CN1228207A - 包括多相位滤波器的接收机和滤波设备 - Google Patents

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Abstract

在接收机(2)中，输入信号被混频器(4)变频成两个正交的IF信号。正交的IF信号被放大器(12)放大和被滤波器(14)滤波。多相位滤波器(16)压缩其频率比预定的频率高的信号。第二混频器(15)把滤波的IF信号变频成第二IF信号。该第二IF信号被第二多相位滤波器(19)滤波，该第二多相位滤波器压缩其频率比预定的频率低的信号。这样，得到了带通转移函数，它具有由第一多相位滤波器(16)规定的第一边缘，和由第二多相位滤波器(19)规定的第二边缘。在本发明的实施例中，多相位滤波器(16和19)的截止频率等于零，导致完整的接收机的转移函数所具有的截止频率与在多相位滤波器中所使用的元件值无关。

Description

包括多相位滤波器的接收机和滤波设备
本发明涉及包括用于从接收机的输入信号得出多个中频多相位信号的变频器的接收机，接收机还包括用于从中频多相位信号得出滤波的多相位信号的多相位滤波器。本发明还涉及使用变频装置和多相位滤波器的滤波设备。
这样的接收机和滤波设备可从美国专利4,723,318中得知。在接收机中，RF(射频)信号被下变频成大大低于所述RF信号频率的IF频率，以便于有可能用很容易实现的滤波器得到良好的相邻信道选择性。与这种下变频有关的问题是接收机对所谓的镜像信号的灵敏性。如果要接收的信号具有fRF的频率，在变频装置中要使用的本地振荡器具有fLO的频率，以及IF频率等于fLO-fRF，则接收机也接收频率为fLO+fRF的RF信号，造成对想要的其频率为fRF的RF信号的接收的干扰。
为了压缩这个不想要的结果，常常在变频装置的前端使用RF滤波器，以便压缩频率为fLO+fRF的RF信号。这种RF滤波器可能相当昂贵。
按照上面所述的美国专利的接收机中，所谓的多相位滤波器被用来对变频装置的输出信号进行滤波。多相位滤波器可利用多个移相的输入信号(由变频装置提供)来产生非对称转移函数，它能压缩在镜频处的信号，而不需要RF滤波器。按照上面所述的美国专利的多相位滤波器被设计来抑制镜频处的信号。
本发明的目的是提供其中除了镜像抑制以外也以非常经济的方式实现相邻信道选择性的接收机。
所以本发明的特征在于，接收机包括用于从滤波的多相位信号得出多个另外的中频多相位信号的另一个变频器，接收机包括用于从另外的中频多相位信号得出另外的滤波的多相位信号的另一个多相位滤波器，多相位滤波器之一和另一个多相位滤波器被安排来衰减第一频率以上的信号，以及多相位滤波器之一和另一个多相位滤波器被安排来衰减第二频率以下的信号。
通过使用这些方法，有可能得到具有非对称带通转移函数的接收机。带有相关的多相位滤波器的第一变频器可通过选择适合于IF频率与(第一)多相位滤波器的第一频率的数值来压缩一部分输入频谱(例如，低于频率f1的所有频率)，带有相关的多相位滤波器的第二变频器可压缩另一部分输入频谱(例如，高于频率f2＜f1的所有频率)，这样，得出了适合于实现相邻信道选择性的带通转移函数。
可以看到，R.Green和R.Hoskins的论文“High performance directconversion(高性能直接变频)”，Electronics World,January1996,pp.18-22，揭示了其中使用两个多相位滤波器的接收机。然而，这篇文章并没有使用抑制某个频率以上(以下)的频率的第一多相位滤波器与抑制某个频率以下(以上)的频率的第二多相位滤波器的组合。缺少这样的组合导致在所述接收机中的频谱倒置的发生，这是通常在用来接收数字信号的接收机中所不想要的。
本发明的实施例的特征在于，第一频率和第二频率都几乎是零。
通过使用带有几乎为零的截止频率的多相位滤波器，可以得出，这个截止频率不取决于在所述多相位滤波器中所使用的元件的数值。变频器和多相位滤波器的组合的截止频率现在只由在变频器中所使用的本地振荡器的频率来决定。因为所述频率可以非常精确地被设置，有可能以经济的方式实现非常精确的滤波器。
本发明的另一个实施例的特征在于，第一多相位滤波器和第二多相位滤波器包括无源滤波器。
使用无源滤波器并不需要像运放那样的有源元件，导致更低的化费，并常常导致接收机的更稳定的运行。
本发明的再一个实施例的特征在于，第一多相位滤波器和第二多相位滤波器包括通过使用电容和电阻的无源滤波器。
按照前面的权利要求之一的接收机的特征在于，另一个变频装置包括镜像抑制混频装置。
使用带有电阻和电容的无源滤波器，导致可以很容易以标准的IC技术来实现的接收机，造成非常经济的解决办法。
本发明的再又一个实施例的特征在于，另一个变频装置包括镜像抑制混频装置。
通过在另一个变频器中使用镜像抑制混频器，有可能把中频多相位信号和另一个中频多相位信号选择在相同的频率范围内，而不需要昂贵的镜像抑制滤波器。把中频多相位信号和另一个中频多相位信号选择在相同的频率范围内的可能性使得能实现具有窄的IF带宽的接收机，而不需要昂贵的带通滤波器。现在参照附图解释本发明。其中显示了：
图1，按照本发明的接收机的方框图；
图2，按照图1的接收机中不同位置处的频谱的图；
图3，按照图1的接收机中不同位置处的频谱的另一个图；
图4，按照图1的接收机中的多相位滤波器16的实施方案；
图5，按照图1的接收机中的混频器15的实施方案；
图6，在按照图1的接收机中的多相位滤波器16的实施方案。
按照图1的接收机2的输入端被连接到混频器4的第一输入端。载有同相本振信号的本地振荡器6的第一输出端被连接到混频器4的第二输入端。载有正交本振信号的本地振荡器6的第二输出端被连接到混频器4的第三输入端。(第一)变频器5由混频器4与本地振荡器6的组合而构成。
载有中频多相位信号的同相分量的混频器4的第一输出端被连接到电容器8的第一端子和被连接到AGC(自动增益控制)放大器12的第一输入端。载有中频多相位信号的正交分量的混频器4的第二输出端被连接到电容器10的第一端子和被连接到AGC放大器12的第二输入端。电容器8和10的第二端子被连接到地。可以看到，中频信号的同相分量和正交分量中的每一个分量可分别用一对平衡的信号+I、-I和+Q、-Q来表示。
AGC放大器12的输出端被连接到低通滤波器14的输入端。低通滤波器14的输出端被连接到(第一)多相位滤波器的相应的输入端。多相位滤波器16的输出端通过耦合电容18和20被连接到第二AGC滤波器17的输入端。
第二AGC放大器17的输出端通过耦合电容18和20被连接到另一个变频器13。在另一个变频器13中，输入信号被加到镜像抑制混频器15的相应的输入端。在另一个变频器中的载有多相位本振信号的本地振荡器22的输出端被连接到镜像抑制混频器15的相应的输入端。载有另一个中频多相位信号的镜像抑制混频器15的输出端被连接到另一个多相位滤波器19的输入端。载有另一个滤波的多相位信号的多相位滤波器19的输出端通过耦合电容23和25被连接到解调器21的相应的输入端。在解调器21的输出端，可提供解调的输出信号。
混频器4被用来把接收机的输入信号vRF与都由本地振荡器6产生的同相本振信号，和正交本振信号进行混频。混频器4的输出信号的有关部分分别等于c·vRF·sin(2π(fRF-fLO1)t)和c·vRF·cos(2π(fRF-fLO1)t)，其中c是常数，vRF是正弦信号的幅度，fRF是输入信号的频率，以及fLO1是本振信号的频率。在大多数实施方案中，正交信号是以成对的平衡信号呈现的，这样信号-c·vRF·sin(2π(fRF-fLO1)t)和-c·vRF·cos(2π(fRF-fLO1)t)也是可提供的。
电容8和10提供对混频器4的输出信号的第一滤波，以便抑制大大超出频带范围的信号。AGC放大器12用来在低通滤波器14的输入端上提供具有几乎恒定幅度的的信号。低通滤波器14具有其截止频率约为30kHz的二阶巴特沃斯(Butterworth)转移函数。低通滤波器14用来提供某些相邻信道的选择性。
多相位滤波器16被安排来提供最终信道选择性的一个边缘。多相位滤波器16多半具有0Hz的截止频率，导致在fRF-fLO1的频率处的第一边缘。多相位滤波器18的输出信号被AGC放大器18放大到一个参考值。电容18和20用来消除多相位滤波器16的输出信号的DC(直流)偏置。
AGC放大器18的输出信号由第二变频器进行与频率fLO2的本振信号混频。镜像抑制混频器15被安排来在其输出端只提供“和频率”与“差频率”，取决于其内部的互联，如将在后面参照图5所说明的。镜像抑制混频器15的输出被多相位滤波器19滤波，以提供最终的信道选择性的第二边缘。多相位滤波器的截止频率再次优选地等于0Hz，导致在fRF-fLO1-fLO2的频率处的第二边缘。因此，可得出带通特性分别具有在fRF-fLO1和fRF-fLO1-fLO2处的边缘。在0Hz多相位滤波器的情况下，所述边缘的位置的精度不仅由在多相位滤波器中使用的元件的精度确定，也由本地振荡器的频率的精度确定。
多相位滤波器19的输出信号被提供给解调器21，用于解调。电容23和25用来消除多相位滤波器19的输出信号的偏置。在解调器21的输出端处，解调的信号是可供使用的。
图2显示了在第一本地振荡器的频率低于RF信号的频率的情况下在接收机中不同位置处的频谱。图形26显示了在按照图1的接收机的输入端处的频谱的有关部分。为了简明起见，假定只给出一个频率为fRF的信号。在图2的图形28中，给出了第一多相位滤波器16的输入信号。频率为fRF+fLO1的镜像信号已被低通滤波器14抑制。图2的图形30显示了第一多相位滤波器16的转移函数连同所述多相位滤波器16的输出频谱。在这个案例中，多相位滤波器16是多相位高通滤波器。
图2的图形34显示了镜像抑制混频器15的输出信号的频谱。可以看到，多相位混频器15被安排来提供在其输入信号与本地振荡器22之间的“差频”。最后，图形36显示了多相位滤波器19的输出信号，在其中显示了由所述多相位滤波器19进行的滤波。这里，多相位滤波器19被安排为通过0Hz以下的频率的低通滤波器。从图形36，可以看到，带通特性通过组合多相位滤波器而得出。
可以看到，不一定需要多相位滤波器是高通滤波器或低通滤波器。对于在由其它的多相位滤波器规定的边缘以外的频率的转移函数可以假定是任意值。在实际的实施方案中，多相位滤波器将显示带通特性，该通带只有一个边缘被用来规定接收机的转移函数。这个带通特性在图形30和34上由虚线表示。上面提到的带通特性也可由巴特沃斯滤波器16来造成。
图3显示了在第一本地振荡器的频率高于RF信号的频率的情况下在接收机中不同位置处的频谱。图形38显示了接收机的输入频谱。图形40显示了低通滤波器14的输出信号的频谱。图形42显示了多相位滤波器16的输出信号的频谱。这个图形显示了高于给定频率的压缩频率。这里。被抑制的频率是正频率。图形44显示了镜像抑制混频器15的输出信号的频谱。从这个图形可以明白，在混频器15的输出信号中，只呈现输入信号和本振信号的“和频”。因此，频谱已被移到更高的频率。图形46显示了第二多相位滤波器19的输出端处的频谱，该滤波器被安排来抑制在某个频率以下的频率。
在按照图4的多相位滤波器6中，载有0°(90°)[180°]{270°}信号的第一(第二)[第三]{第四}输入端被连接到电阻52(70)[88]{106}的第一端子和被连接到电容99(62)[80]{98}的第一端子。电阻52(70)[88]{106}的第二端子被连接到电容99(62)[80]{98}的第二端子、电阻54(72)[90]{108}的第一端子和电容64(82)[100]{101}的第一端子。电阻54(72)[90]{108}的第二端子被连接到电容101(64)[82]{100}的第二端子、电阻56(74)[92]{110}的第一端子、和电容66(84)[102]{103}的第一端子。电阻56(74)[92]{110}的第二端子被连接到电容103(66)[84]{102}的第二端子、和缓冲电路57的第一(第二)[第三]{第四}输入端。
载有0°(90°)[180°]{270°}信号的缓冲电路57的第一(第二)[第三]{第四}输入端被连接到电阻58(76)[94]{112}的第一端子和被连接到电容68(86)[104]{116}的第一端子。电阻58(76)[94]{112}的第二端子被连接到电容116(68)[86]{104}的第二端子、电阻60(78)[96]{114}的第一端子和电容69(87)[97]{118}的第一端子。电阻60(78)[96]{114}的第二端子被连接到电容118(69)[87]{97}的第二端子、和多相位滤波器6的第一(第二)[第三]{第四}输出端。
多相位滤波器6包括三个多相位滤波节、一个缓冲放大器和两个附加多相位滤波节的级联。多相位滤波器6的第一节造成对于p=-200kHz的实数极点和对于p=+50j kHz的虚数零点。因此，这个第一节具有低通转移函数。多相位滤波器6的第二节具有对于p=-60kHz的极点和对于p=-46jkHz的零点，以及第三滤波节具有对于p=-10kHz的极点和对于p=-10j kHz的零点。这些滤波节具有高通转移函数。
缓冲滤波器被提供来用第四和第五滤波节以阻止头三个滤波节的过分的装载。第四滤波节具有对于p=-200kHz的极点和对于p=-74j kHz的零点，以及第五滤波节具有对于p=-70kHz的极点和对于p=-20kHz的零点。因此，这两个滤波节具有高通转移函数。
在按照图5的镜像抑制混频器15中，平衡的同相本振信号IF1和-IF1被加到乘法器120的第一对输入端和乘法器126的第一对输入端。平衡的正交本振信号QF1和-QF1被加到乘法器122的第一对输入端和乘法器124的第一对输入端。
平衡的同相本振信号IF2和-IF2被加到乘法器120的第二对输入端和乘法器124的第二对输入端。平衡的正交本振信号QF2和-QF2被加到乘法器122的第二对输入端和乘法器126的第二对输入端。
乘法器120和122的平衡的输出信号被连接到载有正交输出信号QF3和-QF3的第一对输出端。乘法器120的输出信号可被交换，用于在后面解释的目的。乘法器124和126的平衡的输出信号被连接到载有同相输出信号IF3和-IF3的第二对输出端。乘法器124的输出信号可被交换。
为了解释混频器15的运行，假定信号IF1、QF1、IF2、和QF2由下式给出：
IF1=sin(ω1·t)；QF1=cos(ω1·t)；IF2=sin(ω2·t)；QF2=cos(ω2·t)(1)
使用(1)的表示式，可以找到混频器120、122、124、和126的输出信号为：
I120=cos{(ω1-ω2)t}-cos{(ω1+ω2)t}    (2)
I122=cos{(ω1-ω2)t}+cos{(ω1+ω2)t}    (3)
I124=-sin{(ω1-ω2)t}+sin{(ω1+ω2)t}   (4)
I126=sin{(ω1-ω2)t}+sin{(ω1+ω2)t}    (5)
如果混频器122和126按照虚线被连接，则输出信号QF3是通过从混频器122的输出信号中减去混频器120的输出信号而得出的。输出信号IF3是通过把混频器124的输出信号加到混频器126的输出信号而得出的。IF3和QF3按下式得出：
IF3=2sin{(ω1+ω2)t}    (6)
QF3=2cos{(ω1+ω2)t}
从(6)式可以看到，在混频器15的输出信号中只有“和频率”。如果混频器122和124的输出端按照实线被连接，则输出信号QF3是通过把混频器120的输出信号加到混频器122的输出信号而得出的。输出信号IF3是通过从混频器126的输出信号中减去混频器124的输出信号而得出的。输出信号按下式得出：
IF3=2sin{(ω1-ω2)t}    (7)
QF3=2cos{(ω1-ω2)t}
从(7)式可以看到，在混频器的输出信号中只有“差频率”。如上面所解释的，混频器120和124的交换可被选择来选择想要的混频器15的运行。
在按照图6的多相位滤波器19中，载有0°(90°)[180°]{270°}信号的第一(第二)[第三]{第四}输入被加到电阻59(67)[87]{101}的第一端子和被连接到电容61(81)[95]{53}的第一端子。电阻59(67)[87]{101}的第二端子被连接到电容53(61)[81]{95}的第二端子、电阻51(71)[91]{103}的第一端子和电容545(63)[83]{97}的第一端子。
电阻51(71)[91]{103}的第二端子被连接到电阻49(73)[93]{105}的第二端子和电容57(65)[85]{99}的第一端子。电阻49(73)[93]{105}的第二端子被连接到电容65(85)[99]{57}的第二端子、和第一(第二)[第三]{第四}输出端。
多相位滤波器19包括三个无源的一阶滤波节的级联。第一节具有对于p=-200kHz的极点和对于p=-74j的零点。这一节具有高通转移函数。第二节具有对于p=-120的极点和对于p=+40j的零点，以及第三节具有对于p=-75的极点和对于p=-25j的零点。第二和第三滤波节显示了低通转移函数。如上所解释的多相位滤波器14和19的实施方案，多相位混频器15必须被设置来得出差频率，导致了在按照图2的接收机中的频谱。

Claims (10)

1．包括用于从接收机的输入信号得出多个中频多相位信号的变频器的接收机，接收机还包括用于从中频多相位信号得出滤波的多相位信号的多相位滤波器，其特征在于，接收机包括用于从滤波的多相位信号得出多个另外的中频多相位信号的另一个变频器，接收机包括用于从另外的中频多相位信号得出另外的滤波的多相位信号的另一个多相位滤波器，多相位滤波器之一和另一个多相位滤波器被安排来衰减第一频率以上的信号，以及多相位滤波器之一和另一个多相位滤波器被安排来衰减第二频率以下的信号。
2．按照权利要求1的接收机，其特征在于，第一频率和第二频率都几乎是零。
3．按照前面的权利要求的接收机，其特征在于，第一多相位滤波器和第二多相位滤波器包括无源滤波器。
4．按照权利要求3的接收机，其特征在于，第一多相位滤波器和第二多相位滤波器包括使用电容和电阻的无源滤波器。
5．按照前面的权利要求的接收机，其特征在于，另一个变频装置包括镜像抑制混频装置。
6．包括用于从接收机的输入信号得出多个中频多相位信号的变频器的滤波设备，接收机还包括用于从中频多相位信号得出滤波的多相位信号的多相位滤波器，其特征在于，接收机包括用于从滤波的多相位信号得出多个另外的中频多相位信号的另一个变频器，接收机包括用于从另外的中频多相位信号得出另外的滤波的多相位信号的另一个多相位滤波器，多相位滤波器之一和另一个多相位滤波器被安排来衰减第一频率以上的信号，以及多相位滤波器之一和另一个多相位滤波器被安排来衰减第二频率以下的信号。
7．按照权利要求6的滤波设备，其特征在于，第一多相位滤波器和第二多相位滤波器具有几乎是零的截止频率。
8．按照权利要求5、6、或7中的一项的滤波设备，其特征在于，第一多相位滤波器和第二多相位滤波器包括无源滤波器。
9．按照权利要求8的滤波设备，其特征在于，第一多相位滤波器和第二多相位滤波器包括使用电容和电阻的无源滤波器。
10．按照权利要求5、6、7、8、或9中的一项的滤波设备，其特征在于，另一个变频装置包括镜像抑制混频装置。
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