JPH11122143A - ノイズキャンセラとこのノイズキャンセラを備えた通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直交変換の次元数を低下させてもグループ中
の係数の数は減らさずに平均パワーの推定を正確に行え
るようにし、かつ個々の係数の特性変動を緩和し、さら
にグループ間の連続性を保持して円滑で効果的な雑音抑
圧を行う。 【解決手段】 入力音声信号を複数のフレームに分割し
た後、これらのフレームをベクトル分割部１０３におい
て隣接するもの同士が互いに一部オーバラップした複数
のベクトルに分割し、これらのベクトルをＦＦＴ１０４
で直交変換する。またＦＦＴ１０４から出力された各ベ
クトルごとの変換係数群を同一帯域ごとに複数のグルー
プに分けて、その変換係数の平均値を求め、この平均値
を基に基本低減値を決定する。そして、ＦＦＴ１０４か
ら出力されたベクトルごとの変換係数を上記基本低減値
を基に抑圧処理し、この抑圧後の変換係数を逆直交変換
したのち、フレーム合成部１０９でフレームに合成する
ようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル自動
車・携帯電話装置やディジタルコードレス電話機、ディ
ジタル有線電話装置等のように音声信号を符号化して伝
送する通信装置に設けられるノイズキャンセラとこのノ
イズキャンセラを備えた通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル携帯電話装置などの通信装置
では、一般にＣＥＬＰ（Code ExcitedLinear Predictio
n）方式などの低ビットレートの音声符号化方式が使用
されている。この種の符号化方式を使用すると、背景雑
音が比較的大きい環境下でも良好な音声通話を行なうこ
とが可能である。なお、ＣＥＬＰ方式の詳細な点につい
ては、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Code-Excited
Linear Prediction(CELP):High-Quality Speech At Ve
ry Low Bit Rates”in Proc.ICASSP,1985.pp.937-939に
述べられている。

【０００３】しかし、バスや通勤電車内等のような高雑
音環境下では背景雑音は音声の明瞭感を著しく低下させ
るため、雑音を除去して音声のみを符号化に供するノイ
ズキャンセラの研究が種々なされている。その一つとし
て、“Suppression of acoustic noise in speech usin
g subtraction ”（IEEE Trans．，vol ．ASSP-27 ，P1
13-120，Apr ．1979）がある。

【０００４】この論文に記載されている技術は、概略次
のようなものである。すなわち、観測された信号をまず
２５６サンプルのフレームに分け、フレームごとに高速
フーリエ変換（ＦＦＴ:fast Fourier transform ）を行
なって信号を周波数分解する。また雑音部分のフーリエ
変換係数ｉの大きさｕ(i) を予め調べておき、観測信号
のフレームの変換係数Ｓ(i) を次のように抑圧する。 Ｓ＾(i) ＝ｍａｘ（０、｜Ｓ(i) ｜−ｕ(i) ）＊sign
（Ｓ(i) ） 次に、この抑圧した変換係数Ｓ＾(i) に逆高速フーリエ
変換（ＩＦＦＴ）を行なって信号面に戻し、戻った信号
を音声符号化部への入力とする。このように、変換係数
から雑音相当のパワーを引き去ることにより、観測信号
から雑音成分を除去し音声を残すことが理論的には可能
である。

【０００５】ところで、ＦＦＴのような直交変換による
周波数解析では、変換区間の定常性が仮定されている。
しかし、音声は必ずしもフレーム区間内で定常とは限ら
ず、また雑音も個々の変換係数としてみると必ずしも一
定値にはならず特性に時間的な変動がある。このため、
変換区間を定常と仮定して構成された従来のノイズキャ
ンセラでは、実際に雑音をキャンセルしようとすると、
雑音成分の一部が残留したり音声周波数の一部が欠損す
ることがある。これらは、特有の周波数雑音となって聞
こえ、場合によっては雑音のキャンセル処理を行なわな
い場合よりも不自然になることがあり、非常に好ましく
ない。

【０００６】そこで、例えば特願平７−２４３４７３号
に示されるように、変換領域の係数を個々に独立ではな
く幾つかの係数の集合としてとらえ、集合として雑音の
特定を推定する方式が考えられている。この場合、キャ
ンセリングもこの集合ごとに行い、一つのグループの中
での平均パワーが雑音のパワーを超えないときは当該グ
ループ中の係数を強く抑圧し、一方平均パワーが雑音の
パワー以上の時には当該グループ中の係数を弱く抑圧す
る。このように変換係数を複数まとめて処理すること
で、パワー推定が外れる可能性を低減できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところがこの種の従来
のノイズキャンセラには次のような解決すべき課題があ
った。すなわち、一般にノイズキャンセラ用のＦＦＴと
しては２５６次のＦＦＴが使用される。しかし、２５６
次のＦＦＴは演算量が膨大になるため、携帯電話機等の
小型通信装置への応用は現状では困難である。

【０００８】そこで、携帯電話機等の小型通信装置に設
けられるノイズキャンセラでは、１２８次や６４次、３
２次といった低次のＦＦＴを使用する必要がある。とこ
ろが、ＦＦＴの次数を下げると、変換係数の数も減少す
るため、係数を複数まとめて処理する効果が薄れ、雑音
特性の推定を正しく行うことが難しくなる。またＦＦＴ
を行う単位が短くなるため、信号の特性の時間的変動が
大きくなり、係数値のばらつきも大きくなる。

【０００９】この発明は上記事情に着目してなされたも
ので、その目的とするところは、直交変換の次元数を低
下させてもグループ中の係数の数は減らさないようにし
て平均パワーの推定を正確に行えるようにするととも
に、個々の係数の特性変動を緩和し、かつグループ間の
連続性を保持して円滑で効果的な雑音抑圧を行い得るノ
イズキャンセラとこのノイズキャンセラを備えた通信装
置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明に係わるノイズキャンセラは、送話入力信号
を一定長ごとにフレーム化するためのフレーム分割手段
と、このフレーム分割手段により分割された各フレーム
をそれぞれ、隣同士が互いに一部オーバラップした複数
のベクトルに分割するためのベクトル分割手段と、この
ベクトル分割手段により分割された各ベクトルごとに、
周波数解析のための直交変換を行なう直交変換手段と、
この直交変換手段により得られた変換係数を複数のグル
ープに分割し、これらのグループごとに前記変換係数を
抑圧するための処理を行なう抑圧処理手段と、この抑圧
処理手段により抑圧処理が行なわれた後の変換係数を逆
直交変換するための逆直交変換手段と、この逆直交変換
手段により変換された後の前記ベクトルに相当する信号
を基に前記フレームに相当する信号を復元するためのフ
レーム復元手段とを具備したことを特徴とするものであ
る。

【００１１】したがってこの発明によれば、変換係数の
抑圧処理がグループごとにまとめて各々最適な条件で行
なわれることになる。このため、ＦＦＴの次数を下げて
も処理単位であるグループの変換係数の個数が減ること
がなく、これにより各グループごとの変換係数のパワー
推定を正確に行って良好な雑音抑圧を行うことができ
る。すなわち、すべての変換係数をただ一つの条件で一
様に抑圧処理する場合に比べて、個々の変換係数の特性
変動に対応して各々適切な抑圧処理を行なうことが可能
となり、これにより雑音成分を効果的にキャンセルして
通話品質の向上を図ることができる。

【００１２】しかも、各フレームをそれぞれ隣同士が互
いに一部オーバラップした複数のベクトルに分割し、こ
れらのベクトルごとにＦＦＴで直交変換して抑圧処理を
行うようにしているので、フレームあるいはグループの
境界付近の抑圧を連続性を持たせて適切に行うことがで
き、これによりさらに良好な雑音抑圧効果を得ることが
できる。

【００１３】またこの発明では、上記抑圧処理手段にお
いて、直交変換手段により得られた変換係数を予め設定
した周波数帯域別に複数のグループに分割し、これらの
グループごとに変換係数を抑圧するための処理を行なう
ことを特徴としている。

【００１４】このようにすることで、次のような効果が
奏せられる。すなわち、ＳＳ（spectral subtraction）
法によりノイズキャンセル処理を行なう際に、音声のピ
ッチ周期より次元の短い直交変換器を用いると、雑音は
キャンセルできるものの音声に歪みが現れてそのままで
は音質の劣化が激しい。この音質劣化の原因を調べてみ
ると、音声のピッチ周期よりも短い次元数の直交変換を
行なうと低域のスペクトルに歪みが発生し、もともと低
域に偏ったスペクトルを持っている音声の特性を歪ませ
ることが分かった。

【００１５】そこで、先に述べたように、直交変換によ
り得られた変換係数を周波数帯域の近いものごとにまと
めてその周波数帯域の特性に応じた適切な雑音抑圧処理
を行う。例えば、高域に含まれる各変換係数については
変換係数ごとに異なるゲインで抑圧制御を行ない、低域
に含まれる各変換係数については一定のゲインで一律に
抑圧処理を行なう。このようにすると、音声のピッチ周
期より次元の短い直交変換器を用いたとしても、低域に
偏った音声のスペクトルに歪みを生じさせることなく良
好な雑音抑圧を行なうことが可能となる。

【００１６】さらにこの発明は、上記抑圧処理手段にお
いて、直交変換手段により得られた変換係数を予め設定
した周波数帯域別に複数のグループに分割し、これらの
グループごとに、グループ内の変換係数の平均値を求め
てこの平均値と予め設定したしきい値との差に応じて低
減値を設定し、前記グループ内の変換係数を前記設定し
た低減値を基に抑圧することも特徴としている。このよ
うに構成することで、個々の変換係数の特性変動のばら
つきを低減して雑音成分のキャンセルを安定に行うこと
ができる。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は、この発明に係わるノイズ
キャンセラを備えたディジタル携帯電話装置の一実施形
態を示すブロック構成図である。同図において、図示し
ない基地局から無線チャネルを介して送られた無線搬送
波信号は、アンテナ１で受信されたのちアンテナ共用器
（ＤＵＰ）２を介して受信回路（ＲＸ）３に入力され、
ここで周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）４から出力された
受信局部発振信号とミキシングされて中間周波信号に周
波数変換される。そしてこの受信中間周波信号は、図示
しないアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器において
サンプリングされたのち、ディジタル復調器（ＤＥＭ）
６に入力される。

【００１８】ディジタル復調器６は、上記ディジタル受
信中間周波信号に対するフレーム同期およびビット同期
を確立したうえで、ディジタル復調処理を行なう。この
復調処理により得られたベースバンドのディジタル復調
信号は、時分割多元接続回路（ＴＤＭＡ）８に入力さ
れ、ここで各伝送フレームごとに自己宛てのタイムスロ
ットが分離抽出される。尚、上記ディジタル復調器６に
おいて得られたフレーム同期およびビット同期に関する
情報は制御回路１８に入力される。

【００１９】上記ＴＤＭＡ回路８から出力されたディジ
タル復調信号は、続いて誤り訂正符号復号回路（ＣＨ−
ＣＯＤＥＣ）９に入力され、ここで誤り訂正復号処理さ
れる。そして、この誤り訂正復号されたディジタル復調
信号は、音声復号回路（ＤＥＣ）１０に入力されて音声
復号処理され、これによりディジタル受話信号が再生さ
れる。このディジタル受話信号は、ディジタル／アナロ
グ（Ｄ／Ａ）変換器１１でアナログ受話信号に戻された
のち図示しない音声増幅器を介してスピーカ１２に供給
され、このスピーカ１２から拡声出力される。

【００２０】一方、話者の送話音声は、マイクロホン１
３で集音されて電気信号に変換されたのち、アナログ／
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４に入力され、このＡ／
Ｄ変換器１４で所定のサンプリング周期でサンプリング
されてディジタル送話信号に変換される。このディジタ
ル送話信号は、後述するノイズキャンセラ１７を経たの
ち音声符号化回路（ＣＯＤ）１６に入力されて音声符号
化される。

【００２１】この音声符号化回路１６から出力された符
号化音声データは、制御回路１８から出力された制御信
号とともに誤り訂正符号復号回路（ＣＨ−ＣＯＤＥＣ）
９に入力され、ここで誤り訂正符号化される。そして、
この誤り訂正符号化されたディジタル送信信号はＴＤＭ
Ａ回路８に入力される。このＴＤＭＡ回路８では、時分
割多元接続（ＴＤＭＡ）方式に対応した伝送フレームが
生成され、この伝送フレーム中の自装置に割り当てられ
たタイムスロットに上記ディジタル送信信号を挿入する
ための処理が行なわれる。このＴＤＭＡ回路８から出力
されたディジタル送信信号は、続いてディジタル変調器
（ＭＯＤ）７に入力される。

【００２２】このディジタル変調器７では、上記ディジ
タル送信信号によりディジタル変調された送信中間周波
信号が発生され、この送信中間周波信号は図示しないデ
ィジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器によりアナログ信
号に変換されたのち送信回路（ＴＸ）５に入力される。
なお、ディジタル変調方式としては、例えばπ／４シフ
トＱＰＳＫ（π／４ shifted quadrature phase shift
keying）方式が使用される。

【００２３】送信回路５では、上記変調された送信中間
周波信号がまず周波数シンセサイザ４から出力された送
信局部発振信号とミキシングされ、これにより通話チャ
ネルに対応する無線搬送波周波数に変換される。そし
て、この無線変調波信号は、送信電力増幅器において制
御回路１８から制御信号ＴＣＳにより指示された所定の
送信電力レベルに制御されたのち、アンテナ共用器２を
介してアンテナ１から図示しない基地局へ向けて送信さ
れる。

【００２４】なお、１９はキーパッド／ディスプレイで
あり、このキーパッド／ディスプレイ１９には発信キ
ー、終了キー、ダイヤルキー、および各種機能キーを有
するキーパッド部と、液晶表示器 （ＬＣＤ）や発光ダ
イオード（ＬＥＤ）を有するディスプレイ部とが配設さ
れている。

【００２５】ところで、ノイズキャンセラ１７は次のよ
うに構成される。図２はその構成を示す回路ブロック図
である。前記Ａ／Ｄ変換器１４から出力されたディジタ
ル送話信号は、先ずフレーム分割部１０１で一定長ずつ
区切られてフレーム化されたのち、雑音／音声判定部１
０２に入力される。雑音／音声判定部１０２は、例えば
雑音レベルの推定値をもとに現行フレームが音声フレー
ムであるか雑音フレームであるか判定するもので、その
判定結果をフラグに表示する。例えば、現行フレームが
雑音フレームの場合にはフラグを“０”にクリアし、音
声フレームの場合にはフラグを“１”にセットする。

【００２６】なお、雑音／音声の判定方法については、
「電話音声の有音／無音判定しきい値の逐次的設定方法
についての検討」（電子情報通信学会春期全国大会、１
９８８年Ｂ−３２８）などに詳しい。なお、１フレーム
長ＦＬは例えば２５６サンプルに設定される。

【００２７】また、上記フレーム分割部１０１から出力
されたディジタル送話信号の各フレームは、ベクトル分
割部１０３に入力される。ベクトル分割部１０３は、入
力フレームをそれぞれＭ個のベクトルに分割する。

【００２８】図３は、このベクトル分割部１０３による
分割の一例を示すもので、隣接するベクトル同士が互い
に半分ずつオーバラップするように分割される。これら
のベクトルを高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１０４に
入力する。ＦＦＴ１０４は、上記入力フレームを上記ベ
クトルごとに高速フーリエ変換するもので、これにより
得られた変換係数Ｓ(m)(j) をグループ別平均値推定部
１０５および変換係数抑圧部１０７にそれぞれ供給す
る。

【００２９】なお、このときフーリエ変換の出力は虚数
の形態をとるが、ここでは他の変換との共通性を持たせ
るため、ｊが奇数の場合を実部、偶数の場合を虚部と考
え、変換係数の数は入力信号のフレーム長ＦＬと同じと
する。

【００３０】グループ別平均値推定部１０５は、上記雑
音／音声判定部１０２の判定フラグにより雑音と判定さ
れたフレームの変換係数Ｓ(m)(j)をＮ個のグループに分
け、これらのグループごとにその雑音平均値ａｖｒ(i)
、ｉ＝０，…，N-1 を計算するものである。

【００３１】図４は、このグループ別平均値推定部１０
５における雑音平均値ａｖｒ(i) の算出動作を示すフロ
ーチャートである。なお、ここではグループ数ＮをＮ＝
８とし、グループ内の係数の数を簡単のため同一として
説明を行うが、グループ内の係数の数は必ずしも同一で
なくてもよい。

【００３２】同図において、グループ別平均値推定部１
０５は、まずステップ３０１においてグループ雑音平均
値ａｖｒ(i) をＰＢｉ（ｉ＝０，…，N-1 ）に初期設定
する。ここでは例えばａｖｒ(i) ＝２０００に設定する
か、または先頭フレームのグループ別平均値に設定して
おく。そして、ステップ３０２において、ＦＦＴ１０４
から変換係数Ｓ(m) (j) （ｍ＝０，…，M-1 、ｊ＝０，
…，BL-1）を取り込むとともに、雑音／音声判定部１０
２の判定フラグｆｌａｇを取り込み、ステップ３０３で
この判定フラグより現行フレームが雑音フレームか否か
を判定する。そして、現行フレームが音声フレームであ
れば、ステップ３１２に移行してここで先行フレームま
でのグループ雑音平均値ａｖｒ(i) をそのまま出力す
る。

【００３３】これに対し現行フレームが雑音フレームで
あれば、ステップ３０６、ステップ３０５およびステッ
プ３０６でそれぞれｉ＝０、ｍ＝０，ｘ＝０およびｊ＝
０に初期設定したのち、ステップ３０７に移行してここ
でＳ(m) (k) の同じ帯域の係数をまとめてＮ個のグルー
プに分けるとともに、これらのグループごとに変換係数
の絶対値和ｘを ｘ＋＝｜Ｓ(m) （ｉ＊ＢＬ／Ｎ＋ｊ）｜ のように算出する。

【００３４】この変換係数の絶対値和ｘの算出は、ｊを
インクリメント（ｊ＋＝１）するごとに繰り返し行なわ
れ、ステップ３０８でｊがＢＬ／Ｎ以上になったところ
で終了する。また、以上のステップ３０６〜ステップ３
０８による演算は、ステップ３０９でｍが１フレームの
ベクトル数Ｍ（Ｍ＝１６）以下になるまで繰り返し行わ
れる。

【００３５】そしてグループ番号ｉ＝０に属する変換係
数の絶対値和ｘが求まると、ステップ３１０に移行し
て、ここで先行フレームまでのグループ雑音平均値ａｖ
ｒ(i)とリーク積分を行なうことにより現行フレームま
でのグループ雑音平均値ａｖｒ(i) を ａｖｒ(i) ＝ａｖｒ(i) ＊Ａ＋ｘ／（ＢＬ＊Ｍ）＊Ｎ＊
（１−Ａ） により算出する。

【００３６】以後同様に、ステップ３１０でｉをインク
リメントするごとにステップ３１１からステップ３０５
に戻って以上述べたグループ雑音平均値ａｖｒ(i) を算
出するための処理を繰り返し行ない、これにより各グル
ープ別のグループ雑音平均値ａｖｒ(i) がそれぞれ算出
される。そして、ステップ３１１でｊがＮ以上になるま
で上記演算が繰り返され、Ｎグループすべてのグループ
雑音平均値ａｖｒ(i)が求まると、ステップ３１１から
ステップ３１２に移行してここで上記各グループ雑音平
均値ａｖｒ(i) をグループ別基本低減値決定部１０６へ
出力する。

【００３７】グループ別基本低減値決定部１０６は、上
記ＦＦＴ１０４から供給された雑音フレームの変換係数
Ｓ(m) (j) を複数のグループに分け、これらのグループ
ごとに変換係数の抑圧制御に使用するための基本低減値
ｔｈｒ(i) （ｉ＝０，…，N-1 ）を決定するものであ
る。このときグループ分けは、上記変換係数のうち周波
数特性が類似したもの（例えば周波数が近いもの）同一
グループとなるように行なう。また、グループ数Ｎは例
えばＮ＝８に設定され、かつ各グループ内の係数の数は
同一で３２に設定される。なお、グループ内の係数の数
は必ずしも同一値でなくてもよい。

【００３８】図５は、このグループ別基本低減値決定部
１０６による処理手順およびその内容を示すフローチャ
ートである。グループ別基本低減値決定部１０６は、ま
ずステップ４０１において、ＦＦＴ１０４から変換係数
Ｓ(m) (j) （ｍ＝０，…，M-1 、ｊ＝０，…，BL-1）を
取り込むとともに、グループ別平均値推定部１０５から
出力された各グループ雑音平均値ａｖｒ(i) （ｉ＝０，
…，N-1 ）を取り込む。そして、ステップ４０２におい
て上記各グループ雑音平均値ａｖｒ(i) の総和Ｐoaを算
出する。

【００３９】次にグループ別基本低減値決定部１０６
は、ステップ４０３でｍ＝０，ｘ＝０に、またステップ
４０４でｊ＝０にそれぞれ初期設定した後、ステップ４
０５で各グループごとの係数の絶対値和ｘを ｘ＋＝｜Ｓ(m) （ｉ＊ＢＬ／Ｎ＋ｊ）｜ より算出する。この係数の絶対値和ｘの算出は、ｊをイ
ンクリメント（ｊ＋＝１）するごとに繰り返し行なわ
れ、ステップ４０６でｊがＢＬ／Ｎ以上になったところ
で終了する。また、以上のステップ４０４〜ステップ４
０６による演算は、ステップ４０８でｍが１フレームの
ベクトル数Ｍ（Ｍ＝１６）以下になるまで繰り返し行わ
れ、ｍ＝Ｍとなるとステップ４０９に移行して、ここで
グループ内平均値ｘが ｘ＝ｘ／（ＢＬ＊Ｍ）＊Ｎ より算出される。

【００４０】次にステップ４１０において、 ｘ＜ａｖｒ(i) ＊Ｂ5 ＋Ｐoa であるか否かの判定が行われる。そして、この判定の結
果グループ内平均値ｘがａｖｒ(i) ＊Ｂ5 ＋Ｐoaよりも
小さければ、ステップ４１１でａｖｒ(i) をＢ１倍して
これをグループ基本低減値ｔｈｒ(i) とし、一方グルー
プ内平均値ｘがａｖｒ(i) ＊Ｂ5 ＋Ｐoa以上であれば、
ステップ４１２でａｖｒ(i) をＢ２倍してこれをグルー
プ基本低減値ｔｈｒ(i) とする。

【００４１】以上のグループ基本低減値ｔｈｒ(i) の決
定は、すべてのグループについてそれぞれ行われる。そ
して、すべてのグループの基本低減値ｔｈｒ(i) （ｉ＝
０，…，N-1 ）が決定されると、これらのグループ基本
低減値ｔｈｒ(i) （ｉ＝０，…，N-1 ）はステップ４１
５にて変換係数抑圧部１０７に与えられる。

【００４２】変換係数抑圧部１０７では、上記基本低減
値ｔｈｒ(i) （ｉ＝０，…，N-1 ）を使用して、次のよ
うにＦＦＴ１０４から出力された変換係数Ｓ(m) (j)
（ｍ＝０，…，M-1 、ｊ＝０，…，FL-1）の抑圧処理が
行なわれる。

【００４３】図６は、その処理手順および処理内容を示
すフローチャートである。すなわち、変換係数抑圧部１
０７は先ずステップ５０１において上記グループ別基本
低減値決定部１０６から各グループの基本低減値ｔｈｒ
(i) （ｉ＝０，…，N-1 ）を取り込むとともに、ＦＦＴ
１０４から変換係数値Ｓ(m) (j) （ｍ＝０，…，M-1、
ｊ＝０，…，BL-1）を取り込む。そして、ステップ５０
２でｉ＝０、ｋ＝０にそれぞれ初期設定し、さらにステ
ップ５０３でスレショルド値変数ｘ＝ｔｈｒ(i) とする
とともに、ｊ＝０に初期設定したのち、ステップ５０４
でｊ＜ＮＮ（ＮＮ＝ＢＬ／ｎ／２）であってかつｉ＞０
か否かを判定する。

【００４４】この判定の結果、これらの条件を満たして
いればステップ５０５に移行して、ここでスレショルド
値変数ｘを ｘ＝｛ｔｈｒ(i-1) ＊（ＮＮ−ｊ）＋ｔｈｒ(i) ＊（Ｎ
Ｎ＋ｊ）｝／ＢＬ＊Ｎ に設定する。

【００４５】これに対し上記条件を満たしていない場合
には、ステップ５０６に移行してここでｊ≧ＮＮであっ
てかつｉ＜Ｎ−１か否かを判定する。そして、この条件
を満足していればステップ５０７に移行して、ここでス
レショルド値変数ｘを ｘ＝｛ｔｈｒ(i) ＊（ＢＬ／Ｎ＋ＮＮ−ｊ）＋ｔｈｒ(i
+1) ＊（ｊ−ＢＬ／Ｎ＋ＮＮ）｝１／ＢＬ＊Ｎ に設定する。

【００４６】すなわち、スレショルド値変数ｘを設定す
る場合には、グループの境界における基本低減値ｔｈｒ
(i) の段差を解消するために、係数Ｓ(m) (k) が最も近
い他のグループの基本低減値とＳ(m) (k) が属するグル
ープの基本減値ｔｈｒ(i) との線形補間値を用いてい
る。なお、この補間は必ずしも行なわなくてもよい。

【００４７】次に、ステップ５０８でｍ＝０とし、先ず
第１番目のグループの１番目のベクトルに属する係数Ｓ
(m) (k) の絶対値ｙをステップ５０９で求め、この絶対
値ｙをステップ５１０でスレショルド値変数ｘと比較す
る。この比較の結果、変換係数Ｓ(m) (k) の絶対値ｙが
ｘ＋ｙ＊Ｌよりも大きければ、ステップ５１２でｙ＝ｙ
＊Ｌとした後、ステップ５１３に移行する。

【００４８】これに対し変換係数Ｓ(m) (k) の絶対値ｙ
が上記ｘ＋ｙ＊Ｌ以下であれば、ステップ５１１でｙ＝
ｙ−ｘとした後、上記ステップ５１３に移行する。そし
て、このステップ５１３で、変換係数Ｓ(m) (k) を Ｓ(k) ＝ｙ＊sign（Ｓ(m) (k) ） に設定する。

【００４９】すなわち、変換係数Ｓ(m) (k) の絶対値ｙ
が上記ｘ＋ｙ＊Ｌよりも大きい場合には、変換係数Ｓ
(m) (k) の値をＳ(m) (k) の絶対値ｙからｘを減算した
値に抑圧し、そうでない場合には変換係数Ｓ(m) (k) の
値をＳ(m) (k) の絶対値にＬを乗算した値とする。

【００５０】ここで、Ｌは雑音リーク係数、つまり変換
係数に対し抑圧しないでそのまま信号値として残す割合
を示すもので、例えばＬ＝０．０６２５とすると、変換
係数の１／１６が抑圧されずに逆変換されることを意味
する。雑音が大きく完全にキャンセルすることが困難な
場合には、このようなリーク雑音を残すほうが自然に聞
こえるため有力な手段となる。

【００５１】変換係数抑圧部１０７は、以上の抑圧処理
を、ｍの値をインクリメントするごとに、各ベクトルの
変換係数Ｓ(m) (k) ごとに行なう。そして、１グループ
分のすべてのベクトルの変換係数Ｓ(m) (k) に対する抑
圧処理が終了すると、ステップ５１４からステップ５１
５に移行して、ここでｊおよびｋの値をそれぞれインク
リメントしたのち上記ステップ５０４に戻る。以上の抑
圧処理は、ｊの値がＢＬ／Ｎ以上になるまで繰り返し行
われる。

【００５２】そして、ｊの値がＢＬ／Ｎ以上になると、
ステップ５１７でｉの値をインクリメントして、次のグ
ループについて以上の述べたステップ５０３からステッ
プ５１６による各ベクトルごとの係数抑圧処理を繰り返
し実行する。そして、すべてのグループについて各ベク
トルごとの係数抑圧処理が終了すると、ステップ５１９
に移行して、ここで抑圧後の変換係数Ｓ(m) (j) （ｍ＝
０，…，M-1 、ｊ＝０，…，BL-1）を出力する。

【００５３】この変換係数抑圧部１０７から出力された
抑圧処理後の変換係数Ｓ(m) (j) （ｍ＝０，…，M-1 、
ｊ＝０，…，BL-1）は逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦ
Ｔ）１０８に入力され、ここで逆高速フーリエ変換が行
なわれて時間軸の信号に戻されたのち、フレーム合成部
１０９に入力される。

【００５４】フレーム合成部１０９は、ベクトルをオー
バラップさせてフレームを復元するものである。図７
は、その処理手順および処理内容を示すフローチャート
である。同図において、フレーム合成部１０９は、ステ
ップ６０１でバッファメモリの内容ｂｕｆ(i) ｉ＝０，
…，V-1 を０に初期設定したのち、ステップ６０２で上
記ＩＦＦＴ１０８から出力されたベクトルｆ(m) (j)
（ｍ＝０，…，M-1 、ｊ＝０，…，N-1 ）を取り込む。
そして、ステップ６０３でｊの値をクリアしたのち、ス
テップ６０４，６０７において、ベクトルｆ(j) （ｊ＝
０，…，N-1 ）ごとにウィンドウ係数ｗ(j) （ｊ＝０，
…，BL-1）を乗算する。しかるのち、ステップ６０８，
６０９においてベクトルの両端のオーバラップ部分をそ
れぞれ隣接するベクトルと足し合わせてフレームを合成
する。

【００５５】以上の処理は、ステップ６１０でｍの値を
インクリメントするごとに繰り返し行われる。そして、
すべてのベクトルについてのフレーム合成処理が終了す
ると、ステップ６１１からステップ６１２に移行して、
ここで合成されたフレームは出力されて音声符号化回路
１６に入力される。なお、ステップ６０３，６０５はオ
ーバラップ部分のインクリメント処理を表し、またステ
ップ６０６はオーバラップのない部分（ｊ＝Ｖｔｏｊ＝
ＢＬ−Ｖ）の処理を表す。

【００５６】以上のようにこの実施形態に係わるノイズ
キャンセラ１７では、入力音声信号をフレーム分割部１
０１で複数のフレームに分割した後、これらのフレーム
をそれぞれベクトル分割部１０３において隣接するもの
同士が互いに一部オーバラップした複数のベクトルに分
割し、これらのベクトルごとにＦＦＴ１０４で直交変換
している。またグループ別平均値推定部１０５におい
て、上記ＦＦＴ１０４から出力された各ベクトルごとの
変換係数群を同一帯域ごとに複数のグループに分けて、
これらのグループごとに変換係数の平均値を求め、この
平均値を基にグループ別基本低減値決定部１０６で基本
低減値を決定している。そして、上記ＦＦＴ１０４から
出力されたベクトルごとの変換係数を、変換係数抑圧部
１０７において上記基本低減値を基に抑圧処理し、この
抑圧後の変換係数をＩＦＦＴ１０８で逆直交変換したの
ち、フレーム合成部１０９でフレームに合成するように
している。

【００５７】したがってこの実施形態によれば、変換係
数の抑圧処理を同一帯域ごとにまとめた複数のグループ
ごとに行うことができ、これにより各帯域ごとに最適な
抑圧処理を行うことが可能となる。例えば、高域に含ま
れる各変換係数については変換係数ごとに異なるゲイン
で抑圧制御を行ない、低域に含まれる各変換係数につい
ては一定のゲインで一律に抑圧処理を行なうようにす
る。このようにすると、音声のピッチ周期より次元の短
い直交変換器を用いた場合でも、低域に偏った音声のス
ペクトルに歪みを生じさせることなく良好な雑音抑圧を
行なうことができる。

【００５８】しかもこの実施形態では、各フレームが、
それぞれ隣接するもの同士が互いに一部オーバラップし
た複数のベクトルに分割され、これらのベクトルごとに
直交変換されるので、フレームあるいはグループの境界
付近の抑圧を連続性を保持して円滑に行うことができ、
これによりさらに良好な雑音抑圧効果を得ることができ
る。

【００５９】なお、この発明は上記実施形態に限定され
るものではない。例えば、直交変換手段としては、ＦＦ
Ｔ以外に、離散フーリエ変換（ＤＦＴ: discrete Fouri
er transform）や離散コサイン変換（ＤＣＴ: discrete
cosine transform ）、ハーレ変換、カルーネン・レー
ベ変換等を使用してもよい。

【００６０】また、１フレームのベクトル数や、ベクト
ル長、オーバラップ長は如何に設定してもよく、さらに
はグループ別平均値推定部による推定処理手順とその内
容、グループ別基本低減値決定部による処理手順とその
内容、変換係数抑圧部による抑圧処理手順とその内容等
についても、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変
形して実施できる。

【００６１】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明では、送話
入力信号を一定長ごとにフレーム化して、これらのフレ
ームをさらに隣同士が互いに一部オーバラップした複数
のベクトルに分割し、この分割された各ベクトルごとに
周波数解析のための直交変換を行なっている。またこの
直交変換により得られた変換係数を例えば周波数帯域別
に複数のグループに分割し、これらのグループごとに上
記変換係数を抑圧するための処理を行なうようにしたも
のである。

【００６２】したがってこの発明によれば、直交変換の
次元数を低下させてもグループ中の係数の数は減らさず
に平均パワーの推定を正確に行えうことができ、かつ個
々の係数の特性変動を緩和し、さらにグループ間の連続
性を保持して円滑で効果的な雑音抑圧を行い得るノイズ
キャンセラとこのノイズキャンセラを備えた通信装置を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係わるノイズキャンセラを備えたデ
ィジタル携帯電話装置の一実施の形態を示すブロック構
成図。

【図２】図１に示した携帯電話装置に設けられているノ
イズキャンセラの構成を示す回路ブロック図。

【図３】図２に示したノイズキャンセラに設けられてい
るベクトル分割部の処理例を示す図。

【図４】図２に示したノイズキャンセラにおけるグルー
プ別平均値推定部の推定動作手順およびその内容を示す
フローチャート。

【図５】図２に示したノイズキャンセラにおけるグルー
プ別基本低減値決定部の動作手順およびその内容を示す
フローチャート。

【図６】図２に示したノイズキャンセラにおける変換係
数抑圧部の抑圧処理手順およびその内容を示すフローチ
ャート。

【図７】図２に示したノイズキャンセラにおけるフレー
ム合成部の合成処理手順およびその内容を示すフローチ
ャート。

【符号の説明】

１…アンテナ ２…アンテナ共用器（ＤＵＰ） ３…受信回路（ＲＸ） ４…周波数シンセサイザ（ＳＹＮ） ５…送信回路（ＴＸ） ６…ディジタル復調器（ＤＥＭ） ７…ディジタル変調器（ＭＯＤ） ８…時分割多元接続回路（ＴＤＭＡ） ９…誤り訂正符号復号回路（ＣＨ−ＣＯＤＥＣ） １０…音声復号回路（ＤＥＣ） １１…Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ） １２…スピーカ １３…マイクロホン １４…Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） １６…音声符号化回路（ＣＯＤ） １７…ノイズキャンセラ １８…制御回路 １９…キーパッド／ディスプレイ １０１…フレーム分割部 １０２…雑音／音声判定部 １０３…ベクトル分割部 １０４…高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ） １０５…グループ別平均値推定部 １０６…グループ別基本低減値決定部 １０７…変換係数抑圧部 １０８…逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ） １０９…フレーム合成部

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送話入力信号を一定長ごとにフレーム化
   するためのフレーム分割手段と、 このフレーム分割手段により分割された各フレームをそ
   れぞれ、隣同士が互いに一部オーバラップした複数のベ
   クトルに分割するためのベクトル分割手段と、 このベクトル分割手段により分割された各ベクトルごと
   に、周波数解析のための直交変換を行なう直交変換手段
   と、 この直交変換手段により得られた変換係数を複数のグル
   ープに分割し、これらのグループごとに前記変換係数を
   抑圧するための処理を行なう抑圧処理手段と、 この抑圧処理手段により抑圧処理が行なわれた後の変換
   係数を逆直交変換するための逆直交変換手段と、 この逆直交変換手段により変換された後の前記ベクトル
   に相当する信号を基に前記フレームに相当する信号を復
   元するためのフレーム復元手段とを具備したことを特徴
   とするノイズキャンセラ。
2. 【請求項２】 前記抑圧処理手段は、直交変換手段によ
   り得られた変換係数を予め設定した周波数帯域別に複数
   のグループに分割し、これらのグループごとに前記変換
   係数を抑圧するための処理を行なうことを特徴とする請
   求項１記載のノイズキャンセラ。
3. 【請求項３】 前記抑圧処理手段は、直交変換手段によ
   り得られた変換係数を予め設定した周波数帯域別に複数
   のグループに分割し、これらのグループごとに、グルー
   プ内の変換係数の平均値を求めてこの平均値と予め設定
   したしきい値との差に応じて低減値を設定し、前記グル
   ープ内の変換係数を前記設定した低減値を基に抑圧する
   ことを特徴とする請求項１記載のノイズキャンセラ。
4. 【請求項４】 送話音声信号を少なくとも音声符号化部
   で符号化して送信する通信装置において、 前記送話音声信号に対し当該送話音声信号に含まれる雑
   音成分を除去するための処理を行ない、この雑音除去処
   理後の送話音声信号を前記音声符号化部に供給するノイ
   ズキャンセラを具備し、 前記ノイズキャンセラは、 送話入力信号を一定長ごとにフレーム化するためのフレ
   ーム分割手段と、 このフレーム分割手段により分割された各フレームをそ
   れぞれ、隣同士が互いに一部オーバラップした複数のベ
   クトルに分割するためのベクトル分割手段と、 このベクトル分割手段により分割された各ベクトルごと
   に、周波数解析のための直交変換を行なう直交変換手段
   と、 この直交変換手段により得られた変換係数を複数のグル
   ープに分割し、これらのグループごとに前記変換係数を
   抑圧するための処理を行なう抑圧処理手段と、 この抑圧処理手段により抑圧処理が行なわれた後の変換
   係数を逆直交変換するための逆直交変換手段と、 この逆直交変換手段により変換された後の前記ベクトル
   に相当する信号を基に前記フレームに相当する信号を復
   元するためのフレーム復元手段とを具備したことを特徴
   とする通信装置。