JPH11251938A - 入力信号から外乱信号を除去する方法及び装置 - Google Patents
入力信号から外乱信号を除去する方法及び装置Info
- Publication number
- JPH11251938A JPH11251938A JP10356512A JP35651298A JPH11251938A JP H11251938 A JPH11251938 A JP H11251938A JP 10356512 A JP10356512 A JP 10356512A JP 35651298 A JP35651298 A JP 35651298A JP H11251938 A JPH11251938 A JP H11251938A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- filter
- disturbance
- input signal
- adaptive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
- H04B15/02—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2215/00—Reducing interference at the transmission system level
- H04B2215/061—Reduction of burst noise, e.g. in TDMA systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 オーディオ周波数帯域における送信装置のバ
ーストモード外乱を抑制する方法及び装置が提供され
る。 【解決手段】 実質的に外乱信号のみから成る信号エネ
ルギーを入力信号が含む信号フレームを検出し、検出さ
れた信号フレーム中の外乱信号を特徴づけ、外乱信号を
修正し、音声を含む信号フレームから、また、音声を含
まないある一定の信号フレームからもこの外乱信号を除
去し、この修正された外乱信号を利用して、伝送バース
トが存在する信号フレームについてのみ、入力信号を補
償する。
ーストモード外乱を抑制する方法及び装置が提供され
る。 【解決手段】 実質的に外乱信号のみから成る信号エネ
ルギーを入力信号が含む信号フレームを検出し、検出さ
れた信号フレーム中の外乱信号を特徴づけ、外乱信号を
修正し、音声を含む信号フレームから、また、音声を含
まないある一定の信号フレームからもこの外乱信号を除
去し、この修正された外乱信号を利用して、伝送バース
トが存在する信号フレームについてのみ、入力信号を補
償する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はオーディオ信号にお
ける時分割多元接続(TDMA)での被誘導外乱を除去するた
めの方法並びに装置に関する。
ける時分割多元接続(TDMA)での被誘導外乱を除去するた
めの方法並びに装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】時分割多元接続(TDMA)システムはタイム
・スロットでデータを送信し受信する。周知のタイプの
無線TDMAシステムとしては移動通信のためのグローバル
システム(GSM) として知られている欧州デジタルセルラ
ー電話システムと、U.S.ディジタルセルラー電話システ
ム(IS-136 等) とがある。GSM についてはTDMAの利用は
信号の伝送エネルギーのすべてがフレームタイムの1/8
に集中していることが暗示されている。この伝送される
タイム・スロットはTXバーストと呼ばれることが多い。
・スロットでデータを送信し受信する。周知のタイプの
無線TDMAシステムとしては移動通信のためのグローバル
システム(GSM) として知られている欧州デジタルセルラ
ー電話システムと、U.S.ディジタルセルラー電話システ
ム(IS-136 等) とがある。GSM についてはTDMAの利用は
信号の伝送エネルギーのすべてがフレームタイムの1/8
に集中していることが暗示されている。この伝送される
タイム・スロットはTXバーストと呼ばれることが多い。
【０００３】音響周辺デバイスはこれらのTXバーストの
高調波を誘導する。その結果、望ましくない可聴ハミン
グ音がスピーカから出る。このハムの大きさは、周辺デ
バイスにおけるハイブリッドの電気的構成、周辺デバイ
スからのTDMA送信装置の距離、両デバイスの機械的構
成、順に伝送信号の強度を決定するGSM トランシーバー
における受信信号の強度、呼のフェーズ( 例えば、呼設
定フェーズと呼接続フェーズは様々なTXレベルを持つ場
合がある) 、及びある種のGSM 特性( 不連続伝送(DTX)
や周波数ホッピングなど) のようないくつかの要因に応
じて決まる。
高調波を誘導する。その結果、望ましくない可聴ハミン
グ音がスピーカから出る。このハムの大きさは、周辺デ
バイスにおけるハイブリッドの電気的構成、周辺デバイ
スからのTDMA送信装置の距離、両デバイスの機械的構
成、順に伝送信号の強度を決定するGSM トランシーバー
における受信信号の強度、呼のフェーズ( 例えば、呼設
定フェーズと呼接続フェーズは様々なTXレベルを持つ場
合がある) 、及びある種のGSM 特性( 不連続伝送(DTX)
や周波数ホッピングなど) のようないくつかの要因に応
じて決まる。
【０００４】所定の方法で送信装置と周辺デバイスを機
械的に構成することができるとき、TXエネルギーの誘導
がオーディオ帯域回路の中へ入るのを防止することによ
ってこの可聴ハミングの除去を行うことができる。しか
しこれは必ずしも可能であるとは限らず、また望ましい
とは限らない。例えば、移動局( セルラー電話など)用
周辺デバイスは、標準インタフェースを通じて移動局に
接続する分離ユニットとして通常販売されている。従っ
て、送信装置とオーディオ帯域回路のレイアウトと相対
位置を制御することは難しかったり不可能であったりす
る。
械的に構成することができるとき、TXエネルギーの誘導
がオーディオ帯域回路の中へ入るのを防止することによ
ってこの可聴ハミングの除去を行うことができる。しか
しこれは必ずしも可能であるとは限らず、また望ましい
とは限らない。例えば、移動局( セルラー電話など)用
周辺デバイスは、標準インタフェースを通じて移動局に
接続する分離ユニットとして通常販売されている。従っ
て、送信装置とオーディオ帯域回路のレイアウトと相対
位置を制御することは難しかったり不可能であったりす
る。
【０００５】被誘導TX信号の周波数はフレームタイムに
対応し、フレーム当り一つのタイム・スロット( 及びTX
バースト) が移動局から伝送される。GSM の場合につい
ては、１フレームは持続時間4.615ms であり、216.667H
z(すなわち約217Hz)の周波数に等しい。被誘導217Hz の
ノイズパルスの形状はオーディオデバイスまでの距離、
デバイスの指向、スピーカとマイクロフォンの中のコイ
ルの構造などのみならず、機械的構造に依って決まり、
これらの機械的パラメータの変化と共に著しく変化する
場合がある。従ってフェーズ、形状及び振幅における望
ましくない外乱の性質を先験的に(priori)決定すること
はできない。
対応し、フレーム当り一つのタイム・スロット( 及びTX
バースト) が移動局から伝送される。GSM の場合につい
ては、１フレームは持続時間4.615ms であり、216.667H
z(すなわち約217Hz)の周波数に等しい。被誘導217Hz の
ノイズパルスの形状はオーディオデバイスまでの距離、
デバイスの指向、スピーカとマイクロフォンの中のコイ
ルの構造などのみならず、機械的構造に依って決まり、
これらの機械的パラメータの変化と共に著しく変化する
場合がある。従ってフェーズ、形状及び振幅における望
ましくない外乱の性質を先験的に(priori)決定すること
はできない。
【０００６】更に、GSM におけるマルチフレーム構造
と、一つの専用チャネル中へ入る様々な論理チャネルの
多重化とが起因して、すべてのフレームがTXバーストを
含むわけではない。例えば、( 一つの全速トラフィック
チャネルについて) 低速付随制御チャネル(SACCH) は13
番目のフレーム毎に挿入され、アイドルフレームは26番
目のフレーム毎に挿入される結果120ms 毎に外乱のドロ
ップアウトが生じる。ハーフレートフレームについて
は、26番目のフレーム毎にSACCH が含まれるが、トラフ
ィック・データについては第二のフレーム毎にしかTXバ
ーストが含まれない。従って、さらなるオーディオハム
の変動が発生し得る。
と、一つの専用チャネル中へ入る様々な論理チャネルの
多重化とが起因して、すべてのフレームがTXバーストを
含むわけではない。例えば、( 一つの全速トラフィック
チャネルについて) 低速付随制御チャネル(SACCH) は13
番目のフレーム毎に挿入され、アイドルフレームは26番
目のフレーム毎に挿入される結果120ms 毎に外乱のドロ
ップアウトが生じる。ハーフレートフレームについて
は、26番目のフレーム毎にSACCH が含まれるが、トラフ
ィック・データについては第二のフレーム毎にしかTXバ
ーストが含まれない。従って、さらなるオーディオハム
の変動が発生し得る。
【０００７】周期的静止(cyclo-stationary)外乱に影響
を与えるもう一つの要因は不連続伝送(DTX) 動作モード
から生じる。DTX モードが利用されるのは、ユーザーが
話しているときだけ音声データを伝送することによって
システムにおける多数のユーザーの全体的干渉を少なく
するためである。更に、GSM には、四つの音声フレーム
からなるいわゆるハングオーバー期間が存在し、これは
( 通常音声活性検出装置(VAD) によって) 音声が検出さ
れないときにもDTX 機能が直ちに伝送を無声状態にしな
いということを意味する。この場合、音声がない間ずっ
と480ms 毎に1CNUフレームの速度でいわゆるコンフォー
トノイズ(Comfort Noise) 更新(CNU) フレームが伝送さ
れる。DTX 動作モードは基地局によって制御され、基地
局が移動局に対してDTX の使用、不使用のいずれにする
かを知らせたり、その決定を移動局に委ねたりする。
を与えるもう一つの要因は不連続伝送(DTX) 動作モード
から生じる。DTX モードが利用されるのは、ユーザーが
話しているときだけ音声データを伝送することによって
システムにおける多数のユーザーの全体的干渉を少なく
するためである。更に、GSM には、四つの音声フレーム
からなるいわゆるハングオーバー期間が存在し、これは
( 通常音声活性検出装置(VAD) によって) 音声が検出さ
れないときにもDTX 機能が直ちに伝送を無声状態にしな
いということを意味する。この場合、音声がない間ずっ
と480ms 毎に1CNUフレームの速度でいわゆるコンフォー
トノイズ(Comfort Noise) 更新(CNU) フレームが伝送さ
れる。DTX 動作モードは基地局によって制御され、基地
局が移動局に対してDTX の使用、不使用のいずれにする
かを知らせたり、その決定を移動局に委ねたりする。
【０００８】図1 は、出力スピーカライン10と入力マイ
クロフォンライン11とからなる2 線式接続部を介してGS
M 固定無線端末1 に接続している周辺デバイス2 のオー
ディオ信号の中へ誘導される外乱9 の一つの例を例示す
るものである。周辺デバイス2 のハイブリッド3 は4 線
式から2 線式へ接続を変更し、端末1 のハイブリッド4
は4 線式ラインに信号の接続を戻す。GSM 外乱は周辺デ
バイス2 の内側に誘導され、スピーカ信号10a とマイク
ロフォン信号11a の両方に外乱を発生させる。干渉され
たマイクロフォン信号11a はA/D コンバータ5 によって
ディジタル信号に変換される。次いでこのディジタル信
号はディジタル信号処理器(DSP)6によって符号化され
て、端末1 の無線周波数(RF)ユニット7 へ送られ、この
ユニットがTXバースト(8つの4.615ms 間隔) をネットワ
ークへ送る。DSP6が使用されて、入力マイクロフォン信
号11a の音声コーディングのみならずチャネル符号化と
変調が行われる。ネットワークから入って来る信号につ
いては、アナログスピーカー信号を発生させるために逆
の処理が行われる。
クロフォンライン11とからなる2 線式接続部を介してGS
M 固定無線端末1 に接続している周辺デバイス2 のオー
ディオ信号の中へ誘導される外乱9 の一つの例を例示す
るものである。周辺デバイス2 のハイブリッド3 は4 線
式から2 線式へ接続を変更し、端末1 のハイブリッド4
は4 線式ラインに信号の接続を戻す。GSM 外乱は周辺デ
バイス2 の内側に誘導され、スピーカ信号10a とマイク
ロフォン信号11a の両方に外乱を発生させる。干渉され
たマイクロフォン信号11a はA/D コンバータ5 によって
ディジタル信号に変換される。次いでこのディジタル信
号はディジタル信号処理器(DSP)6によって符号化され
て、端末1 の無線周波数(RF)ユニット7 へ送られ、この
ユニットがTXバースト(8つの4.615ms 間隔) をネットワ
ークへ送る。DSP6が使用されて、入力マイクロフォン信
号11a の音声コーディングのみならずチャネル符号化と
変調が行われる。ネットワークから入って来る信号につ
いては、アナログスピーカー信号を発生させるために逆
の処理が行われる。
【０００９】図1 に例示されているケースでは、スピー
カ10の出力部で検出可能なGSM 外乱10a(217Hz の可聴ハ
ム) を直接測定することはできない。その結果、未知の
外乱信号を除去することは困難である。もう一つの外乱
がマイクロフォンライン11aの方向に生じる。その結果
応答電話のイヤホーンに可聴ハミングを検出することが
できる。しかし、この外乱は直接測定し抑制することが
できる。
カ10の出力部で検出可能なGSM 外乱10a(217Hz の可聴ハ
ム) を直接測定することはできない。その結果、未知の
外乱信号を除去することは困難である。もう一つの外乱
がマイクロフォンライン11aの方向に生じる。その結果
応答電話のイヤホーンに可聴ハミングを検出することが
できる。しかし、この外乱は直接測定し抑制することが
できる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】送信装置のバーストモ
ード動作から結果として生じる望ましくない可聴外乱を
低減したり除去するための方法と装置を提供することが
本発明の第一の目的と利点である。
ード動作から結果として生じる望ましくない可聴外乱を
低減したり除去するための方法と装置を提供することが
本発明の第一の目的と利点である。
【００１１】取り付けられた周辺デバイス（例えば通常
の電話デバイス等) を通って固定無線端末の中へ入って
くる、送信装置のバーストモード動作の結果として生じ
る、望ましくない可聴外乱を低減し除去することが本発
明のさらなる目的と利点である。
の電話デバイス等) を通って固定無線端末の中へ入って
くる、送信装置のバーストモード動作の結果として生じ
る、望ましくない可聴外乱を低減し除去することが本発
明のさらなる目的と利点である。
【００１２】マルチフレーム構造と不連続伝送での動作
に因って伝送されるバーストで生じる可能性のある狂い
(irregularities)を一方で考慮に入れながら、取り付け
られた周辺デバイス（例えば通常の電話デバイス等) を
通って固定無線端末の中へ入ってくる、送信装置のバー
ストモード動作の結果として生じる、望ましくない可聴
外乱を低減し除去することが、本発明のさらにもう一つ
の目的と利点である。
に因って伝送されるバーストで生じる可能性のある狂い
(irregularities)を一方で考慮に入れながら、取り付け
られた周辺デバイス（例えば通常の電話デバイス等) を
通って固定無線端末の中へ入ってくる、送信装置のバー
ストモード動作の結果として生じる、望ましくない可聴
外乱を低減し除去することが、本発明のさらにもう一つ
の目的と利点である。
【００１３】
【課題を解決するための手段】可聴周波数帯域における
送信装置のバーストモード外乱を抑制するための本発明
の実施例による方法と装置によって前述の及び他の諸問
題を克服し、本発明の目的と利点が実現される。この方
法と装置は、外乱を受けた信号からTDMAバースト干渉信
号部分を抽出し、この外乱を受けた信号を処理して補償
信号を発生させるものである。ロジック回路が設けら
れ、マルチフレーム構造とGSM のDTX 手順、あるいはIS
-136によって規定されているような関心のあるバースト
タイプ(TDMA)エアー・インターフェース規格が認識され
る。
送信装置のバーストモード外乱を抑制するための本発明
の実施例による方法と装置によって前述の及び他の諸問
題を克服し、本発明の目的と利点が実現される。この方
法と装置は、外乱を受けた信号からTDMAバースト干渉信
号部分を抽出し、この外乱を受けた信号を処理して補償
信号を発生させるものである。ロジック回路が設けら
れ、マルチフレーム構造とGSM のDTX 手順、あるいはIS
-136によって規定されているような関心のあるバースト
タイプ(TDMA)エアー・インターフェース規格が認識され
る。
【００１４】本発明によれば、エネルギーのバーストを
伝送する送信装置が誘導する、フレーム入力信号からの
外乱信号を除去する方法は、(a) 入力信号が実質的に外
乱信号のみから成る信号エネルギーを含む信号フレーム
を検出し、(b) 外乱信号の修正を行うことができるよう
にこの検出された信号フレーム中の外乱信号を特徴づ
け、(c) 音声を含む信号フレームから、また、音声を含
まないある一定の信号フレームからもその外乱信号を除
去するためにこの修正された外乱信号を利用しながら、
伝送バーストが存在する信号フレームについてのみ入力
信号を補償する、各ステップを含む。
伝送する送信装置が誘導する、フレーム入力信号からの
外乱信号を除去する方法は、(a) 入力信号が実質的に外
乱信号のみから成る信号エネルギーを含む信号フレーム
を検出し、(b) 外乱信号の修正を行うことができるよう
にこの検出された信号フレーム中の外乱信号を特徴づ
け、(c) 音声を含む信号フレームから、また、音声を含
まないある一定の信号フレームからもその外乱信号を除
去するためにこの修正された外乱信号を利用しながら、
伝送バーストが存在する信号フレームについてのみ入力
信号を補償する、各ステップを含む。
【００１５】この外乱を検出するステップには、干渉を
示す高調波周波数と干渉周波数間の各周波数とに整合さ
せたフィルタで入力信号をろ波するステップが含まれ
る。適切な整合フィルタとしては、例えば、ゲーツェル
(Goertzel)フィルタであってもよい。また、各々の検出
された周波数中の信号パワーから、その信号が干渉のみ
を含むのか、あるいはなんらかの他の信号( 音声など)
も存在しているかを判定するステップも含まれる。
示す高調波周波数と干渉周波数間の各周波数とに整合さ
せたフィルタで入力信号をろ波するステップが含まれ
る。適切な整合フィルタとしては、例えば、ゲーツェル
(Goertzel)フィルタであってもよい。また、各々の検出
された周波数中の信号パワーから、その信号が干渉のみ
を含むのか、あるいはなんらかの他の信号( 音声など)
も存在しているかを判定するステップも含まれる。
【００１６】この外乱を特徴づけるステップには、好適
には、純粋の( 被検出) 外乱信号が送出される適応型ラ
インエンハンサ(ALE) タイプの適応型有限インパルス応
答(FIR) フィルタを用いることが望ましい。このFIR-AL
E フィルタは連続信号に適応し、背景雑音のような不連
続信号から連続信号を抽出する。
には、純粋の( 被検出) 外乱信号が送出される適応型ラ
インエンハンサ(ALE) タイプの適応型有限インパルス応
答(FIR) フィルタを用いることが望ましい。このFIR-AL
E フィルタは連続信号に適応し、背景雑音のような不連
続信号から連続信号を抽出する。
【００１７】音声の声の成分については問題はそう単純
ではない。というのは声の成分には連続的性質も示され
るからである。従って、入力信号は、純粋の外乱信号が
存在することが検出されたときだけFIR-ALE へ送出され
る。信号がFIR-ALE フィルタを通り抜けた後、この入力
信号から干渉部分が抽出される。次いで、この適応型フ
ィルタと同じフィルタ係数を持っているFIR フィルタへ
入力信号を送出することによって他の信号成分( 音声な
ど) が存在しているときにも、この適応型フィルタの各
係数を利用して信号の外乱部分を除去することができ
る。
ではない。というのは声の成分には連続的性質も示され
るからである。従って、入力信号は、純粋の外乱信号が
存在することが検出されたときだけFIR-ALE へ送出され
る。信号がFIR-ALE フィルタを通り抜けた後、この入力
信号から干渉部分が抽出される。次いで、この適応型フ
ィルタと同じフィルタ係数を持っているFIR フィルタへ
入力信号を送出することによって他の信号成分( 音声な
ど) が存在しているときにも、この適応型フィルタの各
係数を利用して信号の外乱部分を除去することができ
る。
【００１８】この抽出された干渉部分を入力信号から引
く（減ずる）ことによってこの入力信号を補償すること
ができる。TXバーストが伝送されてしまう間すべての信
号部分についてこの補償が行われる。アイドルフレーム
の間採られた各信号サンプルを干渉が含まれないという
理由で補償しないままにしておくこともできる。伝送の
DTX モードの間可聴信号を持っていることが(VADによっ
て) 検出されたすべての信号フレームは、アイドルフレ
ームを除いて補償される。これらのフレームに加えてTX
バーストが伝送される間CNU フレームも存在する。CNU
フレームの間に採られた各サンプルも補償される。
く（減ずる）ことによってこの入力信号を補償すること
ができる。TXバーストが伝送されてしまう間すべての信
号部分についてこの補償が行われる。アイドルフレーム
の間採られた各信号サンプルを干渉が含まれないという
理由で補償しないままにしておくこともできる。伝送の
DTX モードの間可聴信号を持っていることが(VADによっ
て) 検出されたすべての信号フレームは、アイドルフレ
ームを除いて補償される。これらのフレームに加えてTX
バーストが伝送される間CNU フレームも存在する。CNU
フレームの間に採られた各サンプルも補償される。
【００１９】周波数ホップされた実施例のための外乱除
去システムと方法も開示される。この場合、その方法
は、(a) 周波数ホッピングの間使用される特別の周波数
に関する情報を格納するための複数の割り当て可能なバ
ッファが与えられ、(b) 各バッファについて正規化され
た総和二乘差(normalized summed square difference)
を計算し、正規化された残差(residual) Rn が算出さ
れ、(c) 適応しきい値に対して各正規化された残差 Rn
が比較され、すべての Rn が適応しきい値より大きいと
き(d) 新しいバッファが割り当てられる。すべての Rn
がこの適応しきい値より大きくない場合には、代わりに
この方法によって、(e)Rn が最も小さく、適応しきい値
未満であることが判明したバッファが更新され、(f) 関
連するバッファカウンタがインクリメントされる。この
好適な実施例ではこの適応しきい値は、適応しきい値よ
りも小さいことが判明した残差 Rn が生じるたびに更新
されるスライディングメジアンフィルタ(sliding media
n filter) を用いて決定されるある値を持つ。この方法
はさらに周期的にバッファカウンタをテストし、もしバ
ッファカウンタがあるしきい値以下であることが判明し
た場合には関連するバッファを解放して使用する。これ
によって、ノイズによってバッファが割り当てられた後
バッファがいつまでも割り当てられたままになることが
避けられる。
去システムと方法も開示される。この場合、その方法
は、(a) 周波数ホッピングの間使用される特別の周波数
に関する情報を格納するための複数の割り当て可能なバ
ッファが与えられ、(b) 各バッファについて正規化され
た総和二乘差(normalized summed square difference)
を計算し、正規化された残差(residual) Rn が算出さ
れ、(c) 適応しきい値に対して各正規化された残差 Rn
が比較され、すべての Rn が適応しきい値より大きいと
き(d) 新しいバッファが割り当てられる。すべての Rn
がこの適応しきい値より大きくない場合には、代わりに
この方法によって、(e)Rn が最も小さく、適応しきい値
未満であることが判明したバッファが更新され、(f) 関
連するバッファカウンタがインクリメントされる。この
好適な実施例ではこの適応しきい値は、適応しきい値よ
りも小さいことが判明した残差 Rn が生じるたびに更新
されるスライディングメジアンフィルタ(sliding media
n filter) を用いて決定されるある値を持つ。この方法
はさらに周期的にバッファカウンタをテストし、もしバ
ッファカウンタがあるしきい値以下であることが判明し
た場合には関連するバッファを解放して使用する。これ
によって、ノイズによってバッファが割り当てられた後
バッファがいつまでも割り当てられたままになることが
避けられる。
【００２０】添付図面と関連して読めば本発明の上記記
載の特徴並びにその他の特徴は、本発明についての以下
の詳細な説明の中でより明らかになる。
載の特徴並びにその他の特徴は、本発明についての以下
の詳細な説明の中でより明らかになる。
【００２１】
【発明の実施の形態】図2 〜10の以下の議論で図1 に示
されている構成要素にはそれに合わせて番号がふられて
いる。しかし、本発明の教示に従って機能するようにDS
P6は変更されていることを理解すべきである。
されている構成要素にはそれに合わせて番号がふられて
いる。しかし、本発明の教示に従って機能するようにDS
P6は変更されていることを理解すべきである。
【００２２】序論として、217Hz とその調波外乱信号を
除去するために、本発明の教示によれば、この外乱信号
はまずDSP6によってディジタル化されたオーディオ信号
から抽出される。これは図2 に示す適応型ろ波セクショ
ンで行われる。しかし、ハイブリッド3 を通る双方の経
路が電気的にも機械的にも異なるので、マイクロフォン
ライン11a にかかる被誘導外乱の量( 図1 参照) がイヤ
ホーンライン10a にかかる外乱に等しいと仮定すること
はできない。このことは通常そうであることが測定によ
って示されている。その結果、外乱はマイクロフォンラ
イン11a の方向にのみ抑制される。この外乱抽出は適応
型フィルタである適応型ラインエンハンサ(Adaptive Li
ne Enhancer)(ALE) を利用して行ってもよい。
除去するために、本発明の教示によれば、この外乱信号
はまずDSP6によってディジタル化されたオーディオ信号
から抽出される。これは図2 に示す適応型ろ波セクショ
ンで行われる。しかし、ハイブリッド3 を通る双方の経
路が電気的にも機械的にも異なるので、マイクロフォン
ライン11a にかかる被誘導外乱の量( 図1 参照) がイヤ
ホーンライン10a にかかる外乱に等しいと仮定すること
はできない。このことは通常そうであることが測定によ
って示されている。その結果、外乱はマイクロフォンラ
イン11a の方向にのみ抑制される。この外乱抽出は適応
型フィルタである適応型ラインエンハンサ(Adaptive Li
ne Enhancer)(ALE) を利用して行ってもよい。
【００２３】図2 で、外乱除去デバイス( これは、DSP6
によって実行される命令として少なくとも部分的に実現
されることが望ましい) にはディジタル化された入力信
号を格納するための入力バッファ20が含まれる。バッフ
ァ20の出力は、アイドルフレーム並びに、アイドルフレ
ームポインタ24と、TXスタート及びTXストップブロック
( それぞれ26と28) につながっているDTX ロジックブロ
ック22に印加される。TXスタートブロック26とTXストッ
プブロック28は、干渉検出ブロック32か通常ろ波(norma
l filtering)ブロック34の一方にアイドルフレームとDT
X ロジックブロック22の出力を選択的に接続するスイッ
チ30の状態を制御する。干渉検出ブロック32は、通常ろ
波ブロック34か適応型ろ波ブロック40( 好適にはFIR-AL
E)の一方に干渉検出ブロックの出力を選択的に接続する
ように第２のスイッチ38の状態を制御するフラグ36と関
連する。適応型ろ波ブロック40は通常ろ波ブロック34に
フィルタ係数情報40a を与える。フィルタブロック34と
40の各出力は出力バッファ42へ与えられ、出力バッファ
42は、TDMA動作の結果として生じる干渉外乱がないこと
が好ましい音声信号のような出力信号を与える。
によって実行される命令として少なくとも部分的に実現
されることが望ましい) にはディジタル化された入力信
号を格納するための入力バッファ20が含まれる。バッフ
ァ20の出力は、アイドルフレーム並びに、アイドルフレ
ームポインタ24と、TXスタート及びTXストップブロック
( それぞれ26と28) につながっているDTX ロジックブロ
ック22に印加される。TXスタートブロック26とTXストッ
プブロック28は、干渉検出ブロック32か通常ろ波(norma
l filtering)ブロック34の一方にアイドルフレームとDT
X ロジックブロック22の出力を選択的に接続するスイッ
チ30の状態を制御する。干渉検出ブロック32は、通常ろ
波ブロック34か適応型ろ波ブロック40( 好適にはFIR-AL
E)の一方に干渉検出ブロックの出力を選択的に接続する
ように第２のスイッチ38の状態を制御するフラグ36と関
連する。適応型ろ波ブロック40は通常ろ波ブロック34に
フィルタ係数情報40a を与える。フィルタブロック34と
40の各出力は出力バッファ42へ与えられ、出力バッファ
42は、TDMA動作の結果として生じる干渉外乱がないこと
が好ましい音声信号のような出力信号を与える。
【００２４】ALE −フィルタ( 図4 参照) は入力信号の
狭帯域成分に適応する傾向があるけれども、通常ALE −
フィルタは、音声中の長い声が外乱抽出と干渉するのを
防止するために入力時に著しく長い遅延を要する。この
欠点を克服するためには干渉検出ブロック32の利用が望
ましい。干渉検出ブロック32は、主に干渉から成る入力
信号部分を検出し、この干渉情報に従って適当なフラグ
36を設定する。入力信号ブロックが大部分干渉であるこ
とが検出されると、入力信号ブロックは適応型FIR-ALE4
0 でろ波される。FIR-ALE40 の各係数が収束すると、適
応型フィルタ40の出力は実質的に干渉のない信号とな
る。
狭帯域成分に適応する傾向があるけれども、通常ALE −
フィルタは、音声中の長い声が外乱抽出と干渉するのを
防止するために入力時に著しく長い遅延を要する。この
欠点を克服するためには干渉検出ブロック32の利用が望
ましい。干渉検出ブロック32は、主に干渉から成る入力
信号部分を検出し、この干渉情報に従って適当なフラグ
36を設定する。入力信号ブロックが大部分干渉であるこ
とが検出されると、入力信号ブロックは適応型FIR-ALE4
0 でろ波される。FIR-ALE40 の各係数が収束すると、適
応型フィルタ40の出力は実質的に干渉のない信号とな
る。
【００２５】音声も含む入力信号部分や干渉のない入力
信号部分については通常の(normal)FIR フィルタ34が使
用される。通常のFIR フィルタ34は適応型(adaptive)フ
ィルタ40から通常のFIR フィルタ34へ渡される係数情報
40a によって示されるように、適応型FIR-ALE40 と同じ
フィルタ係数で動作することが望ましい。このように通
常のFIR フィルタ34は、出力バッファ42において干渉の
ない出力信号を得るために入力信号から引かれる (減じ
られる) 狭帯域干渉信号を抽出する。
信号部分については通常の(normal)FIR フィルタ34が使
用される。通常のFIR フィルタ34は適応型(adaptive)フ
ィルタ40から通常のFIR フィルタ34へ渡される係数情報
40a によって示されるように、適応型FIR-ALE40 と同じ
フィルタ係数で動作することが望ましい。このように通
常のFIR フィルタ34は、出力バッファ42において干渉の
ない出力信号を得るために入力信号から引かれる (減じ
られる) 狭帯域干渉信号を抽出する。
【００２６】ここで注目すべきことは、図2 の中に二つ
の分離型FIR フィルタ、すなわち適応型フィルタ40並び
に、適応型フィルタ40と同じ係数を利用する通常( 非適
応型) フィルタ34が示されていることである。外乱が存
在しなかったり入力信号が音声を含むときにはこのエラ
ー信号をゼロにすることによってこの適応化が中断され
た場合、たった一つのフィルタしか利用しない方が望ま
しい場合もあることを理解されたい。この場合、音声期
間の後この適応化が再度可能になったとき何らかの追加
的制御が要求される。この適応化が可能になるとき、不
適応化(misadaptation) を防止するためにフィルタの遅
延ライン40B は“純粋の”外乱信号を含むべきである。
二つの遅延ラインを使用することによってこれを達成す
ることができる。第１の遅延ラインはその間フィルタの
各係数が適応された最後のサンプルを含み、一方第２の
遅延ラインはろ波中に利用される遅延ラインである。適
応化の始めに外乱信号のみを含むサンプルは第１の遅延
ラインから第２の( 実際の) 遅延ラインへコピーされ
る。
の分離型FIR フィルタ、すなわち適応型フィルタ40並び
に、適応型フィルタ40と同じ係数を利用する通常( 非適
応型) フィルタ34が示されていることである。外乱が存
在しなかったり入力信号が音声を含むときにはこのエラ
ー信号をゼロにすることによってこの適応化が中断され
た場合、たった一つのフィルタしか利用しない方が望ま
しい場合もあることを理解されたい。この場合、音声期
間の後この適応化が再度可能になったとき何らかの追加
的制御が要求される。この適応化が可能になるとき、不
適応化(misadaptation) を防止するためにフィルタの遅
延ライン40B は“純粋の”外乱信号を含むべきである。
二つの遅延ラインを使用することによってこれを達成す
ることができる。第１の遅延ラインはその間フィルタの
各係数が適応された最後のサンプルを含み、一方第２の
遅延ラインはろ波中に利用される遅延ラインである。適
応化の始めに外乱信号のみを含むサンプルは第１の遅延
ラインから第２の( 実際の) 遅延ラインへコピーされ
る。
【００２７】原則として、信号中に外乱がないとき、信
号のろ波によってなんらかの外乱がその信号に加えられ
る。しかし、この外乱は突然消えることはなく、フィル
タ40には減少した外乱に適応するための時間があるとい
うことが判明している。この外乱がすっかり消えたと
き、フィルタ40の各係数が非常に小さくなるのでろ波に
よって出力信号が耳に聞こえる効果はなくなる。
号のろ波によってなんらかの外乱がその信号に加えられ
る。しかし、この外乱は突然消えることはなく、フィル
タ40には減少した外乱に適応するための時間があるとい
うことが判明している。この外乱がすっかり消えたと
き、フィルタ40の各係数が非常に小さくなるのでろ波に
よって出力信号が耳に聞こえる効果はなくなる。
【００２８】また、音声活性検出装置(VAD) フラグがゼ
ロへ変化した( 音声の中断を示す)後、伝送される四つ
のフレーム中に外乱が存在しないとき、第１の係数を１
に設定し、他の係数をゼロに設定することも本発明の教
示の範囲内にある。
ロへ変化した( 音声の中断を示す)後、伝送される四つ
のフレーム中に外乱が存在しないとき、第１の係数を１
に設定し、他の係数をゼロに設定することも本発明の教
示の範囲内にある。
【００２９】さらにここで注目すべきことは、送信装置
がオンのときこれらのフレームに対してのみ入力バッフ
ァ20が利用されることである。アイドルフレーム中そし
てDTX モード中( 送信装置がオフのとき) 、その各サン
プルは入力バッファ20に対してコピーされず、代わりに
直接音声コーダ入力バッファへ送られる。これらのフレ
ームの伝送中、外乱除去フィルタの出力バッファ42が代
わりに音声コーダの入力バッファへコピーされる。しか
し、ここで注目すべきことは、これらのバッファは物理
的にはDSP6のメモリ中の同じデータアドレスであり得る
ことである。
がオンのときこれらのフレームに対してのみ入力バッフ
ァ20が利用されることである。アイドルフレーム中そし
てDTX モード中( 送信装置がオフのとき) 、その各サン
プルは入力バッファ20に対してコピーされず、代わりに
直接音声コーダ入力バッファへ送られる。これらのフレ
ームの伝送中、外乱除去フィルタの出力バッファ42が代
わりに音声コーダの入力バッファへコピーされる。しか
し、ここで注目すべきことは、これらのバッファは物理
的にはDSP6のメモリ中の同じデータアドレスであり得る
ことである。
【００３０】さて図3 を見ると、干渉検出ブロック32
は、入力バッファ32A と、様々のフィルタ32B 〜32H か
ら成る整合ろ波ブロックと、干渉フラグブロック36へ出
力を与える決定ロジックブロック32I とから成る。本発
明の好適な実施例では、ゲーツェルフィルタ(Goertzel
filters)のような整合フィルタが実装され、ある一定の
周波数帯域中の信号パワーを計算する比較的単純な方法
が与えられる。例示されている実施例では217Hz 整合フ
ィルタ32B が設けられ、第１調波(434Hz) 、第２調波(6
50Hz) そして第ｎ調波整合フィルタ32D 、32F 、及び32
H も設けられる。この挿入図は、整合フィルタ32G のよ
うなゲーツェルフィルタの構造を描くものである。また
選択周波数f1、f2などにおけるパワーを示す出力をそれ
ぞれ与える選択整合フィルタ32C 、32E 、及び32G も設
けられている。
は、入力バッファ32A と、様々のフィルタ32B 〜32H か
ら成る整合ろ波ブロックと、干渉フラグブロック36へ出
力を与える決定ロジックブロック32I とから成る。本発
明の好適な実施例では、ゲーツェルフィルタ(Goertzel
filters)のような整合フィルタが実装され、ある一定の
周波数帯域中の信号パワーを計算する比較的単純な方法
が与えられる。例示されている実施例では217Hz 整合フ
ィルタ32B が設けられ、第１調波(434Hz) 、第２調波(6
50Hz) そして第ｎ調波整合フィルタ32D 、32F 、及び32
H も設けられる。この挿入図は、整合フィルタ32G のよ
うなゲーツェルフィルタの構造を描くものである。また
選択周波数f1、f2などにおけるパワーを示す出力をそれ
ぞれ与える選択整合フィルタ32C 、32E 、及び32G も設
けられている。
【００３１】選択周波数のみならず干渉周波数とその高
調波における信号パワーが計算された後、その信号が主
に干渉から成っているかどうかの判定がブロック32I で
行われる。何らかの他の信号( 整合フィルタ32C 、32E
、32G の一つ又はそれ以上によって検出された音声な
ど) も存在していれば、決定ロジックブロック32I はそ
の入力信号が純粋の干渉を含まないと判定して‘干渉無
し’のポジションにその干渉フラグをセットする。現在
の信号ブロックの干渉判定についての情報と一緒に、以
前の信号ブロックの干渉判定に関する情報も維持され
る。
調波における信号パワーが計算された後、その信号が主
に干渉から成っているかどうかの判定がブロック32I で
行われる。何らかの他の信号( 整合フィルタ32C 、32E
、32G の一つ又はそれ以上によって検出された音声な
ど) も存在していれば、決定ロジックブロック32I はそ
の入力信号が純粋の干渉を含まないと判定して‘干渉無
し’のポジションにその干渉フラグをセットする。現在
の信号ブロックの干渉判定についての情報と一緒に、以
前の信号ブロックの干渉判定に関する情報も維持され
る。
【００３２】図3 ではある一定の周波数における信号パ
ワーを比較することによって干渉検出が行われる。干渉
周波数(217Hz及びその高調波) の信号パワーと、各干渉
周波数との間に在る周波数とが整合ゲーツェルフィルタ
32B 〜32H を用いて計算される。周波数 fi が選ばれた
値にセットされ、 fs がサンプリングレートであるとす
ると、選択周波数における出力パワーは次式で計算する
ことができる。
ワーを比較することによって干渉検出が行われる。干渉
周波数(217Hz及びその高調波) の信号パワーと、各干渉
周波数との間に在る周波数とが整合ゲーツェルフィルタ
32B 〜32H を用いて計算される。周波数 fi が選ばれた
値にセットされ、 fs がサンプリングレートであるとす
ると、選択周波数における出力パワーは次式で計算する
ことができる。
【数１】
【００３３】干渉/ 非干渉の判定は信号パワー情報に基
づく。干渉周波数の信号パワーがなんらかのしきい値量
だけ中間的な周波数のパワーより大きいとき、入力信号
は主に干渉であると判定することができる。干渉である
と断言するためには各干渉周波数における信号パワー
が、お互いに所定の関係を有していることも望ましい。
これらの二つの条件が満たされさえすればその入力信号
は大部分干渉を含むと判定され、したがって、入力信号
から干渉成分を抽出するためにその信号を用いることが
できる。
づく。干渉周波数の信号パワーがなんらかのしきい値量
だけ中間的な周波数のパワーより大きいとき、入力信号
は主に干渉であると判定することができる。干渉である
と断言するためには各干渉周波数における信号パワー
が、お互いに所定の関係を有していることも望ましい。
これらの二つの条件が満たされさえすればその入力信号
は大部分干渉を含むと判定され、したがって、入力信号
から干渉成分を抽出するためにその信号を用いることが
できる。
【００３４】この好適な実施例では干渉検出は、DTX が
アクティブでない入力信号フレームについて20ms毎に行
われる。入力信号フレームの間Tx−オフ又はTX−オンの
ようにDTX がアクティブな場合には、信号は常に干渉だ
けを含まないかのように処理され、図2 の通常フィルタ
34を用いてろ波される。このアクションは、スイッチ38
に接続されている第２のフラグ（例えばDTX アクティブ
フラグなど) によって制御することができる。
アクティブでない入力信号フレームについて20ms毎に行
われる。入力信号フレームの間Tx−オフ又はTX−オンの
ようにDTX がアクティブな場合には、信号は常に干渉だ
けを含まないかのように処理され、図2 の通常フィルタ
34を用いてろ波される。このアクションは、スイッチ38
に接続されている第２のフラグ（例えばDTX アクティブ
フラグなど) によって制御することができる。
【００３５】代わりにこの信号が大部分干渉を含むこと
が検出されたときは、適応型FIR-ALE フィルタ40を用い
て信号はろ波される。FIR-ALE フィルタ40については図
4 にもっと詳細に示されている。ここで注目すべきこと
は、適応型フィルタ40が適応型最小平均二乗(adaptive
Least Mean Squares)(LMS)アルゴリズム40A として実現
されているにも関らず、正規化LMS すなわちNLMSのよう
な他の適応型アルゴリズムもまた利用できることであ
る。LMS の実施例に関してその係数更新式は、 H(n)＝H(n-1)+2ue(n)x(n) である。ここで、u は適応係数であり、H はフィルタ係
数ベクトル、e はろ波エラー、x は入力信号ベクトル、
n は現在時刻である。適応係数u は通常約0.1 である。
適応型FIR-ALE フィルタ40は係数H(n-1)を用いて入力信
号x(n)を遅延させる。次いで出力y(n)が入力信号から引
かれ（減じられ）エラー信号e(n)が得られる。次いで、
前述の係数更新式に関してフィルタ係数が調節される。
入力時の遅延を利用して入力データが非相関にされる(d
ecorrelate) 。適応化を許容するための若干の時間後FI
R-ALE フィルタ40の出力は干渉信号となる。従って、干
渉除去デバイスの出力信号としてエラー信号e(n)を利用
することができる。
が検出されたときは、適応型FIR-ALE フィルタ40を用い
て信号はろ波される。FIR-ALE フィルタ40については図
4 にもっと詳細に示されている。ここで注目すべきこと
は、適応型フィルタ40が適応型最小平均二乗(adaptive
Least Mean Squares)(LMS)アルゴリズム40A として実現
されているにも関らず、正規化LMS すなわちNLMSのよう
な他の適応型アルゴリズムもまた利用できることであ
る。LMS の実施例に関してその係数更新式は、 H(n)＝H(n-1)+2ue(n)x(n) である。ここで、u は適応係数であり、H はフィルタ係
数ベクトル、e はろ波エラー、x は入力信号ベクトル、
n は現在時刻である。適応係数u は通常約0.1 である。
適応型FIR-ALE フィルタ40は係数H(n-1)を用いて入力信
号x(n)を遅延させる。次いで出力y(n)が入力信号から引
かれ（減じられ）エラー信号e(n)が得られる。次いで、
前述の係数更新式に関してフィルタ係数が調節される。
入力時の遅延を利用して入力データが非相関にされる(d
ecorrelate) 。適応化を許容するための若干の時間後FI
R-ALE フィルタ40の出力は干渉信号となる。従って、干
渉除去デバイスの出力信号としてエラー信号e(n)を利用
することができる。
【００３６】アイドルフレームの間、無伝送期間中DTX
動作をアクティブ状態にして入力信号はろ波されない。
というのは、これらの時間においては、RFユニット7 か
らTXバーストが発生しないために入力信号には干渉が含
まれないからである。この時間中各信号ブロックは単に
通過されることが望ましい。アイドルフレームとDTXロ
ジックブロック22( 図2)はDTX アクティブ時間の検出に
係わる。
動作をアクティブ状態にして入力信号はろ波されない。
というのは、これらの時間においては、RFユニット7 か
らTXバーストが発生しないために入力信号には干渉が含
まれないからである。この時間中各信号ブロックは単に
通過されることが望ましい。アイドルフレームとDTXロ
ジックブロック22( 図2)はDTX アクティブ時間の検出に
係わる。
【００３７】特に、固定無線端末1 のDSP ソフトウェア
の動作中、ある種のソフトウェア・モジュールがアイド
ルフレームとDTX −ロジック22との実現に係わる。これ
らのモジュールはDTX モードで作動するとき、アイドル
フレーム開始時刻と送信停止/ 開始時刻に関する情報を
与える。これらの示された時刻は信号サンプルのコピー
を制御してフィルタの入力バッファ20中に入れるために
利用される。そのため信号サンプルはアイドルフレーム
中に採られた場合には入力バッファ20中に格納されない
ことになる。これによってフィルタ入力バッファ20の干
渉信号を周期的静止状態のままにすることが可能とな
る。干渉検出器32と干渉抽出器/ 減算器の双方はこの周
期的静止(cyclo-stationary)干渉信号を利用する。ろ波
後、アイドルフレームサンプルが処理されない間このろ
波されたサンプルは信号入力バッファの中へコピーされ
る。
の動作中、ある種のソフトウェア・モジュールがアイド
ルフレームとDTX −ロジック22との実現に係わる。これ
らのモジュールはDTX モードで作動するとき、アイドル
フレーム開始時刻と送信停止/ 開始時刻に関する情報を
与える。これらの示された時刻は信号サンプルのコピー
を制御してフィルタの入力バッファ20中に入れるために
利用される。そのため信号サンプルはアイドルフレーム
中に採られた場合には入力バッファ20中に格納されない
ことになる。これによってフィルタ入力バッファ20の干
渉信号を周期的静止状態のままにすることが可能とな
る。干渉検出器32と干渉抽出器/ 減算器の双方はこの周
期的静止(cyclo-stationary)干渉信号を利用する。ろ波
後、アイドルフレームサンプルが処理されない間このろ
波されたサンプルは信号入力バッファの中へコピーされ
る。
【００３８】適当な長さのFIR フィルタは好適には100
タップ(tap) であることが望ましく、干渉検出器32を使
用するとき非相関遅延(decorrelation delay)40Cをたっ
た一つのサンプルとする必要がある。以前述べたよう
に、ALE フィルタ40の適応定数の推奨値は0.1 である。
タップ(tap) であることが望ましく、干渉検出器32を使
用するとき非相関遅延(decorrelation delay)40Cをたっ
た一つのサンプルとする必要がある。以前述べたよう
に、ALE フィルタ40の適応定数の推奨値は0.1 である。
【００３９】図5 は、GSM アイドルフレーム中の回路の
動作を説明するものである。
動作を説明するものである。
【００４０】DTX モードで作動しているとき、Txバース
トが送られると入力サンプルは単にろ波されるにすぎな
い。Txバースト中に採られたサンプルのみがろ波ブロッ
クへ送られることをDTX ソフトウェア・モジュールが保
証する。図6 〜8 はDTX 制御を達成するための回路の動
作を例示する。
トが送られると入力サンプルは単にろ波されるにすぎな
い。Txバースト中に採られたサンプルのみがろ波ブロッ
クへ送られることをDTX ソフトウェア・モジュールが保
証する。図6 〜8 はDTX 制御を達成するための回路の動
作を例示する。
【００４１】適応型フィルタ40と通常フィルタ34との間
で信号ブロックを切換えるとき、適応型フィルタ40へ入
力される信号( 干渉) が周期的静止状態のままであるこ
とを保証することが重要である。この好適な解決策では
この目的のためにピークサーチアルゴリズムが用いられ
ている。
で信号ブロックを切換えるとき、適応型フィルタ40へ入
力される信号( 干渉) が周期的静止状態のままであるこ
とを保証することが重要である。この好適な解決策では
この目的のためにピークサーチアルゴリズムが用いられ
ている。
【００４２】図9 は、適応化における中断後に適応型フ
ィルタ40の中へ信号が送り込まれるとき( すなわち、信
号の大部分は過去に干渉信号であったが最新のオーディ
オフレームの中に干渉信号以外の信号成分が含まれてい
て、そのため通常フィルタ34へ入力されていた) 場合の
一つの典型的な状況を例示するものである。入力信号フ
レームとLMS アルゴリズム40A の遅延ライン40B(図4 参
照) との双方についてピークサーチが行われる。非相関
遅延40C も考慮に入れなければならない。図10を参照す
ると、ピークサーチアルゴリズムの動作は以下のように
なる。
ィルタ40の中へ信号が送り込まれるとき( すなわち、信
号の大部分は過去に干渉信号であったが最新のオーディ
オフレームの中に干渉信号以外の信号成分が含まれてい
て、そのため通常フィルタ34へ入力されていた) 場合の
一つの典型的な状況を例示するものである。入力信号フ
レームとLMS アルゴリズム40A の遅延ライン40B(図4 参
照) との双方についてピークサーチが行われる。非相関
遅延40C も考慮に入れなければならない。図10を参照す
ると、ピークサーチアルゴリズムの動作は以下のように
なる。
【００４３】ピークサーチアルゴリズム(DTXロジック22
の中に組み入れてもよい) によって、入力バッファ20中
の入力信号フレームの最初の37個のサンプルと、適応型
フィルタの遅延ライン40B 中の37個の最新サンプルとの
双方の中の最大値が位置付けられる。信号入力バッファ
20中の最初の37個のサンプルの最大値がしきい値未満の
場合そのフレームは通常フィルタ34を用いてろ波され
る。ピークサーチアルゴリズムはピーク値間の距離もチ
ェックし、この距離が37個のサンプルと等価になるよう
に各ピークをマッチさせる。これは一つの干渉期間であ
る。これに関しては、その信号が8kHzでサンプリングさ
れた場合、37個のサンプルは4.625ms に等しく、これは
4.615ms のTX期間に近似している。
の中に組み入れてもよい) によって、入力バッファ20中
の入力信号フレームの最初の37個のサンプルと、適応型
フィルタの遅延ライン40B 中の37個の最新サンプルとの
双方の中の最大値が位置付けられる。信号入力バッファ
20中の最初の37個のサンプルの最大値がしきい値未満の
場合そのフレームは通常フィルタ34を用いてろ波され
る。ピークサーチアルゴリズムはピーク値間の距離もチ
ェックし、この距離が37個のサンプルと等価になるよう
に各ピークをマッチさせる。これは一つの干渉期間であ
る。これに関しては、その信号が8kHzでサンプリングさ
れた場合、37個のサンプルは4.625ms に等しく、これは
4.615ms のTX期間に近似している。
【００４４】ピークサーチアルゴリズム後の入力信号の
ろ波は以下のように行われる。適応型フィルタの遅延ラ
イン40B 中に連続干渉信号を与えるためスキップの対象
となるこれらの信号サンプルは通常フィルタ34でろ波さ
れ、その結果はフィルタ出力バッファ42中の適当な記憶
場所に入れられる。これらの信号サンプルの残りは適応
型フィルタ40の中でろ波され、その結果も出力バッファ
42の中に入れられる。このようにして適応型フィルタ40
への信号入力は連続状態のままになる。
ろ波は以下のように行われる。適応型フィルタの遅延ラ
イン40B 中に連続干渉信号を与えるためスキップの対象
となるこれらの信号サンプルは通常フィルタ34でろ波さ
れ、その結果はフィルタ出力バッファ42中の適当な記憶
場所に入れられる。これらの信号サンプルの残りは適応
型フィルタ40の中でろ波され、その結果も出力バッファ
42の中に入れられる。このようにして適応型フィルタ40
への信号入力は連続状態のままになる。
【００４５】以上の点を要約すると、本発明の教示に従
って217HzGSM外乱信号を除去するために、外乱信号が検
出され、デジタル化されたオーディオ信号からDSP6によ
って抽出され、次いでこの外乱信号を利用してサンプリ
ングされた信号の補償が行われる。しかし、ハイブリッ
ド3 を通る双方の経路が電気的にも機械的にも異なって
いるので、マイクロフォンラインにかかる被誘導外乱11
a の量はスピーカーラインにかかる外乱10a に等しいと
仮定することはできない。その結果、マイクロフォンラ
インの方向に外乱が抑制される。
って217HzGSM外乱信号を除去するために、外乱信号が検
出され、デジタル化されたオーディオ信号からDSP6によ
って抽出され、次いでこの外乱信号を利用してサンプリ
ングされた信号の補償が行われる。しかし、ハイブリッ
ド3 を通る双方の経路が電気的にも機械的にも異なって
いるので、マイクロフォンラインにかかる被誘導外乱11
a の量はスピーカーラインにかかる外乱10a に等しいと
仮定することはできない。その結果、マイクロフォンラ
インの方向に外乱が抑制される。
【００４６】周波数ホッピングを使用するとき( 例え
ば、GSM03.30、バージョン4.3.0 、ETR103、1995年2
月、p.14及びGSM05.02、バージョン4.7.0 、草案prETS3
00 574、1996年3 月、p.18、p.19、p.37及びp.38を参照
のこと) 、適応型バッファの割り当てを備えた図11のマ
ルチ平均バッファシステムを使用して外乱を除去するこ
とが望ましい。エラー信号抽出装置とバッファを設ける
ことによって適応型バッファの割り当てを行い、ブロッ
ク(NORM.SQ.DIFF)54中において、到来信号と平均化され
た信号との間の総和二乘差(summed squared difference
s)によって計算される外乱信号間の多次元ユークリッド
距離を決定し、そしてこの距離が平均バッファ(average
buffer)56a 、56b 、56c 、56d に格納されたエネルギ
ーによって正規化される(normalized)。この実施例は、
適応型しきい値システムと共に、複数のバッファカウン
タ58a 、58b 、58c 、及び58d 、並びにバッファフリー
フラグ60a 、60b 、60c 、及び60d を与えるものであ
る。複数の入力スイッチ62a 〜62d 並びに出力スイッチ
64a 〜64d はブロック54によって選択的に制御される。
ば、GSM03.30、バージョン4.3.0 、ETR103、1995年2
月、p.14及びGSM05.02、バージョン4.7.0 、草案prETS3
00 574、1996年3 月、p.18、p.19、p.37及びp.38を参照
のこと) 、適応型バッファの割り当てを備えた図11のマ
ルチ平均バッファシステムを使用して外乱を除去するこ
とが望ましい。エラー信号抽出装置とバッファを設ける
ことによって適応型バッファの割り当てを行い、ブロッ
ク(NORM.SQ.DIFF)54中において、到来信号と平均化され
た信号との間の総和二乘差(summed squared difference
s)によって計算される外乱信号間の多次元ユークリッド
距離を決定し、そしてこの距離が平均バッファ(average
buffer)56a 、56b 、56c 、56d に格納されたエネルギ
ーによって正規化される(normalized)。この実施例は、
適応型しきい値システムと共に、複数のバッファカウン
タ58a 、58b 、58c 、及び58d 、並びにバッファフリー
フラグ60a 、60b 、60c 、及び60d を与えるものであ
る。複数の入力スイッチ62a 〜62d 並びに出力スイッチ
64a 〜64d はブロック54によって選択的に制御される。
【００４７】動作中、バッファ56の中の一つを自由に割
り当てることができるかどうかを判定するチェックが行
われる( すなわち、少なくとも一つのバッファフリーフ
ラグ60がゼロでなければならない) 。次に、各バッファ
56について正規化された総和二乘差が計算され、正規化
された残差(residual) Rn が算出される。各々の正規化
された残差は適応しきい値(AT)に対して比較される。全
ての Rn が適応しきい値より大きいとき、新しいバッフ
ァ56を割り当てる試みがなされる。該しきい値より大き
くない場合には、その差( 従って Rn ) が最小であるこ
とが判明したバッファが更新される。バッファの更新は
関連するバッファカウンタ58の増分 (インクリメント)
を引き起こす。26番目の外乱バースト( すなわち、GSM
の１マルチフレーム) 毎にカウンタ58a 〜58d がテスト
される。カウンタ値が１以下であることが判明した場
合、その対応バッファ56は解放され( 関連するフラグ60
はリセットされる) 、割り当て用として利用可能とな
る。１というカウンタ値は、一つのバースト中の外乱エ
ネルギーの誤った判定に因って割り当てられたかもしれ
ないこれらのバッファ56を除去するために使用される。
１より大きいカウンタ58の値を持つバッファ56の数は周
波数ホッピング方式で用いられている異なるTX周波数の
数を示し、各バッファはその特別の周波数帯域と関連す
る外乱の大きさに関する情報を含む。この手法を利用し
て、ゆっくりと変動する変化と急激に変動する変化との
両方を効率よく学習できることが保証される。
り当てることができるかどうかを判定するチェックが行
われる( すなわち、少なくとも一つのバッファフリーフ
ラグ60がゼロでなければならない) 。次に、各バッファ
56について正規化された総和二乘差が計算され、正規化
された残差(residual) Rn が算出される。各々の正規化
された残差は適応しきい値(AT)に対して比較される。全
ての Rn が適応しきい値より大きいとき、新しいバッフ
ァ56を割り当てる試みがなされる。該しきい値より大き
くない場合には、その差( 従って Rn ) が最小であるこ
とが判明したバッファが更新される。バッファの更新は
関連するバッファカウンタ58の増分 (インクリメント)
を引き起こす。26番目の外乱バースト( すなわち、GSM
の１マルチフレーム) 毎にカウンタ58a 〜58d がテスト
される。カウンタ値が１以下であることが判明した場
合、その対応バッファ56は解放され( 関連するフラグ60
はリセットされる) 、割り当て用として利用可能とな
る。１というカウンタ値は、一つのバースト中の外乱エ
ネルギーの誤った判定に因って割り当てられたかもしれ
ないこれらのバッファ56を除去するために使用される。
１より大きいカウンタ58の値を持つバッファ56の数は周
波数ホッピング方式で用いられている異なるTX周波数の
数を示し、各バッファはその特別の周波数帯域と関連す
る外乱の大きさに関する情報を含む。この手法を利用し
て、ゆっくりと変動する変化と急激に変動する変化との
両方を効率よく学習できることが保証される。
【００４８】Rn の最小値が生じる毎に更新されるM 型
ディ−プスライディングメジアンフィルタ(M deep slid
ing median filter)68を利用して適応しきい値(AT)を計
算することが望ましい。最小の周波数ホッピングで現実
に実施する際には、必要なバッファ56の数は( 例示され
ているように) 四つほどにすることができる。
ディ−プスライディングメジアンフィルタ(M deep slid
ing median filter)68を利用して適応しきい値(AT)を計
算することが望ましい。最小の周波数ホッピングで現実
に実施する際には、必要なバッファ56の数は( 例示され
ているように) 四つほどにすることができる。
【００４９】送信装置が様々な周波数帯域でエネルギー
のバーストを伝送する周波数ホッピングの実施例では、
外乱信号の抽出によって、その様々な周波数帯域で伝送
される外乱信号間の多次元ユークリッド距離が決定され
る。
のバーストを伝送する周波数ホッピングの実施例では、
外乱信号の抽出によって、その様々な周波数帯域で伝送
される外乱信号間の多次元ユークリッド距離が決定され
る。
【００５０】特に、図12を参照すると、この場合外乱信
号の抽出には、(A) 複数の割り当て可能なバッファ56を
与え、(B) 各バッファ56について正規化された総和二乘
差(normalized summed square difference) を計算し、
正規化された残差 Rn を算出し、(C) すべての Rn が適
応しきい値より大きいとき、適応しきい値(AT)に対して
各々の正規化された残差 Rn を比較し、(D) 新しいバッ
ファ56を割り当て、すべての Rn が適応しきい値より大
きくないときは、(E)Rn が最も小さくかつ適応しきい値
未満であることが判明したバッファ56を更新し、関連す
るバッファカウンタ58を増分（インクリメント）する(B
UF＿CNT+1)、各ステップが含まれる。さらに、(F) 周期
的にバッファカウンタ58をテストし、バッファカウンタ
58がしきい値( 例えば１) 以下であることが判明した場
合には、(G) 関連するバッファフラグ60をリセットする
(BUF＿FLAG=0) ことによって、関連するバッファ56を解
放し使用する、各ステップが含まれる。ここに記載され
た本実施例では、この適応しきい値は、この適応しきい
値より小さいことが判明した残差 Rn が生じるたびに更
新されるスライディングメジアンフィルタ68を用いて決
定される値を有する。
号の抽出には、(A) 複数の割り当て可能なバッファ56を
与え、(B) 各バッファ56について正規化された総和二乘
差(normalized summed square difference) を計算し、
正規化された残差 Rn を算出し、(C) すべての Rn が適
応しきい値より大きいとき、適応しきい値(AT)に対して
各々の正規化された残差 Rn を比較し、(D) 新しいバッ
ファ56を割り当て、すべての Rn が適応しきい値より大
きくないときは、(E)Rn が最も小さくかつ適応しきい値
未満であることが判明したバッファ56を更新し、関連す
るバッファカウンタ58を増分（インクリメント）する(B
UF＿CNT+1)、各ステップが含まれる。さらに、(F) 周期
的にバッファカウンタ58をテストし、バッファカウンタ
58がしきい値( 例えば１) 以下であることが判明した場
合には、(G) 関連するバッファフラグ60をリセットする
(BUF＿FLAG=0) ことによって、関連するバッファ56を解
放し使用する、各ステップが含まれる。ここに記載され
た本実施例では、この適応しきい値は、この適応しきい
値より小さいことが判明した残差 Rn が生じるたびに更
新されるスライディングメジアンフィルタ68を用いて決
定される値を有する。
【００５１】GSM という文脈で主に説明してきたが、前
述の教示は、割り当てられた時刻にバーストで情報を伝
送するいくつかの異なるタイプのディジタルセルラープ
ロトコルのいずれにも適用できることを当業者は認める
であろう。例えば、TDMA IS-136 プロトコルに基づくシ
ステムでも本発明を利用することができる。実際、多く
の符号分割多元接続システムを含む反復伝送を行ういず
れのシステムでも本発明の教示を利用することができ
る。
述の教示は、割り当てられた時刻にバーストで情報を伝
送するいくつかの異なるタイプのディジタルセルラープ
ロトコルのいずれにも適用できることを当業者は認める
であろう。例えば、TDMA IS-136 プロトコルに基づくシ
ステムでも本発明を利用することができる。実際、多く
の符号分割多元接続システムを含む反復伝送を行ういず
れのシステムでも本発明の教示を利用することができ
る。
【００５２】従って、本発明をその好適な実施例に関し
て特に示し説明してきたが、本発明の範囲と精神から逸
脱せずに、本発明の形式と詳細の変更を行うことが可能
であることを当業者は理解するであろう。
て特に示し説明してきたが、本発明の範囲と精神から逸
脱せずに、本発明の形式と詳細の変更を行うことが可能
であることを当業者は理解するであろう。
【図１】固定無線端末デバイスの構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】図1 の固定無線端末のDSP で実施されるような
外乱除去システムの１実施例を例示する図である。
外乱除去システムの１実施例を例示する図である。
【図３】図2 に示される干渉( 外乱) 検出器のブロック
図である。
図である。
【図４】本発明の方法の様々な制御アクションを示す図
である。
である。
【図５】アイドルフレーム中の制御動作及びDTX 動作を
例示する図（その１）である。
例示する図（その１）である。
【図６】アイドルフレーム中の制御動作及びDTX 動作を
例示する図（その２）である。
例示する図（その２）である。
【図７】アイドルフレーム中の制御動作及びDTX 動作を
例示する図（その３）である。
例示する図（その３）である。
【図８】アイドルフレーム中の制御動作及びDTX 動作を
例示する図（その４）である。
例示する図（その４）である。
【図９】適応型FIR-ALE の中へ送り込まれる信号の連続
制御を例示し、ピーク検出器の動作を示す図（その１）
である。FIR-ALE の中へ不連続干渉を送り込んだ結果は
ある期間の間誤ったろ波となろうが、これは本発明のこ
の好適な実施例では回避される状況である。
制御を例示し、ピーク検出器の動作を示す図（その１）
である。FIR-ALE の中へ不連続干渉を送り込んだ結果は
ある期間の間誤ったろ波となろうが、これは本発明のこ
の好適な実施例では回避される状況である。
【図１０】適応型FIR-ALE の中へ送り込まれる信号の連
続制御を例示し、ピーク検出器の動作を示す図（その
２）である。FIR-ALE の中へ不連続干渉を送り込んだ結
果はある期間の間誤ったろ波となろうが、これは本発明
のこの好適な実施例では回避される状況である。
続制御を例示し、ピーク検出器の動作を示す図（その
２）である。FIR-ALE の中へ不連続干渉を送り込んだ結
果はある期間の間誤ったろ波となろうが、これは本発明
のこの好適な実施例では回避される状況である。
【図１１】周波数ホップされたバースト伝送システムで
使用されるエラー信号抽出装置並びにバッファの１実施
例を例示する図である。
使用されるエラー信号抽出装置並びにバッファの１実施
例を例示する図である。
【図１２】図11の実施例の動作を例示するフローチャー
トである。
トである。
２…周辺デバイス ６…ディジタル信号処理装置(DSP) 20…入力バッファ 32…干渉検出ブロック 34…通常フィルタ 36…干渉フラグブロック 40…適応型フィルタ 42…出力バッファ
フロントページの続き (72)発明者 ヤンネ パクスニエミ フィンランド国，エフアイエヌ−90100 オウル，ナーカテターンカトゥ 14 ビー 16
Claims (20)
- 【請求項１】 信号フレームの間エネルギーのバースト
を伝送する送信装置によって誘導される入力信号から外
乱信号を除去する方法であって、 前記入力信号が実質的に前記外乱信号のみから成る信号
エネルギーを含む信号フレームを検出し、 外乱信号を修正できるように前記検出された信号フレー
ム中の前記外乱信号を特徴づけ、 音声を含む前記信号フレームからも、また、音声を含ま
ないある一定の信号フレームからも前記外乱信号を除去
するために前記修正された外乱信号を利用しながら、伝
送バーストが存在する信号フレームについてのみ前記入
力信号を補償する、 各ステップをそなえることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記検出するステップが、前記外乱信号
の基本周波数並びに少なくとも一つの調波周波数と整合
し、かつ、前記外乱周波数間の各周波数とも整合するフ
ィルタを用いて前記入力信号をろ波するステップを含む
ことを特徴とする請求項1 に記載の方法。 - 【請求項３】 前記検出するステップが、前記入力信号
が前記外乱信号のみを含むか、あるいは他の信号に加え
て前記外乱信号を含むかどうかを、各々のろ波された周
波数において検出された信号パワーから判定するステッ
プを含むことを特徴とする請求項2 に記載の方法。 - 【請求項４】 前記特徴づけるステップが、適応型ライ
ンエンハンサ(ALE)タイプの適応型有限インパルス応答
(FIR) フィルタを用い、前記外乱信号のみを前記タイプ
のフィルタへ送出し、前記FIR-ALE フィルタの各フィル
タ係数を適応させることを特徴とする請求項1 に記載の
方法。 - 【請求項５】 非適応型FIR フィルタ中の前記適応され
た各フィルタ係数を用いて、他の信号成分が存在すると
きにも前記入力信号から前記外乱信号を抽出するステッ
プをさらに有することを特徴とする請求項4 に記載の方
法。 - 【請求項６】 アイドルフレームの間に生じる入力信号
フレームが補償されないことを特徴とする請求項1 に記
載の方法。 - 【請求項７】 不連続伝送(DTX) 動作モードの間は前記
アイドルフレームを除いて、可聴信号を含むことが検出
された全ての信号フレームが、コンフォートノイズ更新
フレームを含めて補償されること特徴とする請求項6 に
記載の方法。 - 【請求項８】 周波数ホッピング手法を用いてエネルギ
ーのバーストを伝送する送信装置によって誘導される入
力信号から外乱信号を除去する方法であって、 前記周波数ホッピング中に使用される特定の周波数に関
する情報を格納するための複数の割り当て可能なバッフ
ァをそれぞれ与え、 各バッファについて正規化された総和二乘差を計算して
正規化された残差 Rnを算出し、 適応しきい値に対して各々の正規化された残差 Rn を比
較し、 すべての Rn が適応しきい値より大きいとき、新しいバ
ッファを割り当て、 大きくないときは、 Rn が最も小さくかつ前記適応しき
い値未満であることが判明したバッファを更新し、 関連するバッファカウンタをインクリメントする、 各ステップをそなえることを特徴とする方法。 - 【請求項９】 周期的に前記バッファカウンタをテスト
し、バッファカウンタがあるしきい値以下の場合には、
前記関連するバッファを解放して使用するステップをさ
らにそなえることを特徴とする請求項8 に記載の方法。 - 【請求項１０】 前記適応しきい値が、前記適応しきい
値より小さいことが判明した残差 Rn が生じるたびに更
新されるスライディングメジアンフィルタを用いて決定
されるある値を有することを特徴とする請求項8 に記載
の方法。 - 【請求項１１】 エネルギーのバーストを伝送する送信
装置によって誘導される入力信号から外乱信号を除去す
る装置であって、 外乱信号のみが存在するフレームを検出するための入力
信号フレームにつながっている検出器と、 入力信号フレームが前記外乱信号を含むことが検出され
たときのみ外乱信号補償信号を取り出すためのフィルタ
と、 音声を含む信号フレームから、並びに音声を含まないあ
る一定の信号フレームからも前記外乱信号を除去するた
めに、前記外乱信号補償信号を用いて前記入力信号を補
償するためのフィルタと、 をそなえることを特徴とする装置。 - 【請求項１２】 前記検出器が、前記外乱信号の基本周
波数と少なくとも一つの調波周波数、及び前記外乱周波
数間の各周波数に整合するフィルタを含む１群のフィル
タを有し、各々の検出された周波数において検出された
信号パワーから、前記入力信号が前記外乱信号のみを含
むか、あるいは前記外乱信号と他の信号とを含むかどう
かを前記検出器が判定することを特徴とする請求項11に
記載の装置。 - 【請求項１３】 前記外乱信号補償信号を取り出すため
の前記フィルタが、前記FIR-ALE フィルタの各フィルタ
係数を適応させるために前記外乱信号のみが送られる適
応型ラインエンハンサ(ALE) タイプの適応型有限インパ
ルス応答(FIR) フィルタから成り、非適応型FIR フィル
タから成る補償用の前記フィルタによって前記適応され
た各フィルタ係数が用いられ前記入力信号から前記外乱
信号を抽出することを特徴とする請求項11に記載の装
置。 - 【請求項１４】 前記装置をパイパスするためのバース
トが伝送されないとき、アイドルフレームの間に生じる
入力信号フレームを検出するための検出器をさらにそな
えることを特徴とする請求項11に記載の装置。 - 【請求項１５】 各フレームから成る入力信号から送信
装置のバースト−被誘導外乱信号を除去する方法であっ
て、 前記入力信号をサンプリングして、前記入力信号が実質
的に前記外乱信号のみから成る信号エネルギーを含むフ
レームの発生と、前記入力信号が前記外乱信号と他の信
号とから成る信号エネルギーを含むフレームの発生と、
前記外乱信号を含まないフレームの発生とを検出し、 前記入力信号が実質的に前記外乱信号のみから成る信号
エネルギーを含む検出されたフレームについては、適応
型フィルタの各フィルタ係数を前記外乱信号に適応さ
せ、 実質的に前記外乱信号のみから成る信号エネルギーを含
む前記検出されたフレームの間前記適応型フィルタを用
いて前記入力信号をろ波し、 前記外乱信号と前記他の信号とから成る信号エネルギー
を含む前記検出されたフレームの間非適応型フィルタで
前記入力信号をろ波し、前記非適応型フィルタが前記適
応型フィルタの前記各フィルタ係数から取り出された各
フィルタ係数を使用する、 各ステップをそなえることを特徴とする方法。 - 【請求項１６】 前記サンプリングするステップが、前
記外乱信号の基本周波数と少なくとも一つの調波周波数
とに整合するフィルタを用いて前記入力信号をろ波する
ステップを含むことを特徴とする請求項15に記載の方
法。 - 【請求項１７】 前記適応型フィルタが、適応型ライン
エンハンサ(ALE) タイプの適応型有限インパルス応答(F
IR) フィルタから成ることを特徴とする請求項15に記載
の方法。 - 【請求項１８】 前記非適応型フィルタがFIR フィルタ
であることを特徴とする請求項17に記載の方法。 - 【請求項１９】 前記適応させるステップと前記ろ波す
る各ステップとがアイドルフレームの間は実行されない
ことを特徴とする請求項15に記載の方法。 - 【請求項２０】 不連続伝送(DTX) 動作モードの間、コ
ンフォートノイズ更新フレームを含めて、アイドルフレ
ームを除く全てのフレームの間、前記適応させるステッ
プと、前記ろ波する各ステップの一方または他方とが実
行されることを特徴とする請求項15に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/991,763 US6269093B1 (en) | 1997-12-16 | 1997-12-16 | Adaptive removal of disturbance in TDMA acoustic peripheral devices |
| US08/991763 | 1997-12-16 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11251938A true JPH11251938A (ja) | 1999-09-17 |
Family
ID=25537530
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10356512A Pending JPH11251938A (ja) | 1997-12-16 | 1998-12-15 | 入力信号から外乱信号を除去する方法及び装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6269093B1 (ja) |
| EP (1) | EP0926839B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11251938A (ja) |
| DE (1) | DE69830976T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003514483A (ja) * | 1999-11-03 | 2003-04-15 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 通信信号におけるノイズ除去のためのシステム及び方法 |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010030739A (ko) * | 1998-07-28 | 2001-04-16 | 요트.게.아. 롤페즈 | 통신 단말기 |
| US6763106B1 (en) * | 1998-11-19 | 2004-07-13 | Legerity Inc. | Signal detector with duration-based frame width |
| US6556674B1 (en) * | 1998-11-19 | 2003-04-29 | Legerity, Inc. | Signal detector with matched filter coefficient |
| US6608904B1 (en) | 1999-06-04 | 2003-08-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for canceling interference in a loudspeaker communication path through adaptive discrimination |
| US6600726B1 (en) * | 1999-09-29 | 2003-07-29 | Mobilian Corporation | Multiple wireless communication protocol methods and apparatuses |
| US6865276B1 (en) * | 1999-11-03 | 2005-03-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | System and method for noise suppression in a communication signal |
| FI107477B (fi) | 1999-12-16 | 2001-08-15 | Valtion Teknillinen | Menetelmä signaalien erottamiseksi toisistaan ja suodatin |
| US20020098799A1 (en) * | 2001-01-19 | 2002-07-25 | Struhsaker Paul F. | Apparatus and method for operating a subscriber interface in a fixed wireless system |
| WO2002049205A2 (en) * | 2000-12-12 | 2002-06-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Audio output stage for a mobile telephone |
| EP1220220A3 (en) * | 2000-12-28 | 2005-08-31 | Sony Corporation | Filtering and interference removal |
| US20020123308A1 (en) * | 2001-01-09 | 2002-09-05 | Feltstrom Alberto Jimenez | Suppression of periodic interference in a communications system |
| GB0116493D0 (en) * | 2001-07-06 | 2001-08-29 | Koninkl Philips Electronics Nv | Receiver having an adaptive filter and method of optimising the filter |
| US7529378B2 (en) * | 2004-11-12 | 2009-05-05 | Phonak Ag | Filter for interfering signals in hearing devices |
| US8064611B2 (en) * | 2007-04-03 | 2011-11-22 | Texas Instruments Incorporated | Uplink noise cancellation |
| EP2263324B1 (en) * | 2008-04-09 | 2015-02-25 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) | Interference estimation for uplink tdm in a wireless system |
| US8369252B2 (en) * | 2008-06-11 | 2013-02-05 | Broadcom Corporation | Method and system for time division duplex hum noise cancellation |
| US8130790B2 (en) | 2010-02-08 | 2012-03-06 | Apple Inc. | Digital communications system with variable-bandwidth traffic channels |
| US20110300874A1 (en) * | 2010-06-04 | 2011-12-08 | Apple Inc. | System and method for removing tdma audio noise |
| KR20140036622A (ko) * | 2012-09-17 | 2014-03-26 | 한국전자통신연구원 | 다중 레인 기반 이더넷의 동적 전력 절감 장치 및 방법 |
| CN105761726B (zh) * | 2014-12-15 | 2018-01-09 | 华为终端（东莞）有限公司 | 一种消除tdd噪声的方法和装置 |
| US9780815B2 (en) * | 2016-01-11 | 2017-10-03 | Nxp B.V. | Multi-tones narrow band RF noise elimination through adaptive algorithm |
| US10771167B2 (en) | 2017-11-02 | 2020-09-08 | Covidien Lp | System and methods for mitigating interferences between electrosurgical systems |
Family Cites Families (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4177521A (en) * | 1978-03-27 | 1979-12-04 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Output timing arrangement for single-wall magnetic domain apparatus |
| JPS5596751A (en) * | 1979-01-17 | 1980-07-23 | Nec Corp | Signal discrimination unit |
| US4244376A (en) * | 1980-02-08 | 1981-01-13 | Fisher Charles B | Measurement of evoked nervous system potentials |
| FR2592256B1 (fr) * | 1985-12-20 | 1988-02-12 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif d'asservissement de la puissance d'emission d'un faisceau hertzien |
| US5123031A (en) | 1989-02-08 | 1992-06-16 | Nokia-Mobira Oy | Control voltage generator in a transmitter arrangement for digitally modulated signals |
| AU633673B2 (en) | 1990-01-18 | 1993-02-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal processing device |
| US5260974A (en) * | 1991-05-10 | 1993-11-09 | Echelon Corporation | Adaptive carrier detection |
| US5214708A (en) * | 1991-12-16 | 1993-05-25 | Mceachern Robert H | Speech information extractor |
| US5251263A (en) | 1992-05-22 | 1993-10-05 | Andrea Electronics Corporation | Adaptive noise cancellation and speech enhancement system and apparatus therefor |
| FI108975B (fi) | 1993-03-09 | 2002-04-30 | Nokia Corp | Opetusjakso digitaalisessa solukkopuhelinjärjestelmässä |
| JP2636712B2 (ja) * | 1993-12-08 | 1997-07-30 | 日本電気株式会社 | 移動通信装置 |
| JP3117608B2 (ja) * | 1994-02-10 | 2000-12-18 | シャープ株式会社 | 受信装置 |
| DE69614284T2 (de) * | 1995-02-02 | 2002-01-10 | Nippon Telegraph & Telephone | Verzerrungskorrekturvorrichtung |
| US5742591A (en) * | 1995-06-07 | 1998-04-21 | General Instrument Corporation | Interference cancellation system for CATV return transmissions |
| US5745839A (en) * | 1995-09-01 | 1998-04-28 | Cd Radio, Inc. | Satellite multiple access system with distortion cancellation and compression compensation |
| US5903819A (en) * | 1996-03-13 | 1999-05-11 | Ericsson Inc. | Noise suppressor circuit and associated method for suppressing periodic interference component portions of a communication signal |
| US5960389A (en) * | 1996-11-15 | 1999-09-28 | Nokia Mobile Phones Limited | Methods for generating comfort noise during discontinuous transmission |
| US5920834A (en) * | 1997-01-31 | 1999-07-06 | Qualcomm Incorporated | Echo canceller with talk state determination to control speech processor functional elements in a digital telephone system |
-
1997
- 1997-12-16 US US08/991,763 patent/US6269093B1/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-12-15 JP JP10356512A patent/JPH11251938A/ja active Pending
- 1998-12-16 EP EP98310297A patent/EP0926839B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-16 DE DE69830976T patent/DE69830976T2/de not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003514483A (ja) * | 1999-11-03 | 2003-04-15 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 通信信号におけるノイズ除去のためのシステム及び方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0926839A3 (en) | 2004-01-02 |
| EP0926839A2 (en) | 1999-06-30 |
| US6269093B1 (en) | 2001-07-31 |
| DE69830976D1 (de) | 2005-09-01 |
| DE69830976T2 (de) | 2006-04-20 |
| EP0926839B1 (en) | 2005-07-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH11251938A (ja) | 入力信号から外乱信号を除去する方法及び装置 | |
| US5619566A (en) | Voice activity detector for an echo suppressor and an echo suppressor | |
| JP4522497B2 (ja) | デジタル電話システムの機能素子を制御するために状態決定を使用する方法および装置 | |
| RU2142675C1 (ru) | Способ и система усиления речевого сигнала в сети связи | |
| CA2527461C (en) | Reverberation estimation and suppression system | |
| US6081732A (en) | Acoustic echo elimination in a digital mobile communications system | |
| EP0847180A1 (en) | Double talk detector | |
| US5390244A (en) | Method and apparatus for periodic signal detection | |
| JP2003500936A (ja) | エコー抑止システムにおけるニアエンド音声信号の改善 | |
| US7656933B2 (en) | Method and device for the suppression of periodic interference signals | |
| US6122531A (en) | Method for selectively including leading fricative sounds in a portable communication device operated in a speakerphone mode | |
| JP3597671B2 (ja) | ハンズフリー電話機 | |
| WO2004012097A1 (en) | Method for fast dynamic estimation of background noise | |
| US6865276B1 (en) | System and method for noise suppression in a communication signal | |
| WO1991012683A1 (fr) | Dispositif de transmission de parole a fonction conversationnelle mains libres | |
| US5602913A (en) | Robust double-talk detection | |
| EP1228572B1 (en) | System and method for noise suppression in a communication signal | |
| US6496686B1 (en) | Mitigation of interference associated to the frequency of the burst in a burst transmitter | |
| EP1141950A1 (en) | Noise suppression in a mobile communications system | |
| Mahmoud et al. | An integrated Voice/Data system for VHF/UHF mobile radio | |
| JP3187953B2 (ja) | 無線通信装置 | |
| AU704567B2 (en) | Telephone set with circuit for suppression of howling and echo | |
| JPH0786992A (ja) | 無線電話装置 | |
| JPH0638253A (ja) | エコーキャンセラ | |
| JPH05130207A (ja) | 拡声同時通話装置 |