KR100495867B1 - 다위상필터를포함하는수신기및필터장치 - Google Patents

다위상필터를포함하는수신기및필터장치 Download PDF

Info

Publication number
KR100495867B1
KR100495867B1 KR10-1998-0709954A KR19980709954A KR100495867B1 KR 100495867 B1 KR100495867 B1 KR 100495867B1 KR 19980709954 A KR19980709954 A KR 19980709954A KR 100495867 B1 KR100495867 B1 KR 100495867B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
polyphase
filter
additional
frequency
polyphase filter
Prior art date
Application number
KR10-1998-0709954A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20000016380A (ko
Inventor
에두아르드 페르디난드 스티크부르트
Original Assignee
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority to KR10-1998-0709954A priority Critical patent/KR100495867B1/ko
Publication of KR20000016380A publication Critical patent/KR20000016380A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100495867B1 publication Critical patent/KR100495867B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/06—Frequency selective two-port networks including resistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H03H7/21—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H2007/0192—Complex filters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

수신기(2)에서, 입력 신호는 믹서(4)에 의해 두 개의 직교 IF 신호로 변환된다. 직교 IF 신호는 증폭기(12)에 의해 증폭되고 필터(14)에 의해 필터링된다. 다위상 필터(16)은 미리 정해진 주파수 이상의 주파수를 갖는 신호를 억제한다. 제 2 믹서(15)는 필터링된 IF 신호를 제 2 IF 신호로 전환한다. 상기 제 2 IF신호는 미리 정해진 주파수 이하의 주파수를 갖는 신호를 억제하는 제 2 다위상 필터(19)에 의해 필터링된다. 이런 식으로 대역 통과 전달 함수는 제 1 다위상 필터(16)에 의해 제한된 제 1 종단부를 가지고 제 2 다위상 필터(19)에 의해 제한된 제 2 종단부를 갖는 것이 얻어진다. 본 발명의 실시예에서, 다위상 필터(14, 19)의 차단 주파수는 제로가 되며, 다위상 필터에서 사용된 성분 값으로부터 독립적인 차단 주파수를 갖는 전체 수신기에 대한 전달 함수를 갖게 된다.

Description

다위상 필터들을 포함하는 수신기 및 필터 장치{RECEIVER AND FILTER ARRANGEMENT COMPRISING POLYPHASE FILTERS}
본 발명은 수신기의 입력 신호로부터 복수의 중간 다위상 신호(intermediate polyphase signals)를 유도하기 위한 주파수 변환기를 포함하는 수신기에 관한 것인데, 상기 수신기는 중간 다위상 신호로부터 필터링된 다위상 신호를 유도하기 위한 다위상 필터를 포함한다. 또한 본 발명은 주파수 변환 수단과 다위상 필터를 사용하는 필터 장치에 관한 것이다.
이러한 수신기와 필터 장치는 미국 특허 4,723,318로부터 알려져 있다. 수신기에서 RF 신호는, 쉽게 구현될 수 있는 필터를 사용해 좋은 인접 채널 선택감도가 얻어지도록, 상기 RF 주파수보다 실질적으로 낮은 IF 주파수로 다운 변환(down conversion)된다. 상기 하부 변환과 관련된 문제는 소위 이미지 신호에 대한 수신기의 감도에 관한 것이다. 수신된 신호가 fRF 의 주파수를 갖는다면, 주파수 변환 수단에 사용되는 국부 발진기는 주파수 fLO 를 가지며 IF주파수는 fLO - fRF 와 같고, 수신기는 또한 fLO + fIF 의 주파수를 가진 RF 신호를 수신하게 되는데, 결과적으로 원하는 주파수 fRF의 RF 신호의 수신이 방해받는다.
이러한 바람직하지 못한 효과를 억제하기 위해서, fLO + fIF 주파수를 가진 RF 신호를 억제하기 위해 RF 필터가 주파수 변환 수단 앞에서 종종 사용된다. 이러한 RF 필터는 상당히 비쌀 수 있다.
위에서 언급된 미국 특허에 따른 수신기에서, 소위 다위상 필터는 주파수 변환 수단의 출력 신호를 필터링하기 위해 사용된다. 다위상 필터는 RF 필터 없이도 이미지 주파수에서 신호를 억제할 수 있는 비대칭 전달 함수를 생성하기 위해 (주파수 변환 수단에 의해 공급되는) 다수의 위상 이동 입력 신호를 이용할 수 있다. 위에서 언급된 미국 특허에 따른 다위상 필터는 이미지 주파수에서 신호를 억제하기 위해 고안된다.
도 1은 본 발명에 따른 수신기의 블록도.
도 2는 도 1에 따른 수신기에서 서로 다른 위치에서의 주파수 스펙트럼을 도시한 그래프.
도 3은 도 1에 따른 수신기에서 서로 다른 위치에서의 주파수 스펙트럼을 도시한 또 다른 그래프.
도 4는 도 1에 따른 수신기에서 다위상 필터(16)의 구현도.
도 5는 도 1에 따른 수신기에서 믹서(15)의 구현도.
도 6은 도 1에 따른 수신기에서 다위상 필터(16)의 구현도.
본 발명의 목적은 이미지 제거(image rejection) 이외에도 인접 채널 선택감도가 또한 매우 비용 효율적으로 구현되는 수신기를 제공하는 것이다.
이에 따라 본 발명에 있어서, 수신기는 필터링된 다위상 신호로부터 복수의 추가적인 중간 다위상 신호를 유도하기 위한 추가적인 주파수 변환기를 포함하고, 수신기가 추가적인 중간 다위상 신호로부터 추가적으로 필터링된 다위상 신호를 유도하기 위한 추가적인 다위상 필터를 포함하고, 상기 다위상 필터와 추가적인 다위상 필터 중 하나는 제 1 주파수 이상의 신호를 감쇄시키도록 배치되며, 상기 다위상 필터와 추가적인 다위상 필터 중의 하나는 제 2 주파수 이하의 신호를 감쇄시키는 것을 특징으로 한다.
이러한 수단을 사용함으로써 비대칭 대역 통과 전달 함수를 갖는 수신기를 성취하는 것이 가능하다. 관련된 다위상 필터를 구비한 제 1 주파수 변환기는 IF 주파수와 (제 1) 다위상 필터의 제 1 주파수의 적절한 값을 선택함으로써 입력 스펙트럼의 한 부분(예컨대 주파수 f1 이하의 모든 주파수)을 억제할 수 있고, 관련된 다위상 필터를 구비한 제 2 주파수 변환기는 입력 스펙트럼의 다른 부분(예컨대 f1 보다 큰 f2 이상의 모든 주파수)을 억제할 수 있어서, 결과적으로 인접 채널 선택감도를 구현하기에 적합한 대역 통과 전달 함수가 얻어진다.
두 개의 다위상 필터가 사용된 수신기는 1996년 1월호 일렉트로닉스 월드(Electronics World)의 R.그린(R. Green)과 R. 호스킨스(R. Hoskins)가 발표한 논문 "고성능 직접 변환" 중 18-22쪽에서 공지됨으로써 주시된다. 그렇지만, 상기 문서는 특정 주파수 이상(이하)의 주파수를 억제하는 제 1 다위상 필터와 특정 주파수 이하(이상)의 주파수를 억제하는 제 2 다위상 필터의 결합을 사용하지는 않는다. 상기 조합의 부재는 상기 수신기에서 스펙트럼 반전(spectrum inversion)을 발생시키는데, 일반적으로 이것은 디지털 신호를 수신하기 위해 사용되는 수신기에서는 바람직하지 못하다.
본 발명의 일실시예에 있어서, 제 1 주파수와 제 2 주파수는 실질적으로 제로(0)인 것을 특징으로 한다.
실질적으로 제로인 차단 주파수를 갖는 다위상 필터를 사용함으로써, 상기 차단 주파수는 상기 다위상 필터에 사용되는 성분의 값에 의존하지 않게 된다. 주파수 변환기 및 다위상 필터의 조합의 차단 주파수는 이제 주파수 변환기에서 사용되는 국부 발진기의 주파수에 의해서만 결정된다. 상기 주파수는 매우 정확하게 설정될 수 있기 때문에, 가격 효과적인 방법으로 매우 정확한 필터를 구현하는 것이 가능하게 된다.
본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, 상기 제 1 다위상 필터와 제 2 다위상 필터는 수동 필터를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.
수동 필터의 사용은 OP엠프(opamp)와 같은 능동 소자를 요구하지 않으므로, 적은 비용으로 제작하는 것을 가능하게 하고, 또한 종종 수신기의 더 안정적인 동작을 가능하게 한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, 상기 제 1 다위상 필터와 상기 제 2 다위상 필터는 캐패시터(capacitor)와 저항(resistor)을 사용하는 수동 필터를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.
앞선 청구항 중 어느 한 항에 따른 수신기에 있어서, 상기 추가적인 주파수 변환 수단은 이미지 거제거 믹싱 수단(image rejection mixing means)을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.
저항과 캐패시터를 구비한 수동 필터를 사용함으로써 수신기가 표준 IC기술로 쉽게 구현될 수 있게 되므로, 매우 가격 효과적인 해결책이 된다.
본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, 상기 추가적인 주파수 변환 수단은 이미지 제거 믹싱 수단을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.
추가적인 주파수 변환기에서 이미지 제거 믹서를 사용함으로써, 중간 다위상 신호와 추가적인 중간 다위상 신호를 동일한 주파수 범위에서 값비싼 이미지 제거 필터를 요구하지 않고서도 선택하는 것이 가능해 진다. 동일 주파수 범위에서 중간 다위상 신호와 추가적인 중간 다위상 신호를 선택할 수 있는 가능성은 좁은 IF 대역폭을 가진 수신기의 구현을 값비싼 대역 통과 필터 없이 가능하게 한다.
본 발명은 예에 의해서 첨부된 도면을 참조하여 기술될 것이다.
도 1에 따른 수신기(2)의 입력단은 믹서(4)의 제 1 입력단에 연결된다. 동위상(in-phase) 국부 발진기 신호를 운반하는 국부 발진기(6)의 제 1 출력단은, 믹서(4)의 제 2 입력단에 연결된다. 직교(quadrature) 국부 발진기 신호를 운반하는 국부 발진기(6)의 제 2 출력단은, 믹서(4)의 제 3 입력단에 연결된다. (제 1) 주파수 변환기(5)는 믹서(4) 및 국부 발진기(6)의 조합으로 구성된다.
중간 다위상 신호의 동위상 성분을 운반하는 믹서(4)의 제 1 출력단은, 캐패시터(8)의 제 1 단자와 AGC 증폭기(12)의 제 1 입력단에 연결된다. 중간 다위상 신호의 직교 성분을 운반하는 믹서(4)의 제 2 출력단은, 캐패시터(10)의 제 1 단자와 AGC 증폭기(12)의 제 2 입력단에 연결된다. 캐패시터(8, 10)의 제 2 단자는 접지에 연결된다. 중간 신호의 각 동위상 성분과 직교 성분은 한 쌍의 평형된(balanced) 신호 +I, - I 와 + Q, -Q 각각에 의해 나타내 질 수 있다는 것이 알려져 있다.
AGC 증폭기(12)의 출력단은 저역 통과 필터(14)의 입력단에 연결된다. 저역 통과 필터(14)의 출력단은 (제 1) 다위상 필터(16)의 대응하는 입력단에 연결된다. 다위상 필터(16)의 출력단은 커플링(coupling) 캐패시터(18, 20)를 거쳐, 제 2 AGC 증폭기(17)의 입력단에 연결된다.
제 2 AGC 증폭기(17)의 출력단은 추가적인 주파수 변환기(13)에 연결된다. 추가적인 주파수 변환기(13)에서 입력 신호는 이미지 제거부 믹서(image rejection mixer)(15)의 대응하는 입력단에 인가된다. 추가적인 주파수 변환기에서의 국부 발진기(22)의 출력단은 국부 발진기 신호를 운반하는데, 이미지 제거 믹서(15)의 대응하는 입력단에 연결된다. 추가적인 중간 다위상 신호를 운반하는 이미지 제거 믹서(15)의 출력단은, 추가적인 다위상 필터 (19)의 입력단에 연결된다. 추가적으로 필터링된 다위상 신호를 운반하는 다위상 필터(19)의 출력단은, 커플링 캐패시터(23, 25)를 거쳐 복조기(21)의 대응하는 입력단에 연결된다. 복조기(21)의 출력단에서, 복조된 출력 신호가 이용가능하다.
믹서(4)는 수신기의 입력 신호 vRF 와 동위상 국부 발진기 신호 및 직교 국부 발진기 신호를 혼합하기 위해 배치되는데, 상기 동위상 국부 발진기 신호와 직교 국부 발진기 신호 둘 모두 국부 발진기(6)에 의해 생성된다. 상기 믹서(4)의 출력 신호의 관련한 부분들은 각각의 및 와 동일한데, 여기서 c는 상수이고, 는 입력 신호(사인파)의 진폭이고, fRF는 입력 신호의 주파수, fLO1는 국부 발진기 신호의 주파수이다. 대부분의 구현에서, 직교 신호가 평형 신호(balanced signal)의 쌍들로 존재하므로, 및 역시 사용가능하다.
캐패시터(8, 10)는 대역 신호 중에서 강한 신호를 억제하기 위해 믹서(4)의 출력 신호에 대한 제 1 필터링을 제공한다. AGC 증폭기(12)는 저역 통과 필터(14)의 입력단에서 실질적으로 일정한 진폭을 구비한 신호를 제공하기 위해 존재한다. 저역 통과 필터(14)는 30kHz 정도의 차단 주파수를 가진 2차 버터워어드(Butterworth) 전달 함수를 가진다. 저역 통과 필터(14)는 어떤 인접 채널 선택감도를 제공하기 위해 존재한다.
다위상 필터(16)는 최종 채널 선택감도의 한 종단부(edge)를 제공하기 위해 배치된다. 바람직하게 다위상 필터(16)는 0 Hz의 차단 주파수를 가지는데, 이에 따라 제 1 종단부는 fRF - fLO1 의 주파수에서 존재한다. 다위상 필터(16)의 출력 신호는 AGC 증폭기(17)에 의해 기준 값만큼 증폭된다. 캐패시터(18, 20)는 다위상 필터(16)의 출력 신호로부터 DC 오프셋을 제거하기 위해 존재한다.
AGC 증폭기(17)의 출력 신호는 제 2 주파수 변환기에 의해 주파수 fLO2 의 국부 발진기 신호와 혼합된다. 이미지 제거 믹서(15)는 도 5를 참조하여 이후에 설명될 내부 상호 연결에 따라, 그 출력단에서 주파수의 합이나 차만큼 제공하기 위해 배치된다. 이미지 제거 믹서(15)의 출력은 최종 채널 선택감도에 대한 제 2 종단부를 제공하기 위해 다위상 필터(19)에 의해 필터링된다. 다시, 상기 다위상 필터의 차단 주파수는 바람직하게 0 Hz와 동일하고, 결과적으로 fRF - fLO1 - fLO2 의 주파수에서 제 2 종단부가 존재한다. 결과적으로 대역 통과 특성은 각각의 fRF - fLO1 과 fRF - fLO1 - fLO2 에서의 종단부에 의해 얻어진다. 0 Hz 다위상 필터의 경우에 있어서, 상기 종단부의 위치의 정확도는 다위상 필터에 사용되는 소자들의 정확도에 의해 결정되는 것이 아니라, 국부 발진기 신호의 주파수의 정확도에 의해서만 결정된다.
다위상 필터(19)의 출력 신호는 복조를 위한 복조기(21)에 제공된다. 캐패시터(23, 25)는 다위상 필터(19)의 출력 신호로부터 오프셋을 제거하기 위해 제공된다. 복조기(21)의 출력단에서, 복조된 신호를 이용가능하다.
도 2는 제 1 국부 발진기의 주파수가 RF 신호의 주파수보다 더 낮은 경우에 수신기의 서로 다른 위치에서의 스펙트럼을 도시한 것이다. 그래프(26)는 도 1에 따른 수신기의 입력단에서 관련된 주파수 스펙트럼 부분을 도시한 것이다. 명확성을 위해 주파수 fRF 를 가진 단지 한 신호가 존재한다고 가정된다. 도 2의 그래프(28)에서 제 1 다위상 필터(16)의 입력 신호가 제공된다. 주파수 fRF + fLO1를 가진 이미지 신호는 저역 통과 필터(14)에 의해 미리 억제된다. 도 2의 그래프(30)는 상기 다위상 필터(16)의 출력 스펙트럼과 함께 제 1 다위상 필터(16)의 전달함수(transfer function)를 도시한 것이다. 이 경우 다위상 필터(16)는 다위상 고역-통과 필터(high-pass filter)이다.
도 2의 그래프(34)는 이미지 제거 믹서(15)의 출력 신호의 스펙트럼을 도시한 것이다. 다위상 믹서(15)가 다위상 믹서의 입력 신호와 국부 발진기(22)사이에서의 주파수 차를 제공하도록 배치되는 것을 알 수 있다. 마지막으로 그래프(36)는 다위상 필터(19)의 출력 신호를 도시하는데, 여기서 상기 다위상 필터(19)에 의한 필터링이 보여진다. 여기서 다위상 필터(19)는 0 Hz이하의 주파수를 통과시키는 저역 통과 필터로써 배치된다. 그래프(36)로부터 다위상 필터들의 조합에 의해 대역 통과 특성이 획득된다는 것을 알 수 있다.
다위상 필터가 반드시 고역 통과 필터나 저역 통과 필터일 필요는 없다는 점이 알려져 있다. 다른 다위상 필터에 의해 한정된 종단부를 넘는 주파수에 대한 전달 함수는 임의 값을 가질 수 있다. 실제 구현에서, 다위상 필터는 대역 통과 특성을 보일 것이고, 다위상 필터의 종단부들 중 하나만이 수신기의 전달함수를 한정하기 위해 사용된다. 이러한 대역 통과 특성은 그래프(30 및 34)에서 점선으로 표시된다. 위에서 언급한 대역 통과 특성은 또한 버터워어드 필터(16)에 의해 야기될 수도 있다.
도 3은 제 1 국부 발진기의 주파수가 RF 신호의 주파수보다 높은 경우에 수신기의 서로 다른 위치에서의 스펙트럼을 도시한 것이다. 그래프(38)은 수신기의 입력 스펙트럼을 도시한 것이다. 그래프(40)는 저역 통과 필터(14)의 출력단에서의 스펙트럼을 도시한 것이다. 그래프(42)는 다위상 필터(16)의 출력 신호의 스펙트럼을 도시한 것이다. 이 그래프는 주어진 주파수 이상의 주파수를 억제하는 것을 보여준다. 여기서 억제된 주파수는 양(positive)의 주파수이다. 그래프(44)는 이미지 제거 믹서(15)의 출력 신호의 스펙트럼을 도시한 것이다. 이 그래프로부터, 입력 신호 주파수와 국부 발진기 신호 주파수의 합만이 믹서(15)의 출력 신호에 존재하는 것이 명확하다. 결과적으로, 주파수 스펙트럼은 더 높은 주파수로 이동되었다. 그래프(46)는 제 2 다위상 필터(19)의 출력단에서의 스펙트럼을 도시한 것인데, 상기 필터는 특정 주파수 이하의 주파수를 억제하기 위해 배치된다.
도 4에 따른 다위상 필터(6)에서, 0°(90°)〔180°〕｛270°｝신호를 운반하는, 제 1 (제 2)〔제 3〕｛제 4｝입력단은 저항 52 (70)〔88〕｛106｝의 제 1 단자와 캐패시터 99 (62)〔80〕｛98｝의 제 1 단자에 연결된다. 저항 52 (70)〔88〕｛106｝의 제 2 단자는 캐패시터 62 (80)〔98〕｛99｝의 제 2 단자와 저항 54 (72)〔90〕｛108｝과 제 1 단자 및 캐패시터 64 (82)〔100〕｛101｝의 제 1 단자에 연결된다. 저항 54 (72)〔90〕｛108｝의 제 2 단자는 캐패시터 101 (64)〔82〕｛100｝의 제 2 단자와 저항 56 (74)〔92〕｛110｝의 제 1 단자와 캐패시터 66 (84)〔102〕｛103｝의 제 1 단자에 연결된다. 저항 56 (74)〔92〕｛110｝의 제 2 단자는 캐패시터 103 (66)〔84〕｛102｝의 제 2 단자와 버퍼회로(57)의 제 1 (제 2)〔제 3〕｛제 4｝입력단에 연결된다.
0°(90°)〔180°〕｛270°｝신호를 운반하는 버퍼 회로(57)의 제 1 (제 2)〔제 3〕｛제 4｝출력은 저항 58 (76)〔94〕｛112｝의 제 1 단자와 캐패시터 68 (86)〔104〕｛116｝의 제 1 단자에 연결된다. 저항 58 (76)〔94〕｛112｝의 제 2 단자는 캐패시터 116 (68)〔86〕｛104｝의 제 2 단자와, 저항 60 (78)〔96〕｛114｝의 제 1 단자와 캐패시터 69 (87)〔97〕｛118｝의 제 1 단자에 연결된다. 저항 60 (78)〔96〕｛114｝의 제 2 단자는 캐패시터 118 (69)〔87〕｛97｝의 제 2 단자와 다위상 필터(16)의 제 1 (제 2)〔제 3〕｛제 4｝출력에 연결된다.
다위상 필터(16)는 세 개의 다위상 필터 섹션, 버퍼 증폭기 및 두 개의 추가적인 다위상 필터 섹션으로 된 연쇄적인 연결을 포함한다. 다위상 필터(16)의 제 1 섹션은 p=-200kHz에 대해 하나의 실수부 폴(real pole)과 p = +50jkHz에 대해 하나의 허수부 제로(imaginary zero)를 야기한다. 결과적으로 상기 제 1 섹션은 저역 통과 전달 함수를 가진다. 다위상 필터(6)의 제 2 섹션은 p=-60kHz에 대해 폴과 p=-46jkHz에 대해 제로를 갖고 제 3 필터 섹션은 p=-10kHz에 대해 폴과 p=-10jkHz에 대해 제로를 갖는다. 이러한 필터 섹션들은 고역 통과 전달 함수를 갖는다.
버퍼 증폭기는 제 4 및 제 5 필터 섹션에 의해 3개의 제 1 필터 섹션이 과도하게 부하가 걸리는 것를 방지하기 위한 것이다. 제 4 필터 섹션은 p=-200kHz에 대해 폴과p=-74jkHz에 대해 제로를 갖고 제 5 필터 섹션은 p=-70kHz에 대해 폴과 p=-20kHz에 대해 제로를 갖는다. 결과적으로 두 필터 섹션은 고역 통과 전달 함수를 갖는다. 도 5에 따른 이미지 제거 믹서(15)에서, 평형 동위상 국부 발진 신호 IF1 과 -IF1 는 배수기(multipler)(120)의 한 쌍의 제 1 입력단과 배수기(126)의 한 쌍의 제 1 입력단으로 인가된다. 평형 직교 국부 발진기 신호 QF1 와 -QF1 는 배수기(122)의 한 쌍의 제 1 입력단과 배수기(124)의 한 쌍의 제 1 입력단에 인가된다.
평형 동위상 입력 신호 IF2 과 -IF2 는 배수기(120)의 한 쌍의 제 2 입력단과 배수기(124)의 한 쌍의 제 2 입력단으로 인가된다. 평형 직교 입력 신호 QF2 와 -QF2 는 배수기(122)의 한 쌍의 제 2 입력단과 배수기(126)의 한 쌍의 제 2 입력단에 인가된다.
배수기(120, 122)의 평형 출력 신호는 직교 출력 신호 QF3 와 -QF3 를 운반하는 한 쌍의 제 1 출력단에 연결된다. 배수기(120)의 출력 신호는 나중에 설명할 목적을 위해 서로 교환 될 수 있다. 배수기(124, 126)의 평형 출력 신호는 동위상 출력 신호 IF3 과 -IF3 를 수행하는 한 쌍의 제 2 출력단에 연결된다. 배수기(124)의 출력 신호는 서로 교환 될 수 있다.
믹서(15)의 동작을 설명하기 위해서 신호 IF1, QF1, IF2, QF2 가 다음과 같이 주어진다고 가정된다:
[수학식 1]
IF1 = sin(ω1·t) ; QF2 = cos(ω1·t) ; IF2 = sin(ω2·t) ; QF2 = cos(ω1·t).
믹서(120, 122, 124, 126)의 출력 신호를 수학식 1에 따른 식을 사용해 구할 수 있다:
[수학식 2]
I120 = cos｛(ω1 - ω2)t ｝- cos｛(ω1 + ω2)t ｝
[수학식 3]
I122 = cos｛(ω1 - ω2)t ｝+ cos｛(ω1 + ω2)t ｝
[수학식 4]
I124 = -sin｛(ω1 - ω2)t ｝+ sin｛(ω1 + ω2)t ｝
[수학식 5]
I126 = sin｛(ω1 - ω2)t ｝+ sin｛(ω1 + ω2)t ｝
믹서(122, 126)가 파단선에 따라 연결되면, 출력 신호 QF3 는 믹서(122)의 출력 신호로부터 믹서(120)의 출력 신호를 감산하여 유도된다. 출력 신호 IF3 는 믹서(126)의 출력 신호에 믹서(124)의 출력 신호를 가산하여 얻어진다. 이런 방식으로 IF3 와 QF3 는 아래와 같은 식으로 얻어진다:
[수학식 6]
IF3 = 2sin｛(ω1 + ω2)t ｝, QF3 = 2cos｛(ω1 + ω2)t ｝
수학식 6으로부터 주파수의 합만이 믹서(15)의 출력 신호에 존재하는 것을 알 수 있다. 믹서(122, 124)의 출력이 파단선에 따라 연결되면, 출력 신호 QF3는 믹서(120)의 출력 신호에 믹서(122)의 출력 신호를 가산하여 얻어진다. 출력 신호 IF3는 믹서(126)의 출력 신호로부터 믹서(124)의 출력 신호를 감산하여 얻어진다. 이러한 방식으로 출력 신호가 구해진다:
[수학식 7]
IF3 = 2sin｛(ω1 - ω2)t ｝, QF3 = 2cos｛(ω1 - ω2)t ｝
수학식 7로부터 현재의 주파수의 차만이 믹서의 출력 신호에 존재하는 것을 알 수 있다. 위에서 설명된 바와 같이 믹서(120)와 믹서(124)의 상호 연결은 믹서(15)의 바람직한 동작을 얻을 수 있도록 선택될 수 있다.
도 6에 따른 다위상 필터(19)에서, 0°(90°)〔180°〕｛270°｝신호를 운반하는, 제 1 (제 2)〔제 3〕｛제 4｝입력단은 저항 59 (67)〔87〕｛101｝의 제 1 단자와 캐패시터 61 (81)〔95〕｛53｝의 제 1 단자에 연결된다. 저항 59 (67)〔87〕｛101｝의 제 2 단자는 캐패시터 53 (61)〔81〕｛95｝의 제 2 단자와 저항 51 (71)〔91〕｛103｝의 제 1 단자와 캐패시터 55 (63)〔83〕｛97｝의 제 1 단자에 연결된다.
저항 51 (71)〔91〕｛103｝의 제 2 단자는 저항 49 (73)〔93〕｛105｝의 제 1 단자와 캐패시터 57 (65)〔85〕｛99｝의 제 1 단자에 연결된다. 저항 49 (73)〔93〕｛105｝의 제 2 단자는 캐패시터 65 (85)〔99〕｛57｝의 제 2 단자와 제 1 (제 2)〔제 3〕｛제 4｝출력 단자에 연결된다.
다위상 필터(19)는 3 개의 수동적인 제 1 차 섹션(passive first order section)의 직렬 연결을 포함한다. 제 1 섹션은 p=-200kHz에 대해 폴과 p = -74j에 대해 제로를 갖는다. 상기 섹션은 고역 통과 전달 함수를 갖는다. 제 2 섹션은 p=-120에 대해 폴과 p=+40j에 대해 제로를 갖고, 제 3 섹션은 p=-75에 대해 폴과 p=-25j에 대해 제로를 갖는다. 상기 제 2, 제 3 필터 섹션은 저역 통과 전달 함수를 갖는다. 위에서 설명한 바와 같이, 다위상 필터(16, 19)의 구현에서, 다위상 믹서(15)는 주파수 차를 얻을 수 있도록 설정되어야 하며, 이는 결국 도 2에 따른 수신기의 주파수 스펙트럼을 얻게 되도록 하여야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은 수신기의 입력 신호로부터 복수의 중간 다위상 신호(intermediate polyphase signals)를 유도하기 위한 주파수 변환기를 포함하는 수신기 등에 이용할 수 있는 것인데, 상기 수신기는 중간 다위상 신호로부터 필터링된 다위상 신호를 유도하기 위한 다위상 필터를 포함한다. 또한 본 발명은 주파수 변환 수단과 다위상 필터를 사용하는 필터 장치 등에 이용할 수 있다.

Claims (8)

  1. 복수의 중간 다위상 신호(intermediate polyphase signals)들을 수신기의 입력 신호로부터 유도하기 위한 주파수 변환기와;
    필터링된 다위상 신호들을 상기 중간 다위상 신호들로부터 유도하기 위한 다위상 필터를
    더 포함하는 수신기로서,
    추가적인 복수의 중간 다위상 신호들을 상기 필터링된 다위상 신호들로부터 유도하기 위한 추가적인 주파수 변환기와;
    상기 추가적인 중간 다위상 신호들로부터 추가적으로 필터링된 다위상 신호들을 유도하기 위한 추가적인 다위상 필터를
    포함하고, 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터 중 하나는 제 1 주파수 위의 신호들을 감쇠시키기 위해 배치되며, 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터 중 다른 하나는 제 2 주파수 아래의 신호들을 감쇠시키기 위해 배치되며,
    여기서, 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수는 실질적으로 제로(0)이며 그럼으로써 상기 다위상 필터, 상기 추가적인 주파수 변환기 및 상기 추가적인 다위상 필터가 차단 주파수(cut off frequency)를 가지는 대역통과 필터를 형성하고, 상기 차단 주파수는 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터 성분들의 값들에 의존하지 않으며, 상기 추가적인 주파수 변환기의 로컬 진동 주파수에 의해 결정되는, 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터는 수동 필터들(passive filters)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 다위상 필터와 상기 추가적인 다위상 필터는 캐패시커(capacitor)들과 저항(resistor)들을 사용하는 수동 필터들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 추가적인 주파수 변환기는 이미지 제거 믹싱 수단(image rejection mixing means)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  5. 복수의 중간 다위상 신호들을 수신기의 입력 신호로부터 유도하기 위한 주파수 변환기를 포함하는 필터 장치로서, 상기 수신기는, 필터링된 다위상 신호들을 상기 중간 다위상 신호들로부터 유도하기 위한 다위상 필터를 더 포함하는, 필터 장치에 있어서,
    추가적인 복수의 중간 다위상 신호들을 상기 필터링된 다위상 신호들로부터 유도하기 위한 추가적인 주파수 변환기와;
    상기 추가적인 중간 다위상 신호들로부터 추가적으로 필터링된 다위상 신호들을 유도하기 위한 추가적인 다위상 필터를
    포함하고, 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터 중 하나는 제 1 차단 주파수 위의 신호들을 감쇠시키기 위해 배치되며, 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터 중 다른 하나는 제 2 차단 주파수 아래의 신호들을 감쇠시키기 위해 배치되며,
    여기서, 상기 제 1 차단 주파수와 제 2 차단 주파수는 실질적으로 제로(0)이며 그럼으로써 상기 다위상 필터, 상기 추가적인 주파수 변환기 및 상기 추가적인 다위상 필터가 대역통과 차단 주파수를 가지는 대역통과 필터를 형성하고, 상기 대역통과 차단 주파수는 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터 성분들의 값들에 의존하지 않으며, 상기 추가적인 주파수 변환기의 로컬 진동 주파수에 의해 결정되는, 필터 장치.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 다위상 필터 및 상기 추가적인 다위상 필터는 수동 필터들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 필터 장치.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 다위상 필터와 상기 추가적인 다위상 필터는 캐피시터들과 저항들을 사용하는 수동 필터들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 필터 장치.
  8. 제 5 항에 있어서, 상기 추가적인 주파수 변환기는 이미지 제거 믹싱 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는. 필터 장치.
KR10-1998-0709954A 1997-04-07 1998-03-05 다위상필터를포함하는수신기및필터장치 KR100495867B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-1998-0709954A KR100495867B1 (ko) 1997-04-07 1998-03-05 다위상필터를포함하는수신기및필터장치

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP972010177 1997-04-07
KR10-1998-0709954A KR100495867B1 (ko) 1997-04-07 1998-03-05 다위상필터를포함하는수신기및필터장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20000016380A KR20000016380A (ko) 2000-03-25
KR100495867B1 true KR100495867B1 (ko) 2005-09-30

Family

ID=43670516

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-1998-0709954A KR100495867B1 (ko) 1997-04-07 1998-03-05 다위상필터를포함하는수신기및필터장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100495867B1 (ko)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100395213B1 (ko) * 2001-03-22 2003-08-21 주식회사 버카나와이어리스코리아 직교 신호 발생기 및 직교 신호 위상 오류 보정 방법
KR102558534B1 (ko) * 2020-12-23 2023-07-21 강원대학교산학협력단 Rf 필터 및 이를 이용한 증폭기 회로

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0344852A1 (en) * 1988-06-02 1989-12-06 Koninklijke Philips Electronics N.V. Asymmetric polyphase filter
EP0576082A1 (en) * 1992-06-26 1993-12-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. FM receiver including a phase quadrature IF filter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0344852A1 (en) * 1988-06-02 1989-12-06 Koninklijke Philips Electronics N.V. Asymmetric polyphase filter
EP0576082A1 (en) * 1992-06-26 1993-12-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. FM receiver including a phase quadrature IF filter

Also Published As

Publication number Publication date
KR20000016380A (ko) 2000-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3948533B2 (ja) 多相フィルタからなる受信機及びフィルタ配置
KR100466471B1 (ko) 집적수신기
JP3357807B2 (ja) 受信装置および移相器
KR100795315B1 (ko) 무선주파수 신호를 수신하여 처리하는 장치
EP0185416A2 (en) Radio receiver/transmitter filters
KR20010034264A (ko) 캐리어 데이터 전송에 의해 전송된 2차원 데이터 심볼의복조 회로
KR100392150B1 (ko) 통신수신기및통신수신기용장치
EP0909481B1 (en) Receiver and filter arrangement comprising polyphase filters
KR100495867B1 (ko) 다위상필터를포함하는수신기및필터장치
JP4763206B2 (ja) 多相フィルタ
US20030179837A1 (en) Direct conversion receiver
JPH04310037A (ja) Ｆｓｋ受信機
US6738433B1 (en) Quadricorrelator for a demodulator for frequency-modulated signals
JP4260367B2 (ja) 復調器回路
Minnis et al. A low-IF polyphase receiver for GSM using log-domain signal processing
KR100339626B1 (ko) 무한주파수응답 필터를 이용한 주파수편이-키잉 복조시스템
JP3714851B2 (ja) テレビジョンチューナ
JP2002299960A (ja) Ｆｍ検波器およびｆｍ受信機
JPH04266243A (ja) Ｆｓｋ信号受信機
JP3525332B2 (ja) Ｆｍ受信機用半導体集積回路
JPH0793551B2 (ja) 受信装置
JP2001217884A (ja) 直交変調器
JPH03196776A (ja) 高帯域遅延回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130603

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140602

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150608

Year of fee payment: 11

EXPY Expiration of term