KR20010030739A - 통신 단말기 - Google Patents

Abstract

이동 무선 단말기(2)에서, 버스트 방식으로 전송된 RF 신호는, 원격 전화 가입자에게 오디오 신호와 함께 간섭 신호를 전송하는, 상기 단말기의 오디오부에서의 간섭을 초래할 수 있다. 간섭 신호의 크기를 감소시키기 위해, 간섭 억압 수단(24)이 이용된다. 상기 간섭 억압 수단(24)의 계산상 복잡성은 간섭 신호의 이미 알고 있는 특성을 이용하여 상당히 감소될 수 있다. 만일 예를 들어 간섭 신호의 스펙트럼 특성을 이미 알고 있다면, 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 것으로 알고 있는 주파수 대역만을 처리하는 것이 가능해진다.

Description

통신 단말기{COMMUNICATION TERMINAL}

그러한 통신 단말기는 미국 (특허 등록 번호 4,932,061)에 공지되어 있다.

이동 무선 시스템에서, 서로 다른 통신이 동일한 무선 채널에 억세스할 수 있도록 하기 위해 시간 도메인 다원 접속(TDMA)이 종종 이용된다. TDMA에서, 무선 채널은 다수의 연속된 시간 슬롯으로 세분된다. 각각의 시간 슬롯은 기지국과 통신하기 위한 통신 단말기에 할당된다. 그렇게 하기 위해서, 상기 통신 단말기는 그것에 할당된 시간 슬롯상에 있는, 반송파상의 변조된 데이터 버스트를 전송하기 위한 트랜스미터를 포함한다. 일반적으로 할당된 시간 슬롯은 전송 프레임내에서 고정된 위치를 가짐으로써 정보 버스트가 주기적으로 전송되도록 한다.

버스트의 주기성 및 버스트의 시작과 끝에서의 빠른 신호 변화로 인해, 상기 통신 단말기에 의해 이미션(emission)된 RF 버스트가 상기 통신 단말기의 오디오부내에 간섭을 야기하는 현상이 쉽게 일어날 수 있다. 이것은 기지국으로 향하는, 신호와 유사한 주기적 잡음의 전송, 및 상기 기지국으로부터 수신된 오디오 신호 내에 신호와 유사한 잡음의 존재를 야기할 수 있다.

비록 적당한 인쇄 회로 기판(printed circuit board) 배치에 의해 간섭의 양을 감소시킬 수 있을지라도, 들리지 않는 수준까지로 간섭을 감소시키자면 상기 통신 단말기를 제조하는데 수반되는 비용의 현저한 증가를 가져오게 된다. 더욱이, 그것은 상기 통신 단말기의 더 큰 대용량 설계를 야기하고, 물론 그러한 설계는 매우 바람직하지 않다.

본 발명은 변조된 반송파의 버스트를 전송하기 위한 트랜스미터를 포함하는 통신 단말기에 관한 것으로, 상기 단말기는 오디오 신호 처리 장치를 포함한다.

도 1은 본 발명에 따른 통신 단말기를 도시한 도면.

도 2는 본 발명에 따른 통신 단말기 내에서 사용되어질 간섭 억압 수단(24 및 24)의 상세한 실시예를 도시한 도면.

도 3은 간섭 억압 수단(24)으로써 사용된 필터의 구조를 도시한 도면.

도 4는 도 2의 필터의 가중치 인자를 변화시키기 위한 조정 회로의 구조를 도시한 도면.

본 발명의 목적은, 버스트의 이미션으로 인한 간섭 신호의 억압 과정에 수반되는 제조 비용을 실질적으로 절감시키면서, 위의 서문에 따른 통신 단말기를 제공하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 따른 통신 단말기는, 오디오 신호 처리 장치가 변조된 신호 버스트의 전송에 의해 야기될 이미 알고 있는 간섭 신호를 억압하기 위한 간섭 억압 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 오디오 처리 수단내에 있는 간섭 억압 수단을 이용하면, 고가의 수단을 필요로 하지 않고도 상기 간섭 신호를 들리지 않는 양까지로 감소시킬 수 있게 된다. 간섭 신호의 스펙트럼 성질과 같은, 간섭 신호의 기본적 특성은 이미 공지되었기 때문에, 상기 간섭 억압 수단의 복잡도는 상당히 감소될 수 있다.

본 발명의 일실시예에서는, 상기 간섭 억압 수단이 그것의 입력 신호를 다수의 서브-대역 신호로 분할시키기 위한 주파수 분할 수단, 상기 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 최소한 진폭을 조정하기 위한 진폭 조정 수단, 및 상기 서브-대역 신호를 결합된 출력 신호로 결합시키기 위한 결합 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

간섭 신호를 억압하는 간단하고 효과적인 방법은, 상기 입력 신호가 다수의 서브-대역으로 분할되는, 잡음 억압 기술을 이용하는 것이다. 간섭 신호를 포함하는 서브-대역에서의 신호 진폭은 감소된다. 결과적으로, 상기 서브-대역 신호는 간섭 신호가 현저히 감소된 신호로 다시 결합된다.

본 발명의 다른 실시예에서는, 상기 진폭 조정 수단은, 이미 알고 있는 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 진폭과 이미 알고 있는 간섭 신호 성분의 강도가 증가함에 따라 감소되는 값을 곱하기 위하여 배열된다.

간섭의 강도에 따라 서브-대역 신호의 진폭을 감소시킴으로써, 오디오 신호에 대해 이루어진 변화가 간섭 신호를 억압하기 위해 필요한 변화보다는 크지 않다는 사실이 유추된다.

본 발명은 이제 도면을 참조하여 설명될 것이다.

도 1에 따른 통신 장치(2)는 일례로 이미 알고 있는 간섭 신호가 RF 신호의 전송에 의해 오디오부 내에 발생되는, GSM 표준 또는 임의의 다른 이동 무선 전화 표준에 따라 작동하는 이동 전화기일 수 있다.

안테나(4)는 듀플렉서(6)의 입/출력에 연결된다. 상기 듀플렉서(6)는 안테나(4)로부터 신호를 수신하고 수신한 신호를 RF 프론트 엔드(8)로 전달하며 트랜스미터 모듈(18)로부터 안테나(4)로 전송되어질 신호를 전달하기 위해 배열된다.

듀플렉서(6)의 출력에서 유용한 수신 신호는 RF 프론트 엔드(8)에 의해 복조되며 다운 변환된다. 상기 프론트 엔드(8)의 출력에서의 기저 대역 신호는 입력 신호로부터, 디코드된 디지털 심볼 스트림을 이끌어내는 채널 디코더(10)의 입력으로 전달된다. 상기 채널 인코더(10)의 출력에서의 디코드된 디지털 심볼은, 이동 전화의 경우엔 음성 디코더인 소스 디코더(12)로 전달된다. 상기 소스 디코더(11)의 출력 신호는 A/D 변환기(25)를 사용하여 아날로그 신호로 변환되고, 소스 디코더(11)의 출력 신호를 들을 수 있게 하기 위해 이어피스(earpiece)(16)에 인가된다.

마이크로폰(9)은 스피커로부터의 음성 신호에 응답하여 오디오 신호를 발생시킨다. 상기 마이크로폰(9)의 출력 신호는 증폭되고, 그 다음에 A/D 컨버터(12)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 마이크로폰의 아날로그 출력 신호는 매우 약하기 때문에, 상기 단말기(2)에 의한 RF 신호의 버스트 방식 전송에 의해 야기되는 것과 같은 신호 간섭에 대해 취약하다.

상기 마이크로폰(9)의 출력은 상기 간섭 억압 수단(24)으로 연결된다(증폭기 및 A/D 변환기를 통해). 상기 간섭 억압 수단의 작동은 나중에 좀 더 상세하게 설명된다. 상기 간섭 억압 수단(24)의 출력은 이동 전화의 경우에는 음성 인코더인 소스 인코더(22)의 입력에 연결된다. 소스 인코더(22)는 그것의 디지털 입력 신호를 상기 입력 신호보다 더 작은 비트율을 가지는 출력 신호로 변환시킨다. 또한 음성 검출기(26)가 Ⅰ또는 Ⅱ자리에 위치한다는 것에 주목하자. 이러한 회로는 만일 코딩된 레벨이 하이(high)이면 음성이 존재하고 코드 레벨이 또한 로우(low)이면 음성이 존재하지 않는다는 것을 가리키기 위해 신호를 발생시킨다.

소스 인코더(22)의 출력은 콘볼루션 코드와 같은 에러 정정 코드에 따라 입력 신호를 인코딩하는 채널 인코더(20)의 입력에 연결된다. 상기 채널 인코더(20)의 출력 신호는 트랜스미터 유닛(18)에 인가된다. 상기 트랜스미터 유닛(18)은 반송파상의 입력 신호를 변조하고 변조된 신호를 증폭하기 위해 배열된다. 상기 트랜스미터(18)는 버스트와 같은 양식으로 전송하기 위해 배열된다. GSM 표준에서, 15/26 ms 길이의 버스트는 60/13 ms의 주기로 전송된다. 상기 버스트 신호의 반복 주기는 가청 주파수 범위에 있는 주파수인 217 Hz의 주파수에 대응하기 때문에, 이러한 신호는 상기 마이크로폰(9)의 출력 신호내에 가청 간섭 신호를 야기할 수 있다.

상기 트랜스미터(18)의 출력은 증폭된 RF 신호를 안테나(4)로 인가하는 듀플렉서(18)의 입력에 연결된다.

상기 단말기(2)는 또한 예를 들어 수신기가 동조(tune)되어야만 하는 실 주파수를 설정하기 위한 것처럼, 상기 RF 프런트 엔드(8)를 제어하기 위한 제어기(14)를 포함한다. 상기 제어기(14)는 또한 상기 주파수를 설정하고 버스트 주기에 따라 상기 트랜스미터를 온 및 오프로 스위칭하기 위해 트랜스미터 유닛(18)에 연결된다.

도 2에 따른 간섭 억압 수단(24)에 있어서, 입력 신호는 윈도우 처리기(30)에 인가된다. 상기 윈도우 처리기(30)는 입력 신호의 160개 샘플 프레임을 구성하고 윈도우 기능을 상기 160개 샘플에 적용한다. 적합한 윈도우 기능은 예를 들어 해밍(Hamming) 또는 해닝(Hanning) 윈도우이다. 연속적인 프레임은 80개의 샘플 오버랩을 가진다.

윈도우 처리기(30)의 출력 신호는 본 명세서에서는 160개 입력 샘플 프레임의 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 계산하는 FFT 유닛(32)인 주파수 분할 수단에 인가된다. 상기 프레임은 160개의 샘플을 포함하므로, 256개의 포인트에 대한 FFT는 FFT 계산을 수행하도록 요구된다. FFT 유닛(32)의 출력 신호는 서로 다른 출력에서 진폭과 위상 성분이 유용하게끔 만들어진다. 이것은 256개의 모든 주파수 성분에 대해 행해진다.

신호 대 간섭비 계산기(34)에서, 신호 대 간섭비는 관련 주파수 대역에 대한 것이다. 간섭 신호의 특성은 이미 알려져 있기 때문에, 신호 대 간섭비의 계산은 미리 결정된 수 만큼의 서브-대역에 대해서만 수행됨이 필요하다. 상기 FFT 유닛(32)의 출력에서의 각 서브-대역은 256개의 포인트에 대한 FFT에 대해 1에서 256 사이의 값을 가질 수 있는 주파수 인덱스(k)로 표시된다. 신호 대 간섭비의 결정시 수반되는 주파수 인덱스(k_n)는 다음과 같이 쓸 수 있다:

수학식 1에서 F_B는 간섭 신호의 기본 주파수이다. GSM 표준에서 이 주파수는 13/60 kHz 이다. F_S는 보통 8kHz의 값을 갖는, 오디오 신호의 샘플링 율이다. ROUND 함수는 잘 알려진 대로 라운딩 계산을 수행한다. n은 1에서 최대 n_MAX까지 가질 수 있는 정수 인덱스이다. 실험하여 보면, 버스트 전송에 의한 간섭 신호의 진폭은 2kHz 이상의 주파수에서는 매우 낮다는 것을 알 수 있다. 결과적으로, 2kHz이상의 주파수에 대해서는 추가적인 억압이 필요치 않다. 그 결과 ROUND(2000/F_B)의 n_MAX값은 9가 된다.

256개의 모든 주파수 인덱스 대신 단지 9개의 주파수 인덱스에 대해서만 신호 대 간섭비 결정을 수행하면, 상기 간섭 억압 수단의 복잡도는 훨씬 줄어든다.

상기 신호 대 간섭비는 입력 음성 신호가 존재할 때 수반되는 서브-대역의 진폭{X_W(k,t)}을 계산하고, 존재하는 입력 신호가 없을 때는 서브-대역 신호의 진폭{N_W(k,t)}을 계산하여 결정된다. 상기 신호 대 간섭비는 X_W(k,t)와 N_W(k,t)사이의 비율을 계산하여 결정된다. 이러한 비율은 위에서 언급되었듯이 n_MAX개의 서브-대역에 대해서만 계산된다. 결과적으로, 상기 수단(34)은 다음의 수학식에 따라 n_MAX개의 서브-대역에 대한 곱셈 인자(G_kn)를 계산한다.

수학식 2에서,는 상수이고 G_MIN은 G_k의 최소값이다.

곱셈기(36)는 모든 서브-대역에 대한 출력 진폭을 계산한다. k개의 서브-대역에 대해 출력 진폭은 다음 수학식에 따라 결정된다:

수학식 3에서 곱셈 계산이 k_n값에 대응하는 k의 n_MAX값에 대해서만 수행된다는 것은 분명해진다. 다른 서브-대역의 진폭 값은 변경되지 않고서 곱셈기(36)의 출력으로 전달된다.

상기 FFT-유닛(32)에 의해 제공된 위상 정보 및 상기 곱셈기(36)의 출력에서의 서브-대역에 대한 진폭 정보는 FFT^-1유닛(38)에 의해 결합되어서 시간 도메인으로 변환된다. 상기 FFT^-1유닛(38)의 출력은 간섭 성분이 거의 제거된 오디오 신호를 획득하기 위해 오버랩 가산 기능을 수행하는 처리기(40)의 입력에 연결된다. 상기 처리기(40)는 현 출력 샘플 블록의 상반(first half) 블록을 취해 이것을 이미 저장된 이전 블록의 하반(second half) 블록에 더한다. 현 블록의 하반 블록은 다음 블록의 상반 블록과 결합되어지기 위해 저장된다.

입력 신호는 실 신호이기 때문에, 단순화가 이루어 질 수 있음이 고찰된다. 결과적으로 진폭 스펙트럼은 0을 중심으로 짝수 대칭을 가지고, 위상 스펙트럼은 0을 중심으로 홀수 대칭을 가진다. 따라서 양의 주파수에 대한 FFT 계수만이 계산되어야 한다. 이것은 256 포인트에 대한 FFT에 대해서는 첫 번째 128개의 포인트만이 계산되어야 한다는 것을 의미한다. 상기 곱셈기(36)에서 수행되어질 계산에 대해서도 동일하게 유효하다.

대안으로, 상기 간섭 억압 수단(24)은 음성 신호의 스펙트럼에서 기본파 및 그것의 고조파 모두를 감쇠시키는 대역 소거 필터로써 구현될 수 있고, 동시에 이러한 외란(disturbance)이 주기적으로 나타난다. 이러한 요구 조건을 만족시키는 필터의 전달 함수{H(z)}는 다음과 같이 쓰여진다:

이러한 유형의 필터는 ARMA이라 지칭되고 빗살형(comb) 필터로써 동작한다.

파라메터(ㆍ, b1, a1)는 다음의 요구 사항(C1, C2, C3)을 좀 더 만족시키도록 선택된다:

이러한 관계식에서:

F_S: 샘플링 주파수(F_S=8kHz),

F0: 상기 외란의 기본 주파수로써 16/30kHz(216.77Hz),

: 상기 외란 주파수와 함께 발생하는 신호에 인가된 감쇠 인자.

마지막 요구 사항(C3)은 다음을 의미한다:

그러한 필터(22)의 구조가 도 3에 도시된다. 상기 구조는 외란 신호의 출현 주기(4.6ms)에 대응하는 37ㆍ 지연을 각각 야기하는 두 개의 지연 시스템(51 및 52)에 의해 형성된다. 지연 시스템(51)의 입력은 코더(12)로부터 발생된 디지털 신호{x(n)}를 수신한다. 상기 지연 시스템의 출력 신호는 곱셈기 회로(55)에 의해 인자(〈〈-b1〉〉)와 곱하여진다. 상기 신호{x(n)}는 가산기 회로(57)에 의해 방금 곱셈이 끝난 신호에 가산된다. 상기 지연 시스템(52)의 입력은 필터(30)의 출력 신호{y(n)}를 수신한다. 상기 지연 시스템(52)의 출력 신호는 곱셈기 회로(60)에 의해 계수(〈〈a1〉〉)와 곱하여지고, 그런 후에 출력이 상기 신호{y(n)}를 형성하는 가산기 회로(61)의 두 개 입력 중 하나에 인가된다. 상기 회로(61)의 다른 입력은 상기 가산기 회로(57)의 출력 신호와 계수(ㆍ)와의 곱셈을 수행하는 곱셈기 회로(63)의 출력에 연결된다. 계수 처리 회로(65)는 이러한 계수들(a1, -b1, ㆍ)의 다양한 값을 발생시킨다. 이러한 값들은 고정되거나 신호{x(n)}의 함수로써 변화될 수 도 있다.

다음은 바람직한 선택중 하나이다:

음성 검출기(26)가 자리 Ⅱ(도 1을 보라)인, 필터(30)의 출력에 위치될 수 있음이 주목된다.

일종의 변형으로써, 상기 필터(30)는 스위치 회로(70)에 의해 형성된 단락 회로를 갖는다. 상기 검출기(30)에 의해서 아무런 대화도 검출되지 않는다면, 상기 주기동안에는 더 이상 전송이 수행되지 않으며, 이러한 경우에 아무것도 제공하지 않는 필터는 필요치 않으므로 필터의 작동을 중지시키는 것이 중요하다.

도 4는 본 발명의 다른 실시예를 도시한다. 이전의 도면들에서의 요소들과 동일한 요소들은 동일한 참조 번호를 갖는다. 이 도면은 조정 회로(65)의 실시예를 도시한다.

이 회로는 Z-변환시 전달 함수가 S(z)인 필터(80)를 포함한다. 그 함수는 다음과 같이 쓸 수 있다:

이러한 필터는 상기 코더(12)의 출력 신호로부터, 트랜스미터(16)에 의해 생성된 기생 효과의 분배(distribution)를 유도한다. 필터링된 신호는 정규화되어 이미 공식화된 값을 제공하기 위해 계산 회로(82)에서 처리된다.

그리고 나서 이러한 함수(f_corr)는 적분기 회로(84)에 의해 적분된다. 그렇게 얻어진 함수(fi_coor)는 두 개의 함수(f_a및 f_b)를 정의하기 위해 두 개의 함수 회로(86 및 88)에 의해 이용된다. 이러한 두 개의 함수는 계수(〈〈a1〉〉 및 〈〈-b1〉〉)를 정정할 것이다. 이러한 계수(〈〈a1〉〉 및 〈〈-b1〉〉)의 이전 값(〈〈a1.0〉〉 및 〈〈b1.0〉〉)은 주파수(Fs)에 따라 두 개의 가산기 회로(93 및 95)에 의해 확립되는 메모리 요소(90 및 91)내에 저장되고 다음의 관계식이 성립한다:

ㆍ의 값은 위의 공식(9)에 의해 계산 회로(98)에서 구해진다.

이러한 계수들의 변화는 초기의 고정값에 따라 획득될 수 있고, 함수(f_a및 f_b)는 상황에 따라 전개될 수도 있다.

함수(f_a및 f_b)는 a1 및 b1 모두 0.8보다 큰 값을 갖도록 하면서, 0〈a1〈b1식으로 선택된다.

그러므로, 도 4의 실시예는, 호출 신호 대 기생 신호의 비가 낮으면 상기 기생 신호의 더 많은 감쇠가 일어나고, 상기 비가 높으면 더 적은 감쇠가 일어난다는 이점을 제공한다.

전술한 관점에서 볼 때, 첨부된 청구 범위에 의해 이후 정의된 바와 같이 본 발명의 사상과 범주 내에서 다양한 변형이 이루어질 수 있으며, 그래서 본 발명은 제공된 예들에 한정되지 않는다는 점은 당업자에게 자명할 것이다.

Claims (13)

1. 변조된 반송파의 버스트를 전송하기 위한 트랜스미터를 포함하는 통신 단말기에 있어서,

   상기 단말기는 오디오 신호 처리 장치를 포함하되, 상기 오디오 신호 처리 장치는 상기 변조된 신호 버스트의 전송에 의해 야기될, 이미 알고 있는 간섭 신호를 억압하기 위한 간섭 억압 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 통신 단말기.
2. 제 1항에 있어서, 상기 간섭 억압 수단이 입력 신호를 다수의 서브-대역 신호로 분할시키기 위한 주파수 분할 수단, 상기 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 최소한 진폭을 조정하기 위한 진폭 조정 수단, 및 상기 서브-대역 신호를 결합된 출력 신호로 결합시키기 위한 결합 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 통신 단말기.
3. 제 2항에 있어서, 상기 진폭 조정 수단은 이미 알고 있는 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 진폭과 이미 알고 있는 간섭 신호 성분 의 강도가 증가함에 따라 감소되는 값을 곱하기 위하여 배열되는 것을 특징으로 하는, 통신 단말기.
4. 제 1항에 있어서, 상기 간섭 억압 수단은 주기성을 가지는 신호에 대한 대역 소거 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는, 통신 단말기.
5. 제 4항에 있어서, 가중치 인자를 갖는 가중 지연 신호에 대한 가중 회로를 포함하는 상기 대역 소거 필터에 있어서, 상기 조정 회로는 상기 가중치 인자를 조정하기 위해서 제공되는 것을 특징으로 하는, 통신 단말기.
6. 제 5항에 있어서, 상기 조정 회로는 특정 주기의 중심에 맞추어진 필터를 포함하고, 가중치 인자는 상기 특정 주기의 중심에 맞추어진 필터에 의해 발생된 신호로부터 유도되는 것을 특징으로 하는, 통신 단말기.
7. 제 5항 또는 6항에 있어서, 상기 대역 소거 필터는 ARMA 유형의 빗살형(comb) 필터인 것을 특징으로 하는, 통신 단말기.
8. 원하는 신호 내에 존재하는 간섭 신호를 억압시키기 위한 간섭 억압 장치에 있어서,

   상기 간섭 신호는 이미 알고 있는 신호이고, 상기 간섭 억압 수단은 입력 신호를 다수의 서브-대역 신호로 분할시키기 위한 주파수 분할 수단, 이미 알고 있는 상기 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 최소한 진폭을 조정하기 위한 진폭 조정 수단, 및 상기 서브-대역 신호를 결합된 출력 신호로 결합시키기 위한 결합 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 간섭 억압 장치.
9. 제 8항에 있어서, 상기 진폭 조정 수단은 이미 알고 있는 간섭 신호의 고조파 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 진폭과 이미 알고 있는 간섭 신호 성분의 강도가 증가함에 따라 감소되는 값을 곱하기 위하여 배열되는 것을 특징으로 하는, 간섭 억압 장치.
10. 원하는 신호 내에 존재하는 간섭 신호를 억압하기 위한 방법에 있어서,

    상기 간섭 신호는 이미 알고 있는 신호이고,

    상기 간섭 억압 수단은 입력 신호를 다수의 서브-대역 신호로 분할시키기 위한 주파수 분할 수단, 이미 알고 있는 상기 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 최소한 진폭을 조정하기 위한 진폭 조정 수단, 및 상기 서브-대역 신호를 결합된 출력 신호로 결합시키기 위한 결합 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 간섭 신호를 억압하는 방법.
11. 제 10항에 있어서, 상기 방법은 이미 알고 있는 간섭 신호의 스펙트럼 성분을 포함하는 서브-대역 신호의 진폭과 이미 알고 있는 간섭 신호 성분의 강도가 증가함에 따라 감소하는 값을 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 간섭 신호를 억압하는 방법.
12. 정보 신호내에 있는 주기성을 갖는 잡음을 제거하는 방법에 있어서,

    상기 방법은 주기 필터에 의한 필터 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 잡음을 제거하는 방법.
13. 제 12항에 있어서, 상기 방법은 필터 특성을 적응시키기 위한 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 잡음을 제거하는 방법.