CN1227680A - 一种使用频率调制的音频a/d转换器 - Google Patents

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Abstract

根据示例实施方案，来自传声器的信号(电压或电流)在频率上控制电压振荡器或电流受控振荡器。频率调制信号被传送给直流数字鉴频器，该鉴频器产生期望语音采样率下瞬时频率的数字表示。数字鉴频器可以通过，例如将振荡器信号连同参考频率一起传送给直流相位数字化电路，并计算相对于参考频率的振荡器瞬时相位序列来形成。然后，该相位序列被传送给数字锁相环(或者对其进行数字微分)来产生表示瞬时频率的二进制字序列，并且因而表示语音波形。因为除了高值的频率调制载波以外，低值的语音波形基本上没有进入集成电路，该技术基本上避免了由于高速随机逻辑电路例如微处理器和片上运行的DSP造成的噪声。

Description

一种使用频率调制的音频A/D转换器
背景
该发明通常涉及通过将各种电子元件集成到一个单片硅片中而降低电子系统成本，其中的电子系统涉及到例如电话或蜂窝电话系统中的声音处理。更具体地，该发明涉及模/数转换器，这些转换器将其中使用的一些模拟元件最小化，并且相对来说避免了在同一芯片中运行的数字电路中产生的噪声干扰。
目前存在很多种传统的模/数转换器，例如那些因其中使用的技术类型而闻名的转换器，它们使用的技术比如有：连续近似法，Delta-Sigma调制和连续可变斜率Delta调制(CVSD)技术。这些设备的目的是以期望的采样率产生一串表示瞬间信号值样本的数。期望采样率通常高于以数字表示的模拟信号最高频率两倍的最小奈奎斯特频率。这些当前技术的缺点在于从传声器输出的信号值太小，这使得传声器和模/数转换器之间的连接对噪声干扰敏感。
概述
根据示例实施方案，由传声器的一个可变电气参数，通常是一个可变电容，在频率上控制变频振荡器。频率调制的信号被传送给一个直接的数字鉴频器，该鉴频器产生在期望语音采样率下瞬时频率的数字表示。数字鉴频器可以通过，例如将振荡器信号连同参考频率一起传送给直流(direct)相位数字化电路，并计算相对于参考频率的振荡器瞬时相位序列来形成。然后，该相位序列被传送给数字锁相环(或者对其进行数值微分)来产生表示瞬时频率，并且因而表示语音波形的二进制字序列。因为除非作为高电平的频率调制的载波，低值的语音波形基本上没有进入集成电路，该技术基本上避免了由于高速随机逻辑电路例如微处理器和片上运行的DSP造成的噪声。
根据该发明的其它示例实施方案，可以提供仍然基于电压或电流可变电气参数的传声器电路，该电路比传统传声器电路对噪声的敏感度小。例如，根据该发明，传统的FET前置放大器可以被省略，使得避免了主要由于偏置馈电产生的噪声。
附图简要描述
通过结合附图阅读下面详细的描述，专利申请者的发明的这些特征和优点将会更容易理解。其中
图1是根据该发明示例实施方案的数字语音处理电路的方框图；
图2是三种示例量化精度下，在进行抽取之前的示例语音频谱图；
图3和图4是无声期间量化信号谱和噪声谱的示例图；
图5和图6是使用1KHz正弦波测试的量化信号谱和噪声谱；
图7是无声期间信号的谐波失真示例说明图；
图8是根据该发明通过引入预先制定的频率偏移来降低谐波失真的示例说明图；
图9-11是根据该发明当采用了预定的频率偏移而信号大小降低时，谐波失真减小的示例说明图；
图12是其中引入了预定频率偏移的类似噪声的测试信号的谱示例说明图；
图13是图12中测试信号大小降低后的示例说明图；
图14和15是从频谱中减去期望信号之后留下的残留量化噪声示例说明图；
图16和17分别是采用6比特量化的信号中的语音停顿和其中的残留噪声的示例说明图，其中的信号中加入了频率偏移；
图18是可以用于根据该发明的系统中的数字锁相环的方框图；
图19是根据该发明具有引入频率偏移的示例数字锁相环的残留噪声谱的示例说明图；
图20是不提供频率偏移时，锁相环的残留噪声谱示例图；
图21-23是说明二阶示例锁相环的各种频率传输特性的图；
图24是典型无线电通讯应用中的示例动态范围细则的说明图；
图25是根据该发明可以被用做解调器的锁相环的方框图表示；
图26是对包括平均频率调节的图25所示例方案进行修正后的方框图；
图27是用于图26的示例实施方案中的各种数字量化的示例字长度说明图；
图28(a)是传统的传声器电路的示例说明图；
图28(b)是根据该发明的示例实施方案控制振荡器的电介体传声器的示例说明图；
图29是根据该发明的一个示例实施方案可以被用做电流受控振荡器的发射极耦合多频振荡器的示例说明图，以及
图30是根据该发明的示例实施方案的数字混合器的方框图表示。
详细描述
这里参考引用的美国专利申请第5,084,669号描述了使用数字逻辑，以期望的采样率，为相位或频率调制的无线电信号确定一系列的瞬时相位和频率值的技术。这里参考引用的Holmqvist的美国专利申请第5,220,275号描述了一种用来在期望的采样频率下，确定信号瞬时相位的计算数值的方法。在这些专利中，这些数字相位/频率确定电路被描述用来解调被无线电接收机接收的调制无线电信号。在一项通过首先将语音信号转换成频率调制载波，然后采用数字鉴频电路将调制载波信号转换成表示语音波形的一系列数字样本来数字化语音信号的新应用中，该发明采用了这些类型的电路。
参考图1，下面描述了该发明的第一个示例实施方案。其中，有源传声器20包括形成振荡器12的LC共振电路11一部分的可变电容传声器元件10。振荡器输出信号的频率可以例如是1MHz，并且最好是作为来自缓存放大器13的平衡信号从有源传声器20输出。平衡信号输出的使用以及在印刷电路板上的平行传导轨迹上传送的反相信号最小化了与其它附近电路的耦合，并减小了造成干扰的危险性同时降低了干扰敏感度。声学语音波形被转换成传声器元件10的振动膜运动，并因而转换成电容的变化及振荡器频率的变化。语音信号因而对振荡器信号进行频率调制，并且如上面引用的专利所描述的那样，FM信号被传送给直接的相位数字化器30。相位数字化器30将FM载波信号的正跳变点和负跳变点与参考时钟进行比较，并且将那些跳变点的发生时间量化到例如半个时钟周期的精度。电路30的数值结果是，例如，表示在输出采样率下瞬时相位的6比特二进制值，其中的输出采样率高于8KHz的最终期望语音采样率一个大因子。例如，采样率可以是8KHz的32倍，即256K样本/秒。在任何情况下，采样率应该足够高，使得在一个样本期间载波频率和正常相位之间的瞬时相位偏差不超过+/-180度(即，半周期)。也就是说，采样率至少应该是语音引起的振动膜振动造成的距正常载波频率的最大频率偏差的两倍。这是很理想的，因为大于180度的相位值不能够从小于180度的负相位值中识别出来，反之亦然。最好是，一个样本周期上的相位变化小于+/-90度从而给出用于从负相位变化中识别出正值并避免在+/-180度附近的模棱两可区域的最大阈量。
来自相位数字化器30的相位样本被传送给数字差分器31，该差分器计算连续样本之间的模2Pi之后的差值。借助于前面描述的采样率和最大频率偏差之间的最优关系，相位差值将存在于+/-90度的范围之内。该差值将明显地与原始相位样本具有相同的字长度。例如，如果相位被计算到6比特的精度，正整数0～31表示大于0并小于180度的角度，而负整数表示小于0并大于-180度的角度。明显位于+/-90度之间的相位差是可用-16和+16之间的整数表示的，这一数值完全在6比特长度可表示的范围之内，并且为更大的峰值留有字头空间。
在例如256样本/秒采样率时的6比特相位差值然后被数字低通滤波器抽取到8K样本/秒。这种低通滤波的第一步可以，例如，包括在一个32样本宽的移动窗口上计算32个连续样本和。这导致在该例中的11比特量化。
滤波的第二步包括：每个32样本块将32个连续11比特移动平均值累加一次以获得要求的8K样本/秒的采样率下的16比特值。如同这里参考引用的1993年9月14号归档的Paul W.Dent的美国专利申请第08/120,426中描述的，这种抽取导致到在最高语音频率3.4KHz下频率响应的降低，这一点可以通过在对其以前值的一个负数部分作新的累加之前重置累加器来补偿。
假设相位差值上的量化噪声均匀分布在0和128KHz的奈奎斯特频率之间，那麽抽取滤波器以32∶1的带宽降低因子降低了量化噪声功率，这等价于2.5比特的精度。因此，这种方法的等价精度只有8.5比特，并不等于计算值的16比特长度。虽然量化噪声谱在相位域中是均匀分布的，但是因为相位被微分来执行频率解调，该噪声谱将被期望每倍频程增加6dB，因而低频的噪声低于高频的噪声。采用这种方法，量化噪声功率的大部分将会集中在为采样率一半的频率处，并且落在0～3.4KHz的音频波段的量值将明显降低。
图2是对相位差值进行抽取之前的谱。期望的信号调制是频谱从表示语音的200Hz扩展到3.4KHz的白噪声信号，该信号调制被调整来产生50KHz峰值偏差1/3的RMS频率偏差，并且由于上面解释的原因，这一频率(50Hz)被选择为小于240KHz采样率的1/4。这保证了类似噪声的期望信号的3-Sigma限制被保持在峰值偏差之内。图2的谱表示了在各种以比特表示的相位量化精度下，3.4KHz范围之外的将会被抽取滤波器除去的量化噪声。因此，前面预测的量化噪声谱向着0频下降的趋势被证实。然而，在图2中看不到3.4KHz范围内的量化噪声，因为它被信号谱遮住了。其它的通过减去期望信号来表示音频波段中量化噪声的图将在后面讨论。图2表示了波段边缘量化噪声密度，该密度低于信号谱密度的差值由下表表示。
相位量化 4-比特 8-比特 12-比特
波段边缘N/S密度 -35dB -60dB -85dB
这些值符合预期的规则：每个量化精度比特增加6dB，即24dB每4比特。
假设某一时刻，带内噪声以每频程6dB的速度落向0频，那麽可以通过积分来计算整个噪声功率，给出总信号与噪声功率的比值(4.77dB)，该值比上面的数值好3倍。这样，带内量化噪声可以以HzRMS的形式被表示为明显的噪声频率偏差。
相位量化 4-比特 6-比特 8-比特 10-比特 12-比特
带内噪声偏差(Hz RMS) 167Hz  43Hz  10Hz  2.6Hz  0.53Hz
通常，语音质量被认为更多与语音停顿期间的噪声，而不是语音峰值上的噪声相关。图3和4分别表示了在语音调制降低20和40dB的情况下，量化的信号+噪声谱。在这些图中，对于3.4KHz波段边缘的量化噪声，可以注意到一种随着降低的信号功率而降低的趋势，这是一种很好的趋势，但是也存在一种趋势，就是谱变的平坦，这是不好的。可以表示出的是，落在谱的低频部分的大部分噪声是由于信号自身驱动相位通过其量化等级而造成的。在较低信号漂移下，量化级以较低速率被通过，使得量化噪声谱在低频具有更多能量。此外，在正弦波信号情况下，正如量化级变化点将发生在信号波形上规则定义的点上，量化噪声将出现在信号频率的谐波上。这一点由图5和6证实，图5和6表示了使用1KHz正弦测试信号分别在8和4比特相位量化情况下示例信号加上量化噪声的谱。因为量化级对称分布在相位平面上，奇次谐波明显，三次谐波在8比特量化时比基波下降了60dB，而在4比特量化时下降了40dB。然而，当信号如图7所示减小时，3次谐波的相对失真增加，其中在信号降低20dB的情况下3次谐波上升到仅14dB的地方。
通过预定的载波频率偏移使得即使在不存在语音调制的情况下，信号相位迅速轮流通过所有的量化级，这些效果可以得到缓解。例如，图8给出一个示例谱，其中采用了20,625Hz的载波频率偏移。这个特殊的载波频率值不是精确的，它被选择来方便谱计算，其方法为给出一个相位波形，该波形在240K样本/秒的速度下，以有限的4096个时间样本重复。因此，该领域的技术人员会知道，可以采用任何载波频率偏移，然而，该偏移量应被选择的足够高使得系统化的量化步长以比最大音频频率还高的速率变化。可以看出，4比特相位量化的三次谐波从-40dB降到了基频以下近似50dB。如图9所示，当信号偏差下降时，谐波失真并不增加而是降低，而且在信号下降20dB的情况下，它仍然位于-40dB到-50dB之间的区域内。图10表示即使在信号降低40dB的情况下，噪声和失真结果仍然是降落25dB。图11表示，当信号功率降低60dB时，奇次谐波表现为与信号相等。图5到11都证实了量化噪声谱朝着0频降落。
图12和13表示使用预定频率偏移的类似噪声的测试信号。图12中采用了全测试信号偏差，并给出一个与图2中没有频率偏移的4比特量化谱类似的4比特相位量化的量化噪声谱。而图13表示，当信号降低40dB时，与图4相比，噪声谱下降约15dB，图4中没有根据该发明使用频率偏移。图14和15分别表示在减去了期望的信号以显示残留噪声后，全信号的带内量化噪声和下降40dB的信号的带内量化噪声。噪声谱被证实朝0频降落，并且与全语音活动(图14)相比，在-40dB的语音停顿(图15)中，降低了10-15dB。
图16和17分别表示根据该发明示例实施方案，在-40dB语音停顿期间，使用6比特相位量化和慎选频率偏移时的信号+噪声谱和残留噪声谱。在图17中，表示为带内RMS频率偏差的残留噪声近似为10Hz，即类似于没有频率偏移时以8比特量化获得的残留噪声(见图2,3)。
在AtoD性能方面，在10个单元RMS的量化噪声情况下，即相对于整个动态范围为-80dB，根据该发明使用6比特相位量化的示例技术将获得一个100000单元的动态范围(+/-50KHz偏差或更多)。传统的AtoD转换器将需要11.5比特的精度来获得相同的性能，或在使用相同过采样因子的情况下用9比特的精度获得同样的性能。
如这里参考引用的美国专利第5084669号所描述的，根据该发明将相位样本转换成频率样本的另一可选方法是采用一个数字锁相环。图18表示被调整用于该发明的示例形式的数字PLL。其中，一串数字化相位样本PHI1,PHI2,PHI3...PHIi被输入到相位比较器100。该比较器从实际相位PHII中减去一个预期相位THETAi来获得估计相位和实际相位之间的误差Ei。相位估计值THETAi的计算是通过将经延迟寄存器101延迟的先前更新的相位值和经延迟寄存器105延迟的先前频率估计值组合而进行的，以便利用频率作为斜率通过线性插值法由旧相位预测新相位。通过将相位误差的一个BETA部分加入到以前的频率估计值中以及将相位误差的一个ALPHA部分加入到以前的相位估计值中，相位和频率都得到了更新。
ALPHA和BETA确定了所构造的二阶数字锁相环的特征。也可能利用，例如频率变化率的估计值来构造更高阶的环，其中的频率将利用系数GAMMA来更新。
图19表示由示例数字PLL形成的频率估计值的残留噪声谱，其中的数字PLL的系数为ALPHA=0.5,BETA=1/32。ALPHA和BETA可以被选择为，例如2的负指数幂使得乘法可以通过简单的移位来实现。通过比较图19和17的噪声谱，可以看出，在0～3.4KHz的音频范围内几乎没有差别，这是因为锁相环并没有衰减该范围内的分量。然而，量化噪声密度在+/-15KHz上的减小是很明显的，这是因为锁相环在这些频率上存在一些衰减。
为了证明在数字PLL FM解调器环境中使用预定频率偏移也是有价值的，图20给出了在除去频率偏移的情况下，来自PLL FM解调器的残留量化噪声。可以看出，0-3.4KHz内的量化噪声为10dB或更大，这证明了频率偏移的有益之处是独立于所使用的FM解调器类型的。
图21,22,23被提供来表明系数ALPHA和BETA是如何被选择的。图21和23给出了对于ALPHA=1,0.5,0.25和BETA=1～1/64时，输入频率到输出频率之间的环衰减做为调制频率的函数。从0到3.4KHz的环衰减特性应该基本是平的，并且不在任何频率上显示出过高的峰值，在某些频率上显示出过高的峰值是不稳定性即将来临的征兆。这种环的另一个功能是，它将跟踪最大频率变化率。这一情况发生在语音调制声音最大的时候。仿真表明，当RMS偏差为16.67KHz时，ALPHA=1/2,BETA=1/32的环能跟踪语音调制而当RMS偏差为33.33KHz时，不能跟踪。从图22可以看出，当BETA=1/32时，在3.4KHz处频率响应大约下降3dB。在ALPHA=0.5时，将BETA值增加到1/16，得出频率响应到3.4KHz基本平坦的环，并且该环被证明在这些参数下能跟踪33.33KHz的RMS偏差。从图21可知，ALPHA=0.25,BETA=1/16也被建议使用。在这些参数下，该环也可以跟踪33.33KHz的RMS偏差。采用6比特相位量化的音频SNR和20625Hz的频率偏移被用于计算并产生了下面的数字。
     RMS偏差    音频SNR   等价噪声偏差
    33.33 KHz     63.8dB     22 Hz
    16.67 KHz     56.5dB     25 Hz RMS
    1.667 KHz     46.6dB     8.8 Hz RMS
    167 Hz     25.2dB     9 Hz RMS
上面的结果表明，根据该发明使用频率调制的语音数字化系统拥有一些压扩方法的理想特性，因此，小信号的量化噪声小于大信号的量化噪声。因此，安静期间或语音停顿期间的量化噪声被减小，同时改善了主观音频质量。上述结果可以与无绳电话应用中的典型动态范围指标相比较。该动态范围指标在图24中表示出来。
其中等级‘A’表示正常语音的RMS等级，动态范围应该被设计的可以接受在平均等级‘B’上讲话的说话者，等级B比正常语音等级‘A’高15dB。此外，最大声说话者的语音峰值也能在没有失真的情况下被接受。这一点通常意味着在这类指标中，假设的高斯幅度概率分布的3-Sigma界限也能被接受，或者将使用+10dB的峰值因子。这导致图24中以‘C’表示的等级。
对于声音最小的说话者，示例系统也要能够达到最小的信噪比的要求。声音最小的说话者的特征为：在低于正常说话者15dB的等级上讲话，即在等级‘D’。然而，信噪比通常用一个正弦测试音调来定义，该测试音调与最大语音等级具有相同的峰值，即，在峰值等级‘E’而不是声音最小说话者的RMS等级‘D’。当用这种方法定义时，测试音调和噪声的比例(TTNR)应该是50dB。此外，当测试音调信号被除去时，噪声可以被定义为残留噪声，即沉默期间的噪声。考虑到期望的正弦测试语调能量的RMS值比其峰值小3dB，这意味着噪声下界应该比等级‘E’低53dB。与噪声下界等级‘F’相比，最大声音的语音峰值等级‘C’表明典型无绳通讯应用中要求的总动态范围是83dB。
通过将最大偏差归为等级‘C’(即120KH2)，噪声下界将必须比这一等级低83dB，即，8.4HzRMS，其中的最大偏差可以在不超过样本之间的相位变化Pi的情况下，通过240KHz的相位采样率来处理。上面的示例信噪仿真表示出6比特相位量化时的9Hz噪声下界，该值足够被认为符合指标的要求。然而，找到方法来进一步降低量化噪声下界从而给出一些执行裕量是令人感兴趣的。用来降低噪声下界的示例技术可以包括下述任意一个或全部：使用预加重，增加用于相位量化的比特数，增加频率偏差和增加相位采样率。下面这些方法将被逐个考虑。
在传统的FM无线电系统中，预加重是一种众所周知的用来改进语音质量的技术。参考这种情况：量化噪声能量的大部分发生在音频波段的最上端，在调制器处，由较高音频频率产生的频率偏差增加，而解调器的输出在那些频率上相应减小。因此，衰减了主要的噪声分量。
传声器一般被设计来产生一个从声音压力波输入到电子信号输出的平坦的频率响应。因此，使用预加重要求在传声器输出和频率调制器输入之间引入频率响应整形。这种频率响应整形产生高频分量的放大，因此可能需要有源电路。然而，该发明的一个目标是方便地将所有有源电路集成到一块集成电路片上。因此，一个解决方案是：设计例如振膜和周围空腔的传声器声学(即机械)元件使得产生一种声学预加重。另外一种方案，预加重电路最好集成在一个与传声器有外部连接的芯片上。因此，传声器信号可以在放大之前以一个较低值进入芯片，放大之后它们将对噪声干扰敏感。因此，这种形式的预加重仍然不是优选的解决方案，尽管该领域的技术人员在一定情况下作设计折衷以使之成为一个可接受的解决方案。
预加重的一种优选形式是使用具有自然上升频率响应的传声器，其中的频率响应对于同样的声音压力振动等级，在较高频率上产生较大的电气输入值。然而，这种特殊定制的传声器一般可能得不到，因此，可结合任何可获得的传声器使用所描述的其它声音质量获得改进的方法(例如，相位精度多用一个比特)。
一种改进声音质量的方法是增加用来表示量化相位的比特数。相位量化精度的每个额外比特对音频质量会给出6dB的改进。相位量化精度增加等于将FM载波信号的跳变定时到更好的时间准确性上。可以通过采用更高的时钟频率作为相位数字化器的参考或通过将跳变定时到时钟周期的一部分，作到这一点。例如，可以通过重复置零的线性向上斜线来产生一种锯齿形时钟波形。该斜线可以在FM载波信号跳变发生的时刻被采样从而确定其幅度，因而将跳变时间量化为时钟周期的一部分。其它相关方法可以包括正弦和余弦时钟波形的产生，其中这些曲线在跳变时刻被采样，并且部分相位值由正弦/余弦的采样率的反正切来给出。这些方法涉及一些模拟电路概念，它们对于集成到一个数字集成电路上的情况不是特别理想。一种更适合于集成的方法是在多于一个的位于相位采样瞬时之间的跳变发生时刻上计算平均相位。例如，如果相位以240K样本/秒的采样率被采样，并且FM载波频率为正常的1MHz，那麽在每个240KHz的周期内将存在至少3个正向跳变和至少3个负向跳变。如果由负跳变产生的相位样本在半波之间的180度相位差值上作了校正，那麽负跳变和正跳变都可以使用。当对角度测量值做平均时，应该更加仔细，因为-179和+179的正确平均应该是180度而不是0。理论上平均角度的最佳方法是分别对它们的余弦和正弦做平均并计算结果的反正切。这种技术称做圆周平均。
前面提及的数字锁相环(PLL)给出一种用来根据大量信号跳变来平均相位测量值的简单实际的方法。此外，图18中在数字PLL之前的相位数字化器(没有给出)可以被删除，并且相位数字化由PLL自身执行。这种削减是可能的，因为用于音频信号数字化的当前PLL应用涉及当不存在无线电噪声时的数字FM解调。
图25中给出了一个示例PLL系统。FM输入信号被施加到跳变检测器110。当输入信号从以前的存储在触发振荡器(111)中的逻辑‘0’电平跳变到逻辑‘1’时，触发振荡器110的Q输出将会是1，两输入端的NAND门电路112的输入端将被给予输入，同时对触发振荡器113的D输入施加一个逻辑‘0’。当参考时钟脉冲的发生导致113Q输出的上升沿及Q输出的下降沿时，该输入将会寄存在触发振荡器113中。只要控制输入为逻辑‘1’，Q输出处的二进制逻辑将触发门电路127使得相位累加器120的内容显示在门电路127的输出处。该值在乘法器125中被乘以ALPHA并在减法器122中从相位值PHI中减去，其中的PHI由加法器120接收。这种情况发生于一个参考时钟周期的情形，因为在FM信号输入的跳变发生之后，触发振荡器113的Q输出将返回到逻辑0，导致门电路127持续输出0值。因此，值ALPHA.E将仅被加到相位累加器120一次，而频率值ω在每个参考时钟脉冲都被相加。当门电路127传送相位累加器值时，在乘法器126中它被乘以BETA，并在减法器124中被从以前的ω值中减去。所得的新值在触发振荡器113的Q输出的上升沿被寄存到积分寄存器123中，同时门电路127返回0输出状态。因而，对应以前(值的减小量BETA.E是稳定不变的。ω的修正值一直影响相位累加器120的增长率，即它影响相位偏差，而ALPHA仅影响相位一次，即一直影响相位值而不是其偏差。这样，ALPHA和BETA可以被选择来形成一个具有前面提到的期望特性的二阶数字锁相环。ALPHA和BETA最好被选择为2的负数次幂，使得乘法简化为移位。除了BETA值被缩小之外，这里的ALPHA与BETA值与以前讨论的数字PLL设计中的类似，因为在每次迭代之间相位偏差值ω被加入相位累加器120多次。相加的次数与FM输入信号的一个标称周期内的参考时钟脉冲周期数相等。例如，假设FM输入信号频率是620KHz，并且参考时钟是19.2MHz。平均起来，在近似一个FM输入周期之内，ω值被加入到相位累加器19200/620=31次。因此，对于该示例PLL,BETA值应该是图21-23中表明的值的1/32。此外，环路频率响应特性将显示出一个与增加的更新频率成比例的更宽的波段，其中的更新频率等于FM输入频率，例如，是620KHz而不是240KHz。因此，应该使用ALPHA和BETA的较低值来保持同样的环路频率响应。因为频率ω将被采样器130以更低的频率采样时钟来采样，为了避免混迭现象，比较理想的是，环路频率特性对高于最终采样率一半的频率进行衰减。图21可以被用来找到适当的如下所述的ALPHA和BETA值。
环路更新率(例如620KHz)为用来产生图21的620/240倍，因此，水平频率标尺被据此缩放。ALPHA=0.25,BETA=1/32以前产生了一个在4KHz之前平坦的带宽，现在在更高的更新频率下，产生到4KHz*620/240=10.33KHz都是平坦的带宽。该环路以前在近似45KHz处呈现30dB的衰减。因此，现在在45KHz*620/240处会产生30dB的衰减，该值小于采样器130所用采样率240KHz的一半。因此，在采样之前没有额外数字滤波的情况下，环路应该对混迭分量给予足够的衰减。建议图25中装置使用的ALPHA和BETA的示例值为ALPHA=0.25,BETA=1/1024,对BETA进行32∶1的缩小是出于上面所讨论的原因。
保持在图25的触发振荡器123中的ω值表示输入信号载波频率ω0加上由于音频调制而产生的瞬时频率偏差dω。只有后者是令人感兴趣的，因此在采样之前平均频率-ω0应该被减去。在图25中，这一点由减法器131完成。被减去的平均频率可以由后面的数字信号处理过程计算出来并被反馈回去。因此图25中没有表示出具体的用于计算平均频率的电路。
在另一个示例实施方案中，为了避免在相位锁定的初始获取时刻发生延迟，应该制定一些规定来将触发振荡器123的初始值设置为期望的平均频率。这一点可以通过图26的重新安排在减去平均频率的同时实现。在图26中，频率触发器123保持与均值之间的频率偏差dω。替代图25中减法器131的是图26中的加法器132。加法器132对平均频率ω0进行相加来获得相位累加器的增长率ω= ω0+dω。该平均频率预定由进一步处理的反馈来设置，并因此完成初始频率设置功能和从采样器130的采样输出中消除平均频率的功能。
图27说明了图26中各种数字量化的示例字长度。相位累加器120被表示为21比特寄存器A，同时还表示了其各比特的相位和频率的有效位。频率有效位适用于在19.2MHz频率下加入指示比特的情况。例如，如果最高位11被重复加入，那麽，相位累加器将执行序列1000...,0000...1000...，等等，这表示相位序列O,Pi,0,Pi...这样，每两个参考时钟周期就产生一个完整的周期，即9.6M次周期/秒。每个连续比特具有半个频率有效位，最低位近似具有9Hz的有效位(9.6MHz/2**20)。
用来产生标称频率620.625KHz的增量ω0在图27的寄存器B中表示出来。增量的最高的4个比特为0，最低比特也为0，因此，16比特是足以定义ω0的。ω0附近的频率偏差dω由寄存器C表示。如果频率偏差在+/-150KHz之内，它可以由一个16比特值表示。最高位(即150KHz累加器比特)被看做符号位，并且为了在相位累加器120中的相加而被进行符号扩展。通过在输入信号经过一个正跳变时减去相位累加器值的1/1024，瞬时频率偏差dω被更新。寄存器D表示累加器值通过移位10个二进制位来表示被1024除。剩下的12个比特在寄存器D中被进行符号扩展到16比特用来与16比特的dω值C相加。最后，寄存器E表示被ALPHA(例如0.25)乘的累加器值，该值是经过2比特左移得到的。
在图26中，在大于470KHz的频率下，用每个输入信号由低到高的跳变来测试累加器相位值，使得频率偏差不会大于150KHz。如果样本之间的相位变化的绝对最大值不大于+/-Pi，那么可以使用一个235KHz的峰值频率偏差。实际上，根据该示例实施方案，频率偏差可以不小于+/-150KHz，这对于图2-24的示例系统仍然是一个增加，其中图2-24中的示例系统将频率偏差限制在100KHz左右。与以前考虑的值相比，正常的音频偏差可能因此增加近似3dB，给出一个3dB的动态范围的改进。另一方面，采用6比特相位量化时，以前的输入信号的跳变时刻被预定量化为19.2MHz参考时钟的半周期。图25和26的系统中，跳变时刻被量化为参考时钟的一个周期，将等价相位量化精度降低到5比特，即损失6dB。然而，这比将采样率从240KHz增加到600KHz所造成的损失大，因为3.4KHz音频范围内的量化噪声功率随着采样率的立方下降(对于2∶1有9dB)。因此，在将频率输出字抽取到8K样本/秒之后，图25-27的装置被期望至少表示出6dB的净量化噪声减少量。
用来将声学压力波转换成频率或相位调制电气信号的方法可以包括使用电容传声器，电容传声器组成了振荡器的共振电路的一部分；形成共振电路的一部分的可变电感传声器；以及与一个或多个形成共振电路一部分的可变电容二极管相连的空气电介体或压电晶体传声器，或者产生电压或电流信号来控制电压或电流受控振荡器的传声器。图28(a)举例说明了一种传统的传声器装置。这种传统的传声器装置包括含有压电换能器208，高值电阻207和FET前置放大器206的传声器210。FET前置放大器通常具有一个开路集电极输出被用来向FET施加偏置输入和获得音频输出，因此该传声器保持为一个两端子元件。通过电阻205，从低噪声偏置电压源201对FET施加了偏置输入，流经FET的电流在电阻205两端形成了音频信号。输出处的直流电压大小是任意的，在传声器放大器202对其进行进一步放大之前，它被屏蔽电容204除去。这种传统装置的一个缺点是需要格外低噪声偏置源201。一般的，来自对应于图24中等级A的传声器的正常RMS声音信号是5mvRMS。噪声基底要求为低于该值58dB，即6μv。然而，图28(a)中的传统电路对来自偏置源的噪声非常敏感，而且对于通过电容器204和电阻203从电阻205到传声器放大器202之间的信号噪声干扰也很敏感。
根据该发明，克服这些缺点的示例传声器装置在图28(b)中表示出来。其中，如以前一样，传声器220也采用了压电元件208和阻抗207，但是除去了FET前置放大器206。因此，不再需要偏置源电流了。相反，压电元件(电介体)208的输出电压改变了变容二极管211和212的电容，这些二极管与电感器213一起形成了振荡器230的共振电路。该振荡器最好是一个相对较低电平的振荡器，它不会对容性二极管211和212施加波动很大的交流电压以免使得它们有可能前向导通。为了避免产生对低噪声偏置电压的需要，也为了最大化振荡器的频率调制敏感性，最好是使容性二极管211和212在0反转偏置电压下运转。建议在电感器213(在图28(b)中，以点线表示出)的中间抽头引出一根地线以保证在容性二极管211,212和电感器213之间的连线上不会发生低频(音频)噪声干扰。由振荡器230产生的低电平振荡可能不过为100mv或略高，因为直到达到300-400mv之前，容性二极管将不会前向导通。因此，振荡器信号比图28(a)中的传统传声器电路装置的传声器信号大20倍，并且还是一个基本上免于交扰拾取的高频FM信号。采用这种方法，该发明系统既通过消除偏置源201和传声器放大器202简化了电路，又很大程度降低了对噪声干扰的敏感性。
另外，可以使用采用电流受控振荡器的电路。图29给出了一个例子。一种已知的电流受控振荡器的形式是射极耦合的多谐振荡器，或它的FET等价物，源耦合多谐振荡器，这在图29中给出。传声器210现在包括驻极体元件208和两个相同的FET跨导放大器206a和206b，它们将驻极体音频电压转换成一对幅度为I的音频电流源。这些电流形成了N形FET241和242的尾随电流，这些FET是漏极到栅极交叉耦合的，并通过定时电容C240源耦合。可以看出，该电路将近似随着标识的源波形并以与电流I成比例的频率振荡。如果FETs206a和206b是好的电流源，那麽音频电流I和频率调制将不会严重依赖于供给电压Vcc。因此，可获得对供给电压噪声钝感性的测量值。
采用上述任何一种方法，为了获得足够高的频率偏差，最好先使用一种高频频率调制振荡器，然后其中的高频被混合下调到期望的620KHz的范围。例如，产生620KHz振荡器的+/-150KHz的峰值偏差是比较困难的，因为这是一个很大比例的变化。另一方面，产生18.6MHz振荡器的+/-150KHz的峰值偏差就比较简单了，其中的频率相对19.2MHz的参考振荡器在此后被混合下调到600KHz的范围。可以使用如图30中所示的数字逻辑元件来形成适当的混合装置。
其中，通常在18.6MHz的FM输入信号被传送给边沿触发的触发振荡器400和401的D输入端。触发振荡器400用19.2MHz的参考时钟来定时而触发振荡器401用反相的参考时钟来定时。触发振荡器在相对反相的600KHz差值频率上产生方波输出。通过利用触发振荡器400的Q输出和触发振荡器401的Q输出，对其中的相对反相进行校正。此外触发振荡器400的600KHz输出的跳变与19.2MHz时钟上升沿同步而触发振荡器401的输出与下降沿同步。在这两者之间，600KHz差值频率的跳变保持参考时钟半周期的准确性，这被用来获得6比特的相位量化。
19.2MHz的时钟也用来驱动参考的功能为除以32的电路402。电路402的输出在时钟的上升沿增加，并在时钟的下降沿保持不变。通过锁存器405，电路402的输出也被重新定时到时钟的下降沿。因此，电路402和锁存器405产生的计数序列为，例如电路402:...25 26 27 28 29 30 31 0 1 2....锁存器405:...25 26 27 28 29 30 31 0 1 2....
依赖于18.6MHz的FM输入信号的跳变时序，触发振荡器400的600KHzQ输出的上升沿发生在触发振荡器401的Q输出上出现上升沿之前的一个半参考时钟周期时刻，反之亦然。如果前者先发生，例如，在计数器402的数值为27时，此时锁存器405为26，该值将被锁存到锁存器404。然后触发振荡器401的输出将在锁存器405的值为27时发生，此刻，电路402的值仍然为27，该值将被锁存到锁存器403。加法器406产生的锁存器403和404的和将是6比特数：26+27=53。
如果，另一方面，当锁存器405的值为26时，触发振荡器401的Q输出的跳变时刻发生在400的Q输出之前半个时钟周期，那麽，此时电路402的值为26，该值将被锁存到锁存器403。然后，当触发振荡器400的Q输出的跳变发生在电路402的值为27的时刻，锁存器405的值仍为26，该值将被锁存到锁存器404。此刻加法器406产生的和为26+26=52，反映出18.6MHz输入的跳变早发生了一个半时钟周期。在这种方法中，加法器406的输出和表示具有半个参考时钟周期的定时精度的信号相位。根据图18，连同得自触发振荡器401的Q输出的时钟一起，6比特的相位序列被传送给数字PLL407，这样保证了仅在加法器406的输出变的稳定之后很久才使用该相位值。PLL407的ALPHA,BETA值被选择来如前面描述的，在600KHz的时钟频率下给出期望的频率响应。与上面详细分析的240KHz值相比，增加的600KHz时钟频率至少对量化噪声给出了9dB的降低。然后，被PLL计算并滤波的频率估计值被功能为除以80的电路408抽取到240KHz。这一操作由参考时钟的上升沿来计时，而PLL407在参考时钟的下降沿同步更新其值，因此保证了在更新频率变的稳定之后才发生抽取。利用已知的抽取滤波技术，240K样本/秒的频率值将被进一步抽取到8KHz。
该发明的一些改变已经被描述，根据这些改动，在仍然符合下述权利要求描述的发明范围和思想的同时，该领域的技术人员可以构造其他的派生技术。

Claims (35)

1、一种用来将音频信号数字化的方法包括以下步骤：
以所述的音频信号对振荡器进行频率调制；
将所述的频率调制振荡器信号传送给一个数字频率鉴频器，该鉴频器计算瞬时频率值序列；以及
将所述的瞬时频率值用做所述的数字化音频信号。
2、将音频信号数字化来产生期望采样时刻数字表示值序列的方法包括以下步骤：
以所述的音频信号对振荡器进行频率调制；
将所述的频率调制振荡器信号与一个参考频率时钟组合来产生所述振荡器信号的瞬时相位值序列；
估计期望采样时刻所述瞬时相位值变化率的数值，并将所述变化率估计值用做所述数字表示值。
3、根据权利要求1将音频信号数字化的方法，其中所述的数字频率鉴频器是一个数字锁相环。
4、根据权利要求2将音频信号数字化的方法，其中由数字锁相环来完成所述的对相位变化率的估计。
5、根据权利要求2将音频信号数字化的方法，其中所述对相位变化率的估计通过对连续相位值求差值来实现。
6、一种产生声学压力波的采样数字表示的方法包括以下步骤：
将所述声学压力波转换成相应的电容变化；
用所述的电容变化来产生相应的振荡器信号频率变化；
将所述频率调制振荡器信号传送给数字频率鉴频器，该鉴频器计算瞬时频率值序列；以及
将所述的瞬时频率值用做所述的数字化音频信号。
7、一种产生声学压力波的采样数字表示的方法包括以下步骤：
将所述声学压力波转换成相应的电容变化；
用所述的电容变化来产生相应的振荡器信号频率变化；
将所述的频率调制振荡器信号与一个参考频率时钟组合来产生所述振荡器信号的瞬时相位值序列；以及
估计所述期望采样时刻所述瞬时相位值变化率的数值，并将所述变化率估计值用做所述数字表示值。
8、根据权利要求7将音频信号数字化的方法，其中所述的数字频率鉴频器是一个数字锁相环。
9、根据权利要求6将音频信号数字化的方法，其中由数字锁相环来实现所述的对相位变化率的估计。
10、根据权利要求6将音频信号数字化的方法，其中所述对相位变化率的估计通过对连续相位值求差值来实现。
11、根据权利要求6的方法，其中利用电容传声器来产生所述的电容变化。
12、根据权利要求7的方法，其中利用电容传声器来产生所述的电容变化。
13、根据权利要求6的方法，其中利用压电传声器和可变电容二极管来产生所述的电容变化。
14、根据权利要求7的方法，其中利用压电传声器和可变电容二极管来产生所述的电容变化。
15、根据权利要求1的方法，其中所述振荡器中心频率到所述数字鉴频器中心频率的偏移量超过一个最高音频频率。
16、根据权利要求2的方法，其中所述振荡器中心频率到所述参考时钟频率的一个约量的偏移量超过一个最高音频频率。
17、一种用来产生表示信号波形的数字样本序列的模/数转换器包括：
用来产生高频信号的振荡器装置；
相应于所述信号波形来改变所述高频信号频率和相角的频率/相位调制装置；
在确定采样时刻确定所述振荡器瞬时信号频率的数字值的数字频率鉴频器装置；
输出所述数字值作为所述样本数字表示值的输出装置。
18、根据权利要求17的模/数转换器还包括：
用来滤波所述瞬时数字频率值来产生采样率降低后的滤波样本的抽取装置。
19、一种用来在第一采样率下产生表示信号波形的数字样本序列的模/数转换器包括：
用来产生高频信号的振荡器装置；
相应于所述信号波形来改变所述高频信号频率或相角的频率/相位调制装置；
为了在第二采样率下产生瞬时相位的数字表示，用来将所述振荡器信号与参考频率时钟信号组合起来的直接相位数字化装置；
为了在第一采样率下产生所述信号波形的表示样本，用来在所述第二采样率下处理所述相位样本的处理装置。
20、根据权利要求19的模/数转换器，其中所述处理装置通过数字低通滤波器来减少量化噪声。
21、根据权利要求19的模/数转换器，其中所述处理装置包括一个数字锁相环。
22、一种用来产生表示声压力波的数字样本流并免于电气噪声干扰的传声器电路包括：
用来将声压力波变化转换成相应的电气参数变化的换能器装置；
用来产生振荡器信号的振荡器装置，其中的振荡器信号频率依赖于所述电气参数；
在确定的采样时刻确定所述振荡器瞬时信号频率的数字值的数字频率鉴频器装置；
输出所述数字值作为所述样本数字表示流的输出装置。
23、一种用来在第一采样率下产生表示声压力波的数字样本串并免于电气噪声干扰的传声器电路包括：
用来将声压力波变化转换成相应的电气参数变化的换能器装置；
用来产生振荡器信号的振荡器装置，其中的振荡器信号频率依赖于所述电气参数；
为了在第二采样率下产生瞬时相位的数字表示值，用来将所述振荡器信号与参考频率时钟信号组合起来的直接相位数字化装置；
为了在所述第一采样率下产生所述数字样本流，用来在所述第二采样率下处理所述数字值的处理装置。
24、根据权利要求23的传声器电路，其中所述处理装置通过数字低通滤波器来减少量化噪声。
25、根据权利要求23的传声器电路，其中所述处理装置包括一个数字锁相环。
26、根据权利要求22的传声器电路，其中所述换能器装置是一个压电换能器。
27、根据权利要求22的传声器电路，其中所述电气参数为电容。
28、根据权利要求23的传声器电路，其中所述换能器装置是一个压电换能器。
29、根据权利要求23的传声器电路，其中所述电气参数为电容。
30、一种免于电气噪声干扰的传声器包括：
一个接地端和一个信号端；
用来将声压力波转换成相应的第一和第二端之间的电压信号的压电换能器，其中所述第二端被连接到所述接地端；
连接在所述换能器第一和第二端之间的电阻；
一个端子连接到所述换能器的第一端，另一个端子连接到所述信号端的变容二极管。
31、一种免于电气噪声干扰的传声器包括：
一个接地端和第一、第二信号端；
用来将声压力波转换成相应的第一和第二端之间的电压信号的压电换能器，其中所述第二端被连接到所述接地端；
连接在所述换能器第一和第二端之间的电阻；
阳极连接到所述换能器第一端，阴极连接到所述第一信号端的第一变容二极管。
阳极连接到所述换能器第一端，阴极连接到所述第二信号端的第二变容二极管。
32、根据权利要求31的传声器还包括：
与所述第一、第二信号端相连并形成振荡电路一部分的电感。
33、一种免于电气噪声干扰的传声器包括：
一个接地端和第一、第二输出端；
用来将声压力波转换成相应的第一和第二端之间的电压信号的压电换能器，其中所述第二端被连接到所述接地端；
连接在所述换能器第一和第二端之间的电阻；
栅极连接到所述换能器第一端、源极连接到所述接地端、漏极连接到所述第一输出端的第一场效应管；
栅极连接到所述换能器第一端、源极连接到所述接地端、漏极连接到所述第二输出端的第二场效应管。
34、根据权利要求33的传声器还包括：
与所述第一、第二输出端相连来产生频率调制振荡信号的电流受控振荡器装置。
35、一种用来在第一采样率下产生表示声压力波的数字样本流并免于电气噪声干扰的传声器电路包括：
用来将声压力波变化转换成相应的电气参数变化的换能器装置；
用来产生振荡器信号的振荡器装置，其中的振荡器信号频率依赖于所述电气参数；
用来将所述振荡器信号与参考频率时钟信号组合起来产生至少一个差值频率信号的数字混合装置；
用来将所述至少一个差值频率信号与参考频率时钟信号组合起来在第二采样率下产生瞬时相位的数字表示的直接相位数字化装置；
用来在所述第二采样率下处理所述数字值从而在第一采样率下产生所述数字样本流的处理装置。
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