CN1274457A - 通信终端 - Google Patents

Abstract

在移动无线电终端(2)中,可以发生以脉冲串方式发射的RF信号在所述终端的音频部分引起干扰,这导致把干扰信号与音频信号一起发射给远程用户。为减小干扰信号的强度,使用干扰抑制设备(24)。通过使用干扰信号的已知属性,可以极大减小干扰抑制设备(24)的计算复杂性。例如,如果已知干扰信号的谱属性,则可能只处理已知包括干扰信号的谱分量的那些频带。

Description

通信终端

本发明涉及一种通信终端，它包括一个发射器，用以发射调制载波的脉冲串，该终端还包括一个音频信号处理装置。

这种通信终端在美国专利4932061中公开。

在移动无线电系统中，经常使用时域多址(time domainmultipile access-TDMA)以便允许不同通信接入同一无线电信道。在TDMA中，无线电信道细分为一些相继的时隙。可以把每一时隙分配给一个通信终端，使其与基站通信。为这样做，通信终端包括一个发射器，用以在分配给它的时隙内发射在载波上调制的数据脉冲串。一般说来，分配的时隙在发射帧内具有固定位置，产生信息脉冲串的周期发射。

由于脉冲串的周期本质和在该脉冲串的开始和结束时的快速变化信号，很容易出现由通信终端发射的RF脉冲串引起在通信终端音频部分内的干扰。这可以引起对基站发射类似信号的周期噪声，以及在从基站接收到的音频信号内出现类似信号的类似噪声。

虽然通过适当的印刷电路板布局可以减少干扰量，但是经验证明，对不可闻级的干扰的减小导致制造通信终端所涉及的成本的急剧增加。另外，它导致通信终端较笨重的设计，这当然是很不希望的。

本发明的目的是提供一个按照前言中所述的通信终端，其中极大减少对由脉冲串的发射引起的干扰信号的抑制所涉及的制造成本。

为实现所述目的，根据本发明的通信终端的特征在于，音频信号处理装置包括干扰抑制设备，其用于抑制由调制信号的脉冲串的发射引起的已知干扰信号。

通过在音频处理设备中使用干扰抑制设备，有可能减少干扰信号到一个不可闻数量而无需昂贵的措施。因为事先知道干扰信号的基本属性，诸如干扰信号的谱成分，因此可以极大减少干扰抑制设备的复杂性。

本发明的一个实施例的特征在于，干扰抑制设备包括频率分离设备，用于将其输入信号分成多个子带信号；幅度调节设备，用于至少调节组成干扰信号的谱成分的子带信号的幅度；和结合子带信号到一个组合输出信号中的组合设备。

抑制干扰信号的一个容易和有效方式是使用噪声抑制技术，在该技术中将输入信号分成一些子带。组成干扰信号的子带内的信号的幅度被减小。随后，再次将这些子带信号结合到一个干扰信号被强烈减少的信号中。

本发明的另一个实施例的特征在于，安排一个幅度调节设备，用于用一个随已知干扰信号的分量的强度增加而减小的值乘组成已知干扰信号的谱分量的子带信号的幅度。

通过依赖于干扰信号的强度而减小子带信号的幅度，实现对音频信号的改变不大于抑制干扰信号所需要的改变。

现在参考附图解释本发明。

图1表示根据本发明的一个通信终端。

图2表示干扰抑制设备24的一个详细实施例，其用于根据本发明的通信终端中。

图3表示用作干扰抑制设备24的一个滤波器的结构。

图4表示改变图2滤波器的加权因子的调节电路的结构。

按照图1的通信设备2可以例如是一个按照GSM标准或任何其它移动无线电标准操作的移动电话，其中已知干扰信号由RF信号的发射在音频部分产生。

天线4连接到双工器6的输入/输出端。安排双工器6用于接收来自天线4的信号并将其传送给RF前端8，以及用于把信号从发射器模块18传输到天线4。

在双工器6的输出端可用的接收到的信号由RF前端8下变频并解调。在前端8的输出端的基带信号传送到信道解码器10的输入，它从其输入信号产生一个解码的数字符号流。在信道解码器10的输出端的解码的数字符号传送到源解码器11，其在移动电话的情况下是一个语音解码器。源解码器11的输出信号通过使用模数变换器25转变为模拟信号，并加在耳机16上，以使源解码器12的输出信号可听。

传声器9响应来自说话人的语音信号产生一个音频信号。传声器9的输出信号被放大，随后由模数变换器12变换为数字信号。因为传声器的模拟输出信号非常弱，因此它易受诸如由终端2的RF信号的脉冲串发射引起的干扰信号的影响。

传声器9的输出连接到(通过放大器和模数变换器)干扰抑制设备24。后面详细解释干扰抑制设备的作用。干扰抑制设备24的输出连接到源编码器22的输入，其在移动电话的情况下是一个语音编码器。源编码器22变换其数字输入信号为具有比其输入信号更小位速率的输出信号。还应该注意语音检测器26的存在，其放置在位置I或II。该电路产生一个信号，它在编码电平高时指示语音存在，而在该电平过低时指示语音不存在。

源编码器22的输出连接到信道编码器20的输入，它根据一个误差校正代码诸如卷积码编码其输入信号。信道编码器20的输出施加在发射机单元18。安排发射机单元18用于在载波上调制其输入信号并放大该调制信号。安排发射机18用于以脉冲串方式发射。在GSM标准中，以60/13ms的周期发射长为15/26ms的脉冲串。因为脉冲串信号的重复周期相应于217Hz的频率，其在可听频率范围之内，因此该信号可以在传声器9的输出信号中引起可听见的干扰信号。

发射机18的输出连接到双工器18的输入，它把放大的RF信号施加到天线4上。

终端2还包括控制器14，用于控制RF前端8，例如用于设定接收机应该调谐到的实际频率。控制器14也连接到发射机单元18，用于设定频率和根据脉冲串周期开和关发射机。

在按照图2的干扰抑制设备24中，输入信号施加在窗处理器(window processor)30上。窗处理器30构造输入信号的160个样本的帧，并把一个窗函数施加于所述160个样本上。合适的窗函数例如是Hamming或Hanning窗。连续的帧具有80个样本的重叠。

窗处理器30的输出施加到频率分离设备，其在这里是一个FFT单元32，它计算160个输入样本的帧的快速富里叶变换。因为该帧包括160个样本，因此需要一个256点的FFT来执行该FFT运算。使该FFT单元32的输出信号在不同输出中可作为幅度和相位分量使用。这对所有256个频率分量进行。

在信号对干扰比计算器34中为相关频带计算信号对干扰的比率。因为已知干扰信号的本质，因此只需对预定数目的子带执行信号对干扰比的计算。在FFT单元32输出处每一子带用频率指数k指示，对于256点的FFT它可以有值在1到256之间。对于涉及决定信号对干扰比的频率指数k_n有下面的公式： $k_n=\mathrm{ROUND}(256*\frac{n\·F_B}{F_S});1\≤n\≤n_{\mathrm{MAX}}---\left(1\right)$ 在(1)中，F_B是干扰信号的基频。在GSM标准中该频率等于13/60kHz。F_S是音频信号的采样速率，它通常等于8kHz。ROUND函数执行公知的舍入操作。n是一个整数指数，其变化范围为1到最大值n_MAX。经验表明，由于脉冲串发射而引起的干扰信号的幅度对于高于2kHz的频率非常低，因此对高于2kHz的频率不需另外的抑制。这导致ROUND(2000/F_B)的n_MAX的值＝9。

通过只对9个频率指数而不是对所有256个频率指数执行信号对干扰比的计算，极大减小了干扰抑制设备的复杂性。

在输入语音信号存在时通过测量所涉及子带的幅度X_W(k，t)决定信号对干扰比，而在输入语音信号不存在时通过测量子带信号的幅度N_W(k，t)决定信号对干扰比。通过计算N_W(k，t)和X_W(k，t)之间的比率决定信号对干扰比。该比率只对上述n_MAX子带计算。结果，设备34按照下式对n_MAX子带计算乘因子G_KN： $G_{k_n}=\max (1-\mathrm{\α}\frac{\left|N_w(k,t)\right|}{\left|N_w(k,t)\right|},G_{\mathrm{MIN}})----\left(2\right)$ 在(2)中，α是常数，G_MIN是G_K的最小值。

乘法器36为所有子带决定输出幅度。对于k子带，输出幅度根据

决定。从(3)中清楚看出，仅对相应于值k_n的k的n_MAX值执行乘法。其它子带的幅度值不加改变传送到乘法器3 6的输出。

将在乘法器36的输出处的子带的幅度信息和由FFT单元32提供的相位信息由逆FFT单元38结合并变换为时域。逆FFT单元38的输出连接到处理器40的输入，该处理器执行叠加操作来获得基本无干扰分量的音频信号。处理器40取输出样本的当前块的第一半部分，把它加到存储的前一块的第二半部分上。存储当前块的第二半部分以便与下一块的第一半部分结合。

发现可以引入简化，因为输入信号是实信号。因此幅度谱围绕0偶对称，而相位谱围绕0奇对称。因此只需对正频率计算FFT系数。这意味着对于256点的FFT只需计算前128点。这同样适用于在乘法器36中要执行的运算。

另外可选的方案为，干扰抑制设备24也可以作为带阻滤波器实现，它使基波和谐波两者都在语音信号谱中衰减，同时这一干扰以周期方式出现。满足这一需要的滤波器的传递函数H(z)为： $H\left(z\right)=\mathrm{\δ}\frac{1-b1.z^{-37}}{1-a1.z^{-37}}---\left(4\right)$ 这一类型的滤波器称为ARMA，其行为像梳状滤波器。选择参数、b1、a1为更好满足下述要求C1、C2、C3： $\left(C1\right):\left|H\left(e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nF}0}{\mathrm{Fs}}}\right)\right|=\mathrm{\Δ}---\left(5\right)$ $\left(C2\right):\left|H\left(e^{j2\mathrm{\π}\frac{f}{\mathrm{Fs}}}\right)\right|=[1-\mathrm{\α},1]$ 对于

[nF0-ε，nF0+ε]ε和α也尽可能最小                (6) $\left(C3\right):\left|H\left(e^{j2\mathrm{\π}\frac{(n+1)F0}{2\mathrm{Fs}}}\right)\right|=1\mathrm{forn}=\mathrm{0,1,2,3},...---\left(7\right)$ 在这些关系式中：F_S：是采样频率(F_S=8kHz)，F0：是干扰的基频，其为16/30KHz(216.77Hz)，Δ：加在带有所述干扰频率出现的信号上的衰减因子。最后的要求(C3)意味着： $\mathrm{\δ}=\sqrt{\frac{{[1-a1.\cos (2\mathrm{\π}.37.F0/\mathrm{Fs}\left)\right]}^2+[a1.\sin (2\mathrm{\π}37F0/\mathrm{Fs}){]}^2}{[1-b1.\cos (2\mathrm{\π}.37.F0/\mathrm{Fs}){]}^2+[b1.\sin (2\mathrm{\π}37F0/\mathrm{Fs}){]}^2}}---\left(8\right)$

这种滤波器22的结构在图3中表示．其由两个延迟系统51和52形成，每一个引起37·的延迟，它相应于干扰信号出现的周期(约为4.6ms)。延迟系统51的输入接收信号x(n)，它是由编码器12产生的数字信号．这一延迟系统的输出信号借助乘法器电路55以因子<<-b1>>相乘．信号x(n)由加法器电路57加到刚被乘过的信号上。延迟系统52的输入接收信号y(n)，其为滤波器30的输出信号。延迟系统52的输出信号由乘法器电路60以系数<<a1>>相乘，然后施加在其输出形成信号y(n)的加法器电路61的两个输入中的一个上。电路61的另一输入连接到乘法器电路63的输出，该电路执行用系数·乘上加法器电路57的输出信号的乘法。系数管理电路65产生这些系数的各种值a1、-b1和·。这些数值可以是固定的或者可以作为信号x(n)的函数变化。一个优选的选择是：

要注意，可以把语音检测器26置于这一滤波器30输出的位置II(参见图1)。

作为一种变体，滤波器30具有由开关电路70形成的短路。如果由检测器30检测无交谈的话，则在所述期间不再发射从而不需要滤波器，它在这一场合不提供任何信号，从而停止它的动作是很重要的。

图4表示本发明的另一实施例。和前面的图相似的元件具有相似的参考标号。该图表示调节电路65的一个实施例。

该电路包括一个滤波器80，其Z变换的传递函数为S(z)。该函数写作： $S\left(z\right)=\frac{1-\mathrm{0,85}{z}^{-37}}{1-\mathrm{0,90}{z}^{-37}}---\left(10\right)$

这一滤波器从编码器12的输出信号中导出由发射机16产生的寄生效应的影响。经过滤波的信号在计算电路82中处理以给出标准化的已经用公式表示的值。 $f_{\mathrm{corr}}=\frac{E[x\left(n\right).x(n-37)]}{E\left[x^2\left(n\right)\right]}---\left(11\right)$

这一函数f_corr然后由积分器电路84积分。然后使用这样得到的函数fi_corr借助两个函数电路86和88来定义两个函数f_a和f_b。这两个函数将对系数<<a1>>和<<-b1>>进行修正。这些系数<<a1>>和<<-b1>>的先前值<<a1.0>>和<<b1.0>>与频率Fs同步存储在存储器元件90和91中，使用加法器电路93和95建立下面的关系：

·的值借助于计算电路98由上述公式(9)给出。

这些系数的变化可以根据初始固定值得到，而函数f_a和f_b可能根据环境变化。

选择函数f_a和f_b，使得0＜a1＜b1，其中a1＞0.8而b1＞0.8。

这样，后一实施例提供这样的优点，在呼叫信号对寄生信号的比率低时对寄生信号有大的衰减，而当这一比率高时，较小衰减。

Claims (13)

1.包括一个为发射调制载波脉冲串的发射机的通信终端，该终端包括一个音频信号处理装置，其特征在于，该音频信号处理装置包括干扰抑制设备，用于抑制由发射调制信号的脉冲串而引起的已知干扰信号。

2.根据权利要求1的通信终端，其特征在于，干扰抑制设备包括频率分离设备，用于将其输入信号分成多个子带信号；幅度调节设备，用于至少调节组成干扰信号的谱分量的子带信号的幅度；和结合设备，用于结合子带信号到一个组合输出信号中。

3.根据权利要求2的通信终端，其特征在于，安排幅度调节设备用于以一值乘上包括已知干扰信号的谱分量的子带信号的幅度，该值随已知干扰信号的分量强度的增加而减小。

4.根据权利要求1的通信终端，其特征在于，干扰抑制设备包括用于具有所述周期性的信号的一个带阻滤波器。

5.根据权利要求4的通信终端，所述带阻滤波器包括一个加权电路，用于以加权因子加权延迟的信号，其特征在于，提供调节电路用于调节所述加权因子。

6.根据权利要求5的通信终端，其特征在于，所述调节电路包括一个位于某周期中心的滤波器，该加权因子从由所述居中的滤波器产生的信号中导出。

7.根据权利要求5或6的通信终端，其特征在于，所述带阻滤波器是梳状滤波器的ARMA类型。

8.用于抑制在希望的信号中出现的干扰信号的干扰抑制装置，其特征在于，干扰信号是已知信号，干扰抑制设备包括频率分离设备，用于将其输入信号分成多个子带信号；幅度调节设备，用于至少调节包括已知干扰信号的谱分量的子带信号的幅度；和结合设备，用于结合子带信号到一个组合输出信号中。

9.根据权利要求8的干扰抑制装置，其特征在于，安排幅度调节设备用于以一值乘上包括已知干扰信号的谐波分量的子带信号的幅度，该值随已知干扰信号的分量强度的增加而减小。

10.抑制在希望的信号中出现的干扰信号的方法，其特征在于，所述干扰信号是已知信号，干扰抑制设备包括频率分离设备，用于将其输入信号分成多个子带信号；幅度调节设备，用于至少调节包括已知干扰信号的谱分量的子带信号的幅度；和结合设备，用于结合子带信号到一个组合输出信号中。

11.根据权利要求10的方法，其特征在于，所述方法包括用一值乘上包括已知干扰信号的谱分量的子带信号的幅度，该值随已知干扰信号的分量强度的增加而减小。

12.消除信息信号中具有周期性质的噪声的方法，其特征在于，它包括借助于周期滤波器的滤波步骤。

13.如权利要求12所述方法，其特征在于，它包括修改滤波器特征的步骤。

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