRL12，控制通过多路转换器30的2系列的PN符号系列的反转与非反转。

这种情况下，

6＜log₂(₁₆C₂)＜7    (13)

通过16芯片中的2个PN符号系列(在信号接收一侧中峰值的位置)的组合，就充分表示了上位6位的发送数据。另外可知选择出的2个PN符号系列的各极性(在信号接收一侧中峰值的极性)的反转、非反转的控制，可以将下位2位的数据分配在各自的PN符号系列上进行。

图18示出了加法电路ADD1的构成。加法电路ADD1如该图所示，将来自多路转换器MUX1-MUXR的输出设置成输入电压V_in31-V_in3R，通过由电容器C31-C3R构成的容量耦合CP3协调这些输入电压。容量耦合CP3的输出被输由3段MOS倒相器I31、I32、I33构成的反转放大电路，倒相器I33的输出通过反馈电容器CF3反馈至倒相器I31的输入。

该反转放大电路具有充分大的开环增益，作为运算放大器工作。因而，通过在该反转放大电路中形成反馈系统，就可以从倒相器I33输出具有高线性特性的用下式(14)表示的输出V_out3。 $V_{\mathrm{out}}3=V_{\mathrm{dd}}-\frac{\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}V3i\·C3i}{\mathrm{CF}3}---\left(14\right)$

在这里设：

C31＝C32＝…＝C3R＝CF3/R    (15)

式(14)可以改写成下面的式(16)。 $V_{\mathrm{out}}3=V_{\mathrm{dd}}-\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{in}}3i---\left(16\right)$

即，加法电路ADD1输出与V_in3-V_in3R的加算结果对应的电压。此输出适宜进行反转、计数等的处理，而后从信号发送部发送出去。当在信号发送部中进行数字处理的情况下，用公知的数字电路构成加法电路ADD1，也可以生成数字输出。

图20展示了在本发明的SS通信方式的第2实施例的信号接收部中译码PN符号系列的构成。在图20所示的信号接收部中，经QAM调制并发送出去的信号用未图示的信号接收部分解调，输入分离出的I成分和Q成分。其中I成分被输入匹配滤波器MF1，Q成分被输入匹配滤波器MF2、MF3。

在匹配滤波器MF1中与在信号发送部中的I成分的PN符号系列同样地将PN符号系列设定为乘数，当I成分的输入信号和匹配滤波器MF1的乘数匹配时，匹配滤波器MF1就生成相关峰值。匹配滤波器MF1的输出被输入峰值检测电路TH1、TH2，在峰值检测电路TH1中检测出正(非反转)的峰值，在峰值检测电路TH2中检测出负(反转)的峰值。

峰值检测电路TH1、TH2的输出被输入“或”电路OR41，当某一方检测出峰值时，生成第1触发信号TG1。峰值检测电路TH1、TH2的输出还被输入第1判定电路J41，当峰值检测电路TH2未检出峰值，而峰值检测电路TH1检出峰值时，第1判定电路J41生成低电平的第1判定信号J₀₁。另外，当峰值检电路TH1未检出峰值，而峰值检测电路TH2检测出峰值时，第1判定电路J41生成高电平的第1判定信号J₀₁。

这样，第1判定信号J₀₁与信号发送部中的发送数据DP_m对应，第1判定信号成为数据Dp_m的译码数据。

向匹配滤波器MF2以及匹配滤波器MF3的某一方输入Q成分的数据，在“或”电路OR41输出第1触发信号TG1的时刻，停止输入Q成分。向后，开始向另一匹配滤波器(MF3或MF2)输入Q成分。在停止输入Q成分的匹配滤波器中，使PN符号系列循环，在取得相关的时刻输出相关峰值信号。这种情况下，由于从信号发送部组合并发送出多个PN符号系列，因而，多个相关峰值信号可以从相关运算的匹配滤波器中得到。

另外，向多路转换器MUX10输入赋与数据取入的时刻的时钟脉冲CLK_m，向匹配滤波器MF2、MF3择输入由时钟脉冲CLK_m生成的时钟脉冲CLK_s。

这是由触发电路FF41、FF42和多路转换器MUX10的作用实施的，时钟脉冲CLK_m被输入多路转换器MUX10，从将控制信号CTRL4作为选择信号的多路转换器MUX10，向匹配滤波器MF2、MF3的某一方提供时钟脉冲CLK_s。

而后，由时钟脉冲CLK_s取入向匹配滤波器MF2、MF3的一方输入的Q成分的数据。多路转换器MUX10由控制信号CTRL4切换控制，控制信号CTRL4在2段触发电路FF41、FF42的作用下，在每次输入触发信号TG1时反转。触发电路FF41在其时钟脉冲输入(CK)端子上输入触发信号TG1，在其数据输入(D)端子上输入触发电路FF42的反转输出(Q)。触发电路FF42在其数据输入(D)端子上输入触发电路FF41的反转输出(Q)，在其时钟脉冲输入(CK)端子上输入第1触发信号TG1。因此，触发电路FF42的输出，在每次输入第1触发信号TG1时，交替重复高电平、低电平的状态。

根据以上构成，如果在某时刻输出第1触发信号TG1，假设在此之前向匹配滤波器MF2输入了时钟脉冲CLKs，则多路转换器MUX10就进行切换，以使得向匹配滤波器MF3提供时脉冲CLK_s。此后，被取入到匹配滤波器MF2中的数据被原样保持，进行匹配滤波器MF2的PN符号系列的循环。

另一方面，选择器SEL4在第1触发信号TG1输出时刻切换至匹配滤波器MF2。该切换控制由控制信号CTRL4进行。选择器SEL4的输出被输入峰值检测电路TH3、TH4，当检测正的峰值的峰值检测电路TH3或检测负的峰值的峰值检测电路TH4检测出峰值时，输出第2触发信号TG2。此第2触发信号TG2从输入峰值检测电路TH3、TH4的输出的“或”电路OR42输出。

峰值检测电路TH3、TH4的输出还被输入第2判定电路J42，当峰值检测电路TH3检测出峰值，而峰值检测电路TH4未检测出峰值时，第2判定电路J42判定为正峰值被检出。而当峰值检测电路TH3未检出峰值，峰值检测电路TH4检测出峰值时，第2判定电路J42判定负的峰值被检出。这种情况下，第2判定电路J42的第2判定信号J₀₂在负的峰值被检出的时刻成为低电平，在正的峰值被检出的情况下，维持高电平。

图19展示了在图20所示的构成中，通过译码PN符号系列，从输出的第1触发信号TG1、第1判定信号J₀₁、第2触发信号TG2、以及第2判定信号J₀₂中得到译码后的串行数据的构成。

在图19中，第2触发信号TG2被输入移位寄存器SREG1的数据输入(D)端子，上述时钟脉冲CLK_m提供给其时钟脉冲输入(CK)端子。另外，在移位寄存器SREG1的复位输入(RS)端子上输入第1触发信号TG1，在提供了第1触发信号时，移位寄存器SREG1复位，其后与时钟脉冲CLK_m同步地在第2触发信号TG2输出时刻，第2触发信号TG2被顺序写入移位寄存器SREG1。

由于只是在峰值检测器TH2或峰值检测器TH3检出峰值时，第2触发信号TG2才变为高电平，因而，在移位寄存器SREG1中就可以写入在n位中包含R个“1”的数据列。

该移位寄存器SREG1的输出被输入编码器E5，编码器E5通过进行图17所示的译码器DEC22的逆处理，就可以译码DP_r+1-DP_m-1。

如前所述，数据DP_m还作为第1判定信号J₀₁被译码。

第2判定信号J₀₂与移位寄存器SREG2的数据输入(D)端子连接，第2触发信号TG2被输入其时钟脉冲输入(CK)端子。另外，在移位寄存器SREG2的复位输入端(CRS)上输入第1触发信号TG1。即，在第1触发信号TG1输入移位寄存器SREG2的时刻，移位寄存器SREG2被复位。其后，在第2触发信号TG2每次输入移位寄存器SREG2时，第2判定信号J₀₂的输出被顺序写入移位寄存器SREG2。因而，在移位寄存器SREG2中译码R位的2进制数据列，即译码DP1-DPR。因而，下位R位被译码。

进而，编码器E5、移位寄存器SREG2的输出以及第1判定信号J₀₁作为1串位列输入到移位寄存器SREG3。这些数据由于被确定为一周期的PN符号系列，即被确定于每个第1触发信号TG1的发生周期，因而，通过在移位寄存器SREG3的数据输入控制端子(LOAD)上输入第1触发信号TG1，就可以在第1触发信号TG1的时刻，将上述数据取入到移位寄存器SREG3。即，在第1触发信号TG1生成时，编码器E5、移位寄存器SREG2的输出DP1-DP_m-1、以及第1判定信号J₀₁(DP_m)被取移位寄存器SREG3。

由于平时总是向移位寄存器SREG3输入数据时钟脉冲CLK_d，所以在数据时钟脉冲CLK_d的每个定时，从移存器SREG3串行输出上述发送信号DP1-DP_m。因而，可以得到译码发送来的信号的译码数据。

图21展示了匹配滤波器MF2、MF3的构成的一个例子。

取第1触发信号TG1和控制信号CTRL4的反转信号的逻辑与的控制信号CTRL6，被输入递减计数器(用D-COUNTER表示)的数据取入控制输入端子(LOAD)，提供给数据输入端子(Din)的PN符号系列的一个周期的芯片数n被输入D-COUNTER。而D-COUNTER的二进制输出(设f位)由“或”门(OR)6取全部逻辑和后输入到“与”门(AND)6，取与时钟脉冲CLK_m的逻辑与。

因而，AND6在D-COUNTER的计数值1以上时打开，时钟脉冲CLK_m通过AND6。由此，MF2不抽取输入信号，D-COUNTER只在计数n个时钟脉冲CLK_m期间打开AND6。

上述f位是与芯片数n对应的位数，成为用下式(17)表示的值。

log₂n≤f＜log₂n+1    (17)

这样通过只在PN符号系列的一周期间打开AND6，就生成了第1触发信号TG1，并且，从采样保持SH的采样结束点开始，移位寄存器REG6中存储着的接着数据循环一次。而且，对于移位寄存器REG6每次移位，在采样保持SH中被保持的数据都与安置于REG6中的PN符号系列进行乘法运算。乘出的数据在加法电路ADD6中相加后生成相关输出。

进而，如果在第1触发信号TG1输出后，向D-COUNTER输入n个时钟脉冲CLK_m，则D＝COUNTER的计数值变为“0”，AND6关闭。接着准备下次相关运算的处理。

这样，由于正在进行PN符号系列的循环的匹配滤波器不能进行作为新的接收数据的Q成分的取入，所以如前所述停止提供时钟脉冲CLK_S，而向另一匹配滤波器(MF2或MF3)提供时钟脉冲CLK_S，从而取入Q成分。

如此工作的匹配滤波器MF2、MF3的动作时刻如图22所示。

如图所示，如果在时刻t1点发生第1触发信号TG1，则使匹配滤波器MF2中存储着的PN符号系列循环，进行相关运算。其结果，在时刻t2以及时刻t3点中得到相关输出。

由此相关输出生成第2触发信号TG2，在此期间，在匹配滤波器MF3中按PN符号系列的一周期分取入接收到的数据。而后，如果在时刻t4点再次产生第1触发信号TG1，则使匹配滤波器MF3中的PN符号系列循环，进行相关运算，其结果，在时刻t5以及时刻t6点中得到相关输出。由此相关输出生成第2触发信号TG2。

这种动作重复地在匹配滤波器MF2及匹配滤波器MF3中进行，就可以得到图示那样的第2触发信号TG2。

以下，在图23中举例更详细地进行上述说明，在此例中，将PN符号系列的周期设为13芯片，设R＝2，即，设Q成分是由2个偏移的PN符号系列的和构成。

于是，每13芯片就生成1个第1触发信号TG1，与该第1触发信号TG1同步地发生表示该峰值的极性的第1判定信号J₀₁。由此第1判定信号J₀₁，生成如图所示那样的数据DP_m。

另外，如果进行Q成分的相关运算，则由于包含2个偏移了的PN符号系列，因而在一周期内生成图示那样的2个第2触发信号TG2。如果该第2触发信号TG2被取入移位寄存器SREG1，则如图所示，成为“0010000001000”。若将存储于该移位寄存器SREG1中的数据输入编码器E5，则例如“000101”的6位被译码。此译码数据从编码器E5并行输出。

若假设产生如图所示那样的与第2触发信号TG2同步产生的第2判定信号J₀₂，则如图所示那样，在移位寄存器SREG2中取入数据“10”。

而后，编码器E5的输出、移位寄存器SREG2的输出、以及信号DP_m被输入移位寄存器SREG3，如图所示得到以数据时钟脉冲CLK_d为基准移位并被译码后的9位的串行数据DS1。这种情况下，9位的串行数据DS1的构成是，最初的位是信号DP_m，接着的6位是编码器E5的输出，最后的2位由移位寄存器SREG2的输出。

如上所述那样，如果要用I成分、Q成分的峰值的相位差和该峰值的反转、非反转传送应传送的信息，则n芯片(将1芯片时间设为T_c)中的信息速率R_n就成为下式。

R_n＝log₂(2^R+1·_nC_R)/n·T_C    (18)

这里，R是Q成分的峰值数，即是传送的偏移后的PN符号系列数。

另一方面，根据以往的n芯片，I信道、Q信道分别传送1位的信息的情况下的信息速率R_q是：

R_q＝2/n·T_c  (19)

两者的比(以下称信息速率比)变为式(20)。

R_n/R_q＝log₂(2^R+1·_nC_R)/2    (20)

与式(18)对应，变更芯片数n、峰值数时的信息速率比R_n/R_q如图11所示，可知信息量比以往提高数倍。这与增加通信速度的意义相同。

在以上的实施例中是在Q成分的峰值数R为一定的条件下进行信号发送和接收的，但是也可以将R设为可变数，这种实施形态也可以由和上述大致相同的电路构成进行信号发送和接收。以下，说明有关该第5实施例的概要。

例如，设芯片数n＝16，应发送的1字组的位数m＝10，1≤R(Q成分的峰值数)≤2，当数据组的数值P为“0”-“111111”(2进制数)时，设R＝1，由数据组的MSB定义I成分的反转、非反转，由剩下的4位定义峰值的位置(如16位那样)。

另外，当P＞“111111”时(“0001000000”-“1111111111”)，设R＝2，由数据组的MSB定义I成分的反转、非反转，由数据组的下位2位定义峰值的反转、非反转。可以在这种条件中传送的信息Ifn成为下式(21)。

Ifn＝log₂(2³×₁₆C₂+2²×₁₆C₁)≥10    (21)

从而就可以在PN符号系列的一个周期中传送10位的信息量。

图26、图27所示为实现该第5实施例的译码器、编码器的构成。在图26中，应传送的串行数据DS，与数据时钟脉冲CLK_d同步地由串行/并行转换电路(S/P)8转换成m位的并行数据组DP1-DP_m。作为该并行数据组中的1位的DP_m进行I成分的反转控制，剩余的(m-1)位数据，由译码器DEC8转换成第1控制信号CRTL81以及第2CTRL82。

第1控制信号CTRL81与上述第1控制信号CTRL11一样，用于使位移了的PN符号系列通过的门的开关，第2控制信号CTRL82与第2控制信号CTRL12一样，用于极性控制部PC1-PC_n的极性控制。

另一方面，在信号接收一侧，如图27所示，在移位寄存器REG4中，与时钟脉冲CLK_m同步地取入第2触发信号TG2，在移位寄存器SREG5中，将第2触发信号TG2作为时钟脉冲并取入判定信号J₀，从而产生表示峰值的反转、非反转、以及峰值个数、峰值位置的位列。移位寄存器SREG4、以及移位寄存器SREG5的数据被输入编码器E9，转换成发送的1组并行数据DP1-DP_m。并行数据DP1-DP_m与第1触发信号TG1同步地被取入移位寄存器SREG6，其后，与数据时钟脉冲CLK_d同步地作为串行数据DS输出。

通常，峰值数是0-R时，如果设1芯片时间为T_c，则信息速度如式(22)所示。 $R_q=\frac{{\log }_2\left\{\underset{i=n}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\left(2^{i+1}{\×}_n{C}_i\right)\right\}}{n\·T_c}---\left(22\right)$

因而，信息速度比R_n/R_q变为下式。 $\frac{R_n}{R_q}=\frac{{\log }_2\left\{\underset{i=0}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\left(2^{i+1}{\×}_n{C}_i\right)\right\}}{2}---\left(23\right)$

在此，将Q成分的峰值数R＝4的情况下的信息速度比R_n/R_q的例子展示于图25。

在以上所述的第1实施例中，I成分、Q成分的PN符号系列相同，但设置不同的PN符号，将设置在匹配滤波器MF2、MF3中的符号系列与之对应也可以。另外，对于QPSK以外的通信方式，例如用不同的载波传送的其它信道的第1、第2成分也可进行同样的信号发送接收。

因此，在本发明的第1方面所述的频谱扩散通信方式中，由于由第1、第2成分的相互的相位差表现发送数据，所以在与以往同样的装置中，具有可以提高通信速度的优异的效果。

在以上所述的第2实施例中，I成分、Q成分的PN符号系列相同，但是，也可以设置不同的PN符号系列，使设定于匹配滤波器MF2、MF3中的符号系列与之对应，另外，关于传送直交2成分的方式以外的通信方式，例如关于用不同的载波传送的其它信道的第1成分、第2成分，也可以进行同样的信号发送接收。进而，通过在上述实施例中的使Q成分(第2成分)的峰值反转、或非反转，可以发送更多信息。

因此，在本发明的第2方面所述的频谱扩散通信方式中，因为将第1PN符号系列自身作为第1成分发送，将在第2PN符号系列上赋与相位差的0个-多个PN符号系列加算作为第2成分发送、由与第1PN符号系列的各周期相对应的第2PN符号的个数定义发送信息，因而具有可以提高通信速度的优异效果。

在本发明的第3方面所述的频谱扩散通信方式中，由多重后的一方发送赋与基准相位的第1PN符号系列，由另一方发送赋与了相位偏移的加算了规定个数的PN符号系列的第2PN符号系列。由此，在由应发送的数据组合赋与了相位偏移的PN符号系列的同时，就可以由应发送的数据控制其极性。

因而，可以增大由PN符号系列的一周期所能传送的信息量，可以实现提高信息传送速率的优异的效果。

Claims (18)

1.一种频谱扩散通信方式，其特征在于：作为第1成分发送第1PN符号系列自身或其反转信号，作为第2成分发送在第2PN符号系列上给与相位差的PN符号系列，由第1、第2PN符号系列的相位差定义发送信息。

2.如权利要求1所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：适当地反转第1成分或第2成分，根据其反转的有无重新定义1位信息。

3.如权利要求1所述的频谱扩散通信方法，其特征在于：所述第1、第2PN符号系列相同。

4.如权利要求1所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：第1、第2成分的一方是QPSK的同相成分，另一方面是正交成分。

5.如权利要求1所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：第1、第2成分是用不同的载波发送的其它信道的成分。

6.一种用于权利要求1所述的频谱扩散通信的信号接收装置，其特征在于：设有用于处理第1成分的1个第1匹配滤波器、处理第2成分用的2个第2匹配滤波器；使得当第1匹配小菠器每次检出峰值时，边切换第2匹配滤波器边选择其一进行数据取入；进行该数据取入的第2匹配滤波器从第1匹配滤波器检出峰值时刻开始边保持接收信号边使PN符号循环；在该PN符号循环开始时刻，另一第2匹配滤波器进行数据取入。

7.一种频谱扩散通信方式，其特征在于：将第1PN符号系列自身作为第1成分发送；将在第2PN符号系列上赋与相位差的0个-多个PN符号系列加算作为第2成分发送；由与第1PN符号系列的各周期对应的第2PN符号的个数定义发送信息。

8.如权利要求7所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：适宜地反转第1成分或第2成分，根据各自反转的有无定义各一位的信息。

9.如权利要求7所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：所述第1、第2PN符号系列相同。

10.如权利要求7所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：第1、第2成分是用同一载波传送的相互正交的2成分。

11.如权利要求7所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：第1、第2成分是用不同的载波发送的其它信道的成分。

12.一种用于权利要求7所述的频谱扩散通信的信号接收装置，其特征在于：设有用于处理第1成分的1个第1匹配滤波器、处理第2成分用的2个第2匹配滤波器；使得当第1匹配滤波器每次检出峰值时，边切换第2匹配滤波器选择其一进行数据取入；进行该数据取入的第2匹配滤波器从第1匹配滤波器检出峰值时刻开始边保持接收信号边使PN符号循环；在该PN符号循环开始时刻，另一第2匹配滤波器进行数据取入。

13.一种频谱扩散通信方式，其特征在于：在将第1PN符号系列、和与该第1PN符号系列周期相等的第2符号系列多重化传送的频谱扩散通信中，

上述第2符号系列由赋与了相位偏移的规定个数的基本PN符号系列相加而生成；

由组合与上述经1PN符号系列的基准相位对应的上述规定个数的基本PN符号系列的各相位偏移系列定义发送信息。

14.如权利要求13所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：对应于发送信息的规定位的内容控制上述第1PN符号系列的极性。

15.如权利要求13或14所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：对应于发送信息的多个规定位的内容，控制构成上述第2符号系列的各基本PN符号系列的极性。

16.如权利要求13所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：上述第1PN符号系列和上述第2符号系列由单一的PN符号发生装置产生。

17.如权利要求13所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：上述多重化被设置成使用QAM调制后的正交多重化。

18.如权利要求13所述的频谱扩散通信方式，其特征在于：第1PN符号系列和第2符号系列由频率各不相同的载波传送。

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