DE60022378T2

DE60022378T2 - System und verfahren zur rauschunterdrückung in einem kommunikationssignal

Info

Publication number: DE60022378T2
Application number: DE60022378T
Authority: DE
Inventors: Per Rosengren; Andreas Nilsson; Per Ljungberg; Johan Uden; Gabor Peter LAKATOS; Ingvar Claesson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1999-11-03
Filing date: 2000-10-26
Publication date: 2006-02-23
Anticipated expiration: 2020-10-27
Also published as: DE60022378D1; AU1388301A; EP1228572A2; WO2001037439A3; JP2003514483A; CN1415139A; ATE303678T1; EP1228572B1; WO2001037439A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die Unterdrückung einer Störsignalkomponente eines Kommunikationssignals, und insbesondere Systeme und Verfahren zum Unterdrücken einer periodischen Störsignalkomponente mit einer bekannten oder bestimmbaren Grundfrequenz und ihrer harmonischen Frequenzen.
Viele digitale drahtlose Systeme, die heutzutage im Einsatz sind, verwenden ein zeitgeschlitztes Zugriffssystem. Ein Informationssignal (z.B. Sprache, Daten, Video) wird segmentiert, komprimiert, paketisiert und in einem zuvor zugeteilten Zeitschlitz übertragen. Zeitschlitze können unterschiedlichen Anwendern zugeteilt werden, was ein Schema ist, das allgemein Zeitvielfachzugriff (TDMA = Time Division Multiple Access) genannt wird. TDMA-Kommunikationssysteme, wie beispielsweise das globale System für mobile Kommunikationen (GSM = Global System for Mobile communications) in Europa, das digitale fortentwickelte Mobiltelefonsystem (D-AMPS = Digital-Advanced Mobile Phone System) in Nordamerika oder das persönliche digitale zellulare (PDC = Personal Digital Cellular) System in Japan lassen zu, dass ein einzelner Funkfrequenzkanal zwischen mehreren entfernten Endgeräten gemeinsam genutzt wird, um dadurch die Kapazität des Kommunikationssystems zu erhöhen. Ebenso verwenden Codevielfachzugriffs-(CDMA = Code Division Multiple Access)-Zugriffstechniken eine Frame-Struktur, um Information überall in einer Luftschnittstelle zu sammeln und zu übertragen.
Zeitschlitze können auch zwischen abwechselnden Aufwärtsstrecken- und Abwärtsstrecken-Übertragungen zugeteilt werden, welches Schema allgemein Zeitaufteilungsduplex (Time Division Duplex) genannt wird. In einem TDD-System ist der Sender für eine Zeitperiode während jedes Frames inaktiv, welche Periode von ausreichender Dauer ist, um einen Signalburst zu empfangen. Der Sender kompensiert den Verlust an Übertragungszeit, der durch diese inaktive Periode verursacht wird, durch Puffern des digitalisierten Kommunikationssignals in einem Speicher und darauf folgendes Übertragen des gepufferten Kommunikationssignals mit einer höheren Rate als der Rate, mit welcher es gepuffert wurde, während seines zugeteilten Schlitzes. Die Spitzen-Senderleistung wird um denselben Faktor erhöht, um die höhere Rate zu unterstützen.
In einem GSM-System werden die TDMA-Schaltungen mit einer Frequenz von etwa 217 Hz ein- und ausgeschaltet. Ein Umschalten der TDMA-Schaltungen erzeugt eine Störkomponente bei dieser Frequenz, die hierin als die Grundfrequenz bezeichnet wird, und ihren harmonischen Frequenzen. Die Störkomponente ist in das Kommunikationssignal gekoppelt und kann die Informationssignalkomponente des Kommunikationssignals stören bzw. mit dieser interferieren. Wenn die Informationssignalkomponente eine Spracheingabe darstellt, kann die Störsignalkomponente, wenn sie nicht unterdrückt wird, ein hörbares Summen, das manchmal "Hummel"-Rauschen genannt wird, im Kommunikationssignal verursachen.
Existierende Funktelefon-oder Zellular-Kommunikationssysteme unterdrücken das Hummelrauschen unter Verwendung von verschiedenen analogen Rauschunterdrückungstechniken. Beispielsweise kann ein Hummelrauschen durch elektrisches Entkoppeln der Funkschaltungen oder durch Verwenden von Mikrofonen, die zum Minimieren des Rauschens geeignet sind, unterdrückt werden. Ebenso können digitale Techniken, wie beispielsweise digitale Rauschlöscher, zum Unterdrücken von Hummelrauschen verwendet werden. Jedoch sind digitale Rauschlöscher bezüglich der Art adaptiv, d.h. sie schätzen das Rauschen und machen keinen Gebrauch von einem früheren Wissen über Störfrequenzen. Als solches erfordern diese Techniken teure Komponenten und es kann schwierig sein, sie zu implementieren. Diese Techniken können auch die Verwendung von nicht optimalen Systemeinstellungen erfordern, wie beispielsweise ein Kompensieren von Offsets in einer Mikrofonverstärkung.
Lineare Notch- bzw. Sperrfilter können auch verwendet werden, um Störsignale bei bekannten Frequenzen zu filtern. Jedoch stellt eine Analyse einer Fourierentwicklung eines störenden periodischen Signals, das ein Hummelrauschen erzeugt, dar, dass die Abklingrate der Frequenzkomponenten des Störsignals umgekehrt proportional zu der Frequenz (z.B. 1/Frequenz) ist. Folglich ist es nicht effektiv, nur die ersten Paar Frequenzkomponenten des Störsignals zu filtern, weil es nahezu fünfzehn Frequenzkomponenten mit Größen gibt, die groß genug sind, dass sie im hörbaren Frequenzband unter 4 kHz unterdrückt werden müssen. Die Berechnungskomplexität eines Implementierens von fünfzehn Sperrfiltern macht diese Option unerwünscht.
US-Patent Nr. 5,903,819 von Romesburg beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Unterdrücken von periodischen Rauschkomponenten eines Kommunikationssignals. Die Vorrichtung enthält einen Schätzgenerator für ein periodisches Interferenzsignal. Ein Generator für periodische Pulse erzeugt einen Pulszug bei einer Frequenz in Bezug auf die Frequenz einer Rauschkomponente eines Eingangssignals. Die Frequenz der Rauschkomponente wird durch Autokorrelieren des Eingangssignals und durch Bestimmen des Ausmaßes an Verzögerung, die den größten Autokorrelationswert erzeugt, bestimmt. Der Pulszug wird mit dem Eingang eines FIR-Filters gekoppelt, welches den periodischen Pulszug adaptiv filtert. Die Ausgabe des FIR-Filters ist die Schätzung für periodische Interferenzsignale.
Demgemäß gibt es eine Notwendigkeit im Stand der Technik nach Systemen und Verfahren zum Unterdrücken periodischer Störkomponenten von Kommunikationssignalen.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung richtet sich auf diese und andere Notwendigkeiten durch Bereitstellen eines Systems und eines Verfahrens, die ein a-priori-Wissen darüber verwenden, dass die Störsignalkomponente eine Summe von Sinusformen von bekannten oder bestimmbaren Frequenzen aufweist, um eine Schätzung der Störsignalkomponente abzuleiten. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet das System ein a-priori-Wissen darüber, dass die Störsignalkomponente eine Grundfrequenz hat, die der Frequenz von 217 Hz entspricht, bei welcher TDMA-Schaltungen ein- und ausgeschaltet werden, um die Störsignalkomponente zu schätzen. Die geschätzte Störsignalkomponente kann von dem Kommunikationssignal subtrahiert werden. Vorzugsweise wird die Störsignalkomponente unterdrückt, bevor das Kommunikationssignal übertragen wird. Jedoch kann das Kommunikationssignal mit der bestehenden Störsignalkomponente übertragen werden und die Störsignalkomponente kann in einem Empfänger geschätzt und subtrahiert werden.
Bei einem Ausführungsbeispiel stellt die Erfindung ein Verfahren zum Unterdrücken einer periodischen Störsignalkomponente eines Kommunikationssignals zur Verfügung, wobei die Störsignalkomponente eine Grundfrequenz hat. Das Verfahren weist die Schritte zum Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente durch Korrelieren des Kommunikationssignals mit einer Sinusform auf, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und einer Kosinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und zum Subtrahieren der geschätzten Störsignalkomponente vom Kommunikationssignal. Vorzugsweise weist der Schritt zum Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente ein Schätzen der Amplitude und der Phase der Störsignalkomponente bei der Grundfrequenz auf, und ihren harmonischen Frequenzen in einem vorbestimmten Frequenzbereich, und ein Summieren einer sinusförmigen Funktion der Amplitude und der Phase der Störsignalkomponente über eine vorbestimmte Anzahl von Frequenzkomponenten. Das Kommunikationssignal kann dann zu einem Empfänger übertragen werden.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel stellt die Erfindung ein Verfahren zum Unterdrücken einer periodischen Störsignalkomponente eines Kommunikationssignals zur Verfügung, wobei die Störsignalkomponente eine Grundfrequenz hat. Das Verfahren weist ein Berechnen einer ersten Korrelationsmatrix zwischen dem Kommunikationssignal und einer Sinusform mit einer Frequenz, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, ein Berechnen einer zweiten Korrelationsmatrix zwischen dem Kommunikationssignal und einer Kosinusform mit einer Frequenz, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, ein Schätzen der Amplitude und der Phase der Störsignalkomponente bei der Grundfrequenz und einer vorbestimmten Anzahl von harmonischen Frequenzen und ein Berechnen der geschätzten Störsignalkomponente als die Summe über der Grundfrequenz und einer vorbestimmten Anzahl von harmonischen Frequenzen einer Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und ein Subtrahieren der geschätzten Störsignalkomponente vom Kommunikationssignal auf.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel stellt die Erfindung ein System zum Unterdrücken einer periodischen Störsignalkomponente mit einer Grundfrequenz in einem Kommunikationssignal zur Verfügung. Das System weist ein Modul zum Schätzen von Teilen der Störsignalkomponente durch Korrelieren des Kommunikationssignals mit einer Sinusform mit einer Frequenz, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und einer Kosinusform mit einer Frequenz, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, ein Modul zum Erzeugen eines Störsignals, das die Störsignalkomponentenschätzung darstellt, und ein Modul zum Subtrahieren der geschätzten Störsignalkomponente von dem Kommunikationssignal auf.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel stellt die Erfindung ein entferntes Kommunikationssendgerät zur Verfügung. Das Endgerät weist ein Umwandlungsmodul zum Umwandeln eines analogen Signals in ein Kommunikationssignal mit einer Gruppe von digitalisierten Proben, einen Prozessor zum Empfangen der digitalisierten Proben von dem Umwandlungsmodul und zum Berechnen einer Schätzung einer Störsignalkomponente des Kommunikationssignals durch Korrelieren des Kommunikationssignals mit einer Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und einer Kosinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und ein Modul zum Subtrahieren der Schätzung einer Störsignalkomponente vom Kommunikationssignal auf.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und andere Merkmale der Erfindung werden beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung in Zusammenhang mit den folgenden Zeichnungen klarer werden, wobei:
1 eine schematische Darstellung eines Übertragungsformats ist, das in einem GSM-System verwendet wird, welches Format zum Beschreiben der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
2 eine schematische Darstellung eines Kommunikationsendgeräts ist, das eine Störsignal- Unterdrückungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verkörpert;
3 eine schematische Darstellung einer Störsignal-Unterdrückungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
4 ein Ablaufdiagramm ist, das ein Verfahren zum Unterdrücken eines Störsignals in einem Kommunikationssignal gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
5 eine schematische Darstellung eines TDMA-Mehrfachframes ist, der bei einem GSM-Kommunikationssystem verwendet wird; und
6 eine schematische Darstellung einer Störsignal-Unterdrückungsschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 ist ein Beispiel des Übertragungsformats, das in dem TDMA-Zellularsystem verwendet wird, das GSM genannt wird. Dabei ist eine Wiederhol-Frameperiode von etwa 4,6 ms in acht Zeitschlitze aufgeteilt. Entfernte Endgeräte empfangen auf einem Funkkanal in einem Empfangsfrequenzband, wobei jedes Endgerät in einem zugeteilten der acht Zeitschlitze empfängt, z.B. dem Empfangs-Zeitschlitz 1 in 1. Das Endgerät sendet auch auf einem Kanal in dem Sendefrequenzband in einem zugeteilten Zeitschlitz, z.B. dem Sende-Zeitschlitz 1 in 1. Sende-Zeitschlitze sind bezüglich der Zeit relativ zu ihren entsprechenden Empfangs-Zeitschlitzen zeitlich versetzt, so dass das Endgerät nicht zur selben Zeit senden und empfangen muss. Dies ist bei dem Beispiel der 1 als der Zeitduplexabstand von zwei Zeitschlitzen zwischen dem Zeitschlitz 1 bei der Endgeräte-Empfangsfrequenz und dem Zeitschlitz 1 bei der Endgeräte-Sendefrequenz dargestellt. Wenn unterschiedliche Sende- und Empfangsbänder verwendet werden, kann die Basisstation in allen Zeitschlitzen empfangen und senden, und somit acht Kommunikationssessions im selben Sende/Empfangs-Kanalpaar unterstützen. Sonst kann dann, wenn kein Frequenzduplexabstand verwendet wird, die Basisstation beispielsweise vier der Zeitschlitze zum Senden und vier zum Empfang verwenden, um dadurch vier Kommunikationssession in einem einzigen Sende-Empfangs-Kanal zu unterstützen. Bei GSM sind Zeitschlitze, die nicht durch ein bestimmtes Endgerät für ein Senden und einen Empfang verwendet sind, für Verbindungsmanagementzwecke verfügbar, z.B. zum Managen von Gesprächsübergaben zu anderen Basisstationen.
Die Sendepulsformate sind durch die GSM-Spezifikationen definiert und enthalten eine Schutzzeit zwischen Bursts, eine Aufwärts/Abwärts-Rampenbildungszeit zum ruhigen Ein- und Ausschalten der Senderleistung, um spektrale Einstreuungen in nicht synchronisierte Nachbarkanäle zu vermeiden, einige Schutzbits an jedem Ende von jedem Burst und den Hauptkörper des TDMA-Bursts, der 114 Datenbits, 26 Synchronisationsbits und zwei Steuerbits bei einem flachen Leistungspegel sendet. Die Aufwärts/Abwärts-Rampenbildungszeitgaben sind geeignet, um ein spektrales Spreizen in einen Nachbarkanal 200 kHz weg zu verhindern, sind aber nicht entwickelt, um Harmonische der nahezu 217-Hz-Pulswiederholrate im Audioband von 300 Hz bis 4 kHz zu steuern. Elektrische Signale bei der Frequenz von 217 Hz und ihren harmonischen Frequenzen können das analoge Mikrofonsignal im Endgerät gekoppelt werden, was ein Störsignal erzeugt, das einen ärgerlichen summenden Klang im Sprachsignal verursachen kann, das durch das Endgerät übertragen bzw. gesendet wird.
2 ist ein schematisches Diagramm eines entfernten Kommunikationsendgeräts 200, bei welchem ein Ausführungsbeispiel der Erfindung implementiert werden kann. Bei einem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist das entfernte Endgerät 200 ein Mobiltelefon (z.B. eine mobile Station, ein mobiles Endgerät, etc.), das zur Verwendung in einem digitalen TDMA-Zellularkommunikationssystem geeignet ist, wie beispielsweise dem GSM-System in Europa, dem PDC-System in Japan oder dem D-AMPS-System in Nordamerika. Es wird jedoch erkannt werden, dass die vorliegende Erfindung nicht auf ein bestimmtes Zugriffssystem beschränkt ist. Prinzipien der vorliegenden Erfindung sind bei irgendeinem Typ von Kommunikationssystem anwendbar, bei welchem eine Unterdrückung einer periodischen Interferenz von Interesse ist. Entfernte Endgeräte sind weithin bekannt und bereits auf dem Markt erhältlich. Demgemäß werden nur diejenigen Aspekte des entfernten Endgeräts 200, die zu der vorliegenden Erfindung gehören, detailliert beschrieben. Für zusätzliche Information in Bezug auf entfernte Endgeräte wird der interessierte Leser auf das US-Patent Nr. 5,745,523 von Dent et al. verwiesen.
Nimmt man Bezug auf 2, enthält das entfernte Endgerät 200 einen Sendeteil und einen Empfangsteil. Im Sendeteil wird ein analoges Sprachsignal von einem Mikrofon 212 durch einen Analog/Digital-(A/D-)Wandler 214 digitalisiert. Eine Segmentierungseinheit 216 teilt das digitalisierte Sprachsignal in Segmente von 20 ms auf, die mit dem Sprachcodierer 217 gekoppelt werden. Der Sprachcodierer 217 reduziert die Bitrate der digitalisierten Sprachsignale, so dass die resultierenden Sprachsignale innerhalb des zulässigen Frequenzbandes bleiben können. Die in 2 gezeigten Bitraten sind pro physikalischem Kanal.
Bei einem Ausführungsbeispiel ist die vorliegende Erfindung im Sendeteil des entfernten Endgeräts 200 implementiert. Ein Digitalsignalprozessor (DSP = Digital Signal Processor) oder ein ähnlicher Typ eines digitalen Prozessors 218 gehört zu dem Sprachcodierer 217, um den ankommenden Strom von digitalisierten Sprachabtastungen bzw. -proben vom Sprachcodierer 217 zu empfangen. Kurz gesagt berechnet der Prozessor 218 eine Schätzung des Störsignals durch Schätzen der Amplitude A_n und der Phase ϕ_n bei jeder Frequenzkomponente der Störsignalkomponente. Die Störsignalkomponenten werden summiert, um eine Schätzung des Störsignals abzuleiten. Die geschätzte Störsignalkomponente kann dann von dem Kommunikationssignal subtrahiert werden, um die Störsignalkomponente des Kommunikationssignals zu unterdrücken. Das approximierte Sprachsignal kann dann zu einem Modul 219 zur Kanalcodierung, einem Modul 220 zur Verschachtelung, Codierung und Burst-Formatierung und einem Modul 222 zum Modulieren eines Trägers und zum Senden über einen Kommunikationskanal geführt werden.
Der Empfangskanal des entfernten Endgeräts 200 enthält ein Modul 240 zum Empfangen und Demodulieren eines Trägers, einen Viterbi-Entzerrer 242, ein Modul 244 zum Entschlüsseln und Entschachteln des empfangenen Kommunikationssignals, ein Modul 246 zum Decodieren des Signals und ein Modul 248 zum Decodieren der Sprach-(z.B. der Informations-)Komponente des Signals. Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Erfindung im Empfangsteil des entfernten Endgeräts 200 implementiert sein. Ein Digitalsignalprozessor (DSP) oder ein ähnlicher Typ von Digitalprozessor 250 ist mit dem Sprachdecodierer 248 verbunden, um den ankommenden Strom von digitalisierten Sprachabtastungen, welcher das Kommunikationssignal darstellt, vom Sprachdecodierer 248 zu empfangen. Kurz gesagt berechnet der Prozessor 250 eine Schätzung der Störsignalkomponente durch Schätzen der Amplitude A_n und der Phase ϕ_n bei jeder Frequenzkomponente der Störsignalkomponente. Die geschätzte Störsignalkomponente kann von dem Kommunikationssignal subtrahiert werden, was dann zu einem Modul 252 zur Digital/Analog-(D/A-)Umwandlung und zu einem geeigneten Lautsprecher 254 gesendet wird.
3 ist eine schematische Darstellung einer Störsignal-Unterdrückerschaltung 310 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Störsignalunterdrücker 310 empfängt ein Kommunikationssignal, das hier an eine Leitung 312 angelegt ist. Das Kommunikationssignal enthält eine Informationssignalkomponente und eine Störsignalkomponente. Unter den Störsignalkomponenten, die dem Informationssignal überlagert sein könnten, ist ein periodisches Störsignal, wie beispielsweise das Störsignal, das durch Ein- und Ausschalten von TDMA- oder anderen Framegebungsschaltungen eingeführt wird.
Die in 3 gezeigte Störsignal-Unterdrückerschaltung 310 enthält eine Störsignalkomponentenschätzeinheit 314, der mit einer Leitung 312 gekoppelt ist, um das daran angelegte Signal zu empfangen. Die Störsignalkomponentenschätzeinheit 314 erzeugt ein Signal auf einer Leitung 317, das eine Schätzung der Störsignalkomponente ist. Die Leitung 317 ist mit einem negativen Eingang einer Summiervorrichtung (z.B. eines Summierers) 318 gekoppelt. Eine Leitung 312, an welcher das Kommunikationssignal angelegt ist, wird an einen positiven Eingangsanschluss am Summierer 318 angelegt. Der Summierer 318 subtrahiert die Störsignalkomponentenschätzung auf der Leitung 317 von dem Kommunikationssignal auf der Leitung 312, um ein bezüglich des Störsignals unterdrücktes Kommunikationssignal auf einer Leitung 322 zu erzeugen.
Bei einem beispielhaften Ausführungsbeispiel bildet die Störsignal-Unterdrückerschaltung 310 einen Teil des Senders, so dass ein periodisches Störsignal (z.B. die Störsignalkomponente) von dem Kommunikationssignal vor einem Senden bzw. einer Übertragung entfernt wird. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel kann die Störsignalunterdrückerschaltung in einem Empfänger implementiert sein, so dass ein periodisches Störsignal in Kommunikationssignalen, die durch den Empfänger empfangen werden, entfernt wird, bevor das Kommunikationssignal zu einem Hörer geliefert wird, der beim Empfänger positioniert ist.
4 ist ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zum Unterdrücken einer Störsignalkomponente in einem Kommunikationssignal gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. Kurz gesagt beginnt der Prozess bei einem Schritt 410, vorzugsweise dann, wenn eine Kommunikationssession initiiert wird und die Phasen- und Amplitudenschätzungen der Störsignalkomponente auf Null gesetzt sind. Das abgetastete Kommunikationssignal wird bei 420 empfangen. Bei einem Schritt 430 wird das Kommunikationssignal in einem Block gesammelt. Bei einem Schritt 440 wird ein Test durchgeführt, um zu bestimmen, ob eine Spracheingabe durch das entfernte Endgerät empfangen wird. Wenn keine Spracheingabe durch das entfernte Endgerät empfangen wird, dann wird bei einem Schritt 460 die Störsignalkomponente geschätzt und werden bei einem Schritt 470 die geschätzten Störsignalkomponenten bei der Grundfrequenz und ihren höheren harmonischen Frequenzen summiert. Bei einem Schritt 480 wird das geschätzte Störsignal vom Kommunikationssignal subtrahiert, um die Störkomponente zu unterdrücken. Wenn bei einem Schritt 440 eine Spracheingabe durch das entfernte Endgerät empfangen wird, dann wird die Störsignalkomponente nicht geschätzt (Schritt 450), und während der Subtraktion wird bei einem Schritt 480 die vorherige Schätzung der Störsignalkomponente verwendet. Bei einem Schritt 490 kann das Kommunikationssignal zur Übertragung verarbeitet werden, wie es erforderlich ist, oder zur Präsentierung zum Anwender, wenn das Verfahren der 4 in einem Empfänger implementiert ist. Der Prozess zum Schätzen der Störsignalkomponente wird nachfolgend detaillierter erklärt.
Beim Schritt 460 macht die vorliegende Erfindung Gebrauch von einem a-priori-Wissen darüber, dass die Störsignalkomponente aus einer Summe von harmonisch zugehörigen Sinusformen besteht, um eine geschätzte Störsignalkomponente zu berechnen. Genauer gesagt kann die Störsignalkomponente ausgedrückt werden als:
wobei:

e: = die Störsignalkomponente;
n: = die Anzahl der Frequenzkomponenten;
m: = die höchste harmonische Frequenz von Interesse (m = 15 bei einem Ausführungsbeispiel);
A: _n = die Amplitude der n-ten Frequenzkomponente;
K: = die Anzahl von Abtastungen in einem Eingangsblock;
k: = ein Zähler, der alle Abtastungen in einem Eingangsblock zählt (k ∈ [0,K-1];
f₀: = die Grundfrequenz (216,67 Hz bei GSM);
f_s: = die Frequenz, bei welcher die Eingangsinformation abgetastet wird (8 kHz bei GSM); und
ϕ_n: = die Phase der n-ten Frequenzkomponente.

Unter der Annahme der Notation bzw. Bezeichnung, dass ein Kommunikationssignal y die Summe aus einem Informationssignal x und einer Störsignalkomponente e ist, kann diese Beziehung mathematisch wie folgt ausgedrückt werden: y = x + e (2)
Eine Schätzung der Störsignalkomponente e_est kann unter Verwendung der Gleichung (1) durch Erzeugen einer Schätzung der Amplitude A_n und der Frequenz ϕ_n von jeder Frequenzkomponente n der Störsignalkomponente abgeleitet werden. Die geschätzte Störsignalkomponente e_est kann dann von dem Kommunikationssignal subtrahiert werden, um die Störsignalkomponente zu unterdrücken. xest = y – eest = x + e – eest (3)
Die Schätzung der Amplitude A_n und der Phase ϕ_n kann durch Berechnen der Korrelation zwischen dem Kommunikationssignal (y) und sin(2πknf₀/f_s) und cos(2πknf₀/f_s) durchgeführt werden, wobei k ein Zähler ist, der alle Abtastungen in einem gegebenen Block zählt. Die Korrelationsgleichungen können mathematisch wie folgt ausgedrückt werden:
und
Die Amplitude A_n,est und die Phase ϕ_n,est der Störsignalkomponente können jeweils geschätzt werden, wie es folgt: An,est = ((Bn,est)2 + (Cn,est)2)1/2 (6)und ϕn,est = atan(Cn,est/Bn,est) (7)
Nach einem Durchführen der Korrelationen der Gleichungen (4) und (5) für die Grundfrequenz und alle n–1 harmonischen Frequenzen kann eine Schätzung der Amplitude A_n,est und der Phase ϕ_n,est der Störsignalkomponente bei jeder Harmonischen unter Verwendung der Gleichungen (6) und (7) bestimmt werden. Eine Schätzung der Störsignalkomponente kann dann unter Verwendung der Gleichung (1) berechnet werden und dann von dem Kommunikationssignal subtrahiert werden, wie es in der Gleichung (3) dargestellt ist, um das Störsignal im Informationssignal zu unterdrücken. Mathematisch ausgedrückt bedeutet dies:
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die in den Gleichungen (4) und (5) aufgezeigten Korrelationsberechnungen bei einer Framegröße durchgeführt, über welcher die Grundfrequenz eine ganzzahlige Anzahl von Perioden hat. Wenn die Grundfrequenz eine ganze Zahl von Perioden für die ausgewählte Blockgröße erzeugt, dann werden auch alle höheren harmonischen Frequenzen eine ganze Zahl von Perioden erzeugen. In einem GSM-System erzeugt eine Framegröße von 480 Abtastungen, die mit einer Rate von 8 kHz genommen werden, exakt 13 Perioden eines Störsignals von 216,67 Hz, und erfüllt daher dieses Kriterium. Es wird erkannt werden, dass die Frames zeitversetzt sein können, so dass eine Verzögerung von 480 Abtastungen nicht erforderlich ist. Beispielsweise können Korrelationen an 480 Abtastframes unter Verwendung von jeweils 960 Abtastungen durchgeführt werden, die durch das Endgerät empfangen werden (z.B. 320 zuvor empfangenen Abtastframes). Dies erhöht die Rechenbelastung am Endgeräteprozessor, erniedrigt aber die Verzögerung beim Liefern einer Fehlerkorrektur.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der Schätzprozess während Pausen bei einer Spracheingabe durchgeführt, um ein Enthaltensein von Energie von dem Sprachsignal (z.B. dem Informationssignal) bei der Berechnung der Störsignalkomponente zu vermeiden. Menschliche Sprache enthält Frequenzkomponenten bei derselben Frequenz wie die Energie, die das Hummelrauschen erzeugt, und kann mit einer Messung der Störsignalkomponente interferieren. GSM-Sprachcodierer enthalten einen Sprachaktivitätsdetektor (VAD = Voice Activity Detector) zum Erfassen, ob das entfernte Endgerät eine Spracheingabe empfängt, verbunden mit dem Digitalsignalprozessor. Demgemäß kann ein entferntes Endgerät gemäß der vorliegenden Erfindung dazu geeignet sein, ein Signal von dem VAD zu empfangen, um anzuzeigen, ob eine Spracheingabe vorhanden ist, und um die Störsignalkomponente nur dann zu messen, wenn das Signal anzeigt, dass keine Spracheingabe vorhanden ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt kann die vorliegende Erfindung dazu geeignet sein, sekundäre Störsignale zu kompensieren, die durch Übertragungsschemen eingeführt sind, die einen oder mehrere Leerzeitschlitze enthalten, z.B. Zeitschlitze, in welchen keine Information übertragen wird. Beispielsweise und nicht beschränkend kompiliert ein GSM-Kommunikationssystem 26 TDMA-Frames, die jeweils 4,615 ms darstellen in einen 120 ms-Mehrfachframe. Ein beispielhafter TDMA-Mehrfachframe ist in 5 dargestellt. Frames 1-12 und 14-25 sind zur Übertragung von codierten Sprachdaten erforderlich. Ein Frame 13 wird zur Übertragung des Steuerdatenframes für einen langsam zugehörigen Steuerkanal (SRCCH = slow associated control channel) verwendet. Ein TDMR-Frame 26 ist ein Leer-Frame, in welchem es keine Funkübertragung gibt. Weil der Funk des entfernten Endgeräts während des Leer-Frames nicht überträgt bzw. sendet, ist das Störsignal während dieser Zeitperiode Null.
Aufgrund des Nichtvorhandenseins einer Funkübertragung während des Leer-Frames ist das durch das Schalten der TDMA-Schaltungen eingeführte Störsignal nicht perfekt periodisch mit der TDMA-Framerate. Wenn das Störsignal modelliert ist, wie es oben aufgezeigt ist (z.B. unter Verwendung der Gleichung (1)), dann ist das geschätzte Störsignal periodisch. Ein Subtrahieren des geschätzten Störsignals, das periodisch ist, von dem Kommunikationssignal, um ein Störsignal zu kompensieren, das nicht perfekt periodisch ist, kann ein sekundäres periodisches Störsignal in das Kommunikationssignal einführen. Die Grundfrequenz der in das Kommunikationssignal eingeführten sekundären Störung ist etwa 8 Hz (z.B. 1/120 ms).
Um ein Einführen eines sekundären Störsignals in das Kommunikationssignal zu vermeiden, deaktiviert ein entferntes Kommunikationsendgerät gemäß der vorliegenden Erfindung die Schaltung, die das geschätzte Störsignal e_est von dem Kommunikationssignal subtrahiert, während des Leer-Frames (z.B. des Frames 26 in dem TDMA-Mehrfachframe). Bei einem beispielhaften Ausführungsbeispiel verwendet ein entferntes Endgerät einen Synchronisationscode, der in Befehlen eingebettet ist, die zwischen dem DSP und dem Endgeräteprozessor weitergegeben werden, um ein Leer-Frame in der TDMA-Mehrfachframestruktur zu lokalisieren. Wenn einmal der Leer-Frame lokalisiert ist, kann die Schaltung zum Subtrahieren des geschätzten Störsignals während des Leer-Frame-Zeitschlitzes deaktiviert werden, um ein Einführen eines sekundären Störsignals in das Kommunikationssignal zu vermeiden.
Genauer gesagt kommuniziert in einem entfernten Endgerät, das gemäß dem GSM-Standard arbeitet, der Endgeräteprozessor mit dem DSP unter Verwendung von Befehlen. Es ist wichtig, dass der DSP mit Information versorgt wird, die dazu verwendet werden kann, die Stelle des Leer-Frames in der GSM- Mehrfachframestruktur zu identifizieren. Gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet eine Logikeinheit, die im Prozessor (oder im DSP) arbeitet, die Information zum Identifizieren des Leer-Frames in der Mehrfachframestruktur und zum Erzeugen eines Signals, das die Schaltung zum Subtrahieren der geschätzten Störsignalkomponente vom Kommunikationssignal während des Leer-Frames deaktiviert. Ein Deaktivieren dieser Schaltung schließt die Einführung eines sekundären Störsignals in das Kommunikationssignal aus.
Bei einem beispielhaften Ausführungsbeispiel kann der Leer-Rahmen unter Verwendung von "Syncinfo"-Bits lokalisiert werden, die dem Code zugeordnet sind, und von Decodierbefehlen, die zwischen dem DSP und dem Host-ASIC eines Kommunikationsendgeräts übertragen werden. In einem GSM-System überträgt der Host-ASIC einen Codebefehl zu dem DSP in Intervallen von 18,465 ms, 18,465 ms, 23,070 ms, so dass die durchschnittliche Zeitdauer zwischen Übertragungen über eine Periode von drei Codebefehlen 20 ms ist. Ein von dem Host-ASIC ausgegebener Codebefehl initiiert eine Antwort von dem DSP. Die Antwort enthält codierte Sprachdaten von den 160 zuletzt empfangenen Pulscodemodulations-(PCM = pulse code modulation)-Abtastungen.
Die vom Host-ASIC übertragenen Codebefehle enthalten ein "Syncinfo"-Feld, das Information enthält, die die Zeitdauer zu dem nächsten Codebefehl anzeigt. Das "Syncinfo"-Feld enthält einen von sechs möglichen Werten, von welchen jeder einer spezifischen Zeitposition in der 120-ms-Mehrfachframestruktur entspricht. Somit kann die Position des Leer-Frames aus der "Syncinfo"-Information in den Codebefehlen bestimmt werden.
Um ein Einführen eines sekundären periodischen Störsignals in das Kommunikationssignal zu vermeiden, ist ein entferntes Endgerät gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung dazu geeignet, eine Störsignalkomponente in den Leerzeitschlitz einzuführen, bevor das Hummelrauschen aus dem Kommunikationssignal gefiltert wird. Dies ist schematisch in 6 dargestellt.
Nimmt man Bezug auf 6, wird das Eingangssignal x(n) zu einem ersten Sperrfilter 610 und zu einem Puffer 620 übertragen. Das erste Sperrfilter 610 erzeugt ein Ausgangssignal x'(n), in welchem der Leer-Rahmen (z.B. der Rahmen bzw. Frame 26 in einem GSM-TDMA-Frame) vorzugsweise eine Störsignalkomponente entsprechend dem periodischen Störsignal enthält. In einem GSM-System erzeugt das erste Sperrfilter 610 vorzugsweise eine Störsignalkomponente mit einer Grundfrequenz von etwa 217 Hz und enthält auch harmonische Frequenzkomponenten höherer Ordnung. Vorzugsweise hat das erste Sperrfilter 610 eine ausreichend schmale Bandbreite, so dass das erste Sperrfilter 610 das Störsignal nur in den Leer-Frame einführt. Jedoch wird es erkannt werden, dass die Bandbreite des ersten Sperrfilters 610 so sein kann, dass zusätzliche Zeit-Frames durch das Störsignal beeinflusst werden.
Der Leer-Frame des gepufferten Ausgangssignals x_b(n) wird dann in der Ersetzschaltung 640 durch den jeweiligen Leer-Frame im Ausgangssignal von x'(n) ersetzt, um ein Signal x''(n) zu erzeugen, in welchem der Leer-Frame eine periodische Störsignalkomponente enthält. Dieses Ersetzen kann unter Verwendung einer geeigneten Schaltung durchgeführt werden, wie z.B. einem Summierer. Die Ersetzschaltung 640 lokalisiert den Leer-Frame in der Mehrfachframestruktur unter Verwendung des Syncinfo-Bits, wie es oben beschrieben ist.
Das Signal x''(n) wird zu einem zweiten Sperrfilter 630 eingegeben, das das Hummel-Störsignal im Zeitframe unterdrückt. In einem GSM-System subtrahiert ein zweites Sperrfilter 630 vorzugsweise eine Störsignalkomponente mit einer Grundfrequenz von etwa 217 Hz, und enthält auch harmonische Frequenzkomponenten höherer Ordnung entsprechend denjenigen, die durch das erste Sperrfilter 610 eingeführt werden. Vorzugsweise arbeitet das zweite Sperrfilter 630 an der gesamten Mehrfachframestruktur. Vorteilhafterweise wird das zweite Sperrfilter deshalb, weil der Leer-Frame eine Störsignalkomponente enthält, kein sekundäres periodisches Störsignal in das Kommunikationssignal einführen.
Die vorliegende Erfindung ist oben unter Bezugnahme auf besondere Ausführungsbeispiele beschrieben, und es wird Fachleuten auf dem Gebiet ohne weiteres klar werden, dass es möglich ist, die Erfindung in Formen auszuführen, die andere an diejenigen sind, die oben beschrieben sind. Die besonderen Ausführungsbeispiele, die oben beschrieben sind, sind lediglich illustrativ und sollten auf keine Weise beschränkend angesehen werden. Der Schutzumfang der Erfindung ist gegeben durch die folgenden Ansprüche bestimmt, und alle Variationen und Äquivalente, die in den Bereich der Ansprüche fallen, sollen darin umfasst sein.

Claims

Verfahren zum Unterdrücken einer periodischen Störsignalkomponente eines Kommunikationssignals, wobei die Störsignalkomponente eine bekannte oder bestimmbare Grundfrequenz hat, wobei das Verfahren folgendes aufweist: Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente; Subtrahieren der geschätzten Störsignalkomponente von dem Kommunikationssignal (480); dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt zum Erzeugen der geschätzten Störsignalkomponente ein Korrelieren des Kommunikationssignals mit einer Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und einer Kosinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, aufweist (460).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente ein Korrelieren des Kommunikationssignals über eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen aufweist, wobei die vorbestimmte Anzahl so ausgewählt ist, dass eine Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, eine ganze Zahl von Perioden hat.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente ein Schätzen der Amplitude und der Phase der Störsignalkomponente bei der Grundfrequenz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente ein Schätzen der Amplitude und der Phase der Störsignalkomponente bei der Grundfrequenz aufweist, und ihren harmonischen Frequenzen in einem vorbestimmten Frequenzbereich (470).
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der vorbestimmte Frequenzbereich einem Frequenzbereich entspricht, der durch ein menschliches Ohr hörbar erfassbar ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente (460) ein Schätzen der Amplitude und der Phase der Störsignalkomponente bei der Grundfrequenz und ihrer harmonischen Frequenzen in einem vorbestimmten Frequenzbereich und ein Summieren einer sinusförmigen Funktion der Amplitude und der Phase des Störsignals über eine vorbestimmte Anzahl von Frequenzkomponenten aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin den Schritt zum Verarbeiten des Kommunikationssignals zur Übertragung aufweist (490).
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Bestimmen der Position eines Leer-Frames in einer Mehrfachframestruktur; und Deaktivieren der Schaltung zum Subtrahieren der geschätzten Störsignalkomponente während einer Verarbeitung des Leer-Frames.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Bestimmen der Position eines Leer-Frames in einer Mehrfachframestruktur; und Addieren einer Störsignalkomponente in dem Leer-Frame.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 7, 8 oder 9, wobei der Schritt zum Erzeugen folgendes aufweist: (a) Berechnen einer ersten Korrelationsmatrix zwischen dem Kommunikationssignal und der Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist; (b) Berechnen einer zweiten Korrelationsmatrix zwischen dem Kommunikationssignal und der Kosinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist; (c) aus der ersten und der zweiten Matrix Schätzen der Amplitude und der Phase der Störsignalkomponente bei der Grundfrequenz und einer vorbestimmten Anzahl von harmonischen Frequenzen; und (d) unter Verwendung der geschätzten Amplitude und Phase Berechnen des geschätzten Störsignals als die Summe über der Grundfrequenz und einer vorbestimmten Anzahl von harmonischen Frequenzen aus einer Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt zum Berechnen der ersten Korrelationsmatrix ein Berechnen von folgendem aufweist:
wobei: n = die Anzahl der Frequenzkomponenten; K = die Anzahl von Abtastungen in einem Eingangsblock; k = ein Zähler, der alle Abtastungen in einem Eingangsblock zählt (k ∈ [0,K–1]); f₀ = die Grundfrequenz und f_s = die Frequenz, bei welcher die Eingangsinformation abgetastet wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt zum Berechnen der zweiten Korrelationsmatrix ein Berechnen von folgendem aufweist:
wobei: n = die Anzahl der Frequenzkomponenten; K = die Anzahl von Abtastungen in einem Eingangsblock; k = ein Zähler, der alle Abtastungen in einem Eingangsblock zählt (k ∈ [0,K–1]); f₀ = die Grundfrequenz und f_s = die Frequenz, bei welcher die Eingangsinformation abgetastet wird.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt zum Schätzen der Amplitude der Störsignalkomponente ein Berechnen für die Grundfrequenz und eine vorbestimmte Anzahl von harmonischen Frequenzen von dem Folgenden aufweist: An,est = ((Bn,est)2 + (Cn,est)2)1/2
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt zum Schätzen der Phase der Störsignalkomponente ein Berechnen für die Grundfrequenz und eine vorbestimmte Anzahl von harmonischen Frequenzen von dem Folgenden aufweist: ϕn,est = atan(Cn,est/Cn,est)
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt zum Berechnen des geschätzten Störsignals ein Berechnen von Folgendem aufweist:
wobei: e = die Störsignalkomponente; n = die Anzahl der Frequenzkomponenten; m = die höchste harmonische Frequenz von Interesse; A_n = die Amplitude der n-ten Frequenzkomponente; K = die Anzahl von Abtastungen in einem Eingangsblock; k = ein Zähler, der alle Abtastungen in einem Eingangsblock zählt (k ∈ [0,K–1]; f₀ = die Grundfrequenz; f_s = die Frequenz, bei welcher die Eingangsinformation abgetastet wird; und ϕ_n = die Phase der n-ten Frequenzkomponente.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Schritte (a) bis (d) und der Schritt zum Subtrahieren in einem entfernten Kommunikationsendgerät durchgeführt werden, und das weiterhin den Schritt zum Erfassen aufweist, ob das entfernte Endgerät eine Spracheingabe empfängt, und wobei die Schritte (a) bis (C) nur dann durchgeführt werden, wenn es keine Spracheingabe zum entfernten Endgerät gibt.
System zum Unterdrücken einer periodischen Störsignalkomponente mit einer Grundfrequenz in einem Kommunikationssignal, welches System folgendes aufweist: ein Modul zum Erzeugen einer geschätzten Störsignalkomponente (314); und ein Modul zum Subtrahieren des geschätzten Störsignals aus dem Kommunikationssignal (318); dadurch gekennzeichnet, dass das Modul zum Erzeugen (314) dazu geeignet ist, das Kommunikationssignal mit einer Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und einer Kosinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, zu korrelieren.
Entferntes Kommunikationsendgerät (200), das folgendes aufweist: ein Umwandlungsmodul zum Umwandeln eines analogen Signals in ein Kommunikationssignal mit einer Gruppe von digitalisierten Abtastungen (214); einen Prozessor zum Empfangen der digitalisierten Abtastungen von dem Umwandlungsmodul und zum Berechnen einer Schätzung einer Störsignalkomponente (218); und ein Modul zum Subtrahieren der geschätzten Störsignalkomponente von dem Kommunikationssignal (218); dadurch gekennzeichnet, dass der Prozessor (218) dazu geeignet ist, das Kommunikationssignal mit einer Sinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, und einer Kosinusform, die eine Funktion der Grundfrequenz ist, zu korrelieren, um die Schätzung des Störsignals zu berechnen.
Entferntes Kommunikationsendgerät (200) nach Anspruch 18, das weiterhin folgendes aufweist: ein Modul zum Formatieren der Kommunikation zur Übertragung (220).
Entferntes Kommunikationsendgerät (200) nach Anspruch 18, das weiterhin folgendes aufweist: ein Modul zum Übertragen des Kommunikationssignals (222).