JP2003514483A - 通信信号におけるノイズ除去のためのシステム及び方法 - Google Patents

通信信号におけるノイズ除去のためのシステム及び方法

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JP2003514483A JP2001537881A JP2001537881A JP2003514483A JP 2003514483 A JP2003514483 A JP 2003514483A JP 2001537881 A JP2001537881 A JP 2001537881A JP 2001537881 A JP2001537881 A JP 2001537881A JP 2003514483 A JP2003514483 A JP 2003514483A
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ペル ロセングレン，
アンドレアス ニルソン，
ペル リュンベルイ，
ヨハン ウデン，
ペテル， ガボル ラカトス，
イニヴァル クラエッソン，
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テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル）
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Abstract

(57)【要約】 通信信号内のディスターバンス信号成分を除去するためのシステム及び方法を開示する。当該システム及び方法は、ディスターバンス信号成分の基本周波数についての既知情報を利用し、ディスターバンス信号成分を推定する。この推定されたディスターバンス信号が通信信号から減じられることにより、通信信号内のディスターバンス信号成分が除去される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【関連する出願】
以下の出願は、１９９９年１１月３日に出願された米国出願番号０９／４３２
，９８８号の一部継続出願（continuation-in-part application）である。そこ
における開示は引用により記載に代える。
【０００２】 [背景] 本発明は、通信信号のディスターバンス信号成分（disturbance signal compo
nent）の除去に関連し、より詳細には、既知の、或いは決定し得る基本周波数及
び高調波周波数を有する周期的なディスターバンス信号成分を除去するためのシ
ステム及び方法に関連する。
【０００３】 今日利用される多くのデジタルワイヤレスシステムは、タイムスロットアクセ
スシステムを利用する。情報信号（例えば、音声、データ、映像）はセグメンテ
ーションされ、圧縮され、パケット化され、事前に割り当てられたタイムスロッ
トにおいて送信される。タイムスロットは、異なるユーザーに割り当てることが
でき、その手法は一般に時分割多元接続（ＴＤＭＡ）と呼ばれる。例えばヨーロ
ッパにおけるＧＳＭ（Global System for Mobile communications）、北米にお
けるＤ−ＡＭＰＳ（Digital-Advanced Mobile Phone System）、日本におけるＰ
ＤＣ（Personal Digital Cellular）のようなＴＤＭＡ通信システムは、単一無
線周波数チャネルが複数の遠隔ターミナルの間で共有されることを許可する。こ
れにより通信システムの容量が増加する。また、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）
技術は、エアインタフェースを介して情報を収集、送信するためにフレーミング
構造を利用する。
【０００４】 タイムスロットを、アップリンク及びダウンリンク送信間で交互に割り当てる
こともできる。この手法は、一般に時分割二重化（Time Division Duplex:ＴＤ
Ｄ）と呼ばれる。ＴＤＤシステムにおいては、送信器は各フレーム周期の間は動
作しない、この期間は信号バーストを受信するには十分な期間である。送信器は
、動作していない期間によって生ずる送信時間における損失を、デジタル化され
た通信信号をメモリにバッファリングし、続いて割り当てられたタイムスロット
間に、バッファリングしたレートよりも高いレートにおいてバッファリングした
通信信号を送信することにより補償する。
【０００５】 ＧＳＭシステムでは、ＴＤＭＡ通信システム回線はおよそ２１７Ｈｚの周波数
においてオン／オフが切り替えられている。ＴＤＭＡ通信システム回線の交換に
より、ここでは基本周波数及びその高調波周波数と呼ぶこの周波数においてディ
スターバンス成分が生ずることとなる。ディスターバンス成分は通信信号と組合
わさって、通信信号の情報信号成分に干渉するかもしれない。情報信号成分が音
声入力を表す場合、ディスターバンス信号成分がもし除去されない場合は、時に
通信信号における“バンブルビー（bumblebee：マルハナバチ）”雑音と呼ばれ
る耳に聞こえるバズ（buzz）の原因となりえる。
【０００６】 既存の無線電話もしくはセルラー通信システムは、バンブルビー雑音を様々な
アナログ雑音除去技術を使って除去している。例えば、バンブルビー雑音は、無
線回線を電気的にデカップリングすること、又は、雑音を最小化するように適応
されたマイクを利用することにより除去することができる。また、デジタルノイ
ズキャンセラのようなデジタル技術を、バンブルビー雑音を除去するのに利用す
ることができる。しかしながら、現実にはデジタルノイズキャンセラは適応的で
ある。すなわち、雑音を推定するが、ディスターバンス周波数の従前の知識（pr
ior knowledge）を利用することがない。このようにこれらの技術は、コストの
かかる構成要素を必要とし実現するのが困難である。これらの技術は、例えば、
マイクのゲインのオフセットを補償するような、非最適システムセッティングを
も要求しえる。
【０００７】 線形ノッチフィルタは、既知の周波数におけるディスターバンス信号をフィル
タリングするために利用することができる。しかしながら、バンブルビー雑音を
生成するディスターバンス周期信号のフーリエ展開を分析すると、ディスターバ
ンス信号の周波数成分の減衰率は周波数に反比例する（例えば、１／周波数）こ
とを示している。従って、ディスターバンス信号の第１のいくつかの周波数成分
のみをフィルタリングすることは効果的ではない。というのも、除去されなけれ
ばならないほど大きい振幅を有するおよそ１５個の周波数成分が、４ＫＨｚ以下
の可聴周波数帯域に存在するからである。
【０００８】 従って、周期的なディスターバンス成分を通信信号から除去するためのシステ
ム及び方法が必要とされるのである。
【０００９】 [概要] 本発明は、これらの必要性及びそれ以外の要求を満たすことを目的としたもの
であり、それは、ディスターバンス信号成分が、既知又は決定可能な周波数の正
弦波の集合であるという従前の知識を、ディスターバンス信号成分の推定を導出
するために利用するシステム及び方法によって達成される。好適な実施形態にお
いてシステムは、ディスターバンス信号成分を推定するために、ディスターバン
ス信号成分が、ＴＤＭＡ回線が交換される２１７Ｈｚに対応する基本周波数を有
するという従前の知識を利用する。推定されるディスターバンス信号成分は、通
信信号から除去される。好ましくは、ディスターバンス信号成分は通信信号が送
信される前に除去される。しかしながら、通信信号は、ディスターバンス信号成
分を内包したままで送信されてもよく、受信器において当該ディスターバンス信
号成分が推定され、除去されてもよい。
【００１０】 ある実施形態において、本発明は通信信号における周期的なディスターバンス
信号成分を除去するための方法を提供する。ここでは、ディスターバンス信号成
分は基本周波数を有している。当該方法は、推定されたディスターバンス信号成
分を、通信信号と、基本周波数の関数である正弦波及び基本周波数の関数である
余弦波のうちの少なくとも１つとの相関をとることによって生成する工程と、推
定されたディスターバンス信号成分を通信信号から減算する工程とを備えている
。より好ましくは、推定されたディスターバンス信号成分を生成する工程は、基
本周波数と所定の周波数レンジにおけるその高調波周波数とにおけるディスター
バンス信号成分の振幅及び位相を推定する工程と、所定数の周波数成分について
ディスターバンス信号の振幅と位相を有する正弦関数を合計する工程とを備えて
いる。
【００１１】 別の実施形態において、本発明は通信信号における周期的なディスターバンス
信号成分を除去するための方法を提供する。ここでは、ディスターバンス信号成
分は基本周波数を有している。当該方法は、通信信号と基本周波数の関数である
正弦波との間の第１の相関アレイを計算する工程と、通信信号と基本周波数の関
数である余弦波との間の第２の相関アレイを計算する工程と、基本周波数と所定
数の高調波周波数におけるディスターバンス信号成分の振幅及び位相を推定する
工程と、基本周波数及び所定数の高調波周波数についての基本周波数の関数であ
る正弦波の合計として推定されたディスターバンス信号を計算する工程と、推定
されたディスターバンス信号を通信信号から減算する工程とを備える。
【００１２】 別の実施形態において、本発明は通信信号内の基本周波数を有する周期的なデ
ィスターバンス信号成分を除去するためのシステムを提供する。当該システムは
、ディスターバンス信号成分は基本周波数を有している。当該方法は、通信信号
と、基本周波数の関数である正弦波及び基本周波数の関数である余弦波との相関
をとることによってディスターバンス信号成分の一部を推定するモジュールと、
ディスターバンス信号成分の推定を表すディスターバンス信号を生成するモジュ
ールと、通信信号から推定された街乱信号を減算するためのモジュールとを備え
る。
【００１３】 別の実施形態において、本発明は遠隔通信端末を提供する。当該沿革通信端末
は、アナログ信号をデジタル化されたサンプルのセットを備える通信信号へ変換
するための変換モジュールと、デジタル化されたサンプルを変換モジュールから
受信し、街乱信号成分の推定を計算するためのプロセッサと、推定されたディス
ターバンス信号を通信信号から減算するためのモジュールとを備える。
【００１４】 本発明のこれらの特徴及び他の特徴は、添付する図面と併せて以下の詳細な記
載を参照することにより、更に明らかになるであろう。
【００１５】 [詳細な説明] 図１は、ＧＳＭと呼ばれるＴＤＭＡ通信システムセルラーシステムにおいて利
用される送信フォーマットの一例を示す図である。ここにおいて、反復するフレ
ーム周期はおよそ４．６ｍｓであり、８タイムスロットに分割されている。遠隔
端末は、受信周波数帯域内の無線チャネルで受信する。各端末は、８タイムスロ
ットのうちの割り当てられた１つ、例えば、図１のタイムスロット１で受信する
。端末はまた、割り当てられたタイムスロット、例えば図１の送信タイムスロッ
ト１内の送信周波数帯域におけるチャネルで送信する。送信タイムスロットは、
端末が同時に送受信をしなくてもよいように、対応する受信タイムスロットと時
間相関があるように交差させられる。このことは図１において例が示されている
ように、端末受信周波数上のタイムスロット１と端末送信周波数上のタイムスロ
ット１との間には、２タイムスロット分の時間二重空間が存在する。異なる送信
及び受信帯域が採用される場合、基地局は全てのタイムスロットにおいて受信及
び送信をし、同一の送信／受信チャネルのペアにおける８つの通信セッションを
サポートしてもよい。それ以外では、もし周波数二重空間が採用されない場合は
、基地局は例えば送信タイムスロットの４つと受信タイムスロットの４つを利用
して、単一送信／受信チャネルにおける４つの通信セッションをサポートしても
よい。ＧＳＭにおいては、特定端末による送信及び受信に利用されないタイムス
ロットは、接続管理目的、例えば、他の基地局へのハンドオーバーを管理するた
めに利用される。
【００１６】 送信パルスフォーマットは、ＧＳＭ規格において定義され、バースト間のガー
ド時間、非同期の隣接チャネルへのスペクトルスプラッター（spectral splatte
r）を避けるために送信器電力のオン及びオフをスムースに切り替えるためのア
ップ／ダウン増減時間、各バーストの各エンドにおけるいくつかのガードビット
、１１４データビット、２６syncビット及びフラット電力レベルにおける２制御
ビットを送信するＴＤＭＡバーストのメインボディを含む。アップ／ダウン増減
時間は、２００ＫＨｚ離れた隣接チャネルへのスペクトル拡散をさけるために適
応される。しかし、３００から４ＫＨｚの音声帯域内における、反復レートがお
よそ２１７Ｈｚの高調波を制御するようには設計されない。２１７Ｈｚの周波数
の電気信号及び、その高調波周波数は、端末内のアナログマイク信号へカップリ
ングされるかもしれず、端末によって送信される音声信号に悩ましいバズ音の原
因となるディスターバンス信号を生成する。
【００１７】 図２は、本発明の実施形態としての遠隔通信端末２００の構成を示す図である
。典型的な実施形態において、遠隔端末２００は、ヨーロッパのＧＳＭシステム
、日本のＰＤＣシステム又は北米のＤ−ＡＭＰＳシステムのようなデジタルＴＤ
ＭＡセルラー通信システムでの利用に適応された移動通信電話機（移動通信局（
mobile station）、移動通信端末(mobile terminal)）である。しかしながら、
本発明は特定のアクセスシステムに限定されるものではないのは理解されよう。
本発明の原理は、周期的干渉を除去することが利益となり得るいかなるタイプの
通信システムについても適用可能である。遠隔端末は、広く知られ、商業的にも
簡単に入手可能である。そこで、本発明に関連する遠隔端末２００の側面につい
てのみ詳細に記述する。遠隔端末の付加的な情報については、米国特許第５，７
４５，５２３号を参照されたい。ここにおける開示内容は、引用にて記載に代え
るものである。
【００１８】 図２を参照すると、遠隔端末２００は送信部と受信部を含む。送信部において
は、マイク２１２からのアナログ音声信号がアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換
器２１４によってデジタル化される。セグメンテーションユニット２１６は、デ
ジタル化された音声信号を２０ｍｓのセグメントに分割する。これらのセグメン
トは、音声符号化器２１７に結合される。音声符号化器２１７は、音声チャネル
が所定の周波数帯域内に維持されるようにデジタル化された音声信号のビットレ
ートを減少させる。図２に示すビットレートは、物理チャネルごと（per physic
al channel）である。
【００１９】 ある実施形態において、本発明は遠隔端末２００の送信部において実施される
。デジタル信号処理器（ＤＳＰ）もしくは同様のタイプのデジタルプロセッサ２
１８は、音声符号化器２１７と関連づけられ、音声符号化器２１７から到来する
デジタル化された音声サンプルストリームを受信する。端的には、プロセッサ２
１８はディスターバンス信号成分の各周波数成分における振幅Ａn及び位相φnを
推定することによりディスターバンス信号の推定を計算する。ディスターバンス
信号成分は、ディスターバンス信号の推定を導くために加算される。推定された
ディスターバンス信号成分は、通信信号のディスターバンス信号成分を除去する
ために通信信号から減算されてもよい。近似された音声信号は、チャネル符号化
のためにモジュール２１９、インタリーブ、暗号化、バーストフォーマット化の
ためのモジュール２２０、及びキャリアを変調し、通信チャネルにて送信するモ
ジュール２２２へ送られる。
【００２０】 遠隔端末２００の受信部は、受信及びキャリアの復調のためのモジュール２４
０、ビタビ等化器２４２、受信した通信信号を解読し、デインタリーブするため
のモジュール２４４、信号を復号するためのモジュール２４６、及び、信号の音
声（例えば情報）成分を復号するためのモジュール２４８を含む。他の実施形態
において、本発明は遠隔端末２００の受信部において実現されてもよい。デジタ
ル信号処理器（ＤＳＰ）又は同様のタイプのデジタルプロセッサ２５０は、音声
復号化器２４８と関連づけられ、音声復号化器２４８から到来する、通信信号を
表すデジタル化された音声サンプルストリームを受信する。端的には、プロセッ
サ２５０はディスターバンス信号成分の各周波数成分における振幅Ａn及び位相
φnを推定することによりディスターバンス信号の推定を計算する。推定された
ディスターバンス信号成分は、通信信号から減算され、当該通信信号がモジュー
ル２５２へデジタルからアナログへ（Ｄ／Ａ）変換するために送信され、さらに
適当なスピーカ２５４へ送信されてもよい。
【００２１】 図３は、本発明の実施形態に対応したディスターバンス信号除去回路３１０の
構成を示す図である。ディスターバンス信号除去器３１０は、ここではライン３
１２にて提供される通信信号を受信する。当該通信信号は、情報信号成分及びデ
ィスターバンス信号成分を含んでいる。情報信号上に重畳されるであろうディス
ターバンス信号成分には、オン及びオフを切り替えるＴＤＭＡもしくは他のフレ
ーミング回線によってもたらされるディスターバンス信号のような周期的なディ
スターバンス信号がある。
【００２２】 図３に示すディスターバンス信号除去回路３１０は、提供される信号を受信す
るためにライン３１２に接続されたディスターバンス信号成分推定器３１４を含
む。ディスターバンス信号成分推定器３１４は、ライン３１７上に信号を生成す
る。これは、ディスターバンス信号成分の推定である。ライン３１７は、加算装
置（例えば加算器）の負入力端に接続される。通信信号の供給がなされるところ
のライン３１２は、加算器３１８の正入力端へ与えられる。加算器３１８は、ラ
イン３１７上のディスターバンス信号成分推定を、ライン３１２上の通信信号か
ら減算し、ディスターバンス信号が除去された通信信号をライン３２２上に生成
する。
【００２３】 典型的な実施形態においては、周期的なディスターバンス信号（ディスターバ
ンス信号成分）を送信前に通信信号から除去するために、ディスターバンス信号
除去回路３１０が送信器の一部を構成する。別の実施形態においては、受信器が
受信した通信信号における周期的なディスターバンス信号（ディスターバンス信
号成分）を、受信器側に位置するリスナーに通信信号を提供する以前に除去する
ために、ディスターバンス信号除去回路が受信器に実装されてもよい。
【００２４】 図４は、本発明の実施形態に対応した、通信信号におけるディスターバンス信
号成分を除去するための方法のフローチャートである。端的には、処理はステッ
プ４１０において開始され、好ましくは、通信セッションが開始されると、ディ
スターバンス信号成分の位相及び振幅の推定がゼロにセットされる。サンプル化
された通信信号はステップ４２０において受信される。ステップ４３０において
、通信信号はブロック内に収集される。ステップ４４０では、音声入力が遠隔端
末によって受信されるかどうかを決定するためにテストが行われる。もし、音声
入力が遠隔端末によって受信されない場合は、ディスターバンス信号成分がステ
ップ４６０において推定され、ステップ４７０において、基本周波数及びその高
調波周波数における推定されたディスターバンス信号成分が加算される。ステッ
プ４８０において、推定されたディスターバンス信号が通信信号から減じられて
、ディスターバンス成分が除去される。もし、ステップ４４０において、音声入
力が遠隔端末によって受信される場合は、ディスターバンス信号成分は推定され
ず（ステップ４５０）、ステップ４８０における減算では、ディスターバンス信
号成分の従前の推定が利用される。ステップ４９０では、通信信号が所望の送信
のために処理される。又は、もし、受信器側に図４の方法が実装されている場合
は、ユーザーに対するプレゼンテーションのための処理が実行される。ディスタ
ーバンス信号成分の推定処理は、以下においてより詳細に説明される。
【００２５】 ステップ４６０では、本発明は、推定されるディスターバンス信号成分を計算
するために、ディスターバンス信号成分が高調波的に関連する正弦波の合計から
なるという従前の知識を利用する。より詳細には、ディスターバンス信号成分は
以下のように表現される。
【００２６】 （１）
【００２７】 ここで、 ｅは、ディスターバンス信号成分である。 ｎは、周波数成分数である。 ｍは、関係する高調波周波数のうち最高のものである（ある実施形態では、ｍ＝
１５） Ａnは、ｎ番目の周波数成分の振幅である。 Ｋは、入力ブロックにおけるサンプル数である。 ｋは、入力ブロックにおけるすべてのサンプルをカウントするための係数である （k∈[0,K-1]） ｆ0は、基本周波数である（ＧＳＭでは、２１６．６７Ｈｚ）。 ｆsは、入力情報がサンプリングされる周波数である（ＧＳＭでは、８ＫＨｚ） φnは、ｎ番目の周波数成分の位相である。
【００２８】 定義を適用すれば、通信信号ｙは、情報信号ｘとディスターバンス信号成分ｅ
の合計であり、この関係は以下のように数学的に表現される。
【００２９】 ｙ＝ｘ＋ｅ （２） ディスターバンス信号成分の推定ｅｅｓｔは、ディスターバンス信号成分の各
周波数成分ｎの振幅Ａn及び周波数φnの推定を生成することにより、式（１）を
利用して導出できる。推定されてディスターバンス信号成分ｅｅｓｔは、ディス
ターバンス信号成分を除去するために通信信号から減じられる。
【００３０】 ｘｅｓｔ＝ｙ−ｅｅｓｔ＝ｘ＋ｅ−ｅｅｓｔ（３） 振幅Ａn及び位相φnの推定は、通信信号（ｙ）とsin(2πknf0/fs)及びcos(2π
knf0/fs)との間の相関を計算することにより実行されてもよい。ここで、ｋは所
定のブロック内の全てのサンプルをカウントするための係数である。相関式は数
学的に以下のように表現される。
【００３１】 （４） 及び （５）
【００３２】 ディスターバンス信号成分の振幅Ａn,est及び位相φn,estは、それぞれ以下の
表に推定される。
【００３３】 （６） （７）
【００３４】 基本周波数及びn-1の全ての高調波周波数について（４）及び（５）の相関計
算を実行した後、各高調波におけるディスターバンス信号成分の振幅Ａn,est及
び位相φn,estを、式（６）及び（７）を利用して決定することができる。ディ
スターバンス信号成分の推定は式（１）を利用して計算することができ、情報信
号内のディスターバンス信号を除去するために、式（３）に示すように通信信号
から除去される。数学的には、以下のようになる。
【００３５】 （８）
【００３６】 好適な実施形態では、式（４）及び（５）に示される相関計算は、基本周波数
の周期の整数倍に相当するフレームサイズにおいて実行される。もし基本周波数
が、所定のブロックサイズにおいて、整数個の周期を生成するのであれば、全て
のより高い高調波周波数も整数個の周期を作り出すであろう。ＧＳＭシステムで
は、８ＫＨｚレートでサンプリングされた４８０サンプルのフレームサイズは、
２１６．６７Ｈｚのディスターバンス信号を確実に１３周期分だけ生成し、この
基準を満たす。フレームは４８０サンプルの遅延が必要とならないように交差さ
れることは理解されよう。例えば、端末によって受信された新しい１６０サンプ
ルを利用して（例えば、３２０サンプルは以前受信したものを利用する）相関計
算を４８０フレームにおいて実行することができる。これにより、端末のプロセ
ッサの計算負荷が上昇するが、エラー訂正における遅延は減少する。
【００３７】 好適な実施形態においては、ディスターバンス信号成分の計算において、音声
信号（例えば情報信号）からのエネルギーが混合することをさけるために、推定
処理は音声入力のポーズの間に実行される。人間の音声は、バンブルビー雑音を
生成するエネルギーと同一の周波数における周波数成分を含んでおり、ディスタ
ーバンス信号成分と干渉することがある。ＧＳＭ音声符号器は、遠隔端末がデジ
タル信号処理器と関連する音声入力を受信したかどうかを検出するための、音声
アクティビティ検出器（Voice Activity Detector:ＶＡＤ）を含んでいる。従っ
て、本発明に対応する遠隔端末は、音声入力が存在するかどうかを示して、音声
入力が存在しないことを示す場合にのみディスターバンス信号成分を計測するた
めに、ＶＡＤからの信号を受信するように適用できる。
【００３８】 更なる側面によれば、本発明は１以上のアイドル（空き）時間スロット、例え
ば、情報が送信されないタイムスロット、を含む送信方法によってもたらされる
二次的なディスターバンス信号を補償するために適用されてもよい。限定の意図
なしに単なる一例を挙げれば、ＧＳＭ通信システムは２６個のＴＤＭＡフレーム
を備えるが、各フレームは１２０ｍｓのマルチフレームにおいて４．６１５ｍｓ
を表す。典型的なＴＤＭＡマルチフレームは図５に示すようになる。フレーム１
から１２及び１４から２５は音声符号化データの送信に利用される。フレーム１
３は、ＳＡＣＣＨ（低速付随制御チャネル：slow associated control channel
）制御データフレームの送信に利用される。ＴＤＭＡフレーム２６はアイドルフ
レームであり、無線送信は行われない。遠隔端末の無線はアイドルフレーム間は
送信されないため、この期間のディスターバンス信号はゼロである。
【００３９】 アイドルフレーム間における無線送信の欠如により、ＴＤＭＡ回線の交換によ
りもたらされるディスターバンス信号は、ＴＤＭＡフレームレートに対し完全に
周期的ではなくなる。もし、ディスターバンス信号が上記（例えば式（１））の
ようにモデル化されると推定されるディスターバンス信号は周期的になる。完全
に周期的ではないディスターバンス信号を補償するために、通信信号から周期的
な推定ディスターバンス信号を除去すると、二次的な周期的ディスターバンス信
号が通信信号内にもたらされるかもしれない。通信信号にもたらされる二次的デ
ィスターバンスの基本周波数は、およそ８Ｈｚ（１／１２０ｍｓ）である。
【００４０】 通信信号へ二次的ディスターバンス信号がもたらされることを避けるためには
、本発明に対応した遠隔端末は、アイドルフレーム（例えば，ＴＤＭＡマルチフ
レームにおけるフレーム２６）の間は、通信信号から推定ディスターバンス信号
ｅｅｓｔを除去する回路を不作動にする。典型的な実施形態においては、遠隔端
末は、ＴＤＭＡマルチフレーム構造内にアイドルフレームを配置するために、Ｄ
ＳＰと端末のプロセッサ間でやりとりされるコマンドに組み込まれた同期コード
を利用する。一旦アイドルフレームが配置されると、推定されたディスターバン
ス信号を除去するための回路は、通信信号への二次的なディスターバンス信号の
影響を排するために、アイドルフレームのタイムスロットの間は動作しない。
【００４１】 より詳細には、ＧＳＭ規格に対応して動作する遠隔端末では、端末のプロセッ
サはＤＳＰとコマンドを使って通信する。ここで重要なことには、ＤＳＰには、
ＧＳＭマルチフレーム構造におけるアイドルフレームの位置を識別するために利
用できる情報が提供される。本発明では、プロセッサ内で動作する論理ユニット
（又はＤＳＰ）は、当該情報を、マルチフレーム構造におけるアイドルフレーム
を識別し通信信号から推定されたディスターバンス信号を除去する回路をアイド
ルフレーム間において不作動化するための信号を生成するのに利用する。この回
路を不作動化することにより、二次的なディスターバンス信号が通信信号にもた
らされることなくなる。
【００４２】 ある典型的な実施形態においては、アイドルフレームは、通信端末のＤＳＰと
ホストＡＳＩＣとの間で通信されるコードコマンド及びデコードコマンドに関連
する”synchinfo”ビットを使って配置されてもよい。ＧＳＭシステムでは、３
つのコードコマンドについて、送信の平均時間が２０ｍｓとなるように、ホスト
ＡＳＩＣはコードコマンドをＤＳＰに対し１８．４６５ｍｓ、１８．４６５ｍｓ
、２３．０７０ｍｓのインターバルにて送信する。ホストＡＳＩＣから発行され
るコードコマンドは、ＤＳＰからの応答を開始する。この応答には、１６０個の
直近に受信したパルス符号変調（ＰＣＭ）サンプルからなる音声符号化データが
含まれる。
【００４３】 ホストＡＳＩＣから送信されるコードコマンドは、”synchinfo”フィールド
を含んでおり、これは次のコードコマンドへの期間を示す情報を含む。”synchi
nfo”フィールドは、１２０ｍｓマルチフレーム構造における特定の時間位置に
対応する６つの取りえる値のうちの１つを含む。このように、アイドルフレーム
の位置は、コードコマンド内の”synchinfo”情報によって決定されてもよい。
【００４４】 二次的な周期的ディスターバンス信号の通信信号への影響を排除するために、
本発明の他の実施形態に対応した遠隔端末は、バンブルビー雑音が通信信号から
フィルタリングされる前に、ディスターバンス信号成分をアイドルタイムスロッ
トへもたらすように適用される。これは図６に示される。
【００４５】 図６を参照すると、入力信号ｘ（ｎ）は、第１のノッチフィルター６１０及び
バッファ６２０へ送信される。第１のノッチフィルター６１０は出力信号ｘ'（
ｎ）を生成し、そこでは、好ましくはアイドルフレーム（例えば、ＧＳＭＴＤＭ
Ａフレームのフレーム２６）が、周期的なディスターバンス信号に対応するディ
スターバンス信号成分を含んでいる。ＧＳＭシステムでは、第１のノッチフィル
ター６１０は好ましくは、約２１７Ｈｚの基本周波数を生成し、高次の高調波周
波数成分を有するディスターバンス信号成分を含む。好ましくは、第１のノッチ
フィルター６１０がディスターバンス信号をアイドルフレームにのみもたらすよ
うに、第１のノッチフィルター６１０は十分に狭い帯域幅を有している。しかし
ながら、第１のノッチフィルター６１０の帯域幅は、付加的なタイムフレームが
ディスターバンス信号により影響を受けるようなものであってもよいことは理解
されよう。
【００４６】 バッファ出力信号ｘｂ（ｎ）のアイドルフレームは、アイドルフレームが周期
的なディスターバンス信号成分を含む信号ｘ''（ｎ）を生成するために、置換回
路６４０において出力信号ｘ'（ｎ）内の各アイドルフレームと置換される。こ
の置換は、例えば加算器などの適切な回路を利用して実現される。置換回路６４
０は、上記のsynchinfoビットを利用してアイドルフレームをマルチフレーム構
造内に配置する。
【００４７】 信号ｘ''（ｎ）は、第２のノッチフィルター６３０へ入力され、タイムフレー
ム内のバンブルビーディスターバンスが除去される。ＧＳＭシステムでは、第２
のノッチフィルター６３０は好ましくは、およそ２１７Ｈｚの基本周波数を有す
るディスターバンス信号成分を除去し、第１のノッチフィルター６１０によって
もたらされるものに対応する高次の高調波周波数成分をも含む。好ましくは、第
２のノッチフィルター６３０は、完全なマルチフレーム構造において動作する。
アイドルフレームはディスターバンス信号成分を含むので、第２のノッチフィル
ターは二次的な周期的ディスターバンス信号を通信信号にもたらさないという利
点がある。
【００４８】 本発明は特定の実施形態と関連して記載されている。当業者にとって、本発明
を上記の形態とは異なる形態において実現可能なことは自明であることが理解さ
れよう。上記の特定の実施形態は、単に説明のために記載されたものであって、
限定的な意図を持って記載されているものではない。本発明の範囲は、特許請求
の範囲に記載された請求項によって決定されるものであって、あらゆる変形及び
均等物は、請求項によって決定される範囲内に包含されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明を記述するために利用するフォーマットであって、ＧＳＭシステムにお
いて利用される送信フォーマットを示す図である。
【図２】 本発明の実施形態に対応したディスターバンス信号除去回路を実現する通信端
末の構成を示す図である。
【図３】 本発明の実施形態に対応したディスターバンス信号除去回路の構成を示す図で
ある。
【図４】 本発明の実施形態に対応した、通信信号におけるディスターバンス信号の除去
方法のフローチャートである。
【図５】 ＧＳＭ通信システムにおけるＴＤＭＡマルチフレームの構成を示す図である。
【図６】 本発明の実施形態に対応した、ディスターバンス信号除去回路の構成を示す図
である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年１２月１８日（２００１．１２．１８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】 米国特許第５，９０３，８１９号は、通信信号における周期的なノイズ成分を 除去するための方法及び装置について記載する。この装置は、周期的干渉信号推 定生成器を含む。周期的インパルス生成器は、入力信号のノイズ成分の周波数に 関連する周波数におけるインパルス列（impulse train）を生成する。ノイズ成
分の周波数は、入力信号の自己相関を取ること、及び、最大の自己相関値を与え る遅延量を決定することによって決定される。インパルス列はＦＩＲフィルタの 入力と結合され、これにより適応的に周期的なインパルス列がフィルタリングさ れる。ＦＩＲフィルタフィルタの出力は周期的干渉信号推定となる。 従って、周期的なディスターバンス成分を通信信号から除去するためのシステ
ム及び方法が必要とされるのである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，Ｃ Ａ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ， ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，Ｋ Ｅ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ， ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 リュンベルイ， ペル スウェーデン国 ルント エス−223 61， ロビュガタン 17 ビー (72)発明者 ウデン， ヨハン スウェーデン国 オカルプ エス−232 53， クロンヴェーゲン ４ (72)発明者 ラカトス， ペテル， ガボル スウェーデン国 マルメ エス−212 15， ノベルヴェーゲン 94エー (72)発明者 クラエッソン， イニヴァル スウェーデン国 ダルビュ エス−240 10， ヘレスタドスヴェーゲン 59 Ｆターム(参考） 5K052 AA01 BB02 DD07 FF21 FF31

Claims (24)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 通信信号における周期的なディスターバンス信号成分を除去する
    ための方法であって、前記ディスターバンス信号成分が、既知の又は決定可能な
    基本周波数を有することを特徴とする方法が、 推定されたディスターバンス信号成分を、前記通信信号と、前記基本周波数の
    関数である正弦波及び前記基本周波数の関数である余弦波のうちの少なくとも１
    つとの相関をとることによって生成する工程と、 前記推定されたディスターバンス信号成分を前記通信信号から減算する工程と
    を備えることを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 前記推定されたディスターバンス信号成分を生成する工程が、前
    記通信信号と、前記基本周波数の関数である正弦波及び前記基本周波数の関数で
    ある余弦波との相関をとる工程を備えることを特徴とする請求項１に記載の方法
    。
  3. 【請求項３】 前記推定されたディスターバンス信号成分を生成する工程が、所
    定数のサンプルにおける前記通信信号の相関をとる工程を備え、前記所定数が、
    前記基本周波数の関数である正弦波が整数個の周期を有するように選択されるこ
    とを特徴とする請求項１に記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記推定されたディスターバンス信号成分を生成する工程が、前
    記基本周波数における前記ディスターバンス信号成分の振幅及び位相を推定する
    工程を備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記推定されたディスターバンス信号成分を生成する工程が、前
    記基本周波数と所定の周波数レンジにおけるその高調波周波数とにおける前記デ
    ィスターバンス信号成分の振幅及び位相を推定する工程を備えることを特徴とす
    る請求項１に記載の方法。
  6. 【請求項６】 前記所定の周波数レンジは、人間の耳によって音として検知可能
    な周波数レンジに対応することを特徴とする請求項４に記載の方法。
  7. 【請求項７】 前記推定されたディスターバンス信号成分を生成する工程が、前
    記基本周波数と所定の周波数レンジにおけるその高調波周波数とにおける前記デ
    ィスターバンス信号成分の振幅及び位相を推定する工程と、 所定数の周波数成分について前記ディスターバンス信号の前記振幅と位相を有
    する正弦関数を合計する工程とを備えることを特徴とする請求項１に記載の方法
    。
  8. 【請求項８】 前記通信信号を送信のために処理する工程をさらに備えることを
    特徴とする請求項１に記載の方法。
  9. 【請求項９】 マルチフレーム構造におけるアイドルフレームの位置を決定する
    工程と、 前記アイドルフレームの処理の間は、前記推定されたディスターバンス信号成
    分を減算する回路を不作動化する工程と をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  10. 【請求項１０】 マルチフレーム構造におけるアイドルフレームの位置を決定す
    る工程と、 前記アイドルフレームにディスターバンス信号成分を付加する工程と を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  11. 【請求項１１】 通信信号における周期的なディスターバンス信号成分を除去す
    るための方法であって、前記ディスターバンス信号成分が、既知の又は決定可能
    な基本周波数を有することを特徴とする方法が、 （ａ） 前記通信信号と前記基本周波数の関数である正弦波との間の第１の相
    関アレイを計算する工程と、 （ｂ） 前記通信信号と前記基本周波数の関数である余弦波との間の第２の相
    関アレイを計算する工程と、 （ｃ） 前記基本周波数と所定数の高調波周波数における前記ディスターバン
    ス信号成分の振幅及び位相を推定する工程と、 （ｄ） 前記基本周波数及び所定数の高調波周波数についての前記基本周波数
    の関数である正弦波の合計として前記推定されたディスターバンス信号を計算す
    る工程と、 （ｅ）前記推定されたディスターバンス信号を前記通信信号から減算する工程
    と を備えることを特徴とする方法。
  12. 【請求項１２】 前記第１の相関アレイを計算する工程が、 を計算する工程を備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  13. 【請求項１３】 前記第１の相関アレイを計算する工程が、 を計算する工程を備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  14. 【請求項１４】 前記ディスターバンス信号成分の振幅を推定する工程が、前記
    基本周波数及び所定数の高調波周波数において、 を計算する工程を備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  15. 【請求項１５】 前記ディスターバンス信号成分の位相を推定する工程が、前記
    基本周波数及び所定数の高調波周波数において、 を計算する工程を備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  16. 【請求項１６】 前記推定されたディスターバンス信号成分を計算する工程が、 を計算する工程を備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  17. 【請求項１７】 前記通信信号を送信のために処理する工程をさらに備えること
    を特徴とする請求項１１に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 前記（ａ）から（ｅ）までの工程が遠隔通信端末において実行
    され、前記遠隔通信端末が音声入力を受信したかどうかを検出する工程を更に備
    え、前記（ａ）から（ｃ）までの工程が、前記遠隔通信端末への音声入力がない
    場合にのみ実行されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  19. 【請求項１９】 マルチフレーム構造におけるアイドルフレームの位置を決定す
    る工程と、 前記アイドルフレームの処理の間は、前記推定されたディスターバンス信号成
    分を減算する回路を不作動化する工程と をさらに備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  20. 【請求項２０】 マルチフレーム構造におけるアイドルフレームの位置を決定す
    る工程と、 前記アイドルフレームにディスターバンス信号成分を付加する工程と を更に備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
  21. 【請求項２１】 通信信号内の基本周波数を有する周期的なディスターバンス信
    号成分を除去するためのシステムであって、 推定されたディスターバンス信号成分を、前記通信信号と、前記基本周波数の
    関数である正弦波及び前記基本周波数の関数である余弦波との相関をとることに
    よって生成するためのモジュールと、 前記推定されたディスターバンス信号成分を前記通信信号から減算するための
    モジュールと を備えることを特徴とするシステム。
  22. 【請求項２２】 遠隔通信端末であって、 アナログ信号をデジタル化されたサンプルのセットを備える通信信号へ変換す
    るための変換モジュールと、 前記デジタル化されたサンプルを前記変換モジュールから受信し、街乱信号成
    分の推定を計算するためのプロセッサと、 前記推定されたディスターバンス信号を前記通信信号から減算するためのモジ
    ュールと を備える異を特徴とする遠隔通信端末。
  23. 【請求項２３】 前記通信信号を送信のためにフォーマットするためのモジュー
    ルをさらに備えることを特徴とする請求項２２に記載の遠隔通信端末。
  24. 【請求項２４】 前記通信信号を送信するためのモジュールをさらに備えること
    を特徴とする請求項２２に記載の遠隔通信端末。
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