CN1218557C - 一种工作在多个频率下的水平偏转信号发生器 - Google Patents

Abstract

一种显示标准广播源的画面或高清晰度画面以及可以显示计算机产生的画面的视频显示装置。为了显示这些源的图象，需要使一个偏转信号发生器可工作在多个频率下。该偏转信号发生器包括一个产生输出信号(301)的受控振荡器(300)；将输出信号(301)分频以形成水平频率信号(401)的分频器(415，415A)；接收水平频率信号(401)和同步信号(5)并产生加到振荡器(300)上的模拟信号(11)的鉴相器(50)；数/模转换器(700)，从数字数据字产生电压(302)并将其耦合到振荡器(300)上。电压(302)确定振荡器(300)的中心频率，而模拟信号(11)控制振荡器(300)使其与同步信号(5)同步。

Description

一种工作在多个频率下的水平偏转信号发生器

本发明总体上讲涉及的视频装置的水平扫描系统，具体讲涉及能在多种水平扫描频率下工作的系统中同步和水平速率信号的发生。

在视频显示装置中，扫描电路与一个同步信号或一个从输入视频信号中提取出来的同步是同步的。这样，能在多种水平扫描频率下工作的视频显示装置必须要能够与标准清晰度的NTSC信号的水平扫描频率15.734kHz保持同步，或是同具有1080行有效行并采用隔行扫描(1080I)的高清晰度(高级电视标准委员会，ATSC)信号的水平扫描频率33670kHz保持同步。除了同广播的视频信号保持同步之外，可能还要求设备能显示计算机生成的非广播的视频信号，比如，水平频率为37880kHz的超级视频图形适配器信号或SVGA信号。

众所周知，在视频显示装置中通常要采用具有锁相环控制的水平频率振荡器。通常情况下要使用两个或三个锁相环来满足同步和扫描波形发生相互矛盾的需求之间的功能分离。在双环系统中，第一个环可能是传统的锁相环，在这个锁相环中，压控振荡器的输出或对压控振荡器输出进行分频后的输出将与从要显示的视频信号中提取出来的水平同步脉冲进行比较。第二个锁相环，假定工作频率相同，它将对第一个环振荡器的输出与水平速率脉冲进行比较，比如从偏转电流中提取或表示偏转电流的回扫脉冲电压。第二次相位比较得到的误差电压将用来生成一个宽度被调制的脉冲信号，该信号将决定偏转输出装置关闭的开始，以及后来的回扫的开始，或是垂直扫描期间每一行的相位。

第一个锁相环的响应可以进行优化以适应信噪比低的广播视频信号的边缘区域接收。这类信号要求第一锁相环的响应相对较低。因此，第一个环的带宽要很窄的才能进行优化减少相位的抖动。但是由于视频显示装置需要能在不同的信号源并且在不同水平频率下工作，所以第一个锁相环的响应是在窄带和宽带之间的折中，窄带是为了使相位抖动最小，而宽带、很快的环路响应是为了实现快速的相位恢复。比如说，窄带的环比较适合于同步低噪声、非广播的计算机产生的信号，而在同步视频录象机(VCR)回放的信号时就要求环路是宽带的、有快速的环路响应、能实现快速相位恢复，因为VCR信号的水平同步脉冲相位在垂直消隐的开始和结束之间会发生多达10微秒突变。因此在各自的环路响应中需要做一些折中以便能充分改善弱信号的性能而又不会明显地降低接收机的总体性能。第二个锁相环的环路响应通常比较快。因此，第二个锁相环可能有较宽的带宽，使之能跟上误差电流的变化，误差电流的变化的原因是水平输出晶体管保持时间变化或高电压变压器的调谐效应。这种强大的跟踪能力能产生与电子来电流负载无关的整齐的无弯曲的光栅。

众所周知在水平频率生成中要使用压控振荡器。使用的振荡器能在多个输入的水平同步频率上工作，并能通过具有可选被两级分频的计数值的下计数器来实现同步。但是当输入信号具有非整数的水平扫描频率时，通过简单地将振荡器下计数比率折半或加倍不能稳定地使同步方便地进行。

以不同频率的同步信号对水平振荡器的同步的要求是通过本发明的装置来满足的。水平偏转信号发生器能工作在多个频率下。偏转信号发生器包括产生输出信号的受控振荡器；将输出信号分频以形成一个水平频率信号的分频器；接收水平频率信号和同步信号并产生加到振荡器上的模拟信号的鉴相器；从数字数据字产生电压并将此电压加到振荡器上的数/模转换器。该电压确定了振荡器的中心频率，且模拟信号控制振荡器以同步信号使其同步。另外，本发明的水平驱动信号发生器能工作在多个水平频率。该发生器包括一个产生一个信号的可同步振荡器；接收信号并产生水平驱动脉冲的分频器；可选择地耦合以同步可控振荡器的具有多个频率的同步脉冲源。根据用户的选择耦合具有多个频率之一的同步脉冲的命令，控制振荡器和分频器的控制器。多个频率出现在两个频段内，并且当同步后，振荡器的频率仅出现在两个频段的较高频段内，而水平驱动脉冲以选定的同步脉冲的速率出现。

图1是一个示范性的水平频率振荡器的框图，水平频率振荡器采用本发明三个不同方案的锁相环。

图2是图1的一部分的原理图并给出了所发明的开关有源滤波器。

图3给出了具有发明特点的压控振荡器，它是图1的一部分。

图4给出了发明的开关互锁的原理图，它是图1的一部分。

图5A的曲线反映了图2中本发明的开关有源滤波器的增益频率特性。

图5B的曲线反映了图2中本发明的开关有源滤波器的相位频率特性。

在图1中给出了具有三个锁相环并能在多个频率上工作的水平频率振荡器和偏转放大器。在第一个锁相环10中，输入的视频显示信号比如标准清晰度的NTSC信号连接到同步分离器SS上，同步分离器将会分离出水平同步信号分量。压控振荡器的频率是NTSC水平频率的32倍，1Fh，并在表示为÷32的计数器中进行32倍分频。分频后的信号作为一个输入连接到鉴相器PD，鉴相器的第二个输入连接到分离出的同步分量。分频后的振荡器信号与分离后的同步分量之间的相位误差将从鉴相器PD连接到压控振荡器32Fh以同步压控振荡器32Fh。PLL10的功能元素构成了总线控制集成电路如TA1276的一部分。来自PLL10的标准清晰度水平同步分量将连接到同步源选择开关SW15，这个开关在多个同步信号之间提供了选择，这些同步信号做为输入源分别用于同步第二个和第三个受控制的水平振荡器环100和410。选择开关SW15在图中画为有三个可实现的同步源，即标准清晰度的NTSC同步信号，高清晰度同步信号，比如ATSC 1080I以及计算机产生的SVGA同步信号，当然，为水平振荡器同步信号进行的同步选择并不仅限于这些例子。同步开关SW15要由开关信号15a来控制，开关信号是微控制器800根据如遥控发射器RC产生的用户控制命令来生成的，遥控发射器通过无线的方式与接收器IRR801通信，接收器将遥控数据输入给微控制器800。遥控RC允许进行显示信号源选择，比如广播TV信道在HD和SD广播或具有可选显示分辨率的计算机程序之间切换。

图1中画的三个锁相环经过很好地控制能提供最优的性能，不仅适合不同的频率的输入信号还适合容易产生时间抖动的信号。在显示NTSC信号时要使用环路10，100和410。NTSC信号可来自广播源或VCR。后一种源容易有同步相位的抖动，这类信号的抖动在PLL10中通过受控地选择低通滤波器的特性均能很好的适应。如果选择高清晰度输入信号比如ATSC或SVGA，PLL10将被旁路而将同步系统减少为两个受控的环路，比如PLL100和PLL410。这样就需要微控制器800根据用户命令控制输入视频显示选择，根据显示选择控制同步源的选择，控制振荡器频率、振荡器分频器以及相位锁定振荡器低通滤波器的特性。

来自开关15的经过选择的同步信号5将连接到鉴相器50的输入端以便于第二个锁相环100的同步。鉴相器50的第二个输入由信号401提供，该信号是压控振荡信号301分频后得到的。得到的相位误差信号11经过低通滤波送给VCO300以实现与输入视频显示信号水平同步的同步。第三个锁相环410对来自压控振荡器VCO300的信号和一个与扫描有关的信号Hrt进行比较，比如来自由扫描放大器500产生的扫描电流的水平扫描微分脉冲。

水平振荡器300的中心频率要通过控制总线420来控制，比如I2C总线，该总线能发射独立地改变振荡器的频率和低通滤波器的特性的数据字。此外，本发明的保护电路600通过一个电子互锁能防止在扫描期间偶然的、错误的以及不期望的分频器切换。

下面给出图1中的第二和第三个水平振荡器环路以及扫描放大器的工作原理。画示的的正脉冲的水平同步信号5是由开关15从PLL10或从多个输入的显示信号中提取的同步信号中选取的。同步信号5将送给鉴相器50并与一个水平速率信号401进行比较，该水平速率信号是通过对来自压控振荡器VCO300的线路锁相时钟信号LLC301分频得到的。块400表示一个可实现的偏转处理集成电路IC400，比如TDA9151。集成电路是总线控制的，比如I2C总线420，并且包括了一个鉴相器PLL3，以及分频器415和415A。分频器415A受信号402的控制以分别提供432和864的分频比，这样就能产生两个频段的水平速率信号，记为1Fh和2Fh。控制信号402与开关412相连，开关412可以插入或直通分频器415A以提供两种分频比。这样压控振荡器VCO300只工作在13.6MHz左右的一个频段内，但却可以同频率相差超过2∶1的水平频率同步。与这种非整数有关的水平频率是NTSC信号，它的水平频率用1Fh表示，频率为15734kHz，而ATSC1080I信号的水平频率相对于NTSC信号而言要用2.14Fh来表示，即33670kHz。在显示从NTSC获得的图象时，开关412要选择分频器415A，该分频器提供的分频比为864∶1，产生的频率正好是NTSC水平频率1Fh。对水平频率为2Fh或更高比如ATSC1080I信号的图象的显示其情况是相似的，开关412将直通分频器415A使得分频比为432以产生31468kHz的水平频率2Fh，这个频率是NTSC频率的2倍。但是，ATSC1080I的水平频率不是NTSC信号1Fh的整数倍，事实上是NTSC频率的2.14倍。这样，为了同ATSC1080I信号或任何其它非2Fh同步速率的信号同步，要求改变VCO的频率使之在被432倍分频后得到的频率能够同ATSC1080I的频率或所选择的输入信号的水平速率保持同步。

分频后的行锁相时钟信号401也将通过鉴相器PLL3来连接并同步第三个环路410，鉴相器PLL3将对时钟信号401和扫描电流微分脉冲Hrt501进行比较。PLL3的输出信号403通过驱动步骤450连接到水平扫描步骤500，水平扫描步骤在显示设备或电子束偏转线圈中产生与扫描有关的电流。除了与PLL3连接之外，扫描脉冲Hrt还要连接到保护电路600和X-射线保护电路690。

图4给出了本发明的保护电路600，它提供了与扫描电流出现与不出现有关的不同的控制功能。扫描电流出现与不出现同检测脉冲Hrt 501效果是相同的。电路块610检测脉冲501是否出现并产生一个低电平有效的中断SCAN-LOSS INTR.615，该信号与微控制器μCONT.800相连。

在第二个保护功能之中，电路600在脉冲501存在时即扫描期间禁止水平频率选择。水平频率选择数据是由总线420从微控制器800上接过来的。通过对总线进行分解并由DAC700对频率选择数据进行数模变换就形成了与电路块650相连的开关信号1H_SW。块650的电路只有在扫描放大器500不产生Hrt脉冲时才允许与信号1H_SW的逻辑状态相连。这样水平频率的改变将被互锁并被禁止直到与扫描有关的脉冲停止为止。

在图4的块610中，从脉冲Hrt得到的扫描将由二极管D1和充电电容C1并经过电阻R2正向连接到电源的来进行整流。电阻R2和电容C1的节点连接到三极管Q1的基极，其结果是通过电容C1积累起来的正电压将会在与偏转有关的脉冲出现时使三极管Q1截止。三极管Q1的发射极通过二极管D2连接到正的电压源，它可以防止基极和发射极齐纳击穿并确保在经过电容C1时如果脉冲电压接近或小于1.4伏使三极管Q1截止。三极管Q1的集电极经电阻R3和R4的串联后连接到地。两个电阻的节点连接到一个NPN三极管Q2的基极，三极管Q2的发射极连接到地，而集电极通过电阻R7形成一个集电极开路的输出信号。于是，当脉冲Hrt出现时，三极管Q1截止，进而导致三极管Q2截止，从而输出信号615，即扫描消失中断成为一个开放电路。当与扫描有关的脉冲消失时，比如在总线控制功能，电路错误或X-射线保护时就会出现这种情况。电容C1上的电压将通过电阻R1和R2的串联电路被释放，这就使电容C1的电压趋向于地的电位，当电容C1上的电压为1.4伏时，三极管Q1将导通，三极管Q1集电极在二极管D2负极处的电位要上升，这样三极管Q1集电极上7伏左右的电位将通过由电阻R3和R4构成的分压器分压后送给三极管Q2的基极，这将会使三极管Q2导通并使输出信号615的电位为零电位。信号615是一个中断信号，但它为低电平时将通知微控制器800在可实施的显示器或线圈中扫描电流消失。

图4中三极管Q1的集电极还要连接到电路块650，块650将允许或禁止改变由微控制器生成并由总线420以数据字的方式送给数字到模拟变换器DAC700的水平频率。数字到模拟变换器DAC700产生有两个可实现电压值的模拟控制信号1H_SW。当信号1H_SW是标准的0伏(Vcesat)时，两级处理器400的分频将被直通，分频器415对VCO的输出信号LLC301进行432倍分频，产生等于或高于2Fh的高频段水平频率，当控制信号1H_SW接近9.6伏时将选择二级415A分频，产生组合的864被分频。这样将对VCO生成的线路锁相时钟LLC301进行864倍分频生成标准的1Fh频率。三极管Q1的集电极通过电阻R5和R6形成的分压器连接到地。电阻R5和R6的节点将连接到发射极接地的NPN三极管Q3的基极。三极管Q3的集电极通过负载电阻R8连接到正电源，同时还通过电阻R10连接到NPN三极管Q4的基极。三极管Q4的发射极通过分压器的节点，分压器位于电源和地之间并由与电源连接的电阻R9和与地连接的电阻R11构成。这样三极管Q4发射极的基准电压在4伏左右。由于当基极电压超过4.7伏时三极管Q4将导通，这使得集电极与发射极的电压接近。三极管Q4的集电极直接与控制信号1H-SW以及集成电路U1如I.CL类型LMC555的触发输入TR以及门限输入TH相连。由于触发和门限均被箝位为4伏，这样由于总线生成命令或干扰使控制信号1H_SW发生的改变将不会导致I.C.U1输出状态的改变。集成电路U1的门限输入在控制信号1H_SW的值超过5.3伏时将有响应从而选择1Fh的扫描频率。I.C.U1的触发输入在电压小于2.6伏时将对控制信号1H_SW的负跳变产生反应从而选择2Fh的扫描频率。

电路650的工作原理如下。当与电路610相连的Hrt脉冲出现时，三极管Q1截止，三极管Q1集电极的电压通过串联电阻R3和R4与串联电阻R5和R6的并联与地的电位接近。这样，三极管Q3也将截止，其集电极的电压通过电阻R8将接近电源电压。这个正的电压作用到三极管Q4的基极，使三极管Q4导通并使控制信号和集成电路U1的节点电压在+4伏左右。当+4伏的电压加到集成电路U1的触发和门限输入端时，将禁止U1响应控制信号1H_SW的变化。这样选择水平频率的控制信号202/402的当前状态就将保持并且不会改变只要扫描脉冲一直出现。当扫描脉冲消失时，三极管Q1导通，集电极电压为电源电压。这个电压通过串联电阻R5和R6使三极管Q3导通，其结果是三极管Q4截止。由于三极管Q4截止，集成电路U1将解禁，对1Fh工作方式而言信号1H_SW的电压将为高，而集成电路U1的电压为低。与此相似，当选择2Fh工作方式时控制信号1H_SW将为低电压而U1输出高电压。这样当与扫描有关的脉冲Hrt出现时将不能改变水平频率，因而就防止了水平扫描步骤500可能出现的故障。

在图1和图4的电路块655中还采用了借助于脉冲Htr存在与不存在来对集成电路U1进行的控制。在图4中，来自DAC700的电源切换命令2H_VCC连接到串联的电阻R13和R14，它们构成一个到地的电压分压器。这两个电阻的节点连接到三极管Q5的基极，三极管Q5的发射极连接到地而集电极以开路集电极输出的方式连接，目的是提供电源控制信号SEL.1H_VCC656。三极管Q5基极还连接到集成电路I.C.U1的输出端。电路块655的工作原理如下。微控制器800产生电源切换命令并由总线420传输到DAC700，以分解并产生一个电源控制信号2H-VCC 702。当控制信号702是高电平时比如是9.6伏左右时，三极管Q5导通，三极管Q5的集电极和输出控制信号SEL.1H_VCC656的电压将为0伏(Vcesat)。但是，三极管Q5的工作是受IC U1的放电输出电路控制的，它通过将IC U1的放电三极管箝位到地电位Vcesat而防止三极管Q5将电源控制信号2H_VCC倒相。这样高电压的使能将被禁止而信号SEL.1H_VCC656信号保持为高，保持具有较低工作电压的电源条件。当U1的IC放电电路发生改变时，比如由于选择了2Fh的工作模式，输出信号SEL.H.Freq变低时，I.C.U1的放电电路将不工作。这样，在扫描不起作用时，2FH或更高水平频率的电源选择要求最初选择2Fh的扫描频率。

在图4中，来自IC的输出信号U1，即SEL.H.FREQ.202也耦合到本发明的低通有源滤波器200上，它如图2所示并且其功能如下。VCO分频信号和输入信号同步5相位比较得到的相位误差信号ΦERROR11连接到输入电阻R1。输入电阻R1与电阻R2串联输入到一个集成放大器210的反向输入端。电阻R1和R2的节点连接到开关S1的固定接触点1Fh。开关S1的活动接触点连接到电阻R3与电容C3的并联以及电阻R4与电容C4并联的节点。放大器210的输出通过一个与频率有关的网络负反馈到反向输入端，该反馈网络由电容C2、电阻R4和电容C4的并联网络以及电阻R3和电容C3的并联网络相互串联构成的。R3，C3的并联网络连接在开关S1的电刷和放大器210的反向输入端之间。当开关S1选择位置1Fh时，电阻R2将同电阻R3和电容C3的并联网络并联形成新的并联网络，R2，R3，C3对于放大器的增益和频率响应没有什么影响。这样，当开关位置选择为1Fh并要与1Fh同步时，放大器的增益由输入电阻R1决定，而频率响应由电容C2和并联网络R3，C3确定。当开关位置选择为2Fh，显示频率要超过2Fh时，电阻R2就变为增益确定的决定因素，而频率响应要由电容C2，R3，C3的并联网络和R4，C4的并联网络串联在一起来控制。放大器210非负端的基准电在正电压2.5伏左右。

放大器210的输出通过串联连接到电阻R5和R6形成处理过的相位误差信号，PROC.ΦERROR 201以便相连并同步VCO300。电阻R5和R6的接点通过电容C1去耦合到地，这就形成了一个低通滤波器，防止高频噪声的产生，比如说由于模式切换防止电源产生假的VCO相位调制。电阻R5和R6的节点还连接到一个由PNP三极管Q1和NPN三极管Q2的发射极构成的峰-峰限幅器或消波器。三极管Q1的集电极与地相连，三极管Q2的集电极通过电阻R9与正电源相连。三极管Q2的基极与串联电阻R10和R7的节点相连。电阻R10与地相连，而电阻R7进一步通过电阻R8与正电源相连。电阻R7和R8的节点与三极管Q1的基极相连。这样电阻R7，R8和R10构成一个电压分压器，它决定了大约在+0.3伏到+2.2伏之间的峰-峰限幅值，处理后的误差信号将被限制在这个范围之内。

在锁相环中，鉴相器输出滤波器的选择是静态或定相性能和动态或同步性能之间的一个折中。比如说，与计算机生成的SVGA信号同步可能要求或更有利于窄带VCO控制信号，这将可能提供高稳定的振荡器和水平频率。但是正如前面所述，VCR重放的同步信号在场同步和场消隐附近期间可能会有同步相位的突变。为了防止或减轻相位改变的影响，同不易产生相位突变的计算机生成的SVGA信号或广播信号所要求的带宽相比，这要求环路要有较宽的带宽。放大器作为一个活动滤波器，它的输出信号通过一个与频率有关的由C2，C3，C4和R3，R4构成的串联网络反馈到它自己的反向输入端。开关S1将受控对所选择的水平振荡器频率作出响应，比如在开关位置1Fh，电阻R2将与并联的R3，C3并联形成与反向输入端串联的阻抗。电阻R2，R3和C3的并联对滤波器的增益和频率响应没有什么影响。在开关位置1Fh，滤波器的增益将由网络C2，C1和R4的阻抗除以输入电阻R1来确定。显然，当环路的工作频率接近DC时，电容C2的阻抗将变大，环路的增益将达到图5A中所画的上限。当工作在非1Fh的水平频率时，开关S1将受控选择位置2Fh。在位置2Fh，滤波器的增益将由反馈网络R3，C2，C1和R4的阻抗除以电阻R1和R2串联阻抗来确定。由于电阻R2比电阻R3大很多，所以相对于在位置1Fh的增益，在位置2Fh的增益将减小。这样，根据水平工作频率的选择的不同可以控制活动滤波器的增益和带宽的不同。

当水平工作频率为2Fh或更高时，开关S1将选择2Fh位置，其结果是在接近DC时的增益接近10dB，见图5A中用虚线画出的幅度频率曲线。增益在大约10Hz左右降到0，在100Hz左右降为-20dB。这样，当开关S1处在2Fh位置，工作在2Fh模式时，其0增益带宽大约为10Hz。图5B给出了两个水平频率的相位和频率曲线，虚线表示2Fh模式。当在1Fh的NTSC频率下工作时，开关S1将受控选择1Fh位置，这将提高滤波器增益并超过10kHz的范围内提供0增益带宽。参考图5A，可以看到当工作在1Fh时其低频滤波器增益要比在更高频率下工作时高。此外，滤波器获得的相位误差信号带宽要比在2Fh模式下获得的带宽宽。这样利用一个单触点就能实现有源滤波器增益和频率响应的切换，由于只有一个触点，这就可以节约电路板的面积并进一步减少干扰和相位的不稳定。

正如前面说述，第二个和第三个锁相环可以通过分频开关15a以2∶1的比例改变工作频率。但是为了使VCO能在其它的相关频率上实现同步，比如同2.14Fh的ATSC水平频率或是2.4Fh水平频率的SVGA信号保持同步，要求第二个锁相环控制能将VCO的频率控制在NTSC水平频率的2.14倍与2.4倍之间。在压控振荡器300中，本发明的频率设置DC电压FREQ.SET302将决定分频后振荡器的频率，该频率在分频后能产生标准的水平频率。频率设置DC电压是由数字/模拟变换器产生的并加到电压可变电容器或变容二极管，它们均是振荡器频率确定网络的一部分。振荡器通过鉴相误差信号来实现与输入同步信号的同步，误差信号经过滤波后作用到一个电感上去，该电感是VCO300频率确定网络的一部分。简单地说，频率设置DC将作用于可调谐网络的变容二极管，而相位误差信号将加到电感上。这样就将频率和相位控制信号加到了频率确定的调谐网络上。

图1中画出了压控振荡器300，图3中还给出了它的原理图。这种本发明的受控VCO300的工作原理如下。正如图1所示，微控制器800和存储器(图中未画出)通过数据总线比如I²C总线存取和输出频率设置数据。I²C总线与数字同步处理器400相连，为它提供不同的控制功能，该总线还与数/模转换器700相连，数/模转换器700对数据进行分离并将其变换为模拟电压。数/模转换器700将产生频率开关控制信号1H_SW 701和VCO频率设置电压FREQ.SET302。在图3中，频率设置电压FREQ.SET302通过电阻R1连接到电阻R3，R4和电容C3的节点。由于电阻R3与DAC700的参考电压(Vref)相连，电阻R1和R3为频率设置电压构成一个电压分压器。这样模拟电压302将被减半并以DAC参考电压(Vref)为参考将一个3.8伏左右的标准基准电压加到变容二极管D1上去。电阻R1，R3和电容C3的节点通过电阻R4连接到变容二极管D1的负极。这样从电压(Vref)中得到的标准的DC电压值加上来自ADC700的确定频率设置电压302的数据将一同加到振荡器频率确定网络的变容二极管D1。频率设置电压302在1Fh和2Fh模式下通常为零，但若工作在2.4Fh将上升到7伏，比如选择了SVGA。

振荡器由PNP三极管Q3构成，三极管的发射极通过电阻R7连接到正电源，而集电极通过并联的电阻R8和电容C4连接到地。三极管Q3的基极通过电阻R6连接到正电源，并通过电容C5连接到地。振荡器的频率主要是由可调电感L1、并联的变容二极管D1和电容C4构成一个振荡网络来决定的。电阻R4、二极管D1负极以及电容C4的节点通过电容C6连接到三极管Q3的基极。三极管Q3的集电极通过电容C8连接到电感L1和图2中标记为R6的电阻的节点，电阻R6为振荡器同步提供处理过的相位误差信号201。这样频率控制和相位同步信号均可以加到由器件L1，D1和C4构成的振荡网络上去。在开始时可以将DAC电压302设置为标准的零并将1Fh的NTSC水平频率同步信号连接到鉴相器使振荡器起振，电感L1在其工作范围内调节到相位误差信号的中心位置。在另一种振荡器配置方法中采用的是固定不可调的电感L1。1Fh的水平频率同步信号将加到鉴相器50，而DAC的电压302将变化，直到相位误差信号位于中间位置。于是对应于302电压中间值的数据将被保存起来。为了确定工作在2.4Fh时的频率设置值，需要利用已保存的使环路处于中间位置的数据对上面的方法立即反复进行实验。

振荡器的输出信号将从三极管Q3的发射极在电阻R7上取出并通过耦合电容C6连接到PNP三极管Q4的发射极。三极管Q4是一个基极接地的放大器，它的基极通过电容C7连接到地并通过电阻R11连接到正电源。三极管Q4的集电极通过电阻R10连接到地。这样振荡器的输出信号通过电阻R10驱动后并作为线路锁相时钟LLC301连接到同步处理IC400。

多个水平频率之间的选择是由经总线420从微控制器800上来的并寻址同步处理IC400的控制命令起动的。控制命令LFSS启动或停止IC400中水平和帧的产生。正如输出开关412A所画的一样，水平驱动输出信号403可以被终止。因此，在没有水平驱动信号403时，水平扫描放大器500将停止生成扫描电流，相应地也不再产生脉冲Hrt。在接收到水平关闭命令后，微处理器将控制字传送给数字到模拟的变换器DAC 700。第一个DAC700控制字可能表示水平频率的开关命令，它以模拟控制信号1H_SW 701的形式从DAC700输出，并连接到开关互锁650。DAC还可以接收第二个控制字，它将产生一个模拟的频率设置电压FREQ.SET302。

在关闭水平驱动403之后，将停止脉冲Hrt的产生，控制信号1H-SW允许改变集成电路U1的状态。通过禁止从ICU₁中去掉输出信号SEL.H.FREQ.402，能够改变状态，从而选定不同的分频比例以及针对锁相环的不同水平频率。信号402随后加到同步处理器400上，使分频器415A插入或从分频器链中旁路，并且不会损坏水平驱动器450或水平扫描放大器500。微控制器在传送水平频率开关命令之前先传送水平关闭命令可以确保水平扫描放大电路500已经静止因而可以避免电路损伤。虽然这样，保护电路600还是提供了又一级保护以保证由信号402对水平频率的选择仅在没有水平扫描脉冲Hrt时出现。这样，同步处理器400和扫描放大器500保护VCO分频器，使具免受所产生的杂散信号(例如由ADC700产生的)影响或免受电路特性漂移、电源负载或CRT打火引起的影响而发生改变。

本发明对振荡器300的控制有利于水平驱动信号的产生，而该水平驱动信号与在两个频段内出现的具有多个频率的同步信号同步。但在同步之后，振荡器30的频率保持在同步信号频率的两个频段的较高频段内。

Claims (7)

1.一种能工作在多个频率下的水平偏转信号发生器，所述编转信号发生的特征在于：

产生输出信号(301)的受控振荡器(300)；

分频器，用于将所述输出信号分频以产生水平频率信号(401)；

接收所述水平频率信号(401)和同步信号(5)，并产生耦合到所述振荡器(300)上的模拟信号(11)的鉴相器(50)；以及

从数字数据字中产生电压(302)并将所述电压(302)耦合到所述振荡器(300)的数/模转换器(700)；

其中所述电压(302)确定所述振荡器(300)的中心频率；且所述模拟信号(4)控制所述振荡器与所述同步信号(5)同步。

2.如权利要求1的水平偏转信号发生器，其特征在于所述数字数据字对应于所述多个频率之一。

3.如权利要求1的水平偏转信号发生器，其特征在于连接一个谐振电路(L1，D1)以确定所述受控振荡器(300)的振荡频率。

4.如权利要求3的水平偏转信号发生器，其特征在于所述谐振电路(L1，D1)两端加有所述电压(302)和所述模拟信号(11)。

5.如权利要求3的水平偏转信号发生器，其特征在于由一个变容二极管(D1)构成所述谐振电路(L1，D1)。

6.如权利要求3的水平偏转信号发生器，其特征在于所述电压(302)耦合到形成所述谐振电路(L1，D1)的变容二极管(D1)上。

7.如权利要求3的水平偏转信号发生器，其特征在于所述模拟信号(11)被耦合到形成所述谐振电路(L1，D1)的变容二极管上。

Images