CN1415139A - 用于通信信号中噪声抑制的系统和方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于抑制通信信号中干扰信号成分的系统和方法。该系统和方法使用关于干扰信号成分基频的先验信息来产生干扰信号成分的估计值。这个估算的干扰信号成分可以被从通信信号中减去，以抑制通信信号中的干扰信号成分。

Description

用于通信信号中噪声抑制的系统和方法

                    相关申请

本申请是1999年11月3日提交的，申请号为09/432,988的共同未决的美国专利申请的部分连续申请，该申请的内容在这里引入作为参考。

                       背景

本发明涉及对通信信号中干扰信号成分的抑制，特别是用于抑制具有已知或可测定基频及其谐波频率的周期性干扰信号成分的系统和方法。

今天所使用的许多数字无线系统利用了分时隙的接入系统。一个信息信号(例如语音、数据、视频)在一个预分配的时隙中被分段、压缩、分组和发送。时隙可以被分配给不同的用户，通常这种方案被称为时分复用(TDMA)。TDMA通信系统，例如欧洲的全球数字移动电话系统(GSM)、北美的数字-高级移动电话系统(D-AMPS)或者日本的个人数字蜂窝(PDC)系统，允许一个单独的射频信道被在多个远程终端之间共享，由此提高通信系统的容量。同样，码分多址(CDMA)接入技术使用一种成帧结构，经由一个空中接口来集中和发送信息。

时隙也可以被分配在交替的上行链路和下行链路传输之间，通常这种方案被称作时分双工(TDD)。在一个TDD系统中，发射机在各帧期间都有一段时间待用，这段时间足以接收一个信号脉冲串。发射机通过在存储器中缓冲该数字化的通信信号，随后以比在其所分配的时隙中缓冲时的速率更高的速率发送该缓冲的通信信号，来补偿待用周期所造成的传输时间的损失。峰值发射机功率依据相同的因素而被提升，以支持更高的速率。

在一个GSM系统中，TDMA电路以大约为217Hz的频率而被接通和切断。转换TDMA电路在这个被称作基频的频率以及它的谐波频率上产生了一个干扰成分。干扰成分被耦合到通信信号中，并可能会干扰通信信号中的信息信号。当信息信号成分表示语音输入时，如果干扰信号成分未被抑制，那么它会产生一个可听到的蜂鸣音，有时这被称作通信信号中的“大黄蜂”噪声。

现有的无线电话或蜂窝通信系统使用了各种模拟噪声抑制技术来抑制大黄蜂噪声。举例来说，大黄蜂噪声可以通过电去耦无线电路，或是使用适于最小化噪声的麦克风来抑制。数字技术，例如数字噪声消除器，也可以被用于抑制大黄蜂噪声。然而，数字噪声消除器实际上是自适应的，也就是说，它们对噪声进行估算，并没有使用干扰频率的先验知识。同样，这些技术需要昂贵的部件并且很难实施。这些技术还需要用到非最优的系统设置，例如麦克风增益中的补偿偏移。

线性的陷波滤波器也可以被用于过滤已知频率的干扰信号。然而，一个对产生大黄蜂噪声的干扰周期信号的傅立叶展开的分析说明，干扰信号频率成分的衰减率与频率成反比(例如，频率的倒数)。因此，只过滤干扰信号的第一少数频率成分并不是有效的，因为有大约15个绝对值足够大的频率成分，它们必须被抑制在低于4KHz的音频频带中。执行15个陷波滤波器的计算的复杂性使这种选择变得不合乎需要。

因此，本领域需要有用于抑制通信信号中周期性干扰成分的系统和方法。

                        概述

本发明通过提供一种系统和方法来致力于解决这些和其他需要，该系统和方法使用了干扰信号成分中包含一组已知或可测定正弦频率之和的先验知识来得到干扰信号成分的估计值。在优选实施例中，系统使用了干扰信号成分具有对应于TDMA电路接通和断开所处的217Hz频率的基频的先验知识来估算干扰信号成分。估算的干扰信号成分可以被从通信信号中减去。优选的，在通信信号被发射之前，干扰信号成分被抑制。然而，通信信号可以被发射而干扰信号保持不变，并且干扰信号成分可以在接收机中被估算和减去。

在一个实施例中，本发明提供了一种抑制通信信号中周期性干扰信号成分的方法，其中该干扰信号成分具有一个基频。该方法包括对通信信号与作为基频函数的正弦波和作为基频函数的余弦波中的至少一个进行相关来产生估算的干扰信号成分，以及将估算的干扰信号成分从通信信号中减去的步骤。优选的，产生一个估算的干扰信号成分的步骤包括估算在基频和预定频率范围内其谐波频率上的干扰信号成分的幅度和相位，并在预定数量的频率成分上对干扰信号成分的幅度和相位的正弦函数求和。通信信号然后可以被发送到一个接收机。

在另一个实施例中，本发明提供了一种抑制通信信号中周期性干扰信号成分的方法，其中该干扰信号成分具有一个基频。该方法包括：计算通信信号与频率是基频函数的一个正弦波之间的第一相关阵列，计算通信信号与频率是基频函数的一个余弦波之间的第二相关阵列，估算在基频及预定数量的谐波频率上，干扰信号成分的幅度和相位，在基频和预定数量的谐波频率上计算所估算的干扰信号成分，作为一个正弦波的总和，该正弦波是基频的一个函数，以及将估算的干扰信号成分从通信信号中减去。

在另一个实施例中，本发明提供了一种用于抑制通信信号中具有基频的周期性干扰信号成分的系统。该系统包括一个模块，用于对通信信号与一个频率是基频函数的正弦波或者一个频率是基频函数的余弦波进行相关，来估算部分干扰信号成分的各部分，一个用于产生表示干扰信号成分估计值的干扰信号的模块，以及一个用于将估算的干扰信号成分从通信信号中减去的模块。

在另一个实施例中，本发明提供了一种远程通信终端。该终端包括一个转换模块，用于将模拟信号转换成包含一组数字取样的通信信号，一个处理器，用于从转换模块中接收数字取样，并计算通信信号中干扰信号成分的估计值，以及一个用于从通信信号中减去干扰信号成分估计值的模块。

                      附图简述

本发明的这些和其他特征将通过阅读接下来结合以下附图所进行的详细描述而变得更为清楚，其中：

图1是GSM系统中所使用的传输格式的示意性描述，该格式被用于描述本发明；

图2是具体实施根据本发明实施例的干扰信号抑制器电路的通信终端的示意性描述；

图3是根据本发明实施例的干扰信号抑制器电路的示意性描述；

图4是说明根据本发明实施例来抑制通信信号中干扰信号的方法的流程图；

图5是用于GSM通信系统中TDMA复帧结构的示意性描述；以及

图6是根据本发明另一实施例的干扰信号抑制器电路的示意性描述。

                    详细描述

图1是在称作GSM的TDMA蜂窝系统中所使用的传输格式的实例。其中，一个大约为4.6ms的重复帧周期被分成了八个时隙。远程终端在接收频段的一个无线信道上进行接收，每个终端在八个时隙中被分配的那一个上进行接收，例如，在图1中的时隙1上接收。终端还在被分配的一个时隙中在发送频段的一个信道上发送，例如在图1的发送时隙1中发送。发送时隙相对于它们对应的接收时隙而在时间上交错排列，这样终端并不需要在同一时间进行发送和接收。在图1的实例中，这是作为终端接收频率上的时隙1和终端发射频率上的时隙1之间的时间双工间隔来说明的。当使用不同的发射和接收频带时，基站可以在所有的时隙中接收和发射，从而在相同的发射/接收信道对上支持八个通信对话。否则，如果没有使用频率双工间隔，则基站可以使用例如时隙中的四个进行发送，四个进行接收，这样就在一个单独的发射/接收信道中支持了四个通信对话。在GSM中，未被特定终端用于发送和接收的时隙可用于连接管理的目的，例如，管理到其他基站的越区切换。

发射脉冲的格式是由GSM规范定义的，并且包括脉冲串之间的一个保护时间，一个平滑打开和关闭发射机电源以避免频谱干扰进入未同步的邻近信道的上/下倾斜时间，每个脉冲串各端上的一些保护位，TDMA脉冲串的主体，该主体发送114个数据位，26个同步位，以及平坦功率电平上的两个控制位。上/下倾斜时间足以防止频谱扩展到200KHz之外的邻近信道中，但并未被设计成控制300Hz到4KHz声频带中的脉冲重复率大约是217Hz的谐波。频率为217Hz的电信号及其谐波频率可以被耦合到终端的模拟麦克风信号中，产生一个干扰信号，该信号可能会在终端所发射的语音信号中产生一个令人烦恼的蜂鸣声。

图2是可执行本发明一个实施例的远程终端200的示意图。在示范性的实施例中，远程终端200是一个移动电话(例如，移动台、移动终端等)，它适用于数字TDMA蜂窝通信系统，例如欧洲的GSM系统，日本的PDC系统，或是北美的D-AMPS系统。然而可以了解，本发明并不局限于特定的接入系统。本发明的原理适用于其中对周期性干扰的抑制感兴趣的任意类型的通信系统。远程终端是广为人知的并且很容易在市场上买到。因此，只对远程终端200中与本发明相关的那些方面进行详细描述。关于涉及移动终端的其它信息，有兴趣的读者可以查阅Dent等人的美国专利5,745,523，该申请的内容在这里引入作为参考。

参考图2，远程终端200包括一个发射部分和一个接收部分。在发射部分中，来自麦克风212的模拟语音信号被模-数(A/D)转换器214数字化。分段单元216将数字化的语音信号分成20ms的段，这些段被耦合到语音编码器217。语音编码器217减少数字化语音信号的比特率，以便最终得到的语音信道可以保持在允许的频带中。图2中所描述的比特率是每物理信道的。

在一个实施例中，本发明是在远程终端200的发射部分中实施的。一个数字信号处理器(DSP)或是相似类型的数字处理器218与语音编码器217相关联以接收来自语音编码器217的输入数字语音取样流。简单的说，处理器218通过估算干扰信号成分中每个频率成分的幅度A_n和相位Φ_n，来计算干扰信号的估计值。干扰信号成分被求和以得到干扰信号的一个估计值。然后，估算的干扰信号成分被从通信信号中减去，以抑制通信信号中的干扰信号成分。估算出的语音信号然后被直接导入到用于信道编码的模块219，用于交织、编码和脉冲串格式化的模块220，以及用于调制一个载波和在通信信道上进行发送的一个模块222中。

远程模块200的接收部分包含一个用于接收和解调载波的模块240，一个维特比均衡器242，一个用于解密和解交织所接收的通信信号的模块244，一个用于解码信号的模块246，以及一个用于解码信号中语音(例如信息)成分的模块248。在另一个实施例中，本发明可以在远程终端200的接收部分中被执行。一个数字信号处理器(DSP)或是相似类型的数字处理器250与语音解码器248相关联以接收来自语音解码器248的输入数字化语音取样流，该取样流表示通信信号。简单的说，处理器250通过估算干扰信号成分中每个频率成分的幅度A_n和相位Φ_n来计算干扰信号的一个估计值。估算的干扰信号成分被从通信信号中减去，然后通信信号被发送到用于数-模(D/A)转换的模块252和一个合适的扬声器254。

图3是根据本发明实施例的干扰信号抑制器电路310的示意性描述。干扰信号抑制器310接收一个通信信号，在这里，该信号是在线路312上应用的。通信信号包括一个信息信号成分和一个干扰信号成分。在干扰信号成分之中，有可能重叠到信息信号上的都是周期性干扰信号，例如TDMA或其他成帧电路的接通和断开所引入的干扰信号。

图3中所示的干扰信号抑制器电路310包括一个干扰信号成分估计器314，它被耦合到线路312上以接收应用到其上的信号。干扰信号成分估计器314在线路317上产生一个信号，该信号是干扰信号成分的一个估计值。线路317被耦合到一个求和设备(例如加法器)318的负输入上。被施加了通信信号的线路312被应用到加法器318的正输入端子上。加法器318将线路317上干扰信号成分的估计值从线路312上的通信信号中减去，以在线路322上产生一个干扰信号被抑制的通信信号。

在示范性的实施例中，干扰信号抑制器电路310形成了一部分发射机，这样在传输之前，周期性干扰信号(例如干扰信号成分)被从通信信号中清除。在替换的实施例中，干扰信号抑制器电路可以在接收机中被实施，这样在通信信号被提供给定位在接收机的听者之前，接收机接收的通信信号中的周期性干扰信号已被清除。

图4是说明根据本发明实施例来抑制通信信号中干扰信号成分的方法的流程图。简单的说，该过程在步骤410开始，优选的是当通信会话被启动的时候，并且干扰信号成分的相位和幅度的估计值都被设置为0。取样的通信信号在420被接收。在步骤430，通信信号被集中成一个块。在步骤440，一个测试被实施以判定语音输入是否正被远程终端所接收。如果语音输入不是正在被远程终端所接收，那么在步骤460干扰信号成分被估算，并且在步骤470，在基频及其较高谐波频率上的估算的干扰信号成分被求和。在步骤480，估算的干扰信号被从通信信号中减去，以抑制干扰信号成分。如果在步骤440，语音输入正被远程终端所接收，则干扰信号成分不被估算(步骤450)，并且在相减的时候，在步骤480使用干扰信号成分先前的估计值。在步骤490，通信信号可以如传输所需要的那样被处理，或是呈现给用户，如果图4中的方法是在接收机中被实施的。估算干扰信号成分的过程在下面将被更为详细的描述。

在步骤460，本发明使用了干扰信号成分中包含调谐相关的正弦波的先验知识，以计算一个估算的干扰信号成分。更为特殊的，干扰信号成分可以被表示成： $e\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_n\·\sin (2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k+{\mathrm{\φ}}_n)--k\∈[0,K-1]----\left(1\right)$ 其中：

e＝干扰信号成分；

n＝频率成分的数目；

m＝感兴趣的最高谐波频率(在一个实施例中m＝15)

A_n＝第n个频率成分的幅度；

K＝在一个输入块中的取样数；

k＝一个计数器，计算输入块中的所有取样(k∈[0，K-1])；

f₀＝基频(GSM中为216.67Hz)

f_s＝输入信息被取样的频率(GSM中为8Hz)；以及

Φ_n＝第n个频率成分的相位。

采用符号表示法，通信信号y是信息信号x和干扰信号成分e的和，这种关系可以在数学上如下表示：

y＝x+e                                     (2)

使用等式(1)，通过生成干扰信号成分其每个频率成分n的幅度A_n和频率Φ_n的估计值，可以得到干扰信号成分的估计值e_est。然后，估算的干扰信号成分e_est可以被从通信信号中减去，以抑制干扰信号成分。

x_est＝y-e_est＝x+e-e_est                    (3)

通过计算通信信号(y)和sin(2πknf₀/f_s)以及cos(2πknf₀/f_s)之间的相关性，可以完成对幅度A_n和相位Φ_n的估算，其中k是一个计数器，它对给出块中的所有取样进行计数。相关等式在数学上可以如下表示： $B_{n,\mathrm{est}}=\frac{2}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\·\sin \left(2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k\right)----\left(4\right)$ 以及 $C_{n,\mathrm{est}}=\frac{2}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\·\cos \left(2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k\right)----\left(5\right)$

干扰信号的幅度A_n，est以及相位Φ_n，est分别可以如下估算：

A_n，est＝((B_n，est)²+(C_n，est)²)^1/2               (6)以及

Φ_n，est＝atan(C_n，est/B_n，est)          (7)

在对基频及所有n-1个谐波频率执行了等式(4)和(5)的相关之后，使用等式(6)和(7)可以确定每个谐波上干扰信号成分的幅度A_n，est和相位Φ_n，est的估计值。然后可以使用等式(1)来计算干扰信号成分的估计值，之后将其从通信信号中减去，如等式(3)所描述的那样，以抑制信息信号中的干扰信号。在数学项中： $x_{\mathrm{est}}=x+\underset{n=1}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{A}_n\·\sin (2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k+{\mathrm{\φ}}_n)-\underset{n=1}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{n,\mathrm{est}}\·\sin (2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k+{\mathrm{\φ}}_{n,\mathrm{est}})----\left(8\right)$

在优选实施例中，等式(4)和(5)中所叙述的相关计算是在一个帧长上执行的，基频在其上具有整数个周期。如果基频为所选码组长度产生整数个周期，那么所有的较高谐波频率也将产生整数个周期。在一个GSM系统中，以8KHz速率进行的480个取样的帧长正好产生13个周期的216.67Hz的干扰信号，并由此满足了该标准。可以理解的是帧可以被交错排列，这样就不需要有480个取样的延迟。举例来说，相关可以通过使用终端所接收的每160个新的取样而在480个取样帧上被执行(例如，320个先前接收到的取样帧)。这就提高了终端处理器上的计算负载，但降低了提供差错校正中的延迟。

在优选实施例中，估算过程在语音输入中的暂停过程中被执行，以避免在对干扰信号成分的计算中混入来自语音信号(例如信息信号)的能量。人的话音中包含与产生大黄蜂噪声的能量处于同一频率上的频率成分，并且有可能干扰对干扰信号成分的测量。GSM语音编码器中包含一个话音激活检测器(VAD)，用于检测是否远程终端正在接收与数字信号处理器相关的声音输入。这样，根据本发明的远程终端可以被适配成接收来自VAD的信号，以指示语音输入是否存在，并且只有当信号指示语音输入不存在的时候才对干扰信号成分进行测量。

根据另一个方面，本发明适于补偿通信方案所引入的第二干扰信号，该通信方案中包含一个或多个空闲时隙，例如没有信息被传输的时隙。作为实例而不是限制，GSM通信系统把各代表4.615ms的26个TDMA帧编缉成一个120ms的复帧。一个示范性的TDMA复帧在图5中被说明。帧1-12和14-25对语音编码数据的传输来说是必需的。帧13被用于传输慢相关控制信道(SACCH)的控制数据帧。TDMA帧26是一个空闲帧，其中不存在无线传输。因为在空闲帧期间远程终端的无线电设备并不发送，所以在该时间间隔中干扰信号为零。

由于空闲帧期间不存在无线传输，因此转换TDMA电路所引入的干扰信号并不完全是与TDMA的帧速率定期的。如果干扰信号如上面所叙述的那样(例如使用等式(1))被模拟，那么估算的干扰信号是周期性的。将估算到的周期性的干扰信号从通信信号中减去以补偿并不完全是周期性的干扰信号，这可能会向通信信号中引入一个第二周期性干扰信号。引入通信信号中的第二干扰信号，其基频大约为8Hz(例如1/120ms)。

为了避免将第二干扰信号引入通信信号，根据本发明的远程通信终端在空闲帧(例如TDMA复帧中的帧26)期间去激活将所估算的干扰信号e_est从通信信号中减去的电路。在一个示范性的实施例中，一个远程终端使用在DSP和终端处理器之间传递的指令中嵌入的同步码来定位TDMA复帧结构中的空闲帧。一旦空闲帧被定位，则在空闲帧的时隙中可以去激活用于减去估算的干扰信号的电路，以避免将第二干扰信号引入通信信号。

更为特殊的，在根据GSM标准工作的远程终端中，终端处理器使用指令来与DSP进行通信。很重要的是，DSP被提供了可以用于识别GSM复帧结构中的空闲帧位置的信息。根据本发明，在处理器(或是DSP)中工作的一个逻辑单元使用该信息来识别复帧结构中的空闲帧，并产生一个信号，该信号在空闲帧期间去激活将估算的干扰信号成分从通信信号中减去的电路。去激活这个电路防止了将第二干扰信号引入通信信号。

在一个示范性的实施例中，可以使用与DSP和通信终端的主ASIC之间所传输的编码和解码指令相关的“synchinfo”比特来定位空闲帧。在一个GSM系统中，主ASIC以18.465ms，18.465ms，23.070ms的间隔向DSP发送一个编码指令，这样在三个编码指令的周期上，传输之间的平均持续时间是20ms。主ASIC所发布的编码指令启动来自DSP的一个回复。该回复中包含了来自最近所接收的160个脉冲编码调制(PCM)取样的语音编码数据。

发自主ASIC的编码指令中包含一个“synchinfo”域，其中包含了指示到下一条编码指令的持续时间的信息。“synchinfo”域中包含六个可能的值中的一个，这六个可能的值中每一个都对应于120ms的复帧结构中一个特殊的时间位置。因此，空闲帧的位置可以由编码指令中的“synchinfo”信息来确定。

为了避免向通信信号中引入第二周期性干扰信号，根据本发明另一实施例的远程终端被适配成在大黄蜂噪声被从通信信号中滤除之前向空闲时隙中引入一个干扰信号成分。这在图6中被示意性的说明。

参考图6，输入信号x(n)被发送到第一陷波滤波器610和一个缓冲器620。第一陷波滤波器610生成一个输出信号x’(n)，其中空闲帧优选的(例如在一个GSM的TDMA帧中的帧26)包含一个对应于周期性干扰信号的干扰信号成分。在一个GSM系统中，第一陷波滤波器610优选的产生一个具有大约217Hz基频的干扰信号成分，并且还包含更高阶的谐波频率成分。优选的，第一陷波滤波器610具有足够窄的带宽，这样第一陷波滤波器610只向空闲帧中引入干扰信号。然而，可以了解的是第一陷波滤波器610的带宽可以是这样的，即附加的时间帧受到干扰信号的影响。

然后，缓冲输出信号x_b(n)的空闲帧在替代电路640中被输出信号x’(n)中对应的空闲帧所替换，以产生一个信号x”(n)，其中空闲帧包含一个周期性干扰信号成分。这种替换可以通过使用例如加法器的合适的电路来完成。替换电路640使用如上所述的sysnchinfo比特来定位复帧结构中的空闲帧。

信号x”(n)被输入到第二陷波滤波器630中，该滤波器抑制时间帧中的大黄蜂干扰噪声。在一个GSM系统中，第二陷波滤波器优选的将具有大约217Hz基频的干扰信号成分减去，并且还包含对应于第一陷波滤波器610所引入的那些干扰信号的更高阶的谐波频率成分。优选的，第二陷波滤波器630工作在整个复帧结构上。有利的是，因为空闲帧包括一个干扰信号成分，因此第二陷波滤波器不会向通信信号中引入第二周期性干扰信号。

以上参考特殊的实施例对本发明进行了描述，对本领域技术人员来说，很容易就能明白有可能以不同于上面那些描述的方式来实现本发明。上述的特殊实施例仅仅是说明性的，并且不应该被以任何方式认为是限制性的。本发明的范围是由所附权利要求所确定的，并且落入权利要求范围的所有变化和等价物都被认为是包含在其中。

Claims (24)

1.一种抑制通信信号中周期性干扰信号成分的方法，该干扰信号成分具有已知或可测定的基频，包括：

通过将通信信号与一个正弦波和一个余弦波中的至少一个进行相关来产生一个估算的干扰信号成分，该正弦波是基频的一个函数，该余弦波是基频的一个函数；以及

从通信信号中减去该估算的干扰信号成分。

2.根据权利要求1的方法，其中产生一个估算的干扰信号成分的步骤包括将通信信号与一个正弦波和一个余弦波相关，该正弦波是基频的函数，该余弦波是基频的函数。

3.根据权利要求1的方法，其中产生一个估算的干扰信号成分的步骤包括在预定数量的取样上对通信信号进行相关，预定数量的取样被选择以使得作为基频一个函数的正弦波具有整数个周期。

4.根据权利要求1的方法，其中产生一个估算的干扰信号成分的步骤包括估算基频上干扰信号成分的幅度和相位。

5.根据权利要求1的方法，其中产生一个估算的干扰信号成分的步骤包括估算基频及其在预定频率范围内的谐波频率上的干扰信号成分的幅度和相位。

6.根据权利要求4的方法，其中预定的频率范围对应于可被人耳听到的频率范围。

7.根据权利要求1的方法，其中产生一个估算的干扰信号成分的步骤包括估算干扰信号成分在基频及其预定频率范围内的谐波频率上的幅度和相位，并在预定数量的频率成分上对干扰信号的幅度和相位的一个正弦函数求和。

8.根据权利要求1的方法，还包括处理通信信号以进行传输的步骤。

9.根据权利要求1的方法，还包括步骤：

确定复帧结构中空闲帧的位置；以及

在空闲帧的处理过程中，去激活减去估算的干扰信号成分的电路。

10.根据权利要求1的方法，还包括步骤：

确定复帧中空闲帧的位置；以及

向空闲帧中加入一个干扰信号成分。

11.一种抑制通信信号的周期性干扰信号成分的方法，该干扰信号成分具有已知或可测定的基频，所述方法包括：

(a)计算通信信号和一个正弦波之间的第一相关阵列，该正弦波是基频的函数；

(b)计算通信信号和一个余弦波之间的第二相关阵列，该余弦波是基频的函数；

(c)估算干扰信号成分在基频和预定数量的谐波频率上的幅度和相位；

(d)在基频和预定数量的谐波频率上计算所估算的干扰信号作为一个正弦波的总和，该正弦波是基频的一个函数；以及

(e)将估算的干扰信号从通信信号中减去。

12.根据权利要求11的方法，其中计算第一相关阵列的步骤包括计算： $B_{n,\mathrm{est}}=\frac{2}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\·\sin \left(2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k\right).$

13.根据权利要求11的方法，其中计算第一相关阵列的步骤包括计算： $C_{n,\mathrm{est}}=\frac{2}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\·\cos \left(2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k\right).$

14.根据权利要求11的方法，其中估算干扰信号成分幅度的步骤包括为基频和预定数量的谐波频率计算下式：

A_n，est＝((B_n，est)²+(C_n，est)²)^1/2。

15.根据权利要求11的方法，其中估算干扰信号成分相位的步骤包括为基频和预定数量的谐波频率计算下式：

Φ_n，est＝atan(C_n，est/B_n，est)。

16.根据权利要求11的方法，其中计算所估算的干扰信号的步骤包括计算： ${e\left(k\right)}_{\mathrm{est}}=\underset{n=1}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{n,\mathrm{est}}\·\sin (2\mathrm{\π}\left(n\frac{f_0}{f_s}\right)k+{\mathrm{\φ}}_{n,\mathrm{est}})----k\∈[0,K-1].$

17.根据权利要求11的方法，还包括处理通信信号以进行传输的步骤。

18.根据权利要求11的方法，其中步骤(a)到(e)是在远程通信终端上完成的，并且还包括检测是否远程终端正在接收语音输入的步骤，并且其中只有在没有语音输入到远程终端的时候才执行步骤(a)到步骤(c)。

19.根据权利要求11的方法，还包括步骤：

确定复帧结构中空闲帧的位置；以及

在空闲帧的处理过程中，去激活将估算的干扰信号成分减去的电路。

20.根据权利要求11的方法，还包括步骤：

确定复帧结构中空闲帧的位置；以及

向空闲帧中加入一个干扰信号成分。

21.一种用于抑制通信信号中具有基频的周期性干扰信号成分的系统，包括：

一个模块，用于通过将通信信号与一个正弦波和一个余弦波相关来产生一个估算的干扰信号成分，该正弦波是基频的一个函数，该余弦波是基频的一个函数；以及

一个模块，用于将估算的干扰信号从通信信号中减去。

22.一种远程通信终端，包括：

一个转换模块，用于将模拟信号转换成包含一组数字化取样的通信信号；

一个处理器，用于从转换模块中接收数字化取样并计算干扰信号成分的一个估计值；以及

一个用于将估算的干扰信号成分从通信信号中减去的模块。

23.根据权利要求22的远程通信终端，还包括：

一个用于格式化通信以进行传输的模块。

24.根据权利要求22的远程通信终端，还包括：

一个用于发送通信信号的模块。

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